DE69528301T2

DE69528301T2 - Spreizspektrum Datendemodulation mit Phasenkorrektur

Info

Publication number: DE69528301T2
Application number: DE69528301T
Authority: DE
Inventors: Hideshi Murai
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1994-03-09
Filing date: 1995-02-22
Publication date: 2003-05-22
Anticipated expiration: 2015-02-23
Also published as: JP2938337B2; CA2141654C; NO950745L; EP0671820B1; CN1071965C; EP0671820A2; US5787112A; FI951102A0; KR0169021B1; CA2141654A1; DE69528301D1; JPH07250008A; FI951102A; EP0671820A3; CN1114808A; NO950745D0

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Datendemodulationsschaltung und ein Verfahren zur Spreizspektrumkommunikation, und insbesondere auf eine Datendemodulationsschaltung und ein Verfahren, die in der Lage sind, den Einfluss einer Trägerversetzung zu eliminieren, die nach der Erfassung verbleibt, durch Verwendung von Pilotsignalen, deren Daten von einer Zellenseite unmoduliert übertragen werden. Die vorliegende Erfindung ist auch gerichtet auf eine Datendemodulationsschaltung und ein Verfahren, die zum Entfernen der Interferenz ausgebildet sind, welche durch Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten bewirkt werden, und weiterhin auf eine Datendemodulationsschaltung und ein Verfahren, die einen Diversity-Empfang durch mehrere solcher Datendemodulationsschaltungen und -verfahren ermöglichen.

