DE69736756T2 - Korrektur von Phasenrauschen einer PLL in einem PSK- oder QAM-Empfänger - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung liegt auf dem Gebiet der digitalen Informationsübertragungen und betrifft insbesondere einen Digitalempfänger mit einer Mischstufe, die einen Träger S(t) empfängt und an eine Demodulationsstufe ein Zwischenfrequenzsignal S_Fl(t) abgibt, das durch Kombination des empfangenen Trägers und eines von einer PLL-Schaltung erzeugten Impulssignals S_Lo(t) mit einer Frequenz w_Lo erzielt wird.
• In Empfängern dieser Art ist die PLL-Schaltung meist die Quelle eines Phasenrauschens, das zu dem Signal S_Fl(t) hinzukommt und eine Minderung der Qualität der übertragenen Informationen verursacht. Ein übermäßiges Phasenrauschen steigert nämlich die Fehlerrate in dem demodulierten Signal insbesondere in den Übertragungsvorrichtungen, die eine QPSK-Modulation (in Englisch: Quadriphase Shift Keying) oder eine Modulation des Typs QAM (in Englisch: Quadrature Amplitude Modulation) verwenden.
• In 1 ist eine in den bekannten Empfängern verwendete Phase-Locked-Loop-Schaltung schematisch dargestellt. Das gesamte, von einer derartigen Schaltung erzeugte Phasenrauschen ergibt sich aus dem Beitrag der sie bildenden Elemente wie eines Referenzoszillators, eines spannungskontrollierten Oszillators VCO (Englisch: Voltage Controlled Oscillator), eines Phasendetektors, eines OP-Filterverstärkers und manchmal eines Teilers. Im Allgemeinen geht man davon aus, dass die Hauptquelle des Phasenrauschens durch den VCO gebildet wird. Dieses Element weist nämlich eine Kapazitätsdiode (Englisch: Varactor) mit einem äquivalenten Widerstand auf, der eine Rauschspannung verursacht, die eine Spannungsmodulation an den Anschlüssen der Kapazitätsdiode bewirkt. In dem VCO ist dieses Rauschen in einem breiten Bereich von Oszillationsfrequenzen vorherrschend.
• Das Patent US-A-5,109,532 offenbart eine Vorrichtung zur Kompensation des Phasenrauschens, bei dem das von der PLL-Schaltung erzeugte Phasenrauschen abgegriffen wird, um durch Gegenkopplung in der Umsetzungsstufe kompensiert zu werden. Die derart verwirklichte Kompensation kann nicht vollständig sein, denn das kompensierte Phasenrauschen ist durch die Entwicklung des Phasenrauschens während der Dauer der Gegenkopplung begrenzt.
• Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, das von der PLL-Schaltung in den Digitalempfängern erzeugte Phasenrauschen zu unterdrücken.
• Erfindungsgemäß weist der Digitalempfänger eine Stufe für die digitale Entzerrung des Phasenrauschens zum Abgreifen des Rauschsignals φ_n(t), das von der PLL-Schaltung in der Mischstufe erzeugt wurde, und zum Kompensieren des Rauschens φ_n(t) in der Demodulationsstufe auf.
• Aufgrund der Stufe für die Entzerrung des Rauschens ist das demodulierte Signal fehlerfrei, wodurch eine Verbesserung der Qualität der übertragenen Informationen ermöglicht wird.
• Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden, als nicht einschränkendes Beispiel angegebenen Beschreibung sowie anhand der beigefügten Figuren. Es zeigen:
• 1 eine schematische Darstellung einer in den dem Stand der Technik entsprechenden Empfängern verwendeten Phase-Locked-Loop-Schaltung,
• 2 eine entsprechende schematische Darstellung der Schaltung der 1,
• 3 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Empfängers und
• 4 einen Empfänger gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
• Wie in den 3 und 4 ersichtlich, weist der Digitalempfänger eine Mischstufe 2 mit einer Phase-Locked-Loop-Schaltung (PLL) 4 auf. Ein Eingang 6 der Mischstufe 2 empfängt einen modulierten Träger S(t), der von einer Antenne 7 abgegeben wird, und ein erster Ausgang 8 der Mischstufe 2 gibt ein Zwischenfrequenzsignal S_Fl(t) an einen ersten Eingang 10 einer Demodulationsstufe 12 ab.
• Gemäß einem ersten wesentlichen Merkmal der Erfindung weist der Digitalempfänger ferner eine Stufe 14 für die Entzerrung des Phasenrauschens zum Abgreifen eines Rauschsignals φ_n(t), das von der PLL-Schaltung 4 in der Mischstufe (2) erzeugt wurde, und zum Kompensieren des Rauschens φ_n(t) in der Demodulationsstufe 12 auf.
• In den 1 und 2 kann der Beitrag der jeweiligen Elemente der PLL-Schaltung 4 aufgezeigt werden. Wenn nämlich die Open-Loop-Übertragungsfunktion der in 2 schematisch dargestellten Schaltung mit H_lo(jω) bezeichnet wird, so ist das gesamte Phasenrauschen durch den Ausdruck

