CN1110177C - 用于校正数字接收机中相位噪声的装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及数字接收机，包括接收载波S(t)并传送中频信号S_FI(t)到解调级(12)的混合级(2)，所述混合级(2)配备有用于产生给定频率信号的PLL电路(4)。按照本发明，该数字接收机还包括一个相位噪声数字校正级(14)，用于分出由混合级(2)中的PLL电路(4)产生的噪声信号φ_n(t)并在解调级中补偿所述噪声φ_n(t)。

Description

用于校正数字接收机中 相位噪声的装置

技术领域

本发明涉及信息的数字传输领域，尤其涉及一种包括一个混频级的数字接收机，该混频级接收载波S(t)并传送通过组合收到的载波与由PLL电路产生的具有角频率ω_Lo的信号S_Lo(t)而获得的中频信号S_FI(t)到解调级。

背景技术

在这种类型的接收机中，PLL电路一般是加入信号S_FI(t)并导致发射信息质量下降的相位噪声的发生源。因此，过量噪声增加了特别是利用QPSK调制(四相相移键控)或QAM型调制(正交振幅调制)的传输装置中的解调信号的误差率。

图1示意性地表示出用在已知接收机中的锁相环电路。这种电路产生的总相位噪声是由其构成单元引起的，比如基准振荡器。压控振荡器VCO、相位检测器、滤波运算放大器或除法器。一般，认为VCO构成主要相位噪声源。因此，该单元包括一个具有等效电阻的可变电容二极管(或变容二极管)，该等效电阻引起产生所述变容二极管两端电压的调制的噪声电压。这一噪声在VCO中一个宽振荡频率范围上经常发生。

发明内容

本发明的目的是消除数字接收机中PLL电路产生的相位噪声。

按照本发明，数字接收机包括一个相位噪声数字校正级，用于分出由混频级中PLL电路产生的噪声信号_n(t)并在解调级中补偿所述噪声(_n(t)。

借助于噪声校正级，解调的信号是无误差的，从而使发射信息的质量得到改进。

附图说明

本发明的其它特征和优点由以下参照附图通过非限定实例所作的描述将会更为显而易见，附图中：

图1示意性地表示出用在现有技术接收机中的锁相环电路；

图2表示出图1电路的等效图示；

图3示出按照本发明的接收机的方框图，以及

图4示出按照本发明优选实施例的接收机。

具体实施方式

如可在图3和4中所看到的，数字接收机包括一个配备有锁相环(PLL)电路4的混频级2。所述混频级2的输入端6接收由天线7传送的已调制载波S(t)，混频级2的第一输出端8将中频信号S_FI(t)送到解调级12的第一输入端10。

按照本发明的第一基本特征，该数字接收机还包括一个相位噪声校正级14，用于分出混频级2中PLL电路4产生的噪声信号_n(t)并在解调级12中补偿所述噪声_n(t)。

图1和2展示出PLL电路4的每一构成单元的贡献。因此，用H_lo(jω)表示图2中示意性示出的电路的开环传输函数，总相位噪声由下列表达式给出： ${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tot}}\left(\mathrm{j\ω}\right)={\left|\frac{1}{1-H\left(\mathrm{j\ω}\right)}\right|}^2\×{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{VCO}}\left(\mathrm{j\ω}\right)+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{amp}}\left(\mathrm{j\ω}\right)\×\left(\frac{K_{\mathrm{VCO}}}{{\mathrm{\ω}}^2}\right)+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{pd}}\left(\mathrm{j\ω}\right)\×$ $\frac{{\left|K_{\mathrm{VCO}}F\left(\mathrm{j\ω}\right)\right|}^2}{{\mathrm{\ω}}^2}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{ref}}\left(\mathrm{j\ω}\right)N^2{\left|H_{\mathrm{lo}}\left(\mathrm{j\ω}\right)\right|}^2+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{div}}\left(\mathrm{j\ω}\right){\left|H_{\mathrm{lo}}\left(\mathrm{j\ω}\right)\right|}^2$ 其中

θ_ref(jω)N²|H_lo(jω)|²表示来自基准振荡器20的贡献，以及

θ_pd(jω)|K_VCO(jω)|²/ω²表示来自相位检测器22的贡献，

θ_amp(jω)(K_VCO/ω²)表示来自滤波运算放大器24的贡献，

θ_VCO(jω)表示来自VCO 26的贡献，以及

θ_div(jω)|H_lo(jω)|²表示来自除法器28的贡献，

同时 $H_{\mathrm{lo}}\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{K_{\mathrm{pd}}{K}_{\mathrm{VCO}}F}{N\left(\mathrm{j\ω}\right)}$