Beschreibung des Standes der Technik

Direktfolgen(DS)-Spreizspektrum-Kommunikationssysteme (nachfolgend als SS-Systeme bezeichnet) haben verschiedene Vorteile wie die Immunität gegenüber Interferenzen und frequenzselektiven Schwund, mehrfache Zugriffsfähigkeit und werden daher entwickelt als eines der Kommunikationssysteme für mobile Kommunikationen enthaltend Mobiltelefone, Zellulartelefone, schnurlose Telefone und drahtlose LANs. In der folgenden Beschreibung stellt der Ausdruck "Symbol" eines der Informationsalphabete dar, die durch das Datenmodulationsschema bestimmt werden. In dem Fall der BPSK-Modulation (binäre Pulslagenmodulation) kann das Symbol als Daten betrachtet werden.
Fig. 31 stellt eine schematische Konfiguration einer mobilen Telefoneinheit eines CDMA (Codeteilungs- Mehrfachzugriffs)-Zellulartelefonsystems dar, das im US-Patent Nr. 5 103 459 offenbart ist. Dieses mobile CDMA-Telefonsystem enthält eine Antenne 1, die über einen Diplexer 2 mit einem Analogempfänger 3 und einem Leistungsverstärker 4 verbunden ist. Die Antenne empfängt SS(Spreizspektrum-)Signale von einem Zellenort, um empfangene Signale über den Diplexer 2 zu dem Analogempfänger 3 zu liefern. Der Analogempfänger 3 enthält einen Abwärtswandler, der die empfangenen Eingangssignale in Basisbandsignale umwandelt, welche ihrerseits durch einen A/D(Analog/Digital)-Wandler in digitale Signale umgewandelt werden. Solche digitalisierten Basisbandsignale werden zu einem Suchempfänger 5 und digitalen Datenempfängern (oder Datendemodulationsschaltungen) 6 und 7 geführt.
Wenn die SS-Signale bei dem Empfänger über mehrere Pfade ankommen, treten Zeitdifferenzen für jedes Signal der jeweiligen Pfade auf. Die Datendemodulationsschaltungen 6 und 7 sind in der Lage, auszuwählen, welches Pfadsignal zu verfolgen und zu empfangen ist. Bei der Anwesenheit von zwei Datendemodulationsschaltungen, wie in Fig. 31 gezeigt ist, werden die beiden separaten Pfade parallel verfolgt.
Demgegenüber tastet in Abhängigkeit von einem Steuersignal von einem Steuerprozessor 8 der Suchempfänger 5 eine Zeitdomäne in der Nähe der Bezugszeiten eines empfangenen Pilotsignals ab, um jeweilige Pilotsignale zu erfassen, die in den empfangenen Mehrpfadsignalen (Signale, die über mehrere Pfade empfangen wurden) von dem Zellenort enthalten sind. Dann vergleicht der Suchempfänger 5 die Stärke der empfangenen Pilotsignale und gibt ein Stärkesignal zu dem Steuerprozessor 8 aus, um die stärksten Signale anzuzeigen.
Dann liefert der Steuerprozessor 8 Steuersignale zu den Datendemodulationsschaltungen 6 und 7 für die jeweilige Verarbeitung von einem der verschiedenen stärksten Signale.
Die Funktion der Datendemodulationsschaltungen 6 und 7 besteht darin, eine Wechselbeziehung der empfangenen Signale mit den PN(Pseudorausch)-Codes, die auf der Sendeseite verwendet werden, herzustellen. Fig. 32 stellt die Einzelheiten einer Datendemodulationsschaltung dar, die in dem US-Patent Nr. 5 103 459 offenbart ist. Die Datendemodulationsschaltungen 6 und 7 enthalten PN-Generatoren 516 und 518, welche PN- Codes PNI(t) und PNQ(t) für die Gleichphasenachse bzw. die 90-Grad-Achse entsprechend einem der empfangenen Pfadsignale erzeugen. Die Datendemodulations schaltungen 6 und 7 enthalten weiterhin jeweils einen Walsh-Funktionsgenerator 520 zum Erzeugen einer Walsh-Funktion, die geeignet für den Zellenort ist, um mit dieser mobilen Einheit zu kommunizieren. Der Walsh-Funktionsgenerator 520 erzeugt eine Codefolge entsprechend der Walsh-Funktion, die in Abhängigkeit von dem Auswahlsignal von dem Steuerprozessor zugewiesen ist. Als ein Teil einer Rufverbindungsherstellungs-Nachricht wird das Auswahlsighal von einem Zellenort zu der mobilen Einheit gesendet. Die von den PN-Generatoren 516 und 518 ausgegebenen PN-Codes PNI(t) bzw. PNQ(t) werden als Eingangssignale zu Exklusiv-ODER-Gliedern 522 bzw. 524 geliefert. Der Walsh-Funktionsgenerator 520 liefert sein Ausgangssignal zu den Exklusiv-ODER-Gliedern 522 und 524, welche eine Exklusiv-ODER-Verknüpfung durchführen, um Folgen PNI'(t) und PNQ'(t) zu erzeugen.
Die Folgen PNI'(t) und PNQ'(t) werden in den PN- QPSK(90-Grad-Phasenumtastung)-Korrelator 526 eingegeben für die Verarbeitung, und Ausgangssignale des Korrelators 526 I und Q werden in entsprechende Akkumulatoren 528 und 530 geführt. Als eine Folge werden jeweilige Korrelationen mit Bezug zu den empfangenen Gleichphasenachsen-Signalen und den empfangenen 90- Grad-Achsen-Signalen durch das Zusammenwirken des PN- QPSK-Korrelators 526 und der jeweiligen Akkumulatoren berechnet. Die Ausgangssignale der Akkumulatoren werden zu einem Phasendreher 532 geliefert. Der Phasendreher 532 empfängt auch die Phase eine Pilotsignals von dem Steuerprozessor 8. Die Phase eines empfangenen Symbols wird in Abhängigkeit von der Phase des Pilotsignals gedreht. Die Phase des Pilotsignals wird bestimmt durch den Suchempfänger und den Steuerprozessor. Das Ausgangssignal des Phasendrehers 532 sind Gleichphasenachsen-Daten 23, die zu einer Kombinie rer-Decodiererschaltung 9 zu führen sind.
Die Kombinierer-Decodiererschaltung 9 besteht aus einer Diversity-Kombinationsschaltung und einer FEC- Decodierschaltung.
Die Diversity-Kombinationsschaltung richtet die Zeiten von zwei empfangenen Symbolen aus, multipliziert die beiden Symbole mit Werten entsprechend ihrer jeweiligen relativen Signalstärke und addiert sie gleichzeitig miteinander. Diese Operation ergibt einen Maximalverhältniskombinationsdiversityempfang. Es wird auf PCT/US90/06417 Bezug genommen, das Form des Diversity-Empfangs in dem CDMA-Zellularsystem offenbart.
Wie vorstehend beschrieben ist, hat der herkömmliche Empfänger eine Konfiguration, bei der alle Pfadsignale gemeinsam durch einen einzelnen Analogempfänger verarbeitet werden, der wirksam ist, um die empfangenen. Signale in digitale Basisbandsignale herabzuwandeln. Es ist festzustellen, dass die einzelnen empfangenen Pfadsignale jeweils unabhängige Trägerphasen haben. Für ein einzelnes Pfadsighal offenbart z. B. CHERENT SPREAD SPECTRUMSYSTEMS von J. K. Holmes, John Wiley & Son eine Art der Steuerung der Phase des empfangenen Signals in dem Analogempfänger 3 mit der Hilfe einer Trägerwiedergewinnungsschaltung wie einer Costas-Schleife. Jedoch ist es in dem Fall von mehreren Pfadsignalen schwierig, die unterschiedlichen Phasen mehrerer empfangener Pfadsignale gleichzeitig zu steuern. Daher enthalten alle Eingangssignale der. Datendemodulatoren unausweichlich eine Phasendifferenz (oder eine restliche Phasendifferenz nach der Herabwandlung) zwischen einem empfangenen Pfadträger und einem lokalen Träger, der für die Herabwandlung verwendet wird.
Genauer gesagt, wenn die Modulation durch die Daten und durch die Walsh-Funktion für die Benutzeridentifizierung beide BPSK (Biphasen-Umtastung) und die Modulation zum Spreizen gleich QPSK (90-Grad- Phasenumtastung) sind, in derselben Weise wie die in dem US-Patent Nr. 5 103 459 offenbarte Modulation, dann kann eine komplexe Umhüllung des Sendesignals S(t) gegeben werden als.
S(t) = W(t) [PNI(t) + jPNQ(t)} = W(t) PNI + jW(t) PNQ(t) = SI(t) + jSQ(t).
worin W(t) ein Multiplexsignal ist, das durch Multiplexverarbeitung von SS-Signalen, die zu jedem Benutzer gesendet werden, und einem Pilotsignal gebildet ist, und di(t), Wi(t) und αi sind Modulationsdaten, eine Walsh-Funktion bzw. eine Konstante entsprechend der Leistungszuweisung zu dem i-ten Benutzer, und N ist eine Anzahl der Multiplexverarbeitung, so dass W(t) ist:
W(t) = Σαidi(t)Wi(t)
(Σ stellt die Summe von i = 0 bis N dar, und i = 0 entspricht einem Pilotsignal)
Es wird als Nächstes angenommen, dass ρ eine empfangene Amplitude eines empfangenen Pfadsignals ist; und θ eine Phasendifferenz (oder eine Phasendifferenz nach der Herabwandlung) zwischen einem empfangenen Pfadsignalträger und einem lokalen Träger, der zur Herabwandlung verwendet wird, ist, und dann kann die komplexe Umhüllung RX(t) von einem der empfangenen Pfadsignale, die an dem Ausgang des Analogempfängers zu demodulieren sind, ausgedrückt werden als
RX(t) = ρS(t)exp[jθ] = ρW(t)[PNI(t) + jPNQ(t)] ·[cosθ + jsinθ] = ρW(t)[{PNI(t)cosθ - PNQ(t)sinθ} + j{PNQ(t)cosθ + PNI(t)sinθ}] = RXI(t) + jRXQ(t)
D. h., das empfangene Gleichphasenachsen-Signal RXI(t) ist ein reeller Teil von RX(t), was ergibt:
RXI(t) = ρW(t){PNI(t)cosθ + PNQ(t)sinθ}
und das empfangene 90-Grad-Achsen-Signal ist ein imaginärer Teil von RX(t), was ergibt:
RXQ(t) = ρW(t){PNQ(t)cosθ + PNI(t)sinθ}.
Dieses empfangene Gleichphasenachsen-Signal und dieses empfangene 90-Grad-Achsen-Signal werden als Eingangssignale zu dem PN-QPSK-Korrelator geliefert.
In Fig. 32 wird der Phasendreher 532 verwendet, um den Einfluss einer Phasendifferenz zu eliminieren. Obgleich das US-Patent Nr. 5 103 459 nicht im Einzelnen einen Weg des Bestimmen einer Pilotsignalphase als Bezugsphase des Phasendrehers offenbart, enthält der Suchempfänger auch einen PN-QPSK-Korrelator und mit dem Pilotsignal assoziierte Akkumulatoren, wodurch diese Phase vermutlich bestimmt wird durch die Ausführung einer arithmetischen tan&supmin;¹(sinθ/cosθ). Weiterhin kann der Phasendrehvorgang betrachtet werden als eine Produktoperation des Phasenkompensationsausdrucks exp (-jθ) - cosθ - jsinθ. Ein derartiger Pha sendrehvorgang ergibt nachteilig eine komplizierte Verarbeitung, bei der es erforderlich ist, eine tan&supmin; ¹-Arithmetik zum Finden von θ und wiederum zum finden von cosθ und sinθ aus dem so erhaltenen θ durchzuführen.
Weiterhin hat aufgrund der Abtastung mehrerer empfangener Pfade der Suchempfänger das Problem zur Folge, dass δie Bezugsphase empfindlich gegenüber dem Einfluss von Rauschen ist, da die Durchschnittszeit zur Verringerung des Einflusses von Rauschen verkürzt ist im Verhältnis zur abzutastenden Zeitperiode, verglichen mit dem Fall, bei die Phase durch Einzelpfadsignal bestimmt wird (mit anderen Worten, da das Rauschen zufällig ist, reduziert eine längere für die Durchschnittswertbildung verwendete Zeit den Einfluß vom Rauschen und eine den Rauscheinfluss reduzierende Wirkung wird nicht ausreichend erwartet bei einer kürzeren, für die Durchschnittsbildung verwendete Zeit). In nachteiliger Weise verlängert eine längere Durchschnittswertbildungszeit zur Sicherstellung einer ausreichenden Herabsetzung der Rauschwirkung die Zeit, die erforderlich ist, um die Ergebnisse der Abtastung für die gesamten Zeitdomänen zu erhalten, was dazu führt, dass eine echte Phasendifferenz nicht gefunden werden könnte aufgrund einer Variation der Verbindungsbedingung in Abhängigkeit von der Bewegung des Mobiltelefons während der längeren Zeit.
Demgegenüber offenbaren EP-A-577044 sowie die Japanische Patentanmeldung Nr. 149369/93 eine Datendemodulationsschaltung, bei der ein Pilotsignal, das in einem spezifischen empfangenen Pfadsignal, das durch die Datendemodulationsschaltung demoduliert wird enthalten ist, einem Korrelationsvorgang unterzogen wird, um Phasendifferenzinformationen für die Kompen sation des Einflusses einer Phasendifferenz herauszuziehen. Fig. 33 stellt einen Phasendifferenzinformations-Extraktionsabschnitt und einen Phasenkompensationsabschnitt dar, die die in der Japanischen Patentanmeldung Nr. 149369/93 offenbarte Datendemodulationsschaltung bilden. In Fig. 33 bezeichnen Bezugszahl 20a, 20b, 20c und 20d Durchschnittswertbildungsabschnitt, die jeweils wirksam sind, um eine Zeitdurchschnittswertbildungsoperation mit Bezug auf Eingangssignale durchzuführen. Diese Abschnitte unterziehen das Gleichphasenachsen-Empfangssignal und das 90-Grad-Achsen-Empfangssignal einer Verarbeitung, die in dem Diagramm dargestellt ist, um als Ausgangssignale des Durchschnittswertbildungsabschnitt Komponenten ρα&sub0; cosθ oder ρα&sub0; sindθ zu liefern, wie mit einer Phasendifferenz assoziiert sind.
α&sub0; stellt eine Konstante dar, die auf eine Leistungszuweisung des Pilotsignals bezogen ist. Es wird geschätzt, dass Zeitdurchschnittswertbildungsoperationen, die von den Durchschnittswertsbildungabschnitten durchgeführt werden und eine Symbolzeit überschreiten, einen ausreichend unterdrückten Einfluss der Kreuzkorrelation zwischen PNI und PNQ, die in den. Ausgangssignalen der Multiplikationsvorrichtung 1, 12, 13 und 14 enthalten sind, sicherstellen.
Da ein empfangenes Signal in der Anwesenheit einer Phasendifferenz als RX(t) = ρS(t)exp[jθ] definiert ist, wie vorstehend beschrieben ist, kann der Einfluss der Phasendifferenz gehoben werden durch Multiplizieren von RX(t) mit einem Phasenkompensationsglied exp[-jθ], was ergibt:
ρS(t)exp[jθ]exp[-jθ] = ρS(t) = ρSI(t) + jρSQ(t).
Wenn hier das empfangene Signal vor der Multiplikation mit dem Phasenkompensationsglied in ein Gleichphasenachsen-Empfangssignal und ein 90-Grad-Achsen- Empfangssignal getrennt wird, kann der obige Ausdruck beschrieben werden als:
ρS(t)exp[jθ]exp[-jθ] = [RXI(t) + jRXQ(t)]·exp[-jθ] = [RXI(t) + jRXQ(t)]·[cosθ - jsinθ] [RXI(t)cosθ + RXQ(t)sinθ] + j[RXQ(t)cosθ - RXI(t)sinθ]
D. h., wenn die rechte Seit des obigen Ausdrucks betrachtet wird, ist ein erstes Glied in der Form der Summe eines Gliedes, das durch Multiplizieren des Gleichphasenachsen-Empfangssignals mit cosθ erhalten wurde und eines Gliedes, das durch Multiplizieren des 90-Grad-Achsen-Empfangssignals mit sinθ erhalten wurde, während ein zweites Glied aus der Summe eines Produktes des Gleichphasenachsen-Empfangssignals und -sinθ und eines Produktes aus dem 90-Grad-Achsen- Empfangssignal und cosθ gebildet ist. Andererseits sind die Ausgangssignale der Durchschnittswertbildungsabschnitte mean 20a, 20b, 20c und 20d jeweils ρα&sub0;cosθ, -ρα&sub0;sinθ, ρα&sub0;sinθ und ρα&sub0;cosθ. Demgemäß wird ohne den Koeffizienten ρα&sub0; die Signalverarbeitung äquivalent dem obigen Ausdruck implementiert durch Multiplizieren der Ausgangssignale der Durchschnittswertbildungsabschnitte mean 20a, 20b, 20c und 20d und RXI und RXX zusammen in einer solchen Kombination, wie in Fig. 33 dargestellt ist, und dann durch Addieren oder Subtrahieren der Produkte.
In Fig. 33 sind zwei Komponenten mit cosθ jeweils ab geleitete von den Durchschnittswertbildungsabschnitten mean 20a und 20b, von zwei Komponenten und sinθ sind jeweils abgeleitet von den Durchschnittswertbildungsabschnitten mean 20b und 20c. Fig. 34 stellt einen Phasenkompensationsabschnitt der Datendemodulationsschaltung dar, die ebenfalls in der Japanischen Patentanmeldung 149369/93 offenbart ist. Mit dem Ziel der Vereinfachung der Schaltung ist der Phasenkompensationsabschnitt mit einer einzelnen Multiplikationsvorrichtung und einem einzelnen Durchschnittswertbildungsabschnitt versehen, bei dem beabsichtigt ist, die Komponenten mit cosθ und sinθ in Kooperation herauszuziehen.
Auf diese Weise erfordert die Konfiguration nach Fig. 32 unzweckmäßig eine solche komplizierte Verarbeitung wie eine tan&supmin;¹-Arithmetik und Phasendrehoperation, oder die Bezugsphase war empfindlich für den Rauscheffekt aufgrund der Verwendung einer Pilotphase, die von dem Suchempfänger dargestellt wird, der mehrere empfangene Pilotsignale abtastet. Die Schaltung nach Fig. 33 blieb noch immer eine redundante Struktur ungeachtet der Absicht, diese Probleme zu überwinden. Obgleich die in Fig. 34 gezeigte Konfiguration in der Lage ist, die Redundanz der Konfiguration nach Fig. 33 zu beseitigen, ist das Problem ungelöst geblieben, das sie gegenüber dem Einfluss von Rauschen empfindlich ist aufgrund ihrer Verwendung von nur der Hälfte der Komponenten, die mit den in den empfangenen Signalen enthaltenen Phasendifferenzinformationen assoziiert sind.
Auch kann die Verwendung mehrerer Datendemodulationsschaltungen für den Diversity-Empfang zu einem Problem führen, das die Komplexität des Empfängers insgesamt demgemäß erhöht wird, wenn die Konfigurationen und die Verarbeitung von individuellen Datendemodulationsschaltungen komplizierter wird.
Darüber hinaus bewirkt ein erhöhter Einfluss des Rauschens der Phasenkompensationsvorrichtung, die die Datendemodulationsschaltung bildet, eine Verschlechterung der Demodulationseigenschaften der Datendemodulationsschaltung. Daher tritt das Problem der Verbesserung der Demodulationseigenschaften der individuellen Datendemodulationsschaltungen auf, um weiterhin verbesserte Demodulationseigenschaften bei dem Divexsity-Empfang sicherzustellen.
Weiterhin ist es erforderlich, um das maximale Leistungsvermögen des Maximalverhältnis- Kombinationsdiversity-Empfangs zu erhalten, dass die Phasen der Ausgangssignale der jeweiligen Datendemodulationsschaltungen genau und durch Werte gewichtet in Abhängigkeit von der Signalstärke eingestellt werden. Jedoch ist es schwierig, für die Verwendung einer Notsignalphase und eines Notsignalpegels, die durch den Suchempfänger erhalten werden, das maximale Leistungsvermögen des Diversity-Empfangs aufgrund eines größeren Einflusses des Rauschens zu erhalten. "Einstellen der Phasen" bedeutet hier, dass die Phasenkompensation genau durchgeführt wird.
Auch kann eine Frequenzabweichung im Allgemeinen zwischen einer Sendeträgerfrequenz zur Verwendung in einem Sender am Zellenort und einer Ausgangsfrequenz eines lokalen Oszillators, die für die Herabwandlung innerhalb des Mobiltelefons verwendet wird, auftreten.
Die vorbeschriebene Phasendifferenz θ, die nach der Herabwandlung verbleibt, kann so betrachtet werden als dass sie keine zeitliche Veränderung hat, während, wenn die Frequenzabweichung zwischen den empfangenen Pfadsignalträger und dem Ausgangssignal des für die Abwärtswandlung verwendeten lokalen Oszillator besteht, sie ausgedrückt werden kann als
φ = δωt + θ
worin δ = 2πδf, und δf eine Frequenzabweichung ist. Nachfolgend wird φ, das in dem obigen Ausdruck dargestellt ist, als eine Trägerversetzung bezeichnet.
Aufgrund des Zufallsverhaltens des Rauschens kann eine verlängerte Durchschnittswertbildungszeit in den Durchschnittswertbildungsabschnitten den Einfluss des Rauschens verringern, aber nachteilig die Kompensation der Trägerversetzung (Frequenz- und Phasenkompensation) aufgrund der Zeitveränderung von δω verhindern. Eine kürzere Zeit T würde einen geringeren Einfluss von δω, aber auch eine verkürzte Durchschnittswertbildungszeit ergeben, was wiederum die Rauschherabsetzungswirkung durch Durchschnittswertbildung unterdrückt. Somit bleibt bei der herkömmlichen Phasenkompensationsvorrichtung das Problem des erhöhten Einflusses von Rauschen ungelöst.
Da die Phasenkompensationsvorrichtung der Datendemodulationsschaltung zunehmend durch das Rauschen beeinflusst wird, werden die Demodulationseigenschaften der Datendemodulationsschaltung verschlechtert. Somit verbleibt das Problem der Verbesserung der Demodulationseigenschaften der individuellen Datendemodulationsschaltung, um die weitere Verbesserung der Demodulationseigenschaften des Diversity-Empfangs zu erhalten. Auch verbleibt das Problem der Einstellung der Phase der Ausgangssignale der jeweiligen Datendemodu lationsschaltungen, um das ausreichende Leistungsvermögen des Diversity-Empfangs zu erhalten.
Eine Vorrichtung zur Kompensation der Trägerversetzung wurde z. B. von Takahashi, Taksishi und Onishi (lEICE, Spring National Conference A-204, 1993) (obgleich ihr Modulationsverfahren sich von dem nach US- Patent Nr. 5103459 unterscheidet). Um eine feste Phasendifferenz zu erhalten, umfasst dieses Verfahren die Schritte der Durchführung einer tan&supmin;¹-Arithmetik für jedes Entspreizungssymbol, um eine Phase für jedes Symbol und die Differenzen zwischen den aufeinanderfolgenden Phasen zu finden, der Durchschnittswertbildung der Differenzen, um die Größe der Phasendrehung entsprechend der Frequenzversetzung zu finden, und des Subtrahierens der Größe der Phasendrehung entsprechend der für jedes Symbol gefundenen Phase hiervon, um schließlich den Durchschnitt der Ergebnisse zu bilden.
D. h., unter der Annahme, dass φ(n) eine Phase ist, die von einem n-ten Entspreizungssymbol abgeleitet ist, T eine Symboldauer ist, N eine Durchschnittswertbildungszahl ist und δφ = δωT ist, dann werden δφ und θ erhalten durch eine Operation
φ(n) = tan - 1[sin{φ(n)}/cos{φ(n)}]
δφ = (1/N)Σ[φ(n + 1) - φ(n)]
θ = (1/N)Σ[φ(n) - nδφ)]
wobei Σ die Summe von N = 1 bis N darstellt. Dann werden die Entspreizungssymbole (die den Ausgangssignalen der Akkumulatoren 528 und 530 in Fig. 32 entsprechen) mit exp(-jφ) multipliziert. Nichtsdestoweniger ist es erforderlich, die tan&supmin;¹-Operation und die Phasendrehung durchzuführen, was zu einer kompli zierten Verarbeitung führt. Auch in dem Fall des Diversity-Empfangs unter Verwendung mehrerer Demodulationsschaltungen ergibt eine komplizierte Verarbeitung, die für die individuellen Datendemodulationsschaltungen erforderlich ist, unzweckmäßig eine weitere erhöhte Komplexität in dem Empfänger insgesamt.
Daneben läßt die Verwendung des in dem US-Patent Nr. 5103459 offenbarte Kommunikationssystems das Problem zu, dass die empfangenen Mehrpfadsignale gegenseitige Interferenzen bewirken, um die Empfangseigenschaften zu verschlechtern. Genauer gesagt, wenn von dem Zellenort gesendete Signale über mehrere Pfade empfangen werden, treten Differenzen in den Zeiten des Empfangs der jeweiligen Pfadsignale auf. Wenn S(t) die orthogonal einer Multiplexverarbeitung unterzogenen Signale auf der Grundlage einer Walsh-Funktion sind, wird die Orthogonalität der orthogonal einer Multiplexverarbeitungen unterzogenen Signale nur zugelassen, wenn jeweilige Empfangszeiten übereinstimmen, während, wenn die Empfangszeiten individuell unterschiedlich sind, sie Interferenzkomponenten werden, um die Demodulationseigenschaften zu verschlechtern. Demgemäß verbleibt das Problem der Verbesserung der Verschlechterung der Demodulationseigenschaften der Datendemodulationsschaltung durch die Interferenzkomponenten.
Es verbleibt auch das Problem der Herabsetzung der Verschlechterung der Demodulationseigenschaften der individuellen Datendemodulationsschaltungen durch die Interferenzkomponenten, um weiterhin die Demodulationseigenschaften des Diversity-Empfangs zu verbessern.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung wurde gemacht angesichts der bei dem vorbeschriebenen Stand der Technik aufgetretenen Probleme.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Datendemodulationsschaltung für eine Spreizspektrumkommunikation vorzusehen, die eine einfachere Konfiguration besitzt und in der Lage ist, eine Trägerversetzung zu eliminieren, die nach der Herabwandlung verblieben ist, um hierdurch ihre Demodulationseigenschaften zu verbessern.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Datendemodulationsschaltung für eine Spreizspektrumkommunikation vorzusehen, die verbesserte Demodulationseigenschaften sicherstellt durch Entfernen der durch Pilotsignale mit unterschiedlichen Zeiten bewirkten Interferenz.
Noch eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Datendemodulationsschaltung für Spreizspektrumkommunikation vorzusehen, die einfache Konfiguration besitzt und in der Lage ist, einen Diversity-Empfang mit der Hilfe mehrerer Datendemodulationsschaltungen durchzuführen, um hierdurch ihre Demodulationseigenschaften weiter zu verbessern.