  

  gegeben, wobei
  θ_ref(jω) N² |H_lo(jω)|² den Beitrag eines Referenzoszillators 20 darstellt,
  θ_pd(jω)|K_vco(jω)|²/ω² den Beitrag eines Phasendetektors 22 darstellt,
  θ_amp(jω)(K_vco/ω²) den Beitrag eines OP-Filterverstärkers 24 darstellt,
  θ_vco(jω) den Beitrag des VCO 26 und
  θ_div(jω)|H_lo(jω)|² den Beitrag eines Teilers 28 darstellen

  

  und wobei K_pd und K_vco einen Verstärkungskoeffizienten des Phasendetektors 22 beziehungsweise einen Verstärkungskoeffizienten des VCO 24 darstellen, wobei F(jω) die Übertragungsfunktion des Filterverstärkers 24 darstellt.
• Geht man davon aus, dass sich das gesamte Phasenrauschen im Wesentlichen aus dem Beitrag des VCO 26 ergibt, kann der vorige Ausdruck vereinfacht und ersetzt werden durch:

  
• Die Analyse dieses Ausdrucks zeigt, dass das gesamte Phasenrauschen, das nach dem Phasendetektor 22 messbar ist, durch den Ausdruck

  

  gegeben ist.
• Daraus folgt, dass das Phasenrauschen θ''_tot(jω) an einem Ausgang 23 des Detektors 22 unter Berücksichtigung des Verstärkungsfaktors K_pd des Phasendetektors 22 und des Teilungsfaktors N gemessen werden kann.
• Gemäß einer bevorzugten, in 3 und in 4 dargestellten Ausführungsform der Erfindung ist die Stufe 14 für die Entzerrung des Phasenrauschens zwischen einem zweiten Ausgang 30 der Mischstufe 2 und einem zweiten Eingang 32 der Demodulationsstufe 12 angeordnet und weist einen ersten Analog-Digital-Wandler 34 auf, von dem ein Eingang 36 mit dem Ausgang 23 des in der PLL-Schaltung 4 integrierten Phasendetektors 22 verbunden ist, und ein Ausgang 42 mit einem ersten Rechenmodul 44 verbunden ist, das dazu bestimmt ist, der Demodulationsstufe 12 ein Signal φ_c(t) für die Kompensation des Phasenrauschens φ_n(t) bereitzustellen.
• Das erste Rechenmittel 44 ermöglicht das Multiplizieren des von dem Analog-Digital-Wandler 34 abgegebenen Wertes mit dem Verhältnis

  

