DE3341430C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Synchron-Fernsehempfänger nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

In den letzten Jahren hat die Verwendung der sogenannten elektronischen Tuner bzw. Abstimmeinheiten mit Kapazitätsdioden als Abstimmelementen in Fernsehempfängern und VTR-Videotunern stark zugenommen. Elektronische Tuner sind vorteilhaft, weil sie kontaktfrei arbeiten und es daher keine Probleme gibt, die fehlerhafte Kontakte betreffen. Da sich derartige Tuner elektronisch steuern lassen, können sie auch bequem ferngesteuert und dort angeordnet werden, wo zahlreiche Funktionen ausgeführt werden müssen. Wegen der starken Schwankungen der Eigenschaften der Kapazitätsdioden und der Notwendigkeit einer Induktivität für den Abstimmvorgang bestehen bei der Fertigung derartiger Tuner Probleme im Zusammenhang mit der Ausführung eines automatisierten und abgleichfreien Verfahrensflusses.

Es sind leicht integrierbare Empfänger bekannt, die ohne Kapazitätsdioden und Induktivitäten auskommen. Diese als Costas-Schleife bekannten Systeme zur Trägerrückgewinnung sind zum Abstimmen eines Synchronträgers auf schwache FS-Signale besonders geeignet.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild mit den Bestandteilen eines unter Verwendung der Costas-Schleife aufgebauten Empfängers mit Trägerrückgewinnung. Ein erster Synchrondetektor 1 demoduliert synchron die gleichphasige Komponente eines modulierten Eingangsträgersignales, ein zweiter Synchrondetektor 2 dessen Quadraturkomponente. Die Tiefpaßfilter 3, 4 filtern die Ausgangssignale der beiden Synchrondetektoren 1, 2 und ein Phasendetektor 5 ermittelt die Phase des Synchronträgers bezüglich des modulierten Trägers durch Multiplizieren der Ausgangsspannungen der beiden Tiefpaßfilter 3, 4. Ein Tiefpaßfilter 6 filtriert das Ausgangssignal des Phasendetektors 5. Ein spannungsgesteuerter Oszillator 7 wird mit dem Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 6 angesteuert. Die Ausgangsspannung des Oszillators 7 wird mit einem 90°-Phasenschieber 8 um 90° verschoben.

In diesem Empfänger mit Costas-Schleife werden die aus dem ersten und dem zweiten Synchrondetektor 1, 2 verfügbaren, gleichphasigen und Quadratur-Komponenten an den Phasendetektor 5 gelegt. Der Phasendetektor 5 liefert eine Ausgangsspannung, die proportional der Phasendifferenz zwischen dem Empfängereingangssignal, d. h. dem modulierten Träger, und dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 7, d. h. dem Synchronträger, ist. Diese Ausgangsspannung wird auf den spannungsgesteuerten Oszillator 7 zurückgeführt und regelt die Phasendifferenz auf Null.

Bei unmittelbarer Anordnung dieses bekannten Systems bei einem Fernsehempfänger kann das Basisband-Videosignal des gewünschten Empfangskanales durch Synchrondemodulation erhalten werden, wobei gleichzeitig das Ton-ZF-Signal, aber auch das Farbsignal und das Tonsignal des nächstniedrigeren Kanals anfallen. Diese Signale des nächstniedrigeren Kanals nehmen ihren Weg in das Basisband-Videosignal und erscheinen dort als Störungen.

Zur Lösung dieses Problems könnte eine Abstimmschaltung unter Verwendung einer Kapazitätsdiode und einer Induktivität am hochfrequenten Eingang vorgesehen werden. Dadurch würde dann aber gegen die ursprüngliche Absicht, einen Empfänger ohne derartige Elemente aufzubauen, verstoßen.

Aus EP 00 74 858 geht ein Synchron-Fernsehempfänger der eingangs genannten Art hervor.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht ausgehend von einem derartigen Synchron-Fernsehempfänger darin, einen Synchron-Fernsehempfänger zu schaffen, bei dem die Störungen eliminiert werden, die auf die FS-Signale aus dem nächstniedrigeren Kanal zurückzuführen sind.

Diese Aufgabe wird durch einen Synchron-Fernsehempfänger gelöst, der durch die in dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmal gekennzeichnet ist.

Ein wesentlicher Vorteil besteht darin, daß bei dem erfindungsgemäßen Synchron-Fernsehempfänger die Basisband- Videosignale des Sollkanals frei von Störungen aus den Farb- und Tonträgersignalen eines niedrigeren Kanals sind. Vorteilhafterweise sind auch Störungen durch Komponenten vermieden, die am Ausgang eines Phasendetektors nach einer Tiefpaßfilterung bei demolierten Video- und Tonsignalen verbleiben. Der erfindungsgemäße Synchron-Fernsehempfänger entfernt vorteilhafterweise Signale innerhalb eines leuchtdichtesignalfreien Frequenzbandes aus den Basisband- Videosignalen.

Im folgenden werden die Erfindung und dessen Ausgestaltungen im Zusammenhang mit den Figuren näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild eines herkömmlichen Synchronempfängers mit einer Costas- Schleife;

Fig. 2 das Blockschaltbild einer Ausführungsform des vorliegenden Synchron-Fernsehempfängers;

Fig. 3 den Frequenzgang eines Tiefpaßfilters für den Ausgang eines Synchrondetektors;

Fig. 4a das Basisband-Frequenzspektrum des Videosignals;

Fig. 4b den Frequenzgang eines Videosignalfilters;

Fig. 5a die frequenzmäßigen Zusammenhänge zwischen einem gewünschten Empfangskanal und dem nächstniedrigeren Nebenkanal;

Fig. 5b die Frequenzumsetzung im gewünschten Empfangskanal;

Fig. 5c die Frequenzumsetzung im nächstniedrigeren Nebenkanal;

Fig. 6a das Spektrum eines Restseitenband- FS-Signales;

Fig. 6b die Restseitenbänder eines FS-Signales als Doppelseitenbandsignal;

Fig. 6c die Einseitenbandübertragung bei der Restseitenbandaussendung von FS-Signalen;

Fig. 7 den Frequenzgang eines dritten und eines vierten Tiefpaßfilters;

Fig. 8 den Frequenzgang eines Bewegungsdetektors;

Fig. 9a das Videosignalspektrum im gewünschten Empfangskanal und das Farbsignalspektrum aus dem nächstniedrigeren Kanal;

Fig. 9b den Frequenzgang eines eingesetzten Kammfilters;

Fig. 10 das Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des vorliegenden Synchron- Fernsehempfängers;

Fig. 11a in schematischer Darstellung ein herkömmliches 2 H-Kammfilter;

Fig. 11b in schematischer Darstellung ein erfindungsgemäßes 2 H-Kammfilter;

Fig. 12a den Frequenzgang des herkömmlichen 2 H-Kammfilters;

Fig. 12b den Frequenzgang des vorliegenden 2 H-Kammfilters;

Fig. 13a die Schaltung eines herkömmlichen 1 H-Kammfilters;

Fig. 13b die Schaltung eines vorliegenden 1 H-Kammfilters;

Fig. 14 den frequenzmäßigen Zusammenhang zwischen den Spektren des Farbdifferenzsignales und des übrigen Leuchtdichtesignales aus dem nächstniedrigeren Kanal und denen des gewünschten Empfangskanales, sowie den Zusammenhang zwischen diesen Spektralfrequenzen und dem Farbträger f _s des nächstniedrigeren Kanals;

Fig. 15 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des vorliegenden Synchron- Fernsehempfängers;

Fig. 16 den Frequenzgang des idealen Tiefpaßfilters;

Fig. 16b den Frequenzgang des idealen Tiefpaßfilters um ν₀/2 verschoben;

Fig. 17 den um die Frequenz f _s verschobenen Frequenzgang des Tiefpaßfilters;

Fig. 18 ein Blockschaltbild eines Transversalfilters;

Fig. 19 einen Frequenzdetektor;

Fig. 20 das Blockschaltbild einer Vertikalfiltersteuerung;

Fig. 21a und 21b den Zusammenhang zwischen dem Frequenzgang H _H (μ) eines Horizontalfilters sowie dem Farb- und dem Leuchtdichtesignalspektrum des nächstniedrigeren Kanals:

Fig. 22 das Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des vorliegenden Synchron- Fernsehempfängers; und

Fig. 23 das Blockschaltbild einer Kombination der in den Fig. 2, 10, 15 und 22 gezeigten Ausführungsformen.