Diese Probleme werden durch die Datendemodulationsschaltung nach Anspruch 1 und ein Verfahren für Datendemodulation nach Anspruch 10 gelöst. Vorteilhafte Verbesserungen des Demodulators und des Verfahren gemäß der Erfindung sind in den jeweiligen abhängigen Ansprüchen gegeben.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad- Phasenachse durch eine Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90- Grad-Phasenachsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: eine Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung zum Herausziehen von Informationen über Phasendifferenzen, durch Multiplizieren des empfangenen Gleichphasenachsen- Signals und des empfangen 90-Grad-Achsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Senderseite verwendet werden. Addieren oder Subtrahieren von zwei der Produkte in einer vorbestimmten Kombination, und Durchschnittswertbildung der Ergebnisse der Addition oder Subtraktion einer Phasenkompensationsvorrichtung zum Kompensieren der Wirkung von Phasendifferenzen, die in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90-Grad-Achsen-Signal verblieben sind, durch Verwendung der Phasendifferenzinformationen, die durch die Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung erhalten wurden; und eine Datendemodulationsvorrichtung zum Demodulieren gesendeter Daten von den Ausgangssignalen der Phasenkompensationsvorrichtung.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kompensation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse durch eine Direktfolgentechnik mit einem Gleichpha senachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: mehrere Datendemodulatorschaltungen mit unabhängigen Zeiten für Spreizspektrum- Kommunikation nach Anspruch 1; eine Zeiteinstellvorrichtung zum Einstellen der Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Datendemodulatorschaltungen; eine Additionsvorrichtung zum Addieren der Ausgangssignale der Zeiteinstellvorrichtung; und eine Datenbestimmungsvorrichtung zum Bestimmen der gesendeten Daten aus dem Ausgangssignal der Additionsvorrichtung.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse durch eine Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, wobei die Datendemodulatorschaltung aufweist: eine Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung zum Herausziehen von Informationen über Phasendifferenzen, durch Multiplizieren des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Senderseite verwendet werden, Addieren oder Subtrahieren von zwei der Produkte in einer vorbestimmten Kombination, und Durchschnittswertbilden der Ergebnisse der Addition oder Subtraktion; eine Verzögerungsvorrichtung zum Verzögern des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals um eine geeignete Zeitperiode; eine Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung zum Kompensieren der Wirkung der Frequenz- und Phasenversetzung, die in dem emp fangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90-Grad-Achsen-Signal verblieben ist, mit der durch die Verzögerungsvorrichtungen verzögerten Zeit, durch Verwendung der von der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung erhaltenen Phasendifferenzinformationen; und eine Datendemodulationsvorrichtung zum Demodulieren gesendeter Daten aus den Ausgangssignalen der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung.
Gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse durch eine Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: mehrere Datendemodulatorschaltungen mit unabhängigen Zeiten für Spreizspektrum- Kommunikation gemäß Anspruch 3; eine Zeiteinstellvorrichtung zum Einstellen der Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Datendemodulatorschaltungen; eine Additionsvorrichtung zum Addieren der Ausgangssignale der Zeiteinstellvorrichtung; und eine Datenentscheidungsvorrichtung zum Bestimmen der gesendeten Daten aus dem Ausgangssignal der Additionsvorrichtung.
Gemäß einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung der Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus dem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse durch eine Direktfolgentechnik mit einem Gleichpha senachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: eine Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung zum Herausziehen von Informationen über Phasendifferenzen, durch Multiplizieren des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Senderseite verwendet wurden, Addieren oder Subtrahieren von zwei der Produkte in einer vorbestimmten Kombination; und Bilden des Durchschnitts bei den Ergebnissen der Addition oder Subtraktion; eine Verzögerungsvorrichtung zum Verzögern des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals um eine geeignete Zeitperiode; eine Pegelsteuervorrichtung zum Steuern der Pegel der von der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung erhaltenen Phasendifferenzinformationen; eine Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung zum Kompensieren der Wirkung der Frequenz- und Phasenversetzung, die in dem zeitverzögerten empfangen Gleichphasenachsen-Signal und empfangenem 90-Grad-Achsen-Signal verblieben ist, durch Verwendung der Phasendifferenzinformationen, deren Pegel durch die Pegelsteuervorrichtung gesteuert wurde; und eine Datendemodulationsvorrichtung zum Demodulieren gesendeter Daten anhand der Ausgangssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung.
Gemäß einem sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleich phasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: mehrere Datendemodulatorschältungen mit unabhängigen Zeiten für Spreizspektrum- Kombination gemäß Anspruch 5; eine Zeiteinstellvorrichtung zum Einstellen der Zeiten der Ausgangssignale der mehreren Datendemodulatorschaltungen; eine Pegeleinstellvorrichtung zum Einstellen der Pegel der Ausgangssignale der mehreren Datendemodulatorschaltungen mit durch die Zeiteinstellvorrichtung eingestellten Zeiten; eine Additionsvorrichtung zum Addieren der Ausgangssignale der Pegeleinstellvorrichtung; und eine Datenentscheidungsvorrichtung zum Bestimmen der gesendeten Daten anhand des Ausgangssignals der Additionsvorrichtung.
Gemäß einem siebenten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: eine Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung zum Herausziehen von Informationen über Phasendifferenzen, durch Multiplizieren des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Senderseite verwendet werden, Addieren oder Subtrahieren von zwei der Produkte in einer vorbestimmten Kombination, und Bilden des Durchschnitts der Ergebnisse der Addition oder Subtraktion; eine Verzögerungsvorrichtung zum Verzögern des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals um eine geeignete Zeitperiode; eine Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung zum Kompensieren der Wirkung der Frequenz- und Phasenversetzung, die in dem zeitverzögerten empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem zeitverzögerten empfangenen 90-Grad-Achsen-Signal verblieben sind, mit der durch die Verzögerungsvorrichtung verzögerten Zeit, durch Verwendung der von der. Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung erhaltenen Phasendifferenzinformationen; eine Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung zum Berechnen der Größen der Interferenz, die auf die Ausgangssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung wirkt aufgrund von Notsignalen mit unterschiedlichen Zeiten; und eine Datendemodulationsvorrichtung mit Eliminlerer zum Demodulieren gesendeter Daten anhand der Ausgangssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung, währen die von der Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung berechneten Interferenzgrößen subtrahiert werden.
Gemäß einem achten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: mehrere Datendemodulatorschaltungen mit unabhängigen Zeiten für Spreizspektrum- Kommunikation gemäß Anspruch 7; eine Zeiteinstellvorrichtung zum Einstellen der Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Datendemodulatorschaltungen; eine Ad ditionsvorrichtung zum Addieren der Ausgangssignale der Zeiteinstellvorrichtung; und eine Datenentscheidungsvorrichtung zum Bestimmen der gesendeten Daten anhand des Ausgangssignals der Additionsvorrichtung.
Gemäß einem neunten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: eine Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung zum Herausziehen von Informationen über Phasendifferenzen durch Multiplizieren des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Senderseite verwendet werden, Addieren oder Subtrahieren von zwei der Produkte in einer vorbestimmten Kombination, und Bilden des Durchschnitts der Ergebnisse der Addition oder Subtraktion; eine Verzögerungsvorrichtung zum Verzögern des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals um eine geeignete Zeitperiode; eine Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung zum Kompensieren der Wirkung der Frequenz- und Phasenversetzung, die in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90-Grad-Achsen-Signal, die durch die Verzögerungsvorrichtung zeitverzögert sind, verblieben ist, durch Verwendung der von der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung erhaltenen Phasendifferenzinformationen; eine Pegelerfassungsvorrichtung zum Erfassen der Pegel der von der Phasendifferenzin formations-Extraktionsvorrichtung herausgezogenen Phasendifferenzinformationen; eine selektive Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung zum Berechnen der Größen der Interferenz, die auf die Ausgangssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung wirkt aufgrund der Pilotsignale mit unterschiedlichen Zeiten, Steuern der Ergebnisse der Berechnung in Abhängigkeit von den von der Pegelerfassungsvorrichtung erfaßten Pegeln, und selektiven Ausgeben der Größen der Interferenz gemäß den Ergebnissen der Steuerung; und eine Datendemodulationsvorrichtung mit Eliminierer zum Demodulieren gesendeter Daten anhand der Ausgängssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung, während die von der selektiven Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung berechneten Interferenzgrößen subtrahiert werden.
Gemäß einem zehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: mehrere Datendemodulatorschaltungen mit unabhängigen Zeiten für Spreizspektrum- Kommunikation gemäß Anspruch 9; eine Zeiteinstellvorrichtung zum Einstellen der Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Datendemodulatorschältungen; einen Additionsvorrichtung zum Addieren der Ausgangssignalen der Zeiteinstellvorrichtung; und eine Datenentscheidungsvorrichtung zum Bestimmen der gesendeten Daten aus dem Ausgangssignal der Additionsvorrichtung.
Gemäß einem elften Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: eine Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung zum Herausziehen von Informationen über Phasendifferenzen durch Multiplizieren des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Senderseite verwendet werden, Addieren oder Subtrahieren von zwei der Produkte in einer vorbestimmten Kombination, und Bilden des Durchschnitts der Ergebnisse der Addition und Subtraktion; eine Verzögerungsvorrichtung zum Verzögern des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals um eine geeignete Zeitperiode; eine Pegelsteuervorrichtung zum Steuern der Pegel der Phasendifferenzinformationen, die von der Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung erhalten werden; eine Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung zum Kompensieren der Wirkung der Frequenz- und Phasenversetzung, die in dem empfangenen Gleichphasenachsen- Signal und dem empfangenen 90-Grad-Achsen-Signal, die durch die Verzögerungsvorrichtung zeitverzögert wurden, verblieben ist, durch Verwendung der von der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung erhaltenen Phasendifferenzinformationen; eine Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung zum Berechnen der Größe der Interferenz, die auf die pegelgesteuerten Ausgangssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung aufgrund von Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten aufgrund von Signalen mit unterschiedlichen Zeiten wirkt; und eine Datendemodulationsvorrichtung mit Eliminierer zum Demodulieren gesendeter Daten aus den Ausgangssignalen der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung, während die von der Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung berechneten Interferenzgrößen subtrahiert werden.
Gemäß einem zwölften Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem, empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: mehrere Datendemodulatorschaltungen mit unabhängigen Zeiten für Spreizspektrum- Kommunikation gemäß Anspruch 11; eine Zeiteinstellvorrichtung zum Einstellen der Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Datendemodulatorschaltungen; eine Pegeleinstellvorrichtung zum Einstellen der Pegel der Ausgangssignale der mehreren Datendemodulatorschaltungen mit durch die Zeiteinstellvorrichtung eingestellten Zeiten; eine Additionsvorrichtung zum Addieren der Ausgangssignale der Pegeleinstellvorrichtung; und eine Datenentscheidungsvorrichtung zum Bestimmen der gesendeten Daten mittels des Ausgangssignals der Additionsvorrichtung.
Gemäß einem dreizehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum- Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus dem empfangenen Signal, das Spreizspektrummoduliert mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad-Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: eine Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung zum Herausziehen von Informationen über Phasendifferenzen durch Multiplizieren des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Senderseite verwendet werden, Addieren oder Subtrahieren von zwei der Produkte in einer vorbestimmten Kombination und Bilden des Durchschnitts der Ergebnisse der Addition oder Subtraktion; eine Verzögerungsvorrichtung zum Verzögern des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90-Grad-Achsen-Signals um eine geeignete Zeitperiode; eine Pegelsteuervorrichtung zum Steuern der Pegel der von der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung erhaltenen Phasendifferenzinformationen; eine Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung zum Kompensieren der Wirkung der Frequenz- und Phasenversetzung, die in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90-Grad-Achsen-Signal, die durch die Verzögerungsvorrichtung zeitverzögert sind, verblieben sind, durch Verwendung der von der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung erhaltenen Phasendifferenzinformationen; eine selektive Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung zum Berechnen der Größen der Interferenz, die auf die Ausgangssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung aufgrund von Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten wirkt, Steuern der Ergebnisse der Berechnung in Abhängigkeit von den erfaßten Pegeln durch einen Berechnungspro zess mit gesteuerter Variablen durch die Pegelerfassungsvorrichtung, und selektives Ausgeben der Größen der Interferenz gemäß den Ergebnissen der Steuerung; und eine Datendemodulationsvorrichtung mit Eliminierer zum Eliminieren gesendeter Daten anhand der Ausgängssignale der selektiven Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung, während die von der Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung berechneten Interferenzgrößen subtrahiert werden.
Gemäß einem vierzehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, eine Datendemodulationsschaltung für Spreizspektrum- Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrummoduliert mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad-Achsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist: mehrere Datendemodulatorschaltungen mit unabhängigen Zeiten für Spreizspektrum-Kommunikation gemäß Anspruch 13; eine Zeiteinstellvorrichtung zum Einstellen der Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Datendemodulatorschaltungen; eine Pegeleinstellvorrichtung zum Einstellen der Pegel der Ausgangssignale der mehreren Datendemodulatorschaltungen mit durch die Zeiteinstellvorrichtung eingestellten Zeiten; eine Additionsvorrichtung zum Addieren der Ausgangssignale der Pegeleinstellvorrichtung; und eine Datenentscheidungsvorrichtung zum Bestimmen der gesendeten Daten anhand des Ausgangssignals der Additionsvorrichtung.
Gemäß einem fünfzehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, ein Verfahren für Datendemodulation in einer Demodulations vorrichtung für Spreizspektrum-Kommunikation vorgesehen, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90-Grad-Achse mittels einer Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad- Achsen-Pseudorauschencode, welches Verfahren die Schritte aufweist: Multiplizieren des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90- Grad-Achsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Senderseite verwendet werden; Addieren oder Subtrahieren von zwei der Produkte In vorbestimmter Kombination; Herausziehen von Informationen über Phasendifferenzen durch Bilden des Durchschnitts der Ergebnisse der Addition oder Subtraktion; und Kompensieren der Wirkung von Phasendifferenzen, die in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90-Grad-Achsen-Signal verblieben sind, durch Verwendung der Phasendifferenzinformationen.
Gemäß einem sechzehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist, um die obige Aufgabe zu lösen, das Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 15 vorgesehen, welches weiterhin vor dem Kompensationsschritt den Schritt aufweist: Verzögern des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90- Grad-Achsen-Signals um eine geeignete Zeitperiode; und worin der Kompensationsschritt die Wirkung der Frequenz- und Phasenversetzung kompensiert, die in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90-Grad-Achsen-Signal, die durch den Verzegerungsschritt zeitverzögert sind, verblieben ist, durch Verwendung der Phasendifferenzinformationen.
Gemäß einem siebzehnten Aspekt der vorliegenden Er findung weist, um die obige Aufgabe zu lösen, das Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 16 weiterhin vor dem Kompensationsschritt den Schritt auf: Steuern der Pegel der Phasendifferenzinformationen.
Gemäß einem achtzehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist, um die obige Aufgabe zu lösen, das Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 16 weiterhin die Schritte auf: Berechnen der Größen der Interferenz, die auf die Frequenz- und Phasenkompensation aufgrund von Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten wirkt; und Demodulieren der gesendeten Daten durch Subtrahieren der Interferenzgrößen.
Gemäß einem neunzehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist, um die obige Aufgabe zu lösen, das Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 18 weiterhin vor dem Berechnungsschritt den Schritt auf: Erfassen der Pegel der Phasendifferenzinformationen; Auswählen der Größen der Interferenz gemäß den Pegeln der Phasendifferenzinformationen.
Gemäß einem zwanzigsten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist, um die obige Aufgabe zu lösen, das Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 18 weiterhin vor dem Kompensationsschritt den Schritt auf: Steuern der Pegel der Phasendifferenzinformationen.
Gemäß einem einundzwanzigsten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist, um die obige Aufgabe zu lösen, das Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 20 weiterhin vor dem Demodulationsschritt den Schritt auf: Auswählen der Größen der Interferenz gemäß den Pegeln der Phasendifferenzinformationen.
Gemäß einem zweiundzwanzigsten Aspekt der vorliegen den Erfindung weist, um die obige Aufgabe zu lösen, das Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 15 weiterhin die Schritte auf: Einstellen der Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Demodulationsvorrichtungen; Addieren der Ausgangssignale mehrerer der Demodulationsvorrichtungen; und Bestimmen der gesendeten Daten.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Diese und andere Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden augenscheinlicher, wenn sie in Verbindung mit den folgenden Zeichnungen betrachtet wird, in denen:
Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Datendemodulatorschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild eines Durchschnittswertbildungsabschnittes;
Fig. 3 stellt eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel dar;
Fig. 4 stellt eine Konfiguration einer Diversity- Kombinationsschaltung dar;
Fig. 5 illustriert eine Datendemodulatorschaltung, die gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ausgebildet ist;
Fig. 6 illustriert eine Datendemodulatorschaltung, die gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel ausgebildet ist;
Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel,
Fig. 8 ist ein Blockschaltbild eines Berechnungsabschnitts für eine gesteuerte Variable;
Fig. 9 stellt eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel dar;
Fig. 10 stelle eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel dar;
Fig. 11 illustriert eine Datendemodulatorschaltung, die gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel ausgebildet ist;
Fig. 12 illustriert eine Datendemodulatorschaltung, die gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel ausgebildet ist;
Fig. 13 ist ein Blockschaltbild eines Interferenzgrößen-Berechnungsabschnitts;
Fig. 14 ist ein Blockschaltbild einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 15 stellt eine Konfiguration eines Datendemodulators gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel dar;
Fig. 16 stellt eine Konfiguration eines Datendemodu lators gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel dar;
Fig. 17 illustriert eine Datendemodulatorschaltung, die gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel ausgebildet ist;
Fig. 18 illustriert eine Konfiguration eines Pegeldetektors;
Fig. 19 ist ein Blockschaltbild von einem anderen Interferenzgrößen-Berechnungsabschnitt;
Fig. 20 ist ein Blockschaltbild einer Datendemodulatorschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel;
Fig. 21 stellt eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel dar;
Fig. 22 stellt eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel dar;
Fig. 23 illustriert eine Datendemodulatorschaltung, die gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel ausgebildet ist;
Fig. 24 illustriert eine Konfiguration eines weiteren Interferenzgrößen-Berechnungsabschnitts;
Fig. 25 ist ein Blockschaltbild einer Datendemodulatorschaltung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 26 ist ein Blockschaltbild einer Datendemodulatorschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel;
Fig. 27 stellt eine Konfiguration einer anderen Diversity-Kombinationsschaltung dar;
Fig. 28 stelle eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel dar;
Fig. 29 illustriert eine Konfiguration von noch einem anderen Interferenzgrößen- Berechnungsabschnitt;
Fig. 30 ist ein Diagramm zum Illustrieren von Symbolzeiten;
Fig. 31 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Senders-Empfängers;
Fig. 32 ist ein Blockschaltbild einer Datendemodulatorschaltung, die in dem herkömmlichen Sender Empfänger verwendet wird;
Fig. 33 zeigte eine Konfiguration eines Phasendifferenzinformations-Extraktionsabschnitts und einer Phasenkompensationsschaltung, die eine andere herkömmliche Vorrichtung bilden; und
Fig. 34 zeigt eine Konfiguration eines Phasendifferenzinformations-Extraktionsabschnitts und einer Phasenkompensationsschaltung, die innerhalb einer weiteren herkömmlichen Vorrichtung enthalten sind.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Beispielhafte Ausführungsbeispiele einer Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation gemäß der vorliegenden Erfindung werden nun mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.