  so dass an seinem Ausgang 45 ein Kompensationssignal θ_c(t) abgegeben wird, das mit dem Rauschsignal θ'_n(t) äquivalent ist.
• Wie in 4 ersichtlich, weist die Demodulationsstufe 12 ein zweites Rechenmodul 50 auf, das dazu bestimmt ist, die Phase ωt des von der Mischstufe 2 erhaltenen Signals S_Fl(t) zu bestimmen. Das Rechenmodul 50 hat einen ersten Ausgang 52, der mit einem ersten Eingang 54 eines synchronen Demodulationsblocks 56 verbunden ist, und einen zweiten Ausgang 58, der mit einem Subtrahierer 60 verbunden ist, der gleichzeitig das Kompensationssignal φ_c(t) an einem Eingang 62 empfängt und an den Demodulationsblock 56 die Differenz Δφ abgibt, die durch den Ausdruck Δφ = ωFl.t – φc(t)gegeben ist.
• Das Rechenmodul 50 weist einen zweiten, einem an sich bekannten Filter 68 zugehörigen Analog-Digital-Wandler 64 auf, mit dem die momentane Phase eines Signals zurückgewonnen werden kann.
• Wie in 4 dargestellt, weist die Mischstufe 2 des Empfängers einen ersten Multiplikator 72 auf, von dem ein erster Eingang 74 von der Antenne 7 über ein Verstärkungs-/Filtriermittel 76 einen Radiofrequenzträger S_RF(t) empfängt, der durch den Ausdruck SRF(t) = Sp(t) Cos ωo.t + Sq(t) Sin ωo.tgegeben ist,
  wobei S_p(t) und S_q(t) eine Phasenkomponente beziehungsweise eine Quadraturkomponente eines QPSK- oder QAM-Signals darstellen. Ein zweiter Eingang 78 des Multiplikators 72 empfängt ein von der PLL-Schaltung 4 erzeugtes Signal S_lo(t), während ein Ausgang 80 des Multiplikators 72 das Signal S_Fl(t) über ein erstes Tiefpassfilter 82 an die Demodulationsstufe 12 abgibt.
• Wie in 4 ersichtlich, weist der Demodulationsblock 56 ein Semi-Nyquist-Filter 83 auf, das mit dem zweiten Analog-Digital-Wandler 64 verbunden ist, wobei ein zweiter Multiplikator 84 und ein dritter Multiplikator 86 zum einen einen ersten Eingang 88 beziehungsweise einen ersten Eingang 90, die mit einem Ausgang 92 des Semi-Nyquist-Filters 83 verbunden sind, und zum anderen einen zweiten Eingang 94 beziehungsweise einen zweiten Eingang 96 aufweisen, die mit einem Speichermittel 100 zur Speicherung der Phasendifferenz Δφ verbunden sind. Der zweite Multiplikator 84 gibt über ein Tiefpassfilter 102 eine phasendemodulierte Komponente Sld(t) = SFl(t) × 2 cos (ωFlt – φc(t))ab, während der dritte Multiplikator 86 über ein zweites Tiefpassfilter 104 eine quadraturdemodulierte Komponente SQd(t) = SFl(t) × 2 Sin (ωFlt – φc(t)) abgibt.
• Wenn somit der modulierte Träger S_RF(t) von der Mischstufe 2 empfangen wird, wird er in ein Zwischenfrequenzsignal S_Fl(t) umgesetzt, das durch den Ausdruck SFI(t) = Sp(t)[cos((ωo + ωlo)t + φn(t)) + Cos((ωo – ωlo)t – φn(t))] + Sq(t)[Sin((ωo + ωlo)t + φn(t) + Sin((ωo – ωlo)t – φn(t))]gegeben ist.
• Nach Filtrierung lautet der Ausdruck des aufgefangenen Signals: SFFI(t) = Sp(t)Cos((ωo – ωlo)t – φn(t)) + Sq(t)Sin((ωo – ωlo)t – φn(t))oder, wenn man ω_o – ω_lo = ω_Fl annimmt SFFI(t) = Sp(t)Cos(ωFI.t – φn(t)) + Sq(t)Sin(ωFI.t – φn(t))
• Das Signal S_FFl(t) wird anschließend an die Demodulationsstufe 12 derart angelegt, dass die phasendemodulierte Komponente S_ld(t) und die quadradurdemodulierte Komponente S_qd(t) aufgefangen werden.
• Die phasendemodulierte Komponente ist durch den Ausdruck SId(t) = SFFI(t).2Cos(ωFI.t – φc(t)) SId = Sp(t)[Cos(2ωFI(t) – φn(t) – φc(t)) + Cos(– φn(t) + φc(t))] + Sq(t)[Sin(2ωFI – φn(t) – φc(t) + Sin(– φn(t) + φc(t))]gegeben.
• Das heißt, nach Filtrierung durch das Tiefpassfilter 102: SFId(t) = Sp(t)Cos(– φn(t) + φc(t)) + Sq(t)Sin(– φn(t) + φc(t))
• Ebenso ist die quadraturdemodulierte Komponente durch den Ausdruck SOd(t) = SFFI(t).2Sin(ωFI(t) – φc(t)) SQd(t) = Sp(t).[Sin(2ωFI(t) – φn(t) – φc(t) + Sin(φ(t) – φc(t)) + Sq(t)[– Cos(2ωFI.t – φn(t) – φc(t)) + Cos(– φn(t) + φc(t))]gegeben.
• Das heißt, nach Filtrierung durch das Tiefpassfilter 104: SFQd(t) = Sp(t)Sin(φn(t) – φc(t)) + Sq(t)Cos(– φn(t) + φc(t))mit Δφ = φ_n(t) – φ_c(t)
  somit S_FId(t) = S_p(t)Cos(Δφ(t)) + S_q(t)Sin(Δφ(t))
  und S_FQd(t) = –S_p(t)Sin(Δφ(t)) + S_q(t)Cos(Δφ(t))
• Idealerweise ist das Phasenrauschen φn(t) dem Kompensationsrauschen φ_c(t) gleich, das in der Entzerrungsstufe 14 berechnet wird.
• In diesem Fall: SFld(t) = Sp(t) und SFQd(t) = Sq(t)