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Synchron-Fernsehempfängers gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung. Dieser Empfänger ist mit einem HF-Eingangsteil 9, einem ersten Synchrondetektor 10, einem zweiten Synchrondetektor 11, einem ersten und einem zweiten Tiefpaßfilter 12 bzw. 13, den Signalverstärkern 14, 15, einem dritten und einem vierten Tiefpaßfilter 16 bzw. 17, einem Phasendetektor 18, einem Tiefpaß 19, einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 20 und einem 90°-Phasenschieber zu einer Costas-Schleife aufgebaut ist. Eine Frequenzfangschaltung weist einen Ton-ZF-Verstärker 22, einen Frequenzdiskriminator 23, einen Spannungssubtrahierer 24 und ein Tiefpaßfilter 25 auf. Das Ausgangssignal der Frequenzfangschaltung wird über den Addierer 26 mit der Ausgangsspannung des Costas-Schleifentiefpasses 19 summiert. Ein Spannungsspeicher 27, ein Spannungswähler 28 und eine Steuereingabeeinrichtung 29 bilden einen Abstimmspannungsgenerator. Die Ausgangsspannung des Spannungswählers 28 wird über den Addierer 26 ebenfalls zur Ausgangsspannung des Costas-Tiefpaßfilters 19 addiert. Ein A-D- Wandler 30 digitalisiert das Ausgangssignal des Verstärkers 14. Ein Taktgenerator 31 trennt die Synchronisierimpulse oder Farbträger-Bursts vom Ausgangssignal des Verstärkers 14 ab und erzeugt unter der Steuerung durch eines dieser Signale die Taktimpulse. Eine Rechenschaltung 32 addiert das um einen Faktor (1-K) multiplizierte Ausgangssignal des A-D-Wandlers 30 zum mit K multiplizierten Ausgangssignal eines Bildspeichers 33, der das Ausgangssignal der Rechenschaltung für jedes Vollbild ("frame") speichert. Weiterhin sind ein Farbsignalinverter 34, der die Phase der Farbsignale im FS-Signal im Bildspeicher bildweise umschaltet, sowie ein Bewegungsdetektor vorgesehen, der die Bewegung in den Inhalten aufeinanderfolgender Bilder aus der Differenz zwischen den Ausgangssignalen des Farbsignalinverters und dem Ausgangssignal des A-D-Wandlers 30 ermittelt. Ein Koeffizientengenerator 36 ermittelt den Koeffizienten K als Funktion des Ausgangssignals des Bewegungsdetektors, ein Adressengenerator 37 bestimmt die Adressierung des Bildspeichers abhängig von den Taktsignalen aus dem Taktgenerator 31, und eine Speichersteuerung 38 bewirkt das Speichern in den und das Löschen des Bildspeichers entsprechend der Adressierung durch den Adreßgenerator, so daß man ein bewegungsadaptives Zeitachsen-Tiefpaßfilter erhält. Weiterhin sind vorgesehen ein Videosignalfilter 39, ein D-A-Wandler 40, der das Ausgangssignal des Videosignalfilters wieder analogisiert, eine Videoausgangsschaltung 41 und eine Tonausgangsschaltung 42.

Der Synchron-FS-Empfänger nach der oben beschriebenen Ausführungsform arbeitet auf folgende Weise. Es sei angenommenen, daß ν _v (t) das Bildträgersignal des Soll-Empfangskanals am HF-Eingangssignal und ν _s (t) das Tonträgersignal sind. ν _v (t) läßt sich wie folgt als restseitenbandmoduliertes Signal schreiben:

ν _v (t) = Re {[I (t) + j Q(t) ] expj [ω _v t + ϕ _v ]} = I(t) cos (ω _v t + ϕ _v ) - Q(t) sin (ω _v t + ϕ _-v ) (1)

wobei Re der Realteil des Klammerausdrucks, I(t) der bezüglich des Trägers gleichphasige Anteil einschließlich des Videosignals, Q(t) die Quadraturkomponente bezüglich des Trägers, ω _v die Winkelfrequenz des Videoträgers und d _v die Phase des Videoträgers bezeichnen.

Es sei weiterhin angenommen, daß schmalbandiges Gaussches Rauschen n(t) entsprechend der Gleichung (2) definiert und n _v (t) und n(t) an einem Eingang des ersten bzw. zweiten Synchrondetektors 10 bzw. 11 liegen:

n(t) = n _c (t) cos (ω _v t + ϕ _v ) - n _s (t) sin -(ω _v t + ϕ _v ) (2)

Ist nun das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 20

20 ν₀(t) = A₀ cos (ω₀t + ϕ₀) (3)

an den anderen Anschluß des ersten Synchrondetektors 10 gelegt, bei dem es sich um einen Spannungsmultiplizierer handelt, erhält man dessen Ausgangsspannung V _pv (t) wie folgt:

Da bei Synchronismus der Ausgangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators mit dem Bildträger ω₀ = ω _v gilt, wird

Der Anteil 2ω _v wird vom Tiefpaßfilter 12 gesperrt, daher:

wobei Φ=ϕ _v -ϕ₀, d. h. gleich der Phasendifferenz zwischen dem Videoträger und dem Oszillatorausgangssignal ist.

Ist nun ϕ=0, dann gilt

Am Ausgang des Bildträger-Demodulators erhält man also die gleichphasige Komponente des Signals sowie das Rauschen; die Quadraturkomponente wird jedoch nicht demoduliert. Diese Demodulationssignale werden vom Verstärker 14 über den D-A-Wandler 40 an den Videodetektorausgang und auf das später erläuterte Zeit-Tiefpaßfilter gegeben. Die Filtereigenschaften des Tiefpaßfilters 12 sind in Fig. 3 als Diagramm dargestellt. Wie gezeigt, wird das Video-Basisband ausgefiltert. Empfängt man die FS- Signale mit einem herkömmlichen Überlagerungsempfänger, kann der Basisband-Frequenzgang über alles infolge der Nyquistfilterung im ZF-Verstärker als flach betrachtet werden. Im Fall eines Synchronempfängers wie dem der vorliegenden Erfindung sollte der Frequenzgang jedoch so gesehen werden, wie er in Fig. 4a gezeigt ist, d. h. der Spannungsübertragungsfaktor ist für niedrigere Frequenzen doppelt so hoch wie für höhere Frequenzen. In der Ausführungsform nach Fig. 2 wird dieser Unterschied durch den Frequenzgang des Videoverstärkers 30 ausgeglichen, wie er in Fig. 4b gezeigt ist.

Das Tonträgersignal V _s (t) im Fernsehrundfunk läßt sich, da frequenzmoduliert, wie folgt darstellen:

V _s (t) = A _s cos [{ω _s + s(t)} t + ϕ _s ] (8)

wo A _s die Amplitude und ω _s die Winkelfrequenz des Tonsignalträgers, s(t) das Tonsignal und ϕ _s die Phase des Tonträgers sind.

Legt man V _s (t) und V₀ (t) in Gleichung (3) an den Synchrondetektor 10, erhält man für dessen Ausgangssignal

Nach dem Aussieben der Komponenten ω _s +ω₀ mit dem Tiefpaßfilter 12 verbleibt:

Ist l _IF =ω _s -ω₀, ω₀=ω _v , If l _IF =ω _s -ω₀, ω₀=ω _v , (11)

V _ps (t) in Gleichung (10) ist das Tonträgersignal in Gleichung (8), das zu einem Ton-ZF-Signal mit der Winkelfrequenz ω _IF ungesetzt wurde.

Der Durchlaßbereich des Tiefpaßfilters 12, wie er in Fig. 3 gezeigt ist, enthält die Frequenz l _IF des Ton-ZF- Signals. DasTon-ZF-Signal wird vom Verstärker 14 und dem Ton-ZF-Verstärker 22 über das Tiefpaßfilter verstärkt, dessen Ausgangssignal der Frequenzdiskriminator 23 zum Tonsignal s(t) demoduliert dann auf die Ton-Ausgangsschaltung 42 gibt.

Die gesendeten Fernsehsignale setzen sich frequenzmäßig zusammen, wie es die Fig. 5a zeigt, in der der Soll-Empfangskanal rechts und der nächstniedrigere Nebenkanal links gezeigt sind. Die FS-Signale im Soll-Empfangskanal werden mit dem Synchrondetektor 10 synchron zum Basisband-Videosignal, dem Farbsignal und dem Tonträgersignal demoduliert bzw. umgesetzt, wie in Fig. 5b gezeigt, während die FS- Signale des nächstniedrigeren Kanals ebenfalls zu einem Nebenkanal-Video-, Farb- und Tonsignal umgesetzt werden.

Der schraffierte Bereich der Fig. 5c fällt weg, nachdem das Ausgangssignal des Synchrondetektors 10 das Tiefpaßfilter 12 durchlaufen hat; dieser Bereich enthält einen wesentlichen Teil des Nebenkanal-Bildsignals. Die Anteile aus dem Bereich außerhalb der Schraffur in Fig. 5c erscheinen jedoch im Basisband-Videosignal der Fig. 5b. Es soll nun erläutert werden, wie diese Nebenkanalanteile sowie das Nebenkanal-Tonsignal aus dem beseitigt werden.

Das Ausgangssignal V₀(t) des 90° Phasenschiebers ist gegenüber dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 20 um 90° phasenverschoben:

V₀(t) = A₀ sin (ω₀t + ϕ₀) (12)

Dieses Signal wird zusammen mit V _v (t) an den zweiten Synchrondetektor 11 gelegt, bei dem es sich um einen Spannungsmultiplizierer handelt, dessen Ausgangssignal V _pQ (t) durch das Tiefpaßfilter 13 geschickt wird. Wie bei der Gleichung (6) gilt folgender Zusammenhang:

mit ω₀=ω _v . Das Signal V _pQ (t) wird vom Signalverstärker 15 verstärkt und auf einen Phasendetektor 18 gegeben, der, ebenfalls ein Spannungsmultiplizierer, V _pv (t) mit V _pQ (t) zu einer Steuerspannung V _c (t) multipliziert:

wobei R=2ϕ und der Verstärkungsfaktor des ersten und des zweiten Signalverstärkers zu eins angenommen sind.