Ausführungsbeispiel 1

Es wird zuerst auf Fig. 1 der Zeichnungen Bezug genommen, in der eine Datendemodulatorschaltung dargestellt ist, die gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist. In Fig. 1 werden in einen allgemein mit 10 bezeichnete Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung ein empfangenes Gleichphasenachsen-Signal RXI und ein empfangenes 90-Grad- Achsen-Signal RXQ zusammen mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode PNI und einem 90-Grad-Achsen- Pseudorauschencode PNQ eingegeben, aus denen Informationen über Phasendifferenzen herausgezogen werden durch Durschnittswertbildungsabschnitte meanC 20 und meanS 25. Eine Phasenkompensationsvorrichtung 30 verwendet die so herausgezogenen Phasendifferenzinformationen, um den Einfluss der Phasendifferenz zu kompensieren, die bei RXI(t) und RXQ(t) nach der Herabwandlung verbleiben, und sie gibt eine phasenkompensierte Gleichphasenachsen-Komponente und eine 90- Grad-Achsen-Komponente aus. In einer Datendemodulationsvorrichtung, die allgemein mit 40 bezeichnet ist, werden die Gleichphasenachsen-Komponente und die 90- Grad-Achsen-Komponente jeweils mit den Gleichphäsen- Pseudorauschcode PNI bzw. dem 90-Grad- Pseudorauschencode PNQ multipliziert und die jeweiligen Produkte werden durch eine Additionsvorrichtung 43 miteinander addiert. Dann wird das Ausgangssignals des Addierers 43 mit einer Walsh-Funktion multipli ziert, die einer mobilen Einrichtung zugewiesen ist, und das Produkt wird während einer Symboldauer durch einen Akkumulator 45 akkumuliert. Es ist in dieser Beschreibung zu bemerken, dass das Ausgangssignal des Akkumulators 45 zu einer Datenentscheidungsvorrichtung geliefert wird, um die Daten zu bestimmen, oder alternativ zu einer Diversity-Kombinationsschaltung geliefert wird und nach dem Diversity-Empfang weiterhin zu der Datenentscheidungsvorrichtung.
Eine detailliertere Wirkungsweise der in Fig. 1 dargestellten Datendemodulationsschaltung wird nachfolgend beschrieben. Es ist darauf hinzuweisen, dass, da unter den vorher erwähnten Aufgaben der vorliegenden Erfindung die hierzu lösende Aufgabe darin liegt, die nach der Erfassung verbleibende Phasendifferenz θ mit einer einfachen Konfiguration zweckmäßig zu kompensieren, die Beschreibung für einen Fall erfolgt, bei dem δω ausreichend klein ist (φ = θ). Es wird nur ein Pfadsignal berücksichtigt, welches die Datendemodulatorschaltung verfolgt und empfängt, obgleich mehrere empfangene Pfadsignale in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90-Grad-Achsen- Signal enthalten sind. Es wird festgestellt, dass die durch die empfangenen Pfadsignale mit unterschiedlichen Zeiten sich nach der Demodulation wie ein gauß'sches Rauschen verhalten (am Akkumulatorausgang) (geschrieben von Allen Salmasi und Klein S. Gilhousen, mit dem Titel ON THE SYSTEM DESIGN ASPECTS OF CODE DIVISION MULTIPLE ACCESS (CDMA) APPLIED TO DIGI- TAL CELLULAR AND PERSONAL COMMUNICATIONS NETWORKS, 41. IEEE Vehicular Technology Conference).
Wie vorstehend beim Stand der Technik diskutiert wurde, werden das empfangene Gleichphasenachsen-Signal RXI(t) und das empfangene 90-Grad-Achsen-Signal RXQ(t) jeweils geschrieben als:
RXI(t) = ρW(t){PNI(t)cosθ - PNQ(t)sinθ}
RXQ(t) = ρW(t){PNQ(t)cosθ - PNI(t)sinθ}
Die Ausgangssignale von Multiplikationsvorrichtungen 11 und 13 werden jeweils ausgedrückt als RXI(t) PNI(t) und RXQ(t)PNQ. Daher ist, da PNI&sub2;(t) = PNQ&sub2;(t) = 1, das Ausgangssignal einer Additionsvorrichtung 15 gleich
RXI(t)PNI(t) + RXQ(t)PNQ(t) = ρw(t){PNI(t)cosθ - PNQ(t)sinθ}PNI(t) + ρW(t){PNQ(t)cosθ + PNI(t)sinθ}PNQ(t) = 2ρW(t)cosθ
In gleicher Weise werden die Ausgangssignale der Multiplikationsvorrichtungen 12 und 14 dargestellt als -RXI(t)PNQ(t) bzw. RXQ(t)PNI. s Daher ergibt sich das Ausgangssignal einer Additionsvorrichtung 16 als.
RXQ(t)PNI(t) - RXI(t)PNQ(t) = ρW(t){PNQ(t)cosθ + PNI(t)sinθ}PNI(t) - ρW(t){PNI(t)cosθ - PNQ(t)sinθ}PNQ(t) = 2ρW(t)sinθ
Die Ausgangssignale der Additionsvorrichtungen 15 und 16 werden als Eingangssignale zu den Durchschnittswertbildungsabschnitten meanC 20 bzw. meanS 25 geliefert. Im Vergleich zu den in den Fig. 33 und 34 dargestellten herkömmlichen Konfigurationen werden herausgezogene cosθ-Komponenten und herausgezogene sinθ- Komponenten vor der Eingabe in Durchschnittswertbildungsabschnitte jeweils kohärent durch die Additions vorrichtungen addiert (oder in derselben Richtung auf den Vektor). Demgegenüber wird in die jeweiligen Additionsvorrichtungen eingegebenes Rauschen zufällig addiert aufgrund ihrer gegenseitigen Unabhängigkeit. Somit ermöglicht dieselbe Durchschnittswertbildungszeit ein Herausziehen der Phasendifferenzinformationen, die durch das Rauschen weniger beeinflusst sind.
Fig. 2 stellt eine detaillierte Konfiguration der Durchschnittswertbildungsabschnitte meanC 20 und 25 dar. Das Ausgangssignal der Additionsvorrichtung 15 und 16 wird in einem Akkumulator 21 eingegeben, der innerhalb des Durchschnittswertbildungsabschnitts meansC 20 oder meanS 25 enthalten ist, und es wird über eine Symboldauer T integriert (akkumuliert). Das Integral für den Durchschnittswertbildungsabschnitt meanc 20 kann geschrieben werden als
2ρW(t)cosρdt = 2ρΣαidi(t)Wi(t)cosθdt
(worin das Integral über eine Symboldauer darstellt). Wenn die Integralzeit eine Symboldauer T ist, dann wird das Integrationsergebnis gleich null ohne W&sub0;(t) [= 1] aufgrund der Orthogonalität der Walsh-Funktion. Insofern, als i = 0 zu einer Walsh- Funktion führt, die einem Pilotsignal zugewiesen ist, das unmoduliert ist (d&sub0; = 1), ergibt der Durchschnittswertbildungsabschnitt meanC 20 das Ausgangssignal 2Tρα&sub0; cosθ. In derselben Weise ergibt das Ausgangssignal von meanS 25 2Tρα&sub0; sinθ.
Die Ausgangssignale des Akkumulators 21 enthalten auch andere Multipfadsignale oder Rauschkomponenten, die z. B. aus thermischem Rauschen entstehen, so dass die Ausgangssignale des Akkumulators zu Schieberegistern 23a und 23b geliefert werden, wobei die von diesen abgeleiteten Inhalte durch eine Additionsvorrichtung 24 miteinander addiert und deren Durchschnitt gebildet wird, um den Einfluss des Rauschens zu vermindern. Das Schieberegister wirkt, um in Folge die Akkumulatorausgangssignale zu verschieben, die in Intervallen von T einzugeben sind. Obgleich ein Zweistufen-Schieberegister gezeigt ist, dass bei diesem Ausführungsbeispiel verwendet wird, sollte die Anzahl von Stufen optimal in Abhängigkeit von der Signalstärke, dem Phasenzittern in dem empfangenen Signal, das sich aus den Bewegungen der mobilen Einrichtungen ergibt, usw. gesetzt werden. Zwischen dem Akkumulator 21 und dem Schieberegister 23a ist eine Multiplikationsvorrichtung 22 angeordnet, die als eine Gewichtungsschaltung für eine Normierung dient, in der ein Koeffizient auf 1/2t·m) gesetzt wird, wobei m die Anzahl der Eingangssignale in die Additionsvorrichtung 24 ist (die Anzahl von Schritten in dem Register = m - 1). Die Ausgangssignale der Additionsvorrichtung 24, die durch das Rauschen weniger beeinflusst sind, sind Ausgangssignale ρα&sub0; cosθ, ρα&sub0; sinθ der Durchschnittswertbildungsabschnitte meanC 20 und meanS 25, mit anderen Worten, die Ausgangssignale der Phasendiffererizinformations-Extraktionsvorrichtung.
Wie bei den in den Fig. 33 und 34 dargestellten herkömmlichen Beispielen gibt einen Vorgang, bei dem der Einfluss einer restlichen Phase, die nach der Herabwandlung in einem empfangenen Signal enthalten ist, kompensiert durch Verwendung der von der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung herausgezogenen Phasendifferenzinformationen. Die Additionsvorrichtung 35 gibt ρ²α&sub0;SI(t) aus, das durch Addieren eines Koeffizienten ρα&sub0; zu ρSI(t) erhalten wurde, während die Additionsvorrichtung 36 ρ²α&sub0;SQ(t) ausgibt, wie vorher diskutiert wurde. Die Ausgangssignale der Additionsvorrichtungen 35 und 36 bestehen aus Gleichphasenachsen-Komponenten und 90-Grad- Achsenkomponenten, in denen der Einfluss der Phasendifferenz beseitigt ist, welche ihrerseits als die Ausgangssignale der Phasenkompensationsvorrichtung zu der Datendemodulationsvorrichtung geliefert werden.
In der Datendemodulationsvorrichtung werden die Gleichphasenachsen-Komponenten mit PNI(t) multipliziert, während die 90-Grad-Achsenkomponenten mit PNQ(t) multipliziert werden, und die so erhaltenen Produkte werden miteinander addiert, um das folgende Ausgangssignal abzuleiten.
ρ²α&sub0;SI(t)PNI(t) + ρ²α&sub0;SQ(t)PNQ(t) = ρ²α&sub0;[SI(t)PNI(t) + SQ(t)PNQ(t)] = ρ²α&sub0;W(t)[PNI²(t) + PNQ²(t)] = 2ρ²α&sub0;2(t)
Dann multipliziert die Multiplikationsvorrichtung 44 das Ausgangssignal der Additionsvorrichtung 43 mit der Walsh-Funktion Wi(t), die der mobilen Einrichtung zugewiesen ist, was ergibt:
2ρ²α&sub0;W(t)Wi(t) = 2ρ²α&sub0;Wi(t)Σαidi(t)Wi(t)
was wiederum zu dem Akkumulator 45 ausgegeben wird, Der Akkumulator 45 führt die Akkumulation von Ausgangssignalen der Multiplikationsvorrichtung 44 durch. Aufgrund der Orthogonalität der Walsh-Funktion wird nur αidi(t)Wi(t) aus dem Multiplexsignal am Akkumulatorausgang herausgezogen, mit dem Ergebnis, dass 2ρ²α&sub0;αidi(t) das Ausgangssignal der Datendemodulationsvorrichtung ist.
Obgleich hier eine Art der Ausführung der Normierung durch die Multiplikationsvorrichtung 22 zwischen dem Akkumulator und dem Schieberegister offenbart ist, kann die Normierung an den Akkumulatoreingang oder dem Ausgang der Additionsvorrichtung durchgeführt werden, oder getrennt an mehreren Punkten. Die Normierung kann an dem geeignetsten Punkt durchgeführt werden wie einem Punkt, der am geringsten durch den Quantisierungsfehler beeinflusst ist, abhängig von der Anzahl von Quantisierungsbits in den digitalen Daten oder der Anzahl von Stufen in dem Schieberegister.