以及K_pd和K_VCO分别表示相位检测器22的放大系数和VCO 26的放大系数，F(jω)表示滤波放大器24的传输函数。

由于认为总相位噪声主要来源于VCO 26的贡献，上述表达式可以简化并替代为： ${{\mathrm{\θ}}^{\′}}_{\mathrm{tot}}\left(\mathrm{j\ω}\right)=\frac{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{VCO}}\left(\mathrm{j\ω}\right)}{{|1-H_{\mathrm{lo}}\left(\mathrm{j\ω}\right)|}^2}={\mathrm{\θ}}_{\mathrm{VCO}}\left(\mathrm{j\ω}\right){\left(\mathrm{N\ω}\right)}^2\×\frac{1}{{|N\left(\mathrm{j\ω}\right)+K_{\mathrm{pd}}{K}_{\mathrm{VCO}}F\left(\mathrm{j\ω}\right)|}^2}$

对该表达式的分析表明相位检测器22之后可测得的总相位噪声给出如下： ${{\mathrm{\θ}}^{\′\′}}_{\mathrm{tot}}\left(\mathrm{j\ω}\right)=\left(\frac{K_{\mathrm{pd}}}{N}\right)\frac{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{VCO}}\left(\mathrm{j\ω}\right)}{{|1-H_{\mathrm{lo}}\left(\mathrm{j\ω}\right)|}^2}=\frac{K_{\mathrm{pd}}}{N}\·{{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{tot}}}^{\′}\left(\mathrm{j\ω}\right)---\left(E\right)$

由此可见通过考虑所述相位检测器22的放大因子K_pd和除法因子N所述相位噪声θ``_tot(jω)可在检测器22的输出端23测量。

按照图3和图4中所表示的本发明优选实施例，相位噪声校正级14设置在混频级2的第二输出端30与解调级12的第二输入端32之间，并包括一个第一模/数变换器34，模/数变换器34的输入端36连接到与PLL电路4集成在一块儿的相位检测器22的输出端23，输出端42连接到一个计算模块44，计算模块44用于将补偿相位噪声_n(t)的信号_c(t)供给解调级12。

第一计算装置44使得能够将模/数变换器34送出的值乘以比值N/K_pd，以便在其输出端45给出等效于噪声信号θ`_n(t)的补偿信号θ_c(t)。

如可在图4中看到的，解调级12包括一个第二计算模块50，用于确定从混频级2收到的相位ω_FIt信号S_FI(t)。所述计算模块50具有连接到同步解调器块56第一输入端54的第一输出端52，和连接到的第二输出端58，减法器60在输入端62同时接收补偿信号_c(t)并传送到解调器块56，由下列表达式给出差Δ：

               Δ＝ω_FI·t-_c(t)

计算模块50包括一个与本身公知的滤波器68相关联的第二模/数变换器64，使得能够恢复信号的瞬时相位。

如在图4中所表示的，接收机的混频级2包括第一乘法器72，其第一输入端74经放大/滤波装置76从天线7接收由以下表达式给出的射频载波：

             S_RF(t)＝S_p(t)Cosω_o·t+S_q(t)Sinω_o·t

其中S_p(t)和S_q(t)分别表示QPSK信号或QAM信号的同相分量和正交分量。所述乘法器72的第二输入端78接收由PLL电路4产生的信号S_lo(t)，而所述乘法器72经第一低通滤波器82传送信号S_FI(t)到解调级12。

如可在图4中看到的，解调器块56包括一个连接到第二模/数变换器64的半-奈奎斯特滤波器83，第二乘法器84和第三乘法器86，第二乘法器84和第三乘法器86一方面分别具有连接到所述半-奈奎斯特滤波器83输出端92的第一输入端88和第一输入端90，另一方面分别具有连接到用于存储相位差Δ的存储装置100的第二输入端94和第二输入端96。第二乘法器84经一个低通滤波器102传送解调的同相分量：

           S_Id(t)＝S_FI(t)×2Cos(ω_FI·t-_c(t))而第三乘法器86经一个第二低通滤波器104传送解调的正交分量

           S_Qd(t)＝S_FI(t)×2Sin(ω_FI·t-_c(t))。

因此，当用混频级2接收解调的载波S_RF(t)时，它被转换为由以下表达式给出的中频信号S_FI(t)：

  S_FI(t)＝S_p(t)[cos((ω_o+ω_lo)t+_n(t))+Cos((ω_o-ω_lo)t-_n(t))]

  +S_q(t)[Sin((ω_o+ω_lo)t+_n(t)+Sin((ω_o-ω_lo)t-_n(t))]

滤波之后，由下列表达式给出收集的信号：

S_FFI(t)＝S_p(t)Cos((ω_o-ω_lo)t-_n(t))+S_q(t)Sin((ω_o-ω_lo)t-_n(t))