Das Bildträgersignal V _v (t) wird als Restseitenbandsignal gesendet, seine Sendecharakteristik entspricht jedoch nicht dem üblichen Restseitenbandsignal; vielmehr liegen ein Zweiseitenbandanteil und ein Einseitenbandanteil vor. So stellt die in Fig. 6a gezeigte Frequenzcharakteristik eine Überlagerung des Zweiseitenbandanteils der Fig. 6b mit dem Einseitenbandanteil der Fig. 6c dar.

Das als Zweiseitenbandsignal übertragene Signal besteht lediglich aus einer mit dem Träger gleichphasigen Komponente, während der als Einseitenbandsignal übertragene Anteil eine gleichphasige sowie eine Quadraturkomponente aufweist. Die gleichphasige Komponente des Zweiseitenbandanteils sowie die gleichphasige und die Quadraturkomponente des Einseitenbandanteils im Sendesignal V _v (t) seien mit I _I (t), I _u (t) bzw. Q _u (t) bezeichnet; dann läßt sich die Gleichung (14) umschreiben zu

Ist der Frequenzgang der Tiefpaßfilter 16, 17 gleich dem in Fig. 7 gezeigten oder schmaler, gilt folgende Beziehung:

in der n′ _c (t) und n′ _s (t) die gleichphasige bzw. die Quadraturkomponente des schmalbandigen Gausschen Rauschens n (t) nach dem Tiefpaßfilter 16 sind.

Es sei nun angenommen:

Da [I _L (t)]² ≠0, wird der spannungsgesteuerte Oszillator 20 auf R=0 geregelt, sofern die Schleifenbandbreite klein genug ist, um den zweiten Term aus Gleichung (17) zu eliminieren. Die Phasendifferenz ϕ zwischen dem Bildträgersignal V _v (t) und dem Ausgangssignal V₀(t) des spannungsgesteuerten Oszillators 20 ist also Φ=0.

Ist die Schleifenbandbreite schmal genug, um ϕ=0 zu ergeben, bedeutet dies, daß nur der Mittelwert von ϕ verschwindet, so daß das Rauschen des zweiten Terms in Gleichung (17) zu einem gewissen Anteil zurückbleibt. Dieser Rauschanteil verursacht Schwankungen der Ausgangsphase und der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 20.

Die Amplitudendifferenzen zwischen dem zweiten Term in Gleichung (17) und dem zweiten Term in Gleichung (15) ist jedoch extrem hoch. So gelten Q _u (t) n _s (t) und , und die Gleichung (17) enthält I _u (t) nicht, sofern die Varianten von n _s (t) bzw.n′ _s (t) sind.

Setzt man also die Tiefpaßfilter 16, 17 ein, wie in Fig. 2 gezeigt, läßt der Einfluß des Rauschanteils, d. h. des zweiten Terms in Gleichung (15) oder des zweiten Terms in Gleichung (14) sich erheblich abschwächen.

Da weiterhin die Bandbreite des Tiefpaßfilters 16 bzw. 17 schmal ist, ist die Varianz von n′ _s (t), d. h. n′ _s (t)², proportional zur Bandbreite geringer; entsprechend verringern sich die Schwankungen der Phase und Frequenz der Ausgangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 20. Diese Frequenzunsicherheit läßt sich jedoch nicht vollständig eliminieren, sie bleibt zu einem wenn auch kleinen Ausmaß bestehen. Diese Restschwankungen der Frequenz bewirken Frequenzschwankungen des Tonträgers im Soll-Empfangskanal und des Bild- und des Tonträgers des nächstniedrigeren Kanals, denn der Synchrondetektor 10 ist ein Spannungsmultiplizierer, der das Signal am HF-Eingang 9 mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 20 einer Frequenzumsetzung unterwirft.

Das FS-Tonsignal ist mit einem maximalen Hub von ±25 kHz frequenzmoduliert. Beträgt die dem Tonträger des Soll-Empfangskanals erteilte Unsicherheit etwa 20 bis 30 Hz, ergibt sich ein Rauschabstand des modulierten Tonsignals von etwa 60 dB, was zulässig ist. Erfährt jedoch der Farbträger des nächstniedrigeren Kanals eine Frequenzschwankung von einigen Hertz bis etwa 20 bis 30 Hz, schwankt auch das Farbsignalspektrum des nächstniedrigeren Kanals, so daß in diesem Spektrum die Energie sich nicht um die Bild- Rastergrenzen (30 Hz) konzentriert, im Gegensatz zum Spektrum des Basisband-Video- und des Farbsignals im Soll- Empfangskanal. Auch der Tonträger des nächstniedrigeren Nebenkanals schwankt vergleichbar; da er aber frequenzmoduliert ist, hat das Spektrum des Tonsignals insgesamt an sich bereits eine Breite von etwa ± 100 kHz.

Das Zeit-Tiefpaßfilter aus dem Bildspeicher 33, dem Sättigungsinverter 34, dem Bewegungsdetektor 35, dem Koeffizientengenerator 36, dem Adreßgenerator 37 und der Speichersteuerung 38 arbeitet als Rauschunterdrückungsschaltung. Dieses Zeit-Tiefpaßfilter ist ein rekursives Filter mit einer Verzögerung gleich einem Bild des Videosignals und mittelt die Videosignale zeitlich über jede Bildperiode. Wie in Fig. 8 gezeigt, handelt es sich frequenzgangsmäßig um ein Kammfilter, dessen Maxima und Minima mit der Bildfrequenz periodisch auftreten und bei dem die Tiefe der Minima von Koeffizienten K abhängt. Dieser Koeffizient K ist eine Funktion des im Bewegungsdetektor 35 ermittelten Bilddifferenzsignals.

Da die Spektren des Farb-, des Ton- und des Videosignals des nächstniedrigeren Nebenkanals, weil im Frequenzdetektor 10 frequenzmoduliert, Schwankungen unterliegen, lassen sich wesentliche Teile derselben durch das oben erwähnte bewegungsadaptive Zeit-Tiefpaßfilter wegfiltern. Da die Arbeitsweise bewegungsadaptiv erfolgt, werden Bildunschärfen reduziert, indem bei sich bewegenden bzw. ändernden Bildern K nach Null geht, während das Ausmaß, in dem Störsignale beseitigt werden, durch Erhöhen von K steigt, wenn die Bilder mehr oder weniger "stehen". Auf diese Weise lassen sich die Störungen eliminieren, die aus dem nächstniedrigeren Nebenkanal in das Basisband-Videosignal des Soll-Empfangskanals einstreuen.

Es soll nun die Arbeitsweise des FS-Empfängers nach dieser Ausführungsform erläutert werden, wenn er nach der Anwahl des Soll-Empfangskanals in den Empfangszustand gebracht wird. Entsprechend dem Soll-Kanal-Eingabesignal aus einem Steuereingabeteil 29 wird die in einem Spannungsspeicher 27 gespeicherte Kanalwahlspannung mit einem Spannungswähler abgerufen und auf einen Spannungsaddierer 26 gegeben. Diese Kanalspannung steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 20 an und bewirkt, daß er einen Synchronträger V₀(t) abgibt. Der Tonträger V _s (t) und dieser Synchronträger V₀(t) werden auf den Synchrondetektor 10 gegeben, so daß ein Ton-ZF-Signal V _ps (t) entsteht. Durch die vorerwähnte Frequenzfangschaltung wird die Frequenz des Synchronträgers V₀(t) so gesteuert, daß die Frequenz des Signals V _ps (t) zu ω _IF wird, d. h. der Differenz zwischen der Trägerfrequenz ω _v (t) des Rundfunk- Bildträgers V _v (t) und der Trägerfrequenz ω _s des Tonträgers V _s (t). Fällt diese Frequenz in den Fangbereich der Costas-Schleife, rastet sie sehr schnell ein. Während des Einrastvorgangs der Costas-Schleife sind das Videosignal V _pv (t) und das Ton-ZF-Signal V _ps (t) am Ausgang des Phasendetektors 10 verfügbar. Diese Signale durchlaufen das Tiefpaßfilter 12, usw., und das Videosignal wird an die Videoausgangsschaltung 41 gegeben, während das Ton-ZF- Signal im Frequenzdiskriminator 23 demoduliert und das resultierende demodulierte NF-Signal an die Ton-Ausgangsschaltung gegeben werden.