Ausführungsbeispiel 2

Es wird als Nächstes auf Fig. 3 Bezug genommen, in der eine Konfiguration eines Datendemodulators gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt ist. Eine erste und eine zweite Datendemodulatorschaltung, die allgemein mit 600 bzw. 610 bezeichnet ist, deren Arbeitsweise im Wesentlichen dieselbe wie beim Ausführungsbeispiel 1 ist, können auf ein erstes bzw. ein zweites empfangenes Pfadsignal wirken. bezeichnen Pseudorauschencodes bzw. eine Walsh-Funktion, die mit dem ersten empfangenen Pfadsignal assoziiert sind. PNI&sub2;, PNQ&sub2; und Wi&sub2; bezeichnen Pseudorauschencodes bzw. eine Wlsh- Funktion, die mit dem zweiten empfangenen Pfadsignal assoziiert sind. Das erste und das zweite empfangene Pfadsignal, die von demselben Zellenort gesendet wurden, werden mit denselben Pseudorauschencodes und derselben Walsh-Funktion versehen, aber unterscheiden sich in ihren Zeiten voneinander. Eine Positionsbeziehung zwischen der mobilen Einrichtung und dem Zellenort können eine gleichzeitige Übertragung von Signalen von mehreren Zellenorten zu derselben mobilen Einrichtung ermöglichen. In einem solchen Fall jedoch bezeichnen PNI&sub1;, PNQ&sub1; und Wi&sub1; Pseudorauschencodes und eine Walsh-Funktion, die an einem ersten Zellenort verwendet werden, wohingegen PNI&sub2;, PNQ&sub2; und Wi&sub2; Pseudorauschencodes und eine Walsh-Funktion bezeichnen, die an einem zweiten Zellenort verwendet werden. Diese Beziehungen sind auf andere Ausführungsbeispiele anwendbar, wie später beschrieben wird.
Ausgangssignale D&sub1; bzw. D&sub2; der Datendemodulatorschaltungen 600 und 610 werden zu einer Diversity- Kombiniererschaltung geliefert, die in Fig. 4 dargestellt ist, in der die Ausgangssignale D&sub1; und D&sub2; durch Verzögerungsvorrichtungen 601 und 602 zeitverzögert werden, um dieselben Zeiten darzustellen. Ihre jeweiligen Verzögerungszeiten T&sub1; und T&sub2; sind bestimmt durch einen Suchempfänger 5 oder die Datendemodulatorschaltungen 600 und 610, einen Steuerprozessor 8 usw. innerhalb desselben Empfängers. Die Ausgangssignale der Verzögerungsschaltungen werden nach der Addition durch eine Additionsvorrichtung 603 zu einer Datenentscheidungsvorrichtung 604 für die Datenbestimmung geliefert. In dieser Diversity- Kombiniererschaltung werden die Koeffizienten ρ&sub1;α&sub0; und ρ&sub2;α&sub0; gleichzeitig multipliziert, wenn die Phasenkompensation durch die Phasenkompensationsvorrichtung 30 der Datendemodulatorschaltungen 600 und 610 erfolgt, ρ&sub1; und ρ&sub2; bezeichnen hier empfangene Amplituden des ersten bzw. zweiten empfangenen Pfadsignals. Genauer gesagt, da die Gewichtung durchgeführt wurde in Abhängigkeit von einem Empfangspegel, der für die Ausführung des Maximalverhältnis-Kombinations- Diversityempfangs notwendig ist, ist es für die Diversity-Kombiniererschaltung nur erforderlich, das zeitverzögerte Ausgangssignal zu addieren, was bemerkenswert zu der Vereinfachung der Schaltung beiträgt.
Auch machen die Phasenkompensation und die Gewichtung entsprechend den Amplituden Verwendung von dem Ergebnis, das durch Bildung des Durchschnitts nur des einzelnen Pilotsignals erhalten wird, das in empfangenen Pfadsignalen enthalten ist, die in den jeweiligen Datendemodulatorschaltungen zu demodulieren sind. Demgemäß ist, solange wie die Anzahl von Stufen in dem Schieberegister des Durchschnittswertbildungsabschnitts optimal besetzt ist, die optimale Gewichtung bei der Phasenkompensation und dem für die Maximalverhältniskombination erforderlichen Pegel sichergestellt, wodurch ein Maximalverhältnis Kombination- Diversity-Empfang realisiert wird, der ausreichend von dem nachteiligen Einfluss des Rauschens befreit ist im Vergleich mit dem Fall, bei dem die Phaseninformationen und die Amplitudeninformationen verwendet werden, die einen beträchtlichen Einfluss des Rauschens von dem Suchempfänger unterworfen sind. Somit sind bevorzugte Wirkungen des Diversity-Empfangs sichergestellt, um die Datendemodulationseigenschaften beträchtlich zu verbessern.