Claims (6)

1. Digitalempfänger mit einer Mischstufe (2), die einen Träger S(t) empfängt und an eine Demodulationsstufe (12) ein Zwischenfrequenzsignal S_Fl(t) abgibt, das durch Kombination des empfangenen Trägers und eines von einer PLL-Schaltung (4) erzeugten SignalS erzielt wird, dadurch gekennzeichnet, dass er ferner eine Stufe (14) für die digitale Entzerrung des Phasenrauschens aufweist, wobei die Stufe ein Rauschsignal φ_n(t) abgreift, das von der PLL-Schaltung (4) in der Mischstufe (2) erzeugt wurde und das Rauschen φ_n(t) in der Demodulationsstufe (12) kompensiert.
2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Stufe (14) für die digitale Entzerrung des Phasenrauschens einen ersten Analog-Digital-Wandler (34) aufweist, von dem ein Eingang (36) mit einem Ausgang (23) eines in der PLL-Schaltung (4) integrierten Phasendetektors (22) verbunden ist, und ein Ausgang (42) mit einem Rechenmodul (44) verbunden ist, das dazu bestimmt ist, der Demodulationsstufe (12) ein Signal φ_c(t) für die Kompensation des Phasenrauschens φ_n(t) bereitzustellen.
3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Demodulationsstufe (12) ein zweites Rechenmodul (50) aufweist, das dazu bestimmt ist, die Phase ω_Fl.t des Signals S_Fl(t) zu bestimmen, mit einem ersten Ausgang (52), der mit einem ersten Eingang (54) eines Demodulationsblocks (56) verbunden ist, und einem zweiten Ausgang (58), der mit einem Subtrahierer (60) verbunden ist, wobei der Subtrahierer (60) das Signal φ_c(t) an einem Eingang (62) empfängt und an den Demodulationsblock (56) die Differenz Δφ = ω_Fl.t – φ_c(t) abgibt.
4. Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite Rechenmodul (50) einen zweiten, einem Filter (68) zugehörigen Analog-Digital-Wandler (64) aufweist.
5. Empfänger nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Mischstufe (2) einen Multiplikator aufweist, von dem ein erster Eingang (74) mit einer Antenne (7) für den Empfang eines Träger RF verbunden ist, dessen Ausdruck lautet: SRF(t) = Sp(t) Cos ω.t + Sq(t) Sin ω.t,wobei S_p(t) und S_q(t) eine Phasenkomponente beziehungsweise eine Quadraturkomponente eines QPSK- oder QAM-Signals darstellen, wobei ein zweiter Eingang (78) des Multiplikators (72) mit der PLL-Schaltung (4) verbunden ist, die ein Impulssignal S_lo(t) mit einer Frequenz ω_Lo abgibt, wobei der Multiplikator das Signal S_Fl(t) über ein Filtriermittel (82) abgibt.
6. Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Demodulationsblock (56) ein Semi-Nyquist-Filter (83) aufweist, das zum einen mit dem zweiten Analog-Digital-Wandler (64) und zum anderen mit einem ersten Multiplikator (84) und einem zweiten Multiplikator (86) verbunden ist, wobei jeder der Multiplikatoren mit einem Speichermittel (100) verbunden ist, wobei der erste Multiplikator (84) über ein Tiefpassfilter eine phasendemodulierte Komponente Sld(t) = SFl(t) × 2 Cos (ωFl.t – φc(t))und der zweite Multiplikator (86) über ein Tiefpassfilter eine quadraturdemodulierte Komponente SQd(t) = SFl(t) × 2 Sin (ωFl.t – φc(t)).abgeben.