Bei dem oben beschriebenen Aufbau nach Fig. 2 wird das Basisband-Videosignal, das in der Costas-Schleife synchron demoduliert wird, im Tiefpaßfilter mit einer Breite entsprechend dem Frequenzbereich des Basisband-Videosignals und der Ton-Zwischenfrequenz gefiltert, so daß ein wesentlicher Teil der Bildträgerenergie aus dem nächstniedrigeren Nebenkanal entfällt. Da weiterhin dieses Basisband- Videosignal in Bildfrequenzintervallen im Zeit-Tiefpaßfilter kammgefiltert wird, läßt sich ein wesentlicher Anteil der Störungen im Basisband-Videosignal des Soll- Empfangskanals aus dem Farb- und dem Tonsignal des nächstniedrigeren Nebenkanals eliminieren. Da es sich weiterhin bei dem genannten Zeit-Tiefpaßfilter um ein bewegungsadaptives Filter handelt, ist der erwähnte Störbefreiungseffekt besonders ausgeprägt, wenn das zu empfangende Videosignal sich inhaltlich einem Standbild nähert.

Da bei diesem Aufbau des Zeit-Tiefpaßfilter auch in einem Frequenzbereich filtriert, wo kein Leuchtdichtesignalspektrum zwischen den Basisband-Videosignalen besteht, tritt das Problem auf, daß ein Teil der Farbsignale des nächstniedrigeren Nebenkanals sich nicht beseitigen läßt.

Deshalb wird als weitere Ausführungsform der Erfindung der folgende Schaltungsaufbau vorgeschlagen. Diese Ausführungsform weist einen spannungsgesteuerten Oszillator, einen Phasenschieber, der das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators um 90° verschiebt, einen ersten und einen zweiten Synchrondetektor, die mit den Ausgangssignalen des spannungsgesteuerten Oszillators und des 90°-Phasenschiebers als Synchronträgern den gleichphasigen sowie den Quadraturanteil des Bildträgersignals synchron demodulieren, ein erstes und ein zweites Tiefpaßfilter zum Filtern der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Synchrondetektors auf den Frequenzbereich des Video-Basisbandes und des Ton-ZF-Signals, einen Phasendetektor, der die Phasendifferenz zwischen dem Bildträger und dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators erfaßt, indem er die Ausgangssignale des ersten und des zweiten Tiefpaßfilters miteinander multipliziert, Mittel, um das Ausgangssignal des Phasendetektors zum spannungsgesteuerten Oszillator zurückzuführen, einen Signalverstäker, der das Ausgangssignal des ersten Tiefpaßfilters verstärkt, einen A-D-Wandler zum Digitalisieren des Basisband-Videosignals im Ausgangssignal des Signalverstärkers, eine Einrichtung, die die Frequenz des Farbträgers des nächstniedrigeren Nebenkanals ermittelt, ein vom Ausgangssignal des A-D-Wandlers angesteuertes Kammfilter mit Mitteln, um die Kammfilterfrequenz um einen Betrag entsprechend der Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals zu verschieben, einen Subtrahierer, der das Ausgangssignal des Kammfilters vom Ausgangssignal des A-D-Wandlers subtrahiert, sowie einen D-A-Wandler auf, der das Ausgangssignal des Subtrahierers analogisiert. Eine derart aufgebaute Schaltung erlaubt, Signale in demjenigen Frequenzbereich zu eliminieren, wo keine Leuchtdichtesignale existieren.

Es soll nun das Konzept erläutert werden, das diesem Beseitigen von Signalen aus dem leuchtdichtesignalfreien Spektrum durch das Kammfilter unterliegt. In der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform, wie erwähnt, enthält das Ausgangssignal des ersten Synchrondetektors zusätzlich zum Basisband-Videosignal der Fig. 5b auch das Farbträger- und das Tonsignal des nächstniedrigeren Nebenkanals, wie in Fig. 5c gezeigt. Von diesen Signalen hat das Farbträgersignal das in Fig. 9 gezeigte Spektrum. Wie die Fig. 9a zeigt, entsprechen der Farbträger und der Bildträger des Nebenkanalsignals dem Nebenkanal-Farb- bzw. -Bildträger der Fig. 5c und das Spektrum des Farbträgersignals des nächstniedrigeren Nebenkanals ist gestrichelt gezeigt. Zur Vereinfachung ist jedoch das Spektrum der Videosignale des Nebenkanals hier fortgelassen.

Das durchgezogen gezeigte Spektrum ist das des Videosignals des Soll-Empfangskanals; die Rasterabstände entsprechen der Zeilenfrequenz f _H des Fernsehsignals. Das Farbträgersignal des Soll-Empfangssignals ist jedoch nicht gezeigt. Das Spektrum des Videosignals im Soll-Empfangskanal ist mit dem Spektrum des Farbsignals des nächstniedrigeren Nebenkanals nicht mit einer Differenz von ½ bzw. f _H /2 verkämmt. Sofern jedoch die Frequenz der Bildträger der beiden Kanäle genau den Sollwerten entsprechen, beträgt die Differenz zwischen dem Spektrum des Nebenkanal-Farbsignals und dem Spektrum des Bildsignals im Empfangskanal 2,62 kHz, da (f _H /2)×763-6 MHz=2,62 kHz. Darüberhinaus ist diese Frequenzdifferenz nicht immer konstant. Wenn die Sendefrequenz (Bildträgerfrequenz) eines der FS-Signale sich verschiebt, nimmt die Differenz der beiden genannten Spektren um diesen Betrag zu oder ab.

Es ist also erwünscht, ein Kammfilter zu implementieren, das den in Fig. 9b gezeigten Frequenzgang hat. Dieses Kammfilter zeichnet sich dadurch aus, daß es das Spektrum des Nebenkanal-Farbsignals (in Fig. 9a gestrichelt gezeigt) aussiebt und das Videospektrum des Soll-Empfangskanals durchläßt. Darüberhinaus wird die Kammfilterfrequenz entsprechend der Frequenzdifferenz zwischen den Bildträgern der beiden Kanäle verschoben.

Es soll im folgenden unter Bezug auf die Zeichnung eine weitere Ausführungsform der Erfindung beschrieben werden. Die Fig. 10 ist ein Blockdiagramm mit den Hauptbestandteilen eines Synchron-FS-Empfängers als weitere Ausführungsform der Erfindung. Die Fig. 10 zeigt einen HF-Eingang 43, einen ersten Synchrondetektor 44, einen zweiten Synchrondetektor 45, ein erstes und ein zweites Tiefpaßfilter 46, 47, die Signalverstärker 48, 49, ein drittes und ein viertes Tiefpaßfilter 50, 51 einen Phasendetektor 52, einen Costas-Schleifentiefpaß 53, einen spannungsgesteuerten Oszillator 54 sowie einen 90°-Phasenschieber 55, die eine Costas-Schleife bilden. Weiterhin sind gezeigt ein Ton-ZF-Verstärker 56, ein Frequenzdiskriminator 57, ein Spannungssubtrahierer 58 und ein Tiefpaßfilter 59, die gemeinsam eine Frequenzfangschaltung bilden, deren Ausgangssignal in einem Spannungsaddierer 60 zur Ausgangsspannung des Costas-Tiefpaßfilters 53 hinzuaddiert wird. Ein Spannungsspeicher 61, ein Spannungswähler 62 und ein Steuersignaleingang 63 bilden eine Schaltung, die eine Kanalwahlspannung abgibt. Die Ausgangsspannung des Wählers 62 wird der Ausgangsspannung des Costas-Tiefpaßfilters 53 im Spannungsaddierer 60 hinzugefügt. Das Bezugszeichen 64 bezeichnet einen Abtastimpulsgenerator, der den Farbträgerburst vom Ausgang des Signalverstärkers 58 abnimmt und einen Abtastimpuls entsprechend diesem Signal erzeugt. Ein mit 66 bezeichneter A-D-Wandler digitalisiert das Ausgangssignal des Signalverstärkers 48. Ein Bandpaßfilter 66 siebt das Ausgangssignal des A-D- Wandlers; seine Mittenfrequenz ist die Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals. Das Bezugszeichen 67 bezeichnet einen mit dem Ausgangssignal des Bandpaßfilters 66 angesteuerten Phasendetektor, der mit dem Tiefpaßfilter 68 und einem Hilfsoszillator 69 zusammen einen Phasenregelkreis bildet, während das Bezugszeichen 70 einen Frequenzzähler darstellt, der die Ausgangsfrequenz des Hilfsoszillators 69 zählt. 71 bezeichnet ein Kammfilter, das mit dem Ausgangssignal des A-D-Wandlers 65 angesteuert wird und Mittel zum Verschieben der Filterfrequenz um einen Betrag entsprechend der Frequenz des Nebenkanal- Farbträgers aufweist, wie sie von der Phasenregelschleife ermittelt wurde. Weiterhin ist eine Subtrahierschaltun 72, die das Ausgangssignal des Kammfilters vom Ausgangssignal des A-D-Wandlers subtrahiert, und ein Zeitachsen-Tiefpaßfilter für die Zeitfilterung des Ausgangssignals der Subtrahierschaltung 72 vorgesehen. Das Bezugszeichen 74 zeigt ein Videosignalfilter, das Bezugszeichen 75 einen D-A-Wandler zum Analogisieren des Ausgangssignals des Videosignalfilters 74, 76 die Videoausgangsschaltung und 77 die Tonausgangsschaltung.