Ausführungsbeispiel 3

Fig. 5 ist ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt, das sich von dem Ausführungsbeispiel 1 durch das Vorsehen von Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 unterscheidet. Eine Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung 10 und eine Datendemodulationsvorrichtung 40 sind im Wesentlichen dieselben wie beim Ausführungsbeispiel 1. Eine Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung 60 ist auch in genau derselben Weise wie die Phasenkompensationsvorrichtung 30 ausgebildet, aber unterschiedlich in Bezug genom men, da die Erstgenannte die Kompensation einer Frequenzabweichung ermöglicht. Die Aufgabe dieses Ausführungsbeispiels besteht unter den vorstehend genannten Aufgaben darin, mit einer einfachen Konfiguration vorteilhaft den Einfluss einer Trägerversetzung, die nach der Erfassung verbleiben kann, zu eliminieren. Das Prinzip des Ausführungsbeispiels nach Fig. 5 wird nachfolgend beschrieben.
Mit einer vorhandenen Trägerversetzung sind ein empfangenes Gleichphasenachsen-Signal und ein empfangenes 90-Grad-Achsen-Signal jeweils gegeben als
RXI(t) = ρW(t){PNI(t)cosφ - PNQ(t)sinφ}
RXQ(t) = ρW(t){PNQ(t)cosφ + PNI(t)sinφ)}
worin φ = δωt + θ eine Zeitfunktion darstellt. Wie aus Fig. 30 ersichtlich ist, kann, wenn ein n-tes Symbol über eine Zeitperiode (n - 1/2)T bis (n + 1/2)T vorhanden ist, dann ein durchschnittlicher Phasenwinkel φ(n) des n-ten Symbols geschrieben werden als
φ(n) = δωnT + θ = n(δωT) + θ = nδφ + θ
Der Akkumulator 21 nimmt eine Operationszeit T mit dem Ergebnis, dass eine Phasendifferenz von nur δφ zwischen Trägerversetzungen φ(n + 1), die in RX&sub1;(t) und RXQ(t) enthalten sind, vorhanden ist, selbst wenn der Akkumulator 21 direkt zu der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung 60 ausgibt ohne Durchschnittswertbildung durch die Additionsvorrichtung 24 in Fig. 2. Die Additionsvorrichtung 24 soll den Einfluss von Rauschen vermindern, wenn das Zweistufen- Schieberegister verwendet wird, das den Durchschnitt der Phasen von φ(n), φ(n - 1) bildet, und φ(n - 2) hat die Tendenz, eine weitere Zunahme der Phasendifferenz zu bewirken mit Bezug auf die, restliche Trägerversetzung φ(n + 1), die RX&sub1;(t) und RXQ(t) enthalten ist. Wenn jedoch die Phasenkompensation angewendet wird auf ein empfangenes Gleichphasenachsen-Signal und ein empfangenes 90-Grad-Achsen-Signal, die durch eine Zeitverzögerung von RXI(t) und RXQ(t) um zwei Symbole erhalten wurden, anstelle von RXI(t) und RXQ(t), auf der Grundlage der von der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung herausgezogenen Phasendifferenzinformationen, dann stimmt die restliche Trägerversetzung von zwei Symbolen früher, wenn sie φ(n - 1) ist, mit der Trägerversetzung überein, die von dem Ausgangssignal der Additionsvorrichtung 24 abgeleitet wurde. Folglich kann, wenn die Verzögerungszeit Td der Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 gleich 2T ist, der Einfluss der Trägerversetzung eliminiert werden, selbst wenn eine Phasendrehung δφ vorhanden ist, die sich aus der Frequenzabweichung ergibt. Alles, was bei diesem Ausführungsbeispiel neben die Frequenzabweichung erforderlich ist, besteht darin, die Verzögerungsvorrichtungen vorzusehen, und nicht eine tan&supmin;¹-Operation durchzuführen, was zu einer einfachen Konfiguration und einer Abnahme der Operationsmenge führt. Es ist festzustellen, dass die Verzögerungsvorrichtungen, die z. B. aus einem Schieberegister bestehen, bei jeder zumindest einen Chipzeit verschoben werden müssen, und mit der Anzahl von Stufen versehen sein müssen, die der Chipzeitdauer und der Verzögerungszeit entsprechen.
Der Ablauf beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 wird nachfolgend beschrieben. In dem Fall, in welchem das Schieberegister 23 zwei Stufen enthält, kann durch Verwendung einer Beziehung
cos{φ(n)} + cos{φ(n - 1)} + cos{φ(n - 2)} = cos{φ(n - 1)} + cos{φ(n)} + cos{φ(n - 2)} = cos{φ(n - 1)} + 2cos[{φ(n) + φ(n - 2)}/2] ·cos[{φ(n) - φ(n - 2)}/2] = cos{φ(n - 1)} + 2cos(δφ) ·cos[(n - 1)φδ + θ] = cos{φ(n - 1)} + 2cos(δφ)·cos{φ(n - 1)} = cos{φ(n - 1)}[1 + 2cos(δφ)]
das Ausgangssignal der Additionsvorrichtung 24, die sich innerhalb des Durchschnittswertbildungsabschnitts meanC 20 befindet, ausgedrückt werden als
ρα&sub0;(1/3)[1 + 2 cos(δφ)]·cos{φ n - 1)}
In gleicher Weise kann durch Verwendung einer Beziehung
sin{φ(n)} + sin{φ(n - 1)} + sin{φ(n - 2)} = sin{φ(n - 1)} + sin{φ(n)} + sin{φ(n - 2)} = sin{φ(n - 1)} + 2sin[{φ(n) + φ(n - 2)}/2] ·cos{φ(n) - φ(n - 2)}/2] = sin{φ(n - 1)} + 2cos(δφ) ·sin [(n - 1)δφ + θ] = sin{φ(n - 1)} + 2cos(δφ)·sin{φ(n - 1)} = sin{φ(n - 1)}[1 + 2cos(δφ)]
und des Ausgangssignals der Additionsvorrichtung 24, die innerhalb des Durchschnittswertbildungsabschnitts meanS 25 liegt, gegeben werden als
ρα&sub0;(1/3)[1 + 2cos(δφ)]·sin φ(n - 1)}
Demgemäß stimmt, wenn die Zeitverzögerung Td der Ver zögerungsvorrichtungen 50 und 51 gleich 2T (2 Symbolzeiten) gesetzt wird, dann die Trägerversetzung, die nach der Herabwandlung verbleibt, wenn sie φ(n - 1) ist, mit den Ausgangssignalen der Additionsvorrichtung 24 überein. Daher kann in derselben Weise wie beim Ausführungsbeispiel 1 der Einfluss der Trägerversetzung beseitigt werden durch die Frequenz- und Phasenkompehsationsvorrichtung, mit Ausnahme des Koeffizienten ρα&sub0;(1/3)[1 + 2cos(δφ)].
Eine Komponente (1/3)[1 + 2 cos(δφ))] des Koeffizienten kann berücksichtigt werden als ein Verlust in Abhängigkeit von δφ und bewirkt durch einen Durchschnittswertbildungsvorgang. Wenn δφ = 0 (φ = θ), ergibt der Koeffizient ρα&sub0; (kein Verlust), und eine Trägerversetzung enthaltend nur eine Phasendifferenz θ führt zu gerade denselben Wirkungen wie in dem Fall des Ausführungsbeispiels 1. Mit der Zunahme von δφ nimmt der Wert des Koeffizienten zu und wird schließlich null bei δφ = +2π/3, wenn keine Phasendifferenzinformationen herausgezogen werden. Daher ist in dem Fall eines Zweistufen-Schieberegisters die Kompensationsgrenze definiert als ρα&sub0; (die Größe der Phasendrehung pro Symbol) = 2π/3 Grad.
Die Kompensationsgrenze verändert sich in Abhängigkeit von der Anzahl von Stufen des Schieberegister. In dem Fall, in welchem die Anzahl von Stufen des Schieberegisters beispielsweise vier ist (d. h. die Anzahl von Additionen in der Additionsvorrichtung ist gleich 5) werden die Ausgangssignale der Durchschnittswertbildungsabschnitte meanC 20 und meanS 25 jeweils gegeben als
ρα&sub0;(1/5)[1 + 2cos(2δφ) + 2cos(δφ)]cos{φ(n - 3)}
ρα&sub0;(1/5)[1 + 2cos(2δφ) + 2cos(δφ)]sin{φ(n - 3)}
Dies führt zu der Notwendigkeit des Setzens der Verzögerungszeit Td der Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 auf 4T. In diesem Fall ermöglicht eine Zunahme der Anzahl von Durchschnittswertbildungsschritten, dass der Einfluss des Rauschens weiter verringert wird. Es ist festzustellen, dass δφ an der Kompensationsgrenze gleich 0,4π rad ist, so dass die maximale Größe der Frequenzversetzung, die zu kompensieren ist, abnimmt. Demgegenüber können in dem Fall, in welchem die Anzahl der Stufen in dem Schieberegister gleich eins ist, die Ausgangssignale der Durchschnittswertbildungsabschnitte meanC 20 und meanS 25 jeweils gegeben sein als
ρα&sub0;(1/2)2cos(δφ/2)cos{φ(n - 1/2)
ρα&sub0;(1/2)2cos(δf/2)sin{φ(n - 1/2)}
Dies führt zu der Notwendigkeit des Setzens der Verzögerungszeit Td der Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 auf 1,5T. In diesem Fall ermöglicht eine Abnahme der Anzahl von Durchschnittswertbildungsschritten, dass der Einfluss des Rauschens erhöht wird, aber δφ an der Kompensationsgrenze ist π, so dass die maximale Größe der Frequenzversetzung, die zu kompensieren ist, zunimmt. Das Ausgangssignal der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung 10 kann von der Formel für die Summierung von trigonometrischen Funktionen ableitet werden, in derselben Weise wie in dem Fall eines Zweistufen-Schieberegisters. Obgleich die obige Beschreibung mit der Kompensationsgrenze δφ erfolgte, bei der das Ausgangssignal der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung 10 gleich null sein kann, ist augenscheinlich, dass die Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung 10 allmählich die Ausgangswerte verringert entsprechen der Annäherung an die Kompensationsgrenze. Auch nehmen, wenn die Trägerversetzung größer wird, die Ausgangswerte (Korrelationswerte) der Akkumulatoren 21 innerhalb der Durchschnittswertbildungsabschnitte meanC 20 und meanS 25 ab. Die Größen der Abnahme in den Ausgangssignalen werden mitgeteilt z. B. in Transaction of IEICE, Band J69 - B Nr. 11, Seiten 1540-1547. Demgegenüber nimmt der Einfluss des Rauschens allmählich zu aufgrund von Verlusten, die mit dem Durchschnittswertbildungsvorgang verbunden sind, und der Herabsetzung der Akkumulator-Ausgangssignale, da Rauschkomponenten, die in den Ausgangssignalen des Akkumulators 21 enthalten sind, unabhängig von der Trägerversetzung sind. Für die mobile Einrichtung muß das Vorstehende berücksichtigt werden, wenn die Anzahl der Stufen in dem Schieberegister bestimmt werden. Zu diesem Zweck ist es bevorzugt, dass die Entscheidung so erfolgt, dass sie dem tatsächlichen System angepasst ist, wobei der Grad des Verlustes, die verringerten Akkumulator-Ausgangssignale (Korrelationswerte), Rauscheinfluss-Reduktionswirkungen, die mit der Zunahme der Anzahl von Stufen des Schieberegisters verbunden sind, die Kompensationsgrenze der Trägerversetzung usw. berücksichtigt werden. Wenn Verzögerungsvorrichtungen wie 50 und 51 eingeführt werden, ist festzustellen, dass in der Datendemodulationsvorrichtung wie 40 verwendete Pseudorauschencodes entsprechend der Verzögerungszeit Td in dieser Beschreibung verzögert werden müssen.

Ausführungsbeispiel 4

Fig. 6 stellt eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar. Gezeigt sind eine erste und eine zweiten Datendemodulatorschal tung, die allgemein mit 620 bzw. 630 bezeichnet sind, deren Arbeitsweise im Wesentlichen dieselbe wie die derjenigen des Ausführungsbeispiels 3 ist. Aufgrund von Verzögerungseinrichtungen 50 und 51, die in jeder der Demodulatorschaltungen 620 und 630 vorgesehen sind, stellt ein Eingangssignal der in Fig. 4 dargestellten Diversity-Kombiniererschaltung, neben den Wirkungen des Ausführungsbeispiels 2, dieselben Wirkungen sicher ungeachtet der Anwesenheit irgendeiner Frequenzabweichung, wodurch der Einfluss der Trägerversetzung mit einer einfachen Konfiguration eliminiert und ein bevorzugter Maximalverhältniskombinations-Diversityvorgang implementiert werden.

Ausführungsbeispiel 5

Fig. 7 illustriert eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das sich von dem Ausführungsbeispiel 3 unterscheidet durch die Zwischenschaltung einer Pegelsteuervorrichtung 70 zwischen eine Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung 10 und eine Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung 60, obgleich es ansonsten mit dem Ausführungsbeispiel 3 übereinstimmt. Beider Beschreibung des Ausführungsbeispiels 3 waren die Ausgangssignale der Durchschnittswertbildungsabschnitte meanC 20 und meanS 25, wenn die Anzahl der Stufen des Schieberegisters gleich zwei ist, jeweils gegeben als
ρα&sub0;(1/3)[1 + 2cos(δφ)]·cos{φ (n - 1)}
ρα&sub0;(1/3)[1 + 2cos(δφ)]·sin{φ(n - 1)}
Unter diesen sind die echten Phasendifferenzinformationen nur cos{φ(n - 1)} und sin{φ(n - 1)}, wobei die Koeffiziententeile verwendet werden, um in dem Ausgangssignal der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung die Gleichphasenachsen-Komponente und die 90-Grad-Achsenkomponente zu multiplizieren. RXI und RXQ, die die Form digitaler Daten annehmen, die durch einen Analog/Digital-Wandler in digitale Signale umgewandelt wurden, werden nach der Durchführung einer Operation wie einer ADC (automatische Verstärkungssteuerung) in dem analogen Abschnitt einer A/D- Umwandlung unterzogen wurden, um die Anzahl von Bits anzupassen, die für digitale Daten anzeigend sind. Daher kann in dem Fall, dass die Anzahl von verbliebenen Bits knapp ist, der Einfluss des Quantisierungsfehlers möglicherweise ansteigen, wenn die Amplitude auch unerwünscht umgewandelt wird mit der Multiplikation des Koeffizienten, wenn die Trägerversetzungs-Kompensation durchgeführt wird. Insbesondere sind mobile Einrichtungen allgemein so ausgebildet, dass sie eine minimale Anzahl von Bits enthalten angesichts des reduzierten Hardwareumfangs und des geringen Leistungsverbrauchs. Somit ist die in diesem Ausführungsbeispiel 5 offenbarte Datendemodulatorschaltung so konfiguriert, dass sie im Wesentlichen dieselben Wirkungen wie das Ausführungsbeispiel 3 mit Bezug auf die Kompensation der Trägerversetzung sicherstellt und jede Amplitudenumwandlung zur Zeit der Kompensation verhindert.
Die Pegelsteuervorrichtung 70 war vorgesehen, um mit einer geringeren Anzahl von Bits als vorstehend beschrieben auszukommen, welche einen Steuervariablen- Berechnungsabschnitt 80 enthält zum Berechnen einer Steuervariablen aus dem Ausgangssignal der Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung sowie Multiplikationsvorrichtungen 71 und 72 enthält zum Multiplizieren des Ausgangssignals der Phasendifferen zinformations-Extraktionsvorrichtung mit der so erhaltenen Steuervariablen, wodurch der Pegel konstant invariabel zu dem Eingang gehalten wird. Eine detaillierte Konfiguration des Steuervariablen- Extraktionsvorrichtung werden jeweils zu Quadriervorrichtungen 81 und 82 geführt, die eine Summenquadrierung mit der Hilfe einer Additionsvorrichtung 83 finden. Durch Finden des Summenquadrats ist ein Quadratwert der Koeffizienten als das Ausgangssignal de Additionsvorrichtung vorgesehen, aufgrund der Identität der Koeffizienten, die mit Cosinus- und Sinus- Ausdrücken assoziiert sind, welche Phasendifferenzinformationen in den Ausgangssignalen der Durchschnittswertbildungsabschnitte meanC 20 und meanS 25 tragen. Dann berechnet eine Quadratwurzel- Berechnungsvorrichtung 84 eine Quadratwurzel des Quadratwertes der Koeffizienten, um hierdurch eine Größe der Koeffizienten zu erhalten. Die Quadratwurzel- Berechnungsvorrichtung kann verwendet werden als ein Pegelmonitor. Danach findet eine inverse Schaltung 85 die Umkehrung der Größe der Koeffizienten, um eine Steuervariable zu berechnen. Somit wird das Ausgangssignal des Steuervariablen-Berechnungsabschnitts, welches invers zu der Größe der Koeffizienten ist, durch die Multiplikationsvorrichtungen 71 und 72 mit dem Ausgangssignal der Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung multipliziert, wodurch es möglich wird, dass die Phasendifferenzinformationen frei von dem Einfluss der zu der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung auszugebenden Koeffizienten sind.

Ausführungsbeispiel 6

Fig. 9 stellt eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß noch einem andern Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar, das sich von dem Ausführungsbeispiel 5 in dem Punkt unterscheidet, dass die Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 nicht vorhanden sind. Eine solche Anordnung kann in dem Fall genommen werden, in welchem die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung θ mit einem ausreichen kleinen δφ betrachtet wird.
Ein ausreichend kleines δφ wäre z. B. der Fall, in dem die Genauigkeit des lokalen Oszillators gut genug ist oder in dem δφ durch andere Mittel korrigiert wird. In diesem Fall besteht keine Notwendigkeit, irgendwelche Verzögerungsmittel vorzusehen, was zu einer Abnahme in den Abmessungen der Schaltung führt.

Ausführungsbeispiel 7

Fig. 10 stellt eine Konfiguration einer Datendemodulatorschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar, in der eine erste und eine zweite Datendemodulatorschaltung allgemein als 640 bzw. 650 bezeichnet sind, deren Arbeitsweise im Wesentlichen dieselbe wie bei dem Ausführungsbeispiel 5 ist. Die Datendemodulatorschaltungen 640 und 650 enthalten jeweils eine Pegelregulationsvorrichtung 70, durch die bewirkt wird, dass die Amplitude in einer Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung 60 nicht variiert, wodurch eine wirksame Operation sichergestellt ist, ungeachtet einer reduzierten Anzahl von quantisierten Bits. Es ist festzustellen, dass, wenn der Maximalverhältnis- Kombinations-Diversityvorgang implementiert wird, eine Diversity-Kombiniererschaltung eine Multiplikation des Koeffizienten proportional zu der Amplitude durchführen muß. In Fig. 27 ist eine Diversity- Kombiniererschaltung illustriert, welche wirksam ist, um den Maximalverhältniskombinations-Diversityempfang von den Ausgangssignalen der Datendemodulatorschaltungen 640 und 650 zu implementieren. Die Diversity- Kombiniererschaltung unterscheidet von der nach Fig. 4 dadurch, dass die erstgenannte Multiplikationsvorrichtungen 773 bzw. 774 enthält, die zwischen Zeiteinstell-Verzögerungsvorrichtungen 771 und 772 und einer Additionsvorrichtung 775 geschaltet sind und dazu dienen die Multiplikation des Koeffizienten proportional zu der Amplitude durchzuführen. Der Koeffizient proportional zu der Amplitude wird abgeleitet von der Quadratwurzel-Berechnungsvorrichtung 84 des in Fig. 8 dargestellten Steuervariablen- Berechnungsabschnitts, so dass der Maximalverhältniskombinations-Diversityvorgang leicht implementiert werden kann ohne irgendwelchen zusätzlichen Mittel und Prozesse. Es ist festzustellen, dass die Positionsbeziehung zwischen der Verzögerungsvorrichtungen 771 und der Multiplikationsvorrichtung 773 umgekehrt werden kann. Dasselbe kann gesagt werden von der zwischen der Verzögerungsvorrichtung 772 und der Multiplikationsvorrichtung 774.