或者，让ω_o-ω_lo＝ω_FI

S_FFI(t)＝S_p(t)Cos(ω_FI·t-_n(t))+S_q(t)Sin(ω_FI·t-_n(t))

下一步将信号S_FFI(t)施加到解调器级12，以便收集解调后的同相分量S_Id(t)和解调后的正交分量S_qd(t)。

解调后的同相分量由下式给出：

S_Id(t)＝S_FFI(t)·2Cos(ω_FI·t-_n(t))

S_Id(t)＝S_p(t)[Cos(2ω_FI(t)-_n(t)-_c(t))+Cos(-_n(t)+_c(t))]

      +S_q(t)[Sin((2ω_FI-_n(t)-_c(t))+Sin(-_n(t)+_c(t))]

亦即，在由低通滤波器102滤波后：

S_FId(t)＝S_p(t)Cos(-_n(t)+_c(t))+S_q(t)Sin(-_n(t)+_c(t))]

同样，解调后的正交分量由下式给出：

S_Qd(t)＝S_FFI(t)·2Sin(ω_FI·t-_c(t))

S_Qd(t)＝S_p(t)[Sin(2ω_FI(t)-_n(t)-_c(t))+Sin(_n(t)-_c(t))]

    +S_q(t)[-Cos((2ω_FI·t-_n(t)-_c(t))+Cos(-_n(t)+_c(t))]

即，在由低通滤波器104滤波后：

S_FQd(t)＝S_p(t)[Sin(_n(t)-_c(t))+S_q(t)Cos(-_n(t)+_c(t))

同时    Δ＝_n(t)-_c(t)

因此    S_FId(t)＝S_p(t)Cos(Δ(t))+S_q(t)Sin(Δ(t))

以及    S_FQd(t)＝-S_p(t)Sin(Δ(t))+S_q(t)Cos(Δ(t))

理想地，相位噪声_n(t)等于在校正级14中计算的补偿噪声_c(t)。在这种情况下：

  S_FId(t)＝S_p(t)和S_FQd(t)＝S_q(t)。

Claims (6)

1、一种数字接收机，包括一个混频级(2)，用于接收载波S(t)并将通过组合收到的信号与锁相环电路(4)产生的信号而获得的中频信号S_FI(t)传送到解调级(12)，其特征在于：它还包括一个相位噪声数字校正级(14)，用于分出混频级(2)中锁相环电路(4)产生的噪声信号_n(t)并在解调级(12)中补偿所述噪声_n(t)。

2、按照权利要求1的接收机，其特征在于：相位噪声校正级(14)包括第一模/数变换器(34)，其输入端(36)连接到与锁相环电路(4)集成在一起的相位检测器(22)的输出端(23)，其输出端(42)连接到用于给解调级(12)提供用于补偿相位噪声_n(t)的信号_c(t)的计算模块(44)。

3、按照权利要求2的接收机，其特征在于：解调级(12)包括用于确定信号S_FI(t)的相位ω_FI·t的第二计算模块(50)，其第一输出端(52)连接到解调器块(56)的第一输入端(54)，第二输出端(58)连接到减法器(60)；所述减法器(60)在输入端(62)接收信号_c(t)并将差Δ＝ω_FI·t-_c(t)传送到解调器块(56)。

4、按照权利要求3的接收机，其特征在于：第二计算模块(50)包括与滤波器(68)相关联的第二模/数变换器(64)。

5、按照权利要求1到4中之一的接收机，其特征在于混频级(2)包括一个其第一输入(74)连接到天线(7)的乘法器，天线(7)用于接收由以下表达式给出的RF载波

    S_RF(t)＝S_p(t)Cosω_o·t+S_q(t)Sinω_o·t其中S_p(t)和S_q(t)分别表示四相相移键控信号或正交调幅调制信号的同相分量和正交分量，所述乘法器(72)的第二输入端(78)连接到传送具有角频率ω_Lo的信号S_lo(t)的锁相环电路(4)，所述乘法器(72)经滤波装置(82)传送信号S_FI(t)。

6、按照权利要求3的接收机，其特征在于：解调器块(56)包括一个半-奈奎斯特滤波器(83)，它一方面连接到第二模/数变换器(64)，另一方面连接到第二乘法器(84)和第三乘法器(86)，所述第二和第三乘法器中的每一个连接到存储装置(100)；第二乘法器(84)经一个低通滤波器(102)传送解调的同相分量：

         S_Id(t)＝S_FI(t)×2Cos(ω_FI·t-_c(t))和第三乘法器(86)经另一个低通滤波器(104)传送解调的正交分量

         S_Qd(t)＝S_FI(t)×2Sin(ω_FI·t-_c(t))。

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