Der Aufbau und die Arbeitsweise der Costas-Schleife, der Frequenzfangschaltung, der die Kanalwahlspannung erzeugenden Schaltung und des Zeitachsen-Tiefpaßfilters sind in dieser Ausführungsform des erfindungsgemäßen Synchron- FS-Empfängers die gleichen wie in der Ausführungsform der Fig. 2 und brauchen daher nicht erneut erläutert zu werden. Im folgenden sollen jedoch die oben erwähnte Einrichtung zum Ermitteln der Frequenz des Nebenkanal-Farbträgers, das Kammfilter, dessen Filterfrequenz um den Betrag der ermittelten Frequenz verschoben wird, und das Abtrennen des Farbsignals aus dem nächstniedrigeren Kanal mittels des Kammfilters und der Subtrahierschaltung als wesentliche Elemente dieser Ausführungsform erläutert werden.

Die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 66 ist gleich der Frequenz des Farbträgers im nächstniedrigeren Kanal, die hier als f₀ bezeichnet sei. Der Phasenregelkreis aus den Stufen 67, 68 und 69 wird zum Einrasten auf den Farbträger der Frequenz f₀ des nächstniedrigeren Kanals gebracht; der Hilfsoszillator 69 schwingt also mit der Frequenz f₀. Das Ausgangssignal dieses Hilfsoszillators 69 wird mit dem Frequenzzähler 70 gezählt und als Datenwert f₀ ermittelt.

Die Fig. 11a zeigt den Aufbau eines herkömmlichen 2 H-Kammfilters, bei dem 78 und 79 jeweils 1 H-Verzögerungsglieder und 80 eine Addierschaltung darstellen. Ist h _i die Impulsantwort des Filters, läßt seine Übertragungsfunktion H(z) sich darstellen als

mit z als komplexer Zahl und z ^-i als Verzögerung von i- Perioden, wie mit dem Verzögerungseinheitsoperator z ^-1 ausgedrückt.

Die Impulsantwort h _i des in Fig. 11a gezeigten Kammfilters ist h _i =¼ bei i=-N, h _i =½ bei i=0, h _i =¼ bei i=N und h _i =0 bei i=±N und i≠0; seine Übertragungsfunktion H₁(z) läßt sich mit folgender Beziehung ausdrücken:

H₁(z) = ¼ (z ^{N + 2 + z-N) (19) wobei N die 1 H-Probenzahl ist. Den Frequenzgang H₁(f) erhält man, indem man in Gleichung 19 z-1=e-i2 πfT substituiert: Dieser Zusammenhang läßt sich als Diagramm darstellen, wie in Fig. 12a gezeigt. Um den Frequenzgang um einen Betrag entsprechend der Frequenz f₀ zu verschieben, ist das Kammfilter in Fig. 11b vorgesehen. Es weist die 1 H-Verzögerungsschaltungen 81, 82, die das Eingangssignal jeweils um eine Zeilendauer verzögern, die Sinusmultiplizierer 83, 84, die das Eingangssignal mit einer Sinusfunktion multiplizieren, sowie einen Addierer 85 auf. Die Impulsantwort dieses Filters ist h _i =cos (-2π f₀NT)= cos (2π f₀NT) bei i=-N, h _i =1 bei i=0 und h _i =cos (2π f₀NT) bei i=N, so daß sich eine Übertragungsfunktion H₂(z) wie folgt ergibt: H₂(z) = ¼ [cos (2π f₀NT) z N + 2 + cos (2π f₀NT) z-N]-(21) Der Frequenzgang H₂(f) läßt sich wie folgt umschreiben: Der erste und der zweite Term dieser Gleichung (23) entsprechen dem H₁(f) der Gleichung (20) nach einer Verschiebung um -f₀ bzw. f₀. Dieser Zusammenhang ist in Fig. 12b dargestellt. Da das Farbsignal des nächstniedrigeren Nebenkanals in der Nähe der Farbträgerfrequenz f₀ liegt, ist das Kammfilter 71 aufgebaut als Kombination des Kammfilters der Fig. 11b mit nachfolgendem Bandpaßfilter mit der Mittenfrequenz f₀ und einer Bandbreite entsprechend der des Farbsignals. Das so aufgebaute Kammfilter 71 trennt das Farbsignal des nächstniedrigeren Nebenkanals vom Ausgangssignal des A-D-Wandlers 65 ab. Dieses abgetrennte Nebenkanal- Farbsignal wird mit der Subtrahierschaltung 72 vom Ausgangssignal des A-D-Wandlers subtrahiert; deren Ausgangssignal enthält dann diesen Nebenkanal-Farbanteil nicht mehr. Das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 72 wird auf das Zeitachsen-Tiefpaßfilter 73 gegeben und danach so weiterverarbeitet, wie es oben bereits beschrieben wurde. Obgleich als Beispiel in der vorgehenden Erläuterung ein 2 H-Kammfilter verwendet wurde, kann man die Kammfilterfrequenz auch auf die gleiche Weise um f₀ verschieben, wenn man den Aufbau der Fig. 13b auf ein 1 H-Kammfilter anwendet. Dabei sind 86 eine 1 H-Verzögerungsschaltung, 87 ein Addierer, 88 ein Sinusmultiplizierer und 89 eine 1 H-Verzögerungsschaltung. Die Fig. 14 zeigt den frequenzmäßigen Zusammenhang des Farbsignals aus dem nächstniedrigeren Nebenkanal mit dem Leuchtdichtesignal des Soll-Empfangskanals und den des Leuchtdichtesignals des nächstniedrigeren Nebenkanals mit dem Leuchtdichtesignal des Soll-Empfangskanals. Der Bildträger des Nebenkanals beträgt dabei 6 MHz (nach der NTSC- Norm, die auch für die weiteren Ausführungen vorausgesetzt sei). Von den ganzzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz f _H (4,5 MHz/286) des Soll-Empfangskanals liegt die Frequenz 6,00262 MHz=768×f _H /2 der Frequenz 6 MHz am nächsten. Diese Spektralfrequenz des Leuchtdichtesignals aus dem Soll-Empfangskanal liegt der Bildträgerfrequenz des Signals im nächstniedrigeren Nebenkanal am nächsten. Die Differenz zwischen beiden beträgt 2,62 kHz; daher beträgt auch die Frequenzdifferenz zwischen dem Spektrum des Nebenkanal-Leuchtdichtesignals und dem Spektrum des Leuchtdichtesignals im Soll-Empfangskanal 2,62 kHz. Da die Frequenzdifferenz zwischen dem Spektrum des Nebenkanal- Farbsignals und dem Spektrum des Empfangskanal-Leuchtdichtesignals und auch die zwischen dem Spektrum des Empfangskanal-Leuchtdichtesignal und dem Spektrum des Empfangskanal-Farbkanal jeweils gleich f _H /2 ist, ist das Spektrum des Nebenkanal-Farbsignals um 2,62 kHz vom Spektrum des Empfangskanal-Leuchtdichtesignal getrennt. Die Fig. 14 zeigt weiterhin, daß das Spektrum jedes Signals eine bestimmte Breite in jedem Maximum hat. Das Spektrum der Bildfrequenzintervalle weist ein Maximum für jeweils f _H auf. Ist die Pegeländerung des Vertikalachsensignals abrupt, nimmt diese Frequenzbreite zu, während bei mäßigen Änderungen die Breite abnimmt. Fig. 15 ist ein Blockdiagramm, das die Hauptbestandteile einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zeigt. In Fig. 15 bezeichnen das Bezugszeichen 115 den HF-Eingang, 116 einen ersten Synchrondetektor, 117 einen zweiten Synchrondetektor, 118 ein erstes Tiefpaßfilter, 119 ein zweites Tiefpaßfilter, 120 einen ersten Signalverstärker, 121 einen zweiten Signalverstärker, 122 einen Phasendetektor, 123 ein drittes Tiefpaßfilter, 124 einen Spannungsaddierer, 125 einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), 125 einen 90°-Phasenschieber und 127 eine Schaltung zur Erzeugung einer Kanalwahlspannung. Diese Funktionsblöcke entsprechen den in Fig. 10 ebenso bezeichneten. Es bezeichnet das Bezugszeichen 128 einen Taktgenerator, 129 einen A-D-Wandler, 130 einen Videosignalfilter, 131 ein Bandpaßfilter, 132 einen Frequenzdetektor, 133 eine Vertikalachsen- Filtersteuerung, 134 einen Verzögerungskompensator, 135 ein Vertikalachsenfilter, 136 ein Horizontalachsenfilter, 137 einen Vertikalachsen-Verzögerungskompensator, 138 einen Horizontalachsen-Verzögerungskompensator, 139 eine Subtrahierschaltung, 140 einen D-A-Wandler und 200 den Ausgangsanschluß für das Videosignal. Es soll nun die Arbeitsweise eines so aufgebauten Synchron- FS-Empfängers nach der vorliegenden Erfindung erläutert werden. Bei diesem Synchron-FS-Empfänger werden die Fernsehsignale direkt digital verarbeitet. Vom Ausgang des ersten Signalverstärkers 120 wird das FS-Synchronisiersignal oder der Farbträgerburst zur Steuerung des Taktgenerators 128 abgenommen. Das Ausgangssignal des Taktgenerators 128 ist das Taktsignal für die digitale Datenverarbeitung. Das FS-Signal am Ausgang des ersten Signalverstärkers 120 wird im A-D-Wandler digitalisiert und auf das Videosignalfilter 130 gegeben, bei dem es sich um ein Digitalfilter handelt. Der Frequenzgang des Videosignalfilters 130 entspricht dem bereits in Fig. 4b bezeigten und zu dieser beschriebenen. Es sei hier für das Fernsehsignal eine 2-dimensionale Frequenz angesetzt, wobei die horizontalfrequenz mit μ und die Vertikalfrequenz mit ν bezeichnet sind; die Verzögerungseinheiten in der H (orizontal)- und der V (ertikal)richtung seien komplex mit Z-1 und W-1 ausgedrückt. Es gilt also Z-1 = e-j2 πμξ₀ (24) W-1 = e-j2 πνη₀ (25) wobei ξ₀ und η₀ die Abtastperioden in der H (orizontal)- bzw. V (ertikal)-Richtung sind. Beim Vertikalachsenfilter 135 liegt der Frequenzgang von einem gegebenen Frequenzgang H _v0(ν ) aus um die umgesetzte Farbträgerfrequenz f _s des nächstniedrigeren Nebenkanals verschoben. Der noch nicht frequenzverschobene Frequenzgang H _v0(ν ) läßt sich ausdrücken zu: wobei h _v0 (n) die Impulsantwort zu H _v0(ν ) ist; also gilt auch mit ν₀ als Abtastfrequenz und ν₀=1/η. Es sei nun ein idealer Tiefpaß angenommen, dessen H _v₀(ν ) den in Fig. 16a gezeigten Verlauf hat. Es gelten also wo ν _c die Grenzfrequenz in der Vertikalachse ist. Da H _v0(ν ) periodisch ist, gibt diese Beziehung (28) den Frequenzgang für sämtliche Werte von ν vor. Die Impulsantwort h _v0(n) läßt sich aus den Gleichungen (27) und (28) ableiten zu Um dann den Frequenzgang H _v0(ν ) um die umgesetzte Farbträgerfrequenz f _s des nächstniedrigeren Nebenkanals zu verschieben, wird h _v0(n) multipliziert mit der Sinusfunktion cos(2π f _s η₀n), so daß Der der mit Gleichung (30) ausgedrückte Impulsantwort entsprechende Frequenzgang ist also ½H _v0(ν + f _s ) + ½H _v0(ν - f _s ) (31) Diese Frequenzverschiebung ist in Fig. 17a und 17b dargestellt. Von diesen sei der mit 2 multiplizierte zweite Term als der Frequenzgang H _vs (ν ) des Vertikalachsenfilters 135 angenommen; es gilt also: H _vs (ν ) = H _v0(ν - f _s ) (32) Wie ersichtlich, entspricht in Gleichung (32) H _vs (ν ) dem um f _s verschobenen H _v0(ν ). Die Impulsantwort h _vs (n) des Vertikalachsenfilters 135 in diesem Zustand ist h _vs (n) = 2 h _v0(n) cos (2π f _s h₀n) (33) Da h _vs (n) eine unendliche Intervallfolge darstellt, wird sie bei einem geeigneten Wert n zu einer kausalen Impulsantwort endlicher Länge n abgeschnitten. Die Impulsantwort h _v (n) des V-Achsenfilters 135 ist also Allgemein läßt h _v(n) sich ausdrücken als das Produkt einer gewünschten Impulsantwort h _vs (n) mit einem Fenster endlicher Breite g(n) · h _v (n) ist also eine endliche Zahlenfolge und läßt sich ausdrücken zu h _v (n) = h _vs (n) × g(n) (35) In Fall der Gleichung (34) läßt sich schreiben: Die Gleichung (36) bezeichnet ein Rechteckfenster; andere Fensterfunktionen g(n) sind jedoch ebenfalls möglich - beispielsweise ein Hamming-Fenster. In Gleichung (28) wurde als Frequenzgang H _v0(ν ) ein idealer Tiefpaß angenommen; es ist jedoch auch ein Frequenzgang möglich, dessen Impulsantwort ausgedrückt ist als mit Es sei weiterhin angenommen, daß der Frequenzgang H _v0(ν ) der Fig. 16a um ν₀/2 frequenzverschoben ist, wie in Fig. 16b gezeigt. Es gilt also Nach der Gleichung (29) ist in diesem Zustand die Impulsantwort Unter Verwendung der so erhaltenen endlichen Folge h _v (n) für die Gewichtung der Abgriffwerte ist das Transversalfilter der Fig. 18 aufgebaut. An den Anschluß 141 ist das Ausgangssignal x(n) des in Fig. 15 gezeigten Videosignalfilters 130 gelegt. Es bezeichnen die Bezugszeichen 141-1, 142-2 . . . 142- N die um jeweils eine Zeilenperiode (1 H) verzögernden Verzögerungseinrichtungen, 143-0, 143-1 . . . 143- N Multiplizierer mit den Übertragungsfaktoren h _v (n), 144, 145 und 146 Addierer und 147 einen Subtrahierer. Die Multiplizierer 143-0, 143-1 . . . 143- N sind an die Abgriffe der 1 H-Verzögerungsschaltungen 142-1, 142-2 . . . 142- N gelegt. Der Addierer 144 addiert die Ausgangssignale der Multiplizierer 143-0-143-2, 143-4 . . . 143- N, der Addierer 145 die Ausgangssignale der Multiplizierer 143-1, 143-3 . . . 143- (N-1) und der Addierer 146 die Ausgangssignale der Multiplizierer 144, 145, während der Subtrahierer 147 die Ausgangssignale der Multiplizierer 144, 145 subtrahiert. Der Addierer 146 gibt das Farbsignal y(n) _C des nächstniedrigeren Nebenkanals, der Subtrahierer 147 das Rest- Leuchtdichtesignal y(n) _y des nächstniedrigeren Nebenkanals ab. Der Addierer 148 addiert y(n) _C zu y(n) _y und legt die Summe an den Anschluß 149, der zu einem Horizontalfilter, 136 führt, wie in Fig. 15 gezeigt. Die Fig. 19 zeigt einen beispielhaften Aufbau des Frequenzdetektors 132. Das Ausgangssignal des A-D-Wandlers in Fig. 15 ist an den Eingang 150 in Fig. 19 über das Videosignalfilter 130 und das Bandpaßfilter 131 gelegt, dessen Mittenfrequenz die umgesetzte Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals ist. Das an den Anschluß 151 gelegte Signal steuert einen Phasenregelkreis mit einem Phasenkomparator 151, einem Tiefpaßfilter 152 und dem spannungsgesteuerten Oszillator 153 an, dessen Ausgangsfrequenz ein Zähler 154 zählt. Der Zählwert geht über den Anschluß 155 an eine V (ertikal)-Filtersteuerung 133. Bei diesem Zählwert handelt es sich um die umgesetzte Farbträgerfrequenz f _s des nächstniedrigeren Nebenkanals, sie wird also mit der soeben erläuterten Schaltung detektiert. Die Fig. 20 zeigt einen beispielhaften Aufbau einer solchen V-Achsen-Filtersteuerung 133. Mit der umgesetzten Farbträgerfrequenz f _s des nächstniedrigeren Nebenkanals als Variabler (am Anschluß 156) wird im Sinusfunktionsgenerator 157 eine Sinusfunktion cos (2π f _s η₀n) erzeugt. Der h _v₀(n)-Generator 158 erzeugt eine Impulsantwort h _v₀(n) entsprechend dem Frequenzgang H _v₀(ν) vor der Umsetzung des Farbträgers f _s des Nebenkanals. Die Ausgänge des Sinusfunktionsgenerators 157 und des h _v₀(n)-Generators 158 werden im Multiplizierer 159, ihr Produkt in einem Multiplizierer 160 weiter mit einer Fensterfunktion g(n) multipliziert. Das Resultat h _v₀(n) dieses Vorgangs geht vom Ausgangsanschluß 161 als Steuersignal an das Vertikal- Filter 135. Die im Generator 158 erzeugte Funktion h _v₀(n) ist abhängig von der Vertikal-Grenzfrequenz ν _v . Nimmt man als Beispiel die Gleichung (29), gilt Damit ν _c eine Funktion des umgesetzten Nebenkanal-Farbträgers f _s wird, wird der h _v₀(n)-Generator mit der Frequenz f _s am Anschluß 156 gesteuert. Weicht die Bildträgersendefrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals vom Sollwert ab, verschiebt sich f _s , so daß das Farbsignal- und das Leuchtdichtesignalspektrum dieses Nebenkanals sich dem Leuchtdichte- und dem Farbsignalspektrum des Soll-Empfangskanals nähern (vergl. Fig. 14). Ist dann die Durchlaßbreite von H _v₀(ν) breit, können Teile der Sollkanalspektren in den Durchlaßbereich von H _v₀(ν) eindringen und die Signalqualität im Soll-Empfangskanals beeinträchtigen. Der Aufbau des Generators 158 derart, daß h _v₀(n) von f _s abhängig ist, wurde gewählt, um die Bandbreite des Vertikalfilters 135 zu verringern und so eine Signalbeeinträchtigung im Soll-Empfangskanal zu verhindern. Die Fig. 21 zeigt den Zusammenhang zwischen dem Frequenzgang H _H (μ ) des Horizontalachsenfilters 136 mit den Leuchtdichte- und Farbsignalspektren des nächstniedrigeren Nebenkanals. Die Frequenz am unteren Ende des Frequenzbereichs H _H (ν ) ist gleich 1,9 MHz, die man erhält, indem man die untere Bandgrenze des Farbsignals des Soll-Empfangskanals vom umgesetzten Farbträger f _s (=2,42 MHz) des nächstniedrigeren Nebenkanals subtrahiert. Die Frequenz am oberen Ende des Frequenzbereichs H _H (ν ) ist die Spektralfrequenz 4,2 MHz am oberen Ende des Leuchtdichtespektrums des Soll-Empfangskanals. Das so erhaltene Nebenkanal- Farb- und -Leuchtdichtesignal wird vom Ausgangssignal des Horizontal-Verzögerungskompensators 138 im Subtrahierer 139 subtrahiert, dessen Ausgangssignal der D-A-Wandler 140 analogisiert. Am Anschluß 200 erhält man dann das gewünschte Videosignal des Soll-Empfangskanals. In dieser speziellen Ausführungsform, wo der Frequenzgang des Vertikalachsenfilters 135 so aufgebaut ist, daß die Charakteristik des Tiefpaßfilters um die Farbträgerfrequenz f _s des nächstniedrigeren Nebenkanals verschoben erscheint, werden also das Farb- und das Leuchtdichtesignal des nächstniedrigeren Nebenkanals aus dem Ausgangssignal des Synchrondetektors 116 eliminiert, so daß sie das Videosignal des Soll-Empfangskanals nicht mehr stören können. Die Fig. 22 zeigt als Blockdiagramm die Hauptbestandteile einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen Synchron- FS-Empfängers. Es bezeichnen das Bezugszeichen 215 den HF-Eingang, 216 einen ersten Synchrondetektor, 217 einen zweiten Synchrondetektor, 218 ein erstes Tiefpaßfilter, 219 ein zweites Tiefpaßfilter, 220 einen ersten Signalverstärker, 221 einen zweiten Signalverstärker, 222 einen Phasendetektor, 223 ein drittes Tiefpaßfilter, 224 einen Spannungsaddierer, 225 einen spannungsgesteuerten Oszillator, 226 einen 90°-Phasenschieber und 227 eine Schaltung zur Erzeugung der Kanalwahlspannungen; diese Funktionsblöcke entsprechen den in Fig. 10 gezeigten und zu ihr beschriebenen. 228 ist ein Taktgenerator, 229 eine Signalabtastschaltung, 230 ein Videosignalfilter, 231 ein Bandpaßfilter, 232 ein Frequenzdetektor, 233 eine Vertikalachsenfiltersteuerung, 234 ein Verzögerungskompensator, 235 ein Vertikalachsenfilter, 236 ein Horizontalachsenfilter, 237 ein V-Achsen-Verzögerungskompensator, 238 ein H-Achsenverzögerungskompensator, 239 eine Subtrahierschaltung, 240 ein Interpolationsfilter und 300 der Videosignal- Ausgangsanschluß. Das Vertikalachsenfilter 235 und das Horizontalachsenfilter 236 lassen sich mit Ladungstransferelementen wie CCD-Bausteinen aufbauen. Die Arbeitsweise dieser Ausführungsform des erfindungsgemäßen Synchron-FS-Empfängers entspricht der des in Fig. 15 gezeigten, aber mit der folgenden Ausnahme. Bei diesem speziellen FS-Empfänger werden die FS-Signale durch Abtastung und analog verarbeitet. Vom Ausgang des ersten Signalverstärkers 220 wird das Synchronisiersignal oder der Farbträgerburst zum Ansteuern des Taktgenerators 228 abgenommen. Der Ausgang dieses Taktgenerators 228 ist ein Block zur analogen Abtastsignalverarbeitung. Das Fernsehsignal nach dem ersten Signalverstärker 220 wird zu einem Abtastanalogsignal in der Abtastschaltung 229 umgewandelt und auf das Videosignalfilter 230 gegeben, bei dem es sich um ein Abtastanalogfilter handelt. Das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 239 wird dann im Interpolationsfilter 240 zu einer kontinuierlichen Folge umgewandelt und am Anschluß 300 als das Videosignal des Soll-Empfangskanals abgegeben. Die Fig. 23 ist ein Blockdiagramm, das die Wesenszüge der vorliegenden Erfindung als Verbund der in Fig. 2, 10, 15 und 22 gezeigten Ausführungsformen darstellt. In Fig. 23 bezeichnet das Bezugszeichen 301 den HF-Eingang, 302 einen ersten Synchrondetektor, 303 einen zweiten Synchrondetektor, 304 und 305 ein erstes bzw. zweites Tiefpaßfilter, 306 und 307 jeweils einen Signalverstärker, 308 und 309 ein drittes bzw. viertes Tiefpaßfilter, 310 einen Phasendetektor, 311 das Tiefpaßfilter der Costas-Schleife, 312 einen spannungsgesteuerten Oszillator und 313 einen 90°-Phasenschieber; diese Blöcke stellen die Costas- Schleife dar. Das Bezugszeichen 314 bezeichnet einen Taktgenerator, 314 eine Schaltung zur Erzeugung der Kanalwahlspannung, deren Ausgangsspannung zum Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 311 in einem Addierer 315 hinzuaddiert wird; die Summenspannung geht auf den spannungsgesteuerten Oszillator 312. Das Bezugszeichen 316 bezeichnet einen Signalwandler entsprechend dem A-D-Wandler 65 der Fig. 10, dem A-D-Wandler 129 der Fig. 15 und dem Signalabtaster 229 der Fig. 22. Das Bezugszeichen 317 bezeichnet einen Signal-Rückwandler entsprechend dem D-A- Wandler 75 der Fig. 10, dem D-A-Wandler 140 der Fig. 15 und dem Interpolationsfilter 240 der Fig. 22. Das Bezugszeichen 318 bezeichnet einen Taktgenerator. Der Signalwandler 316 wandelt das Ausgangssignal des Signalverstärkers 306 zu einem zeitdisktreten Signal, der Rückwander 317 dieses zeitdiskrete Signal wieder zu einem zeitkontinuierlichen Signal um. Das zeitdiskrete System entspricht den Signalverarbeitungsschaltungen der Fig. 2, 10, 15, 22, die von dem Signalwandler 316 entsprechenden Elementen angesteuert werden und das Ergebnissignal an die dem Signal-Rückwandler entsprechenden Elemente abgeben.}