Ausführungsbeispiel 8

Fig. 11 stellt noch ein anderes Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung dar, die gemäß der Vorliegenden Erfindung ausgebildet ist und sich von dem Ausführungsbeispiel 7 in dem Punkt unterscheidet, dass sie die Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 ausschließt. Eine derartige Anordnung kann insoweit genommen werden, als die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung θ mit einem ausreichend kleinen δφ betrachtet wird. Ein ausreichend kleines δφ wäre z. B. der Fall, in dem die Genauigkeit des lokalen Oszillators gut genug ist oder in dem δφ durch andere Mittel korrigiert wird. Dies erfordert keine Verzögerungsmittel und erzielt eine Herabsetzung der Größe der Schaltung.

Ausführungsbeispiel 9

Fig. 12 stellt noch ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung dar, die gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist.
Obgleich bei den Ausführungsbeispielen 1 bis 8 ausschließlich das empfangene Pfadsignal beachtet wurde, existieren tatsächlich auch Pfadsignale mit unterschiedlichen Zeiten oder Signale, die von anderen Zellenorten gesendet wurden. Diese können als Zufallsrauschen betrachtet werden, das eine Verschlechterung der Datendemodulationseigenschaften bewirkt. Es ist jedoch schwierig, eine Rauschgröße zu der. Zeit der Demodulation zu berechnen aufgrund der Notwendigkeit von enormen Verarbeitungsoperationen. Nichts desto weniger fährt die mobile Einrichtung fort, Pilotsignale konstant zu überwachen, die in den empfangenen Pfadsignalen enthalten sind, um Informationen über Empfangszeit, Phasen usw. von zumindest Pilotsignalen mit höheren Pegeln zu erhalten. Unter den vorstehend genannten Aufgaben liegt die Aufgabe dieses Ausführungsbeispiels darin, eine Demodulatorschaltung vorzusehen, die auf der Grundlage der Informationen über Empfangszeiten, Phasen usw. der Pilotsignale eine Berechnung der Größe der Interferenz, die durch Pilotsignale mit unterschiedlichen Zeiten bewirkt wird, ermöglicht, und eine Demodulationsvorrichtung enthält, die in der Lage ist, die Interferenzgröße zu eliminieren. Neben der Fig. 5, die Ausführungsbei spiel 3 zeigt, zeigt Fig. 12 eine Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung sowie eine Datendemodulationsvorrichtung mit Eliminierer, die einen Eliminierer 91 zum Eliminieren der Interferenzgröße aufweist. Im Wesentlichen dieselben wie beim Ausführungsbeispiel 3 sind die anderen Bestandteile wie eine Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung 10, eine Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung 60 und Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51.
Es erfolgt zuerst eine Beschreibung der Interferenz aufgrund der Pilotsignale mit unterschiedlichen Zeiten.
Es wird nun ein Fall betrachtet, in welchem ein Empfänger zwei Pfadsignale mit unterschiedlichen Zeiten empfängt. Ein früheres Zeitsignal und ein späteres Zeitsignal werden als eine Vorwärtswelle bzw. eine Verzögerungswelle bezeichnet.
Eine komplexe Umhüllung RX(t) eines Signals, das als Eingangssignal der Datendemodulatorschaltung vorgesehen ist, kann ausgedrückt werden als
RX(t) = ρ&sub1;S(t)exp(jφ&sub1;) + ρ&sub1;S(t + τ)exp(jφ&sub2;)
worin ρ&sub1; und φ&sub1; eine empfangene Amplitude bzw. eine Trägerversetzung der Vorwärtswelle bezeichnet; ρ&sub2; und φ&sub2; eine empfangene Amplitude bzw. eine Trägerversetzung der Verzögerungswelle gezeigt; und τ bezeichnet eine Zeitdifferenz zwischen der Vorwärtswelle und der Verzögerungswelle. In dem Fall, dass die Demodulatorschaltung nach Fig. 12 für die Vorwärtswelle wirksam ist, führt die Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung 10 die vorher beim Ausführungsbeispiel 3 er läutert wurde, eine Operation RX(t)·ρ1α&sub0;exp(-jφ&sub1;) mit Bezug auf RX(t) durch, mit dem Ergebnis, dass δas Ausgangssignal der Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung 10 vorgesehen ist als
ρ&sub1;²α&sub0;S(t) + ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;S(t + τ)exp[j(φ&sub2; - φ&sub1;)]
wobei ein erstes Glied des obigen Ausdrucks eine gewünschte Komponente darstellt und ein zweiter Ausdruck einen Interferenzfaktor darstellt, der sich aus dem Pfadsignal mit unterschiedlicher Zeit ergibt. Es wird eine Beschreibung eines Verhaltens des zweiten Gliedes gegeben, das ein Interferenzfaktor ist, da die gewünschte Komponente beim Ausführungsbeispiel erläutert wurde.
Das zweite Glied kann angeordnet werden als
ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;S(t + τ)exp[j(φ&sub2; - φ&sub1;)] = ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;W(t + τ)[{PNI(t + τ)cosΔφ - PNQ(t + τ)sinΔφ} + j{PNQ(t + τ)cosΔφ + PNI(t + τ) sinΔφ}]
In dem obigen Ausdruck bezeichnet die reelle Komponente ein Eingangssignal einer Multiplikationsvorrichtung 41 und die imaginäre Komponente bezeichnet ein Eingangssignal einer Multiplikationsvorrichtung 42 mit Δφ = φ&sub2; - φ&sub1;. In der Datendemodulationsvorrichtung mit Eliminierer dient die Multiplikationsvorrichtung 41 zum Multiplizieren des Eingangssignals der Multiplikationsvorrichtung mit PNI(t) mit Bezug auf den Interferenzfaktor, um hierdurch ein Ausgangs signal
ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;W(t + τ){PNI(t + τ)cosΔφ - PNQ(t + τ)sinΔφ}· pN(t) = ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;W(t + τ)(PNI&sub2;cosΔφ + PNQ&sub2;sinΔφ}·PNI&sub1;
zu erhalten.
In gleicher Weise liefert die Multiplikationsvorrichtung 42 ein Ausgangssignal
ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;W(t + τ)(PNQ(t + τ)cosΔφ + PNI(t + τ)sinΔφ}·PNQ(t) = ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;W(t + τ)(PNQ&sub2;cosΔφ + PNI&sub2;sinΔφ}·PNQ&sub2;
Nachfolgend sind solche Repräsentationen verfügbar als Wi(t) = Wi&sub1;, Wi(t + τ) = Wi&sub2;, PNI&sub1; = PNI(t), PNQ&sub1; = PNQ(t), PNI&sub2; = PNI(t + τ), und PNQ&sub2; = PNQ(t + τ). Das Pilotsignal ist unmoduliert, das Pilotsignal W&sub0;&sub2; enthält hierin W(t + τ) ist insgesamt 1 und ein Leistungsverteilungskoeffizient ist α&sub0;.
Daher kann unter den Interferenzfaktoren, die in den Ausgangssignalen der Multiplikationsvorrichtungen 41 und 42 enthalten sind, die Interferenzkomponente, die sich aus dem Verzögerungswellen-Pilotsignal ergibt, jeweils ausgedrückt werden als
ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;α&sub0;{PNI&sub2;cosΔφ - PNQ&sub2;sinΔφ}·PNI&sub1; · ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;α&sub0;(PNI&sub2;cosΔφ - PNQ&sub2;sinΔφ}·PNQ&sub2;
Dann wird unter den Interferenzfaktoren, die in dem Ausgangssignal der Additionsvorrichtung 43 enthalten sind, die Größe der Interferenz IDF&sub1;, die durch das Verzögerungswellen-Pilotsignal bewirkt wird, ausgedrückt hinsichtlich der Summe der beiden Ausdrücke:
IDF&sub1; = ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;α&sub0;{PNI&sub2;cosΔφ - PNQ&sub2;sinΔφ}·PNI&sub1; + ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;α&sub0;(PNI&sub2;cosΔφ - pNQ&sub2;sinΔφ}·PNQ&sub2;
In gleicher Weise abgeleitet ist die Größe der Interferenz IDF&sub2;, die durch das Verzögerungswellen- Pilotsignal bewirkt wird, unter den Interferenzfaktoren, die in dem Ausgangssignal der Additionsvorrichtung 43 innerhalb der auf die Verzögerungswelle wirkenden Datendemodulatorschaltung enthalten sind.
IDF&sub2; = ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;α&sub0;{PNI&sub2;cosΔφ - PNQ&sub2;sinΔφ}·PNI&sub1; + ρ&sub1;α&sub0;ρ&sub2;α&sub0;{PNI&sub2;cosΔφ - PNQ&sub2;sinΔφ}·PNQ&sub2;
Folglich kann unter der Bedingung, dass die mobile Einrichtung in der Lage ist, IDF (= IDF&sub1; = IDF&sub2;) darin zu berechnen, dann die mit dem Verzögerungswellen- Pilotsignal assoziierte Interferenz eliminiert werden durch Subtrahieren von IDF von dem Ausgangssignal der Additionsvorrichtung 43 der auf die Vorwärtswelle wirkenden Datendemodulatorschaltung, während die mit dem Vorwärtswellen-Pilotsignal assoziierte Interferenz eliminiert werden kann durch Subtrahieren von IDF von dem Ausgangssignal der Additionsvorrichtung 43 der auf die Verzögerungswelle wirkenden Datendemodulatorschaltung, wodurch die Verbesserung der Demodulationseigenschaften erreicht wird.
Es werden ρ&sub1;α&sub0; cosφ&sub1; und ρ&sub1;α&sub0; sinφ&sub1; abgeleitet von den Durchschnittswertbildungsabschnitten meanC 20 bzw. meanS 25, die die Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung 10 innerhalb der Datendemodulatorschaltung, die mit der Vorwärtswelle operiert, bilden, während ρ&sub2;α&sub0; cosφ&sub2; und ρ&sub2;α&sub0; sinφ&sub2; von den Durchschnittswertbildungsabschnitten meanC 20 bzw. meanS 25 abgeleitet werden, die die Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung 10 innerhalb der Datendemodulatorschaltung, die mit der Verzögerungswelle operiert, bilden. Es ist festzustellen, dass die Beschreibung hier für einen Fall erfolgte, der vorher beim Ausführungsbeispiel 3 erläutert wurde, wo der den Durchschnittswertbildungsschritt begleitende Verlust, der von der Trägerversetzung abhängt, ausreichend klein ist. Ohne direkte Darstellungen in den Diagrammen werden PNI&sub1; und PNQ&sub1; von einem Zeitregenerierungssystem der Datendemodulatorschaltung, die auf die Vorwärtswelle wirkt, geliefert, während PNI&sub2; und PNQ&sub2; von dem Zeitregenerierungssystem der Datendemodulatorschaltung, die auf die Verzögerungswelle wirkt, geliefert werden, wobei alle von diesen die Verzögerungszeit Td reflektieren sollten.
Es ist somit anhand des Obigen möglich, IDF durch die in Fig. 13 dargestellte Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung zu finden. Obgleich Fig. 13 eine mathematische Operation zum Ableiten von IDF aus den jeweiligen vorbeschriebenen Komponenten zu illustrieren, können dieselben Wirkungen durch eine Softwareberechnung dargestellt werden.

Ausführungsbeispiel 10

Fig. 14 stellt ein anderes Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung dar, das gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist, wobei es sich von Ausführungsbeispiel 9 in dem Punkt unterscheidet, dass die Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 fehlen. Dies ist eine Anordnung, bei der die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung θ mit einem ausreichend kleinen δφ ungesehen werden kann. Das ausreichend kleine δφ tritt z. B. in dem Fall auf, in welchem der lokale Oszillator eine ausreichend gute Genauigkeit oder δφ durch andere Maßnahmen korrigiert wird, was zu einer Verringerung der Größe der Schaltung führt.

Ausführungsbeispiel 11

Fig. 15 stellt eine Konfiguration von noch einem anderen Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Eine erste und eine zweite Datendemodulatorschaltung sind allgemein mit 680 bzw. 690 bezeichnet und wirken auf eine Vorwärtswelle und eine Verzögerungswelle. Die Arbeitsweise der Datendemodulatorschaltungen 680 und 690 ist im wesentlichen dieselbe wie diejenige bei dem Ausführungsbeispiel 9. Genauer gesagt, ρ&sub1;α&sub0; cosφ&sub1; und ρ&sub1;α&sub0; sinφ&sub1; nach Fig. 13 werden durch eine Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung der Schaltung 680 gegeben, während ρ&sub2;α&sub0; cosφ&sub2; und ρ&sub2;α&sub0; sinφ&sub2; durch eine Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung der Schaltung 690 gegeben werden. In derselben Weise werden PNI&sub1; und PNQ&sub1; von einem Zeitregenerierungssystem der Schaltung 680 geliefert, während PNI&sub2; und PNQ&sub2; von einem Zeitregenerierungssystem der Schaltung 690 geliefert werden. Ausgangssignale D&sub1; bzw. D&sub2; der Datendemodulatorschaltungen 680 und 690 enthaltend die jeweilige Pilotsignalinterferenz gelöscht, mit dem Ergebnis, dass die Verwendung der in Fig. 4 dargestellten Diversity- Kombiniererschaltung eine weitere Verbesserung der Demodulationseigenschaften durch eine einfache Konfiguration ermöglicht im Vergleich zum Ausführungsbei spiel 4, abhängig von den Energien der in den empfangenen Pfadsignalen mit unterschiedlichen Zeiten enthaltenen Pilotsignale.