Claims (13)

1. 1. Synchron-Fernsehempfänger mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (20, 54, 125, 225, 312), einem 90°-Phasenschieber (21, 55, 126, 226, 313) zum Verschieben der Phase des Ausgangssignales des spannungsgesteuerten Oszillators (20, 54, 125, 225, 312) um 90°, einem ersten Synchrondetektor (10, 44, 116, 216, 302) und einem zweiten Synchrondetektor (11, 45, 117, 217, 303), die mit den Ausgangssignalen des spannungsgesteuerten Oszillators (20, 54, 125, 225, 312) bzw. des 90°- Phasenschiebers (21, 55, 126, 226, 313) als Synchronträger die gleichphasige Komponente und die Quadraturkomponente des Bildträgersignales synchron ermitteln, einem ersten Tiefpaßfilter (12, 46, 118, 218, 304) und einem zweiten Tiefpaßfilter (13, 47, 119, 219, 305), die die niederfrequenten Anteile der Ausgangssignale des ersten Synchrondetektors (10, 44, 116, 216, 302) bzw. des zweiten Synchrondetektors (11, 45, 117, 217, 303) innerhalb eines Frequenzbereiches aussieben, der das Basisband des Videosignales und die Frequenz des Ton- ZF-Signales umfaßt, einem Phasendetektor (18, 52, 122, 222, 310), der die Phasendifferenz zwischen dem Bildträgersignal und dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (20, 54, 125, 225, 312) am Ausgang des ersten Tiefpaßfilters (12, 46, 118, 218, 304) bzw. des zweiten Tiefpaßfilters (13, 47, 119, 219, 305) ermittelt, einer Einrichtung zum Zurückführen des Ausgangssignales des Phasendetektors (18, 52, 122, 222, 310) an den spannungsgesteuerten Oszillator (20, 54, 125, 225, 312) einem Signalverstärker (14, 48, 120, 220, 306) zum Verstärken des Ausgangssignales des ersten Tiefpaßfilters (12, 46, 118, 218, 304), einem Signalwandler (30, 65, 129, 229, 316) der das Ausgangssignal des Signalverstärkers (14, 48, 120, 220, 306) in diskrete Zeitsignale umwandelt, einem Taktgenerator (31, 65, 128, 228, 318), der entweder das FS- Synchronsignal oder den Farbträgerburst vom Ausgang des Signalverstärkers (14, 48, 120, 220, 306) abnimmt und daraus ein Taktsignal erzeugt, das entweder dem FS-Synchronsignal oder dem Farbträgerburst entspricht, einem Prozessor (32-39, 72-74, 130-139, 230-239, 319) zur Verarbeitung der zweitdiskreten Signale und einem Signal-Rückwandler (40, 75, 140, 240, 317), der das Ausgangssignal des Prozessors (32-39, 72-74, 130-139, 230-239, 319) zu zeitkontinuierlichen Signalen zurückwandelt, um dadurch die Videosignale zu bilden, dadurch gekennzeichnet, daß der Prozessor ein Filter (33-38, 73, 133-138, 233-238) entweder für ein Frequenzspektrum eines Fernsehsignales eines gewünschten Kanales oder für ein Frequenzspektrum eines Fernsehsignales des benachbarten niedrigeren Kanales aufweist, um Störungen zu eliminieren, die auf das Fernsehsignal des benachbarten niedrigeren Kanales zurückzuführen sind.

2. Synchron-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Signalwandler einen Analog- Digital-Wandler (30) aufweist, daß der Prozessor ein Zeitachsen-Tiefpaßfilter (33 bis 38) aufweist, an dessen Eingang die Ausgangssignale des A-D-Wandlers (30) anliegen und das mit den Taktsignalen aus dem Taktgenerator (31) arbeitet, und daß der Signal-Rückwandler einen Digital- Analog-Wandler (40) aufweist, der das Ausgangssignal des Zeitachsen-Tiefpaßfilters (33 bis 38) wieder analogisiert (Fig. 2).

3. Synchron-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Frequenzdetektor (57) vorgesehen ist, der hinter dem Ausgang des ersten Tiefpaßfilters (46) die Frequenz des Farbträgers im nächstniedrigeren Nebenkanal ermittelt, daß der Signalwandler einen A-D-Wandler (65) aufweist, daß ein Kammfilter (71) vorgesehen ist, das das Ausgangssignal des A-D-Wandlers (65) als Eingangssignal aufnimmt und die Filterfreuqenz des Kammfilters (71) um einen Betrag entsprechend der Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanales verschiebt, daß eine Subtrahierschaltung (72) das Ausgangssignal des Kammfilters (71) vom Ausgangssignal des A-D-Wandlers (65) subtrahiert, und daß der Signal-Rückwandler einen D-A-Wandler (75) enthält, der das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung (72) analogisiert (Fig. 10).

4. Synchron-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Frequenzdetektor (132) vorgesehen ist, der die umgesetzte Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals am Ausgang des ersten Tiefpaßfilters (118) ermittelt, daß eine Vertikalachsen-Filtersteuerung (133) eine Impulsantwort mit einem periodischen Frequenzgang erzeugt, dessen Frequenzintervalle der Zeilenfrequenz bezüglich des umgesetzten Farbträgers des nächstniedrigeren Nebenkanals entsprechen, und daß der Signalwandler einen A-D-Wandler (129) aufweist, daß am Eingang des Prozessors das Ausgangssignal des A-D-Wandlers (129) anliegt, und daß der Signal-Rückwandler für die Vertikalachse einen D-A-Wandler (140) aufweist, der das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung (139) analogisiert (Fig. 15).

5. Synchron-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Frequenzdetektor (232) vorgesehen ist, der die Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Kanals im Ausgangssignal des ersten Tiefpaßfilters (218) ermittelt, daß eine Vertikalachsen-Filtersteuerung (233) eine Impulsantwort mit einem rekursiven Frequenzgang erzeugt, dessen Frequenzintervalle der Zeilenfrequenz bezüglich der umgesetzten Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals entsprechen, daß der Signalwandler einen Signalabtaster (229) aufweist, der das Ausgangssignal des ersten Signalverstärkers (220) zu diskreten, aber analogen Signalwerten abtastet, und daß der Prozessor einen Vertikalachsenfilter (235) enthält, dessen Eingangssignal das Ausgangssignal des Signalabtasters (229) ist und dessen Frequenzgang von der von der Vertikalachsenfiltersteuerung (233) erzeugten Impulsantwort bestimmt wird, daß eine Subtrahierschaltung (239) das Ausgangssignal des Vertikalachsenfilters (235) von dem nach Verzögerungsausgleich mittels eines Vertikalachsen-Verzögerungskompensators (234) vom Ausgang der Abtastschaltung (229) verfügbaren Signals subtrahiert, und daß der Signal-Rückwandler ein Interpolationsfilter (240) ist, das das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung (239) zu einer kontinuierlichen Wertefolge interpoliert (Fig. 22).

6. Synchron-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein drittes Tiefpaßfilter (308) und ein viertes Tiefpaßfilter (309) vorgesehen sind, die diejenigen Frequenzanteile der Ausgangssignale des ersten Tiefpaßfilters (304) bzw. des zweiten Tiefpaßfilters (305) filtern, die Zweiseitenbandeigenschaften innerhalb des Restseitenbands des FS-Signals aufweisen, und daß die Ausgangssignale des dritten und vierten Tiefpaßfilters (308, 309) an einen Phasendetektor (310) angelegt werden, der die Phasendifferenz zwischen dem Bildträger und dem Synchronträger ermittelt (Fig. 23).

7. Synchron-Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Zeitachsen-Tiefpaßfilter (39) eine Recheneinrichtung (32) aufweist, die das Ausgangsignal des A-D-Wandlers (30) mit (1-K) multipliziert zum Ausgangssignal eines mit K multiplizierten Bildspeichers (33) addiert, der das Ausgangssignal der Recheneinrichtung (32) bildweise speichert, daß ein Bewegungsdetektor (35) bildweise die Bewegung im Bildinhalt aus der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des A-D-Wandlers (30) und dem Ausgangssignal des Bildspeichers (33) ermittelt, daß ein Koeffizientengenerator (36) den Koeffizienten K aus dem Ausgangssignal des Bewegungsdetektors (35) bestimmt, und daß Mittel vorgesehen sind, um das Ausgangssignal des Koeffizientengenerators an die Recheneinrichtung (32) zu legen.

8. Synchron-Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Verschieben der Frequenz des Kammfilters (71) um einen Betrag entsprechend der Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals ein Sinusmultiplizierer ist, der die Impulsantwort des Kammfilters (71) mit einer Sinusfunktion multipliziert, deren Variable die Frequenz des Farbträgers des nächstniedrigeren Nebenkanals ist.

9. Synchron-Empfänger nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdetektor (57, 132), der die Frequenz des Farbträgers des nächstniedrigeren Nebenkanals ermittelt, ein Phasenregelkreis ist, der das Ausgangssignal des A-D-Wandlers (65, 129) an ein Signal aus einem Bandpaßfilter (66, 131) bindet, dessen Mittenfrequenz die Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals ist, und daß ein Zähler (70, 132) vorgesehen ist, der die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators in diesem Phasenregelkreis zählt.

10. Synchron-Empfänger nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß es sich bei dem Vertikalachsenfilter (135, 235) um ein Transversalfilter mit einem ersten Addierer (144) der Ausgangssignale bestimmter Abgriffstellen einer geradzahligen Anzahl von 1 H-Verzögerungselementen gewichtet addiert, einem zweiten Addierer (145), der Ausgangssignale bestimmter Abgriffstellen einer geradzahligen Anzahl von 1 H-Verzögerungselementen gewichtet addiert, einem dritten Addierer (146), der das Ausgangssignal des ersten Addierers (144) mit dem des zweiten Addierers (145) zum Farbträgersignal des nächstniedrigeren Nebenkanals summiert, einem Subtrahierer (147), der das Ausgangssignal des zweiten Addierers (145) vom Ausgangssignal des ersten Addierers (144) subtrahiert und als Differenz das Restbildsignal des nächstniedrigeren Nebenkanals bildet, und einem vierten Addierer (148) handelt, der das Ausgangssignal des dritten Addierers (146) zum Ausgangssignal des Subtrahierers (147) addiert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen (Fig. 18).

11. Synchron-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtsfaktoren an den Abgriffstellen der 1 H-Verzögerungselemente im Transversalfilter bestimmt sind durch das Produkt einer Folge fester Werte mit einer Sinusfunktion, deren Variable die Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals ist.

12. Synchron-Empfänger nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vertikalachsen-Filtersteuerung einen Sinusfunktionsgenerator (157) mit der Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals als Variabler, einen Impulsantwortgenerator (158), der den Frequenzgang eines bestimmten Frequenzbandes bestimmt, und einen Multiplizierer (159) aufweist, der die Ausgangssignale des Sinusfunktionsgenerators (157) und des Impulsantwortgenerators (158) miteinander multipliziert (Fig. 20).

13. Synchron-Empfänger nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Vertikalachsenfilter (133, 233) ein adaptives Vertikalfilter ist und von der Vertikalachsen- Filtersteuerung (133, 233) so gesteuert wird, daß sein Durchlaßbereich schmäler wird, wenn sich die Farbträgerfrequenz des nächstniedrigeren Nebenkanals der Leuchtdichte-Spektralfrequenz eines Soll-Empfangskanals nähert.