Ausführungsbeispiel 12

Fig. 16 stellt noch ein anderes Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung dar, die gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist, wobei es sich von dem Ausführungsbeispiel 11 durch den Ausschluss der Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 unterscheidet. Dies ist eine Anordnung, welche verschiebbar ist, wenn die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung θ mit einem ausreichend kleinen δφ angesehen werden kann. Das ausreichend kleine δφ tritt z. B. in dem Fall auf, in welchem der lokale Oszillator eine ausreichend gute Genauigkeit hat oder δφ durch andere Maßnahmen korrigiert wird, was zu einer Verringerung der Größe der Schaltung führt.

Ausführungsbeispiel 13

Fig. 17 ist ein Blockschaltbild, das noch ein anderes Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, das sich von dem in Fig. 12 dargestellten Ausführungsbeispiel 9 in dem Punkt unterscheidet, dass es eine Pegelerfassungsvorrichtung 140 zwischen einer Phasendifferenz- Extraktionsvorrichtung 10 und einer Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung 60 enthält. Eine Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung bei diesem Ausführungsbeispiel hat eine in Fig. 19 dargestellte Konfiguration, die sich von dem in Fig. 13 illustrierten Ausführungsbeispiel 9 in dem Punkt unterscheidet, dass sie weiterhin einen Steuerabschnitt 160 und eine Auswahlvorrichtung 200 unterscheidet.
Obgleich die Eliminierung der Interferenz erreicht werden kann, wenn der Einfluss des Rauschens am Ausgang der Phasendifferenz-Extraktionsvorrichtung 10 ausreichend reduziert ist, erhöht z. B. ein niedrigerer Signalpegel den Einfluss des Rauschens und das Ausgangssignal der Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung 10 kann stärker durch das Rauschen beeinträchtigt werden. Da in einem solchen Fall eine durch die Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung erhaltene Interferenzgröße auch stärker durch das Rauschen beeinflusst wird, kann eine Subtraktion von IDF in einer Additionsvorrichtung 92 nach Fig. 17 möglicherweise eine Verschlechterung in den Empfangseigenschaften bewirken.
Um eine derartige Verschlechterung in den Empfangseigenschaften zu verhindern, ist das Eingangssignal in dem Steuerabschnitt 160 nach Fig. 19 ein Pegel, der von der Pegelerfassungsvorrichtung 140 erfaßt wird. Wenn dann einer der Erfassungspegel ρ&sub1;α&sub0; oder ρ&sub2;α&sub0; der Datendemodulatorschaltungen, die auf die Vorwärtswelle bzw. die Verzögerungswelle wirken, unter einen Schwellenpegel (L&sub0;) fallen, der gleichzeitig in den Steuerabschnitt eingegeben wird, werden Steuersignale von dem Steuerabschnitt zu Multiplikationsvorrichtungen und Additions-/Subtraktionsvorrichtungen von Abschnitten 170, 180 und 190 ausgegeben, um die arithmetischen Operationen anzuhalten. Das Anhalten der arithmetischen Operationen führt zu einer Verringerung des Leistungsverbrauchs. Zur selben Zeit empfängt die Auswahlvorrichtung 200 ein Auswahlsignal, wodurch der Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung ermöglicht wird, IDF = 0 auszugeben. Wen IDF = 0 als Eingangssignal zu der Additionsvorrichtung 91 geliefert wird, wird der Löschungsvorgang wirksam beendet, um eine Verhinderung der Verschlechterung der Eigen schaften zu ermöglichen. In Fig. 18 ist eine detaillierte Konfiguration eines Pegeldetektors 150 gezeigt, der eine Pegelerfassung durchführt und nur eine Summenquadrierungsvorrichtung und eine Quadratwurzel-Berechnungsvorrichtung enthält.

Ausführungsbeispiel 14

Fig. 20 stellt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung dar, das sich von dem Ausführungsbeispiel in dem Punkt unterscheidet, dass die Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 hiervon ausgeschlossen sind. Diese Anordnung ist verfügbar, wenn die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung θ mit einem ausreichen kleinen δφ angesehen werden kann. Das ausreichende kleine δφ tritt z. B. auf, wenn der lokale Oszillator eine ausreichend gute Genauigkeit hat oder wenn δφ durch andere Maßnahmen korrigiert wird, was zu einer Verringerung der Größe der Schaltung führt.

Ausführungsbeispiel 15

Fig. 21 stellt noch ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung dar, die gemäß der Erfindung ausgebildet ist. Datendemodulatorschaltungen sind allgemein mit 720 und 730 bezeichnet und arbeiten mit einer Vorwärtswelle bzw. einer Verzögerungswelle, und ihre Arbeitsweise im Wesentlichen dieselbe wie beim Ausführungsbeispiel 13. Genauer gesagt, ρ&sub1;α&sub0; cosφ&sub1; und ρ&sub1;α&sub0; sinφ&sub1; nach Fig. 19 werden von einer die Schaltung 720 bildenden Phasendifferenzinformations-Extraktionsvorrichtung geliefert, während ρ&sub2;α&sub0; cosφ&sub2; und ρ&sub2;α&sub0; sinφ&sub2; von einer die Schaltung 730 bildenden Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung geliefert werden. In gleicher Weise werden PNI&sub1; und PNQ&sub1; von einem Zeitregenerierungssystem geliefert, das mit der Schaltung 720 assoziiert ist, während PNI&sub2; und PNQ&sub2; von einem Zeitregenerierungssystem geliefert werden, das mit der Schaltung 730 assoziiert ist. ρ&sub1;α&sub0; und ρ&sub2;α&sub0; werden jeweils von Pegelerfassungsvorrichtungen der Schaltungen 720 und 730 zugeführt. Ein Schwellenpegel L&sub0; ist zweckmäßig anhand eines empfangenen Rauschabstands, der Größe von α&sub0; usw. unter Berücksichtigung eines Wertes bestimmt, der nicht für die Entfernung der Interferenz erwartet werden kann. Die Ausgangssignale der Datendemodulatorschaltungen 720 und 730 werden zu der Diversity-Kombiniererschaltung nach Fig. 4 geliefert, wodurch zusätzlich zu der Ausführung der Aktion nach Fig. 15, die Ausführungsbeispiel 11 darstellt, ein Löschungsvorgang beendet wird, wenn jeder empfangene Pfadsignalpegel klein ist, um zu verhindern, dass die Löschungsaktion umgekehrt eine. Verschlechterung der Datendemodulationseigenschaften bewirkt.

Ausführungsbeispiel 16

Fig. 22 stellt noch ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung dar, die gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist, das sich von dem Ausführungsbeispiel 15 in dem Punkt unterscheidet, dass sie keine Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 enthält. Diese Anordnung ist verfügbar, wenn die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung θ mit einem ausreichend kleinen δφ angesehen werden kann. Das ausreichend kleine δφ tritt z. B. in dem Fall auf, in welchem der lokale Oszillator eine ausreichend gute Genauigkeit hat oder δφ durch andere Maßnahmen korrigiert wird, was zu einer Verringerung der Größe der Schaltung führt.

Ausführungsbeispiel 17

Fig. 23 ist ein Blockschaltbild, das eine Konfiguration noch eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Datendemodulatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt. Zusätzlich zu der in Fig. 7 dargestellten Konfiguration, die das Ausführungsbeispiel 5 zeigt, enthält dieses Ausführungsbeispiel eine in Fig. 24 illustrierte Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung, durch welche die Größen TDF&sub1; oder IDF&sub2; der Interferenz durch eine Additionsvorrichtung 91 eliminiert werden, die eine Datendemodulationsvorrichtung 90 mit Eliminierer bildet. IDF&sub1; wird eingegeben, wenn die in Fig. 23 gezeigte Schaltung auf die Vorwärtswelle wirkt, während InF&sub2; eingegeben wird, wenn sie auf die Verzögerungswelle wirkt. D. h., wenn die Datendemodulatorschaltung eine Pegelsteuervorrichtung enthält, kann die Interferenzgröße IDF&sub1; und IDF&sub2; zu unterschiedlichen Werten gegenüber denjenigen in Fig. 12, die das Ausführungsbeispiel 9, das die Pegelsteuervorrichtung nicht enthält, darstellt, führen. Nichtsdestoweniger werden, solange festgestellt wird, dass die Ausgangssignale der Pegelsteuervorrichtung mit Bezug auf RX(t) nicht ρ&sub1;α&sub0; exp (-jφ&sub1;) bzw. ρ&sub2;α&sub0; exp(-jφ&sub2;) sind, sondern exp(-jφ&sub1;) bzw. exp(-jφ&sub2;) IDF&sub1; und IDF&sub2; einfach erhalten nach dem im Ausführungsbeispiel 9 illustrierten Verfahren.
IDF&sub1; = ρ&sub2;α&sub0;{PNI&sub2; cosΔφ - PNQ&sub2; sinΔφ}·PNI&sub1; + ρ&sub2;α&sub0;{PNQ&sub2; cosΔφ + PNI&sub2;sinΔφ}·PNQ&sub2;
IDF&sub2; = ρ&sub1;α&sub0;(PNI&sub2;cosΔφ - PNQ&sub2;sinΔφ}·PNI&sub1; + ρ&sub1;α&sub0;{PNQ&sub2;cosΔφ + PNI&sub2;sinΔφ}·PNQ&sub2;
Es ist somit möglich IDF&sub1; und IDF&sub2; durch die in Fig. 24 dargestellte Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung zu finden. Obgleich Fig. 24 eine mathematische Operation zum Ableiten von IDF&sub1; und IDF&sub2; aus den jeweiligen vorbeschriebenen Komponenten illustriert, können dieselben Wirkungen durch eine Softwareberechnung dargestellt werden.

Ausführungsbeispiel 18

Fig. 25 stellt ein anderes Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung dar, das sich von dem Ausführungsbeispiel 17 in dem Punkt unterscheidet, dass es die Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 nicht enthält. Dies ist eine Anordnung, welche verfügbar ist, wenn die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung A mit einem ausreichend kleinen δφ angesehen werden kann. Das ausreichend kleine δφ tritt z. B. in dem Fall auf, in welchem der lokale Oszillator eine ausreichend gute Genauigkeit hat oder δφ durch andere Maßnahmen korrigiert wird, was zu einer Verringerung der Größe der Schaltung führt.

Ausführungsbeispiel 19

Fig. 26 stellt eine Konfiguration eines weiteren Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Dieses Ausführungsbeispiel enthält Dätendemodulatorschaltungen 760 und 770, die auf eine Vorwärtswelle bzw. eine Verzögerungswelle wirken und deren Arbeitsweise im Wesentlichen dieselbe wie beim Ausführungsbeispiel 17 ist. Genauer gesagt, eine Pegelsteuervorrichtung der Schaltung 760 gibt cosφ&sub1; und sinφ&sub1; nach Fig. 24 aus, während eine Pegelsteuervorrichtung der Schaltung 770 cosφ&sub2; und sinφ&sub2; ausgibt. In derselben Weise gibt ein mit der Demodulatorschaltung 760 assoziiertes Zeitregenerierungssystem PNI&sub1; und PNQ&sub1; aus, während ein mit der Schaltung 770 assoziiertes Zeitregenerierungssystem PNI&sub2; und PNQ&sub2; ausgibt. Auch werden ρ&sub1;α&sub0; und ρ&sub2;α&sub0; jeweils erhalten durch Steuervariablen- Berechnungsabschnitte innerhalb der die Schaltungen 760 und 770 bildenden Pegelsteuervorrichtungen. In Fig. 8 ist eine Konfiguration der Steuervariablen- Berechnungsabschnitte gezeigt. Die Ausgangssignale der Datendemodulatorschaltungen werden als Eingangssignale zu einem in Fig. 27 dargestellten Diversity- Komprimierer geliefert, um einen Maximalverhältniskombinations-Diversityempfang zu implementieren.
Somit stellt die Konfiguration nach Fig. 23 oder Fig. 26 für die Verwendung einer pegelgesteuerten Frequenz- und Phasenkompensationsvorrichtung sicher, dass Demodulationseigenschaften verbessert werden durch Finden der Interferenzgröße, die durch Pilotsignale mit unterschiedlichen Zeiten bewirkt werden, und Löschen von dieser innerhalb der Datendemodulationsvorrichtung mit einem Eliminierer. Folglich wird mit einer geringeren Anzahl von quantisierten Bits eine wirksame Aktion auf die Trägerversetzung und auf die sich aus den Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten ergebende Interferenz sichergestellt, was zu der Implementierung eines bevorzugten Maximalverhältniskombinations-Diversityempfangs führt.

Ausführungsbeispiel 20

Fig. 28 stellt noch ein anderes Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschältung gemäß der vorliegenden Erfindung dar, das sich von dem Ausführungsbei spiel 19 in dem Punkt unterscheidet, dass die Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 hiervon ausgeschlossen sind. Diese Anordnung kann angewendet werden, wenn die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung θ mit einem ausreichend kleinen δφ angesehen werden kann. Das ausreichende kleine δφ tritt z. B. auf, wenn der lokale Oszillator eine ausreichend gute Genauigkeit hat oder δφ durch andere Maßnahmen korrigiert wird, was zu einer Verringerung der Größe der Schaltung führt.

Ausführungsbeispiel 21

Fig. 23 stellt eine Konfiguration noch eines weiteren Ausführungsbeispiels der Datendemodulatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Die Beziehung zwischen den Ausführungsbeispielen 17 und 21 ist ähnlich der zwischen den Ausführungsbeispielen 9 und 13. D. h., das Ausführungsbeispiel 21 hat zum Ziel, eine Datendemodulatorschaltung zu schaffen, welche eine Verhinderung der Verschlechterung der Eigenschaften ermöglicht, indem wirksam ein Löschvorgang in dem Fall beendet wird, in welchem der Löschvorgang die Empfangseigenschaften nachteilig verschlechtern kann, abhängig von einem von der Pegelsteuervorrichtung nach Ausführungsbeispiel 19 erhaltenen Pegel. Somit wird eine in Fig. 29 dargestellte Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung verwendet. Die Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung nach Fig. 29 besteht aus der Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung nach Fig. 24 mit zusätzlichem Steuerabschnitt 60 und zusätzlicher Auswahlvorrichtung 230. Der Steuerabschnitt 160 gibt Steuersignale zu Multiplikations- Additions-Subtraktions-Abschnitten 170, 180, 190 und 220 aus, um hierdurch den Vorgang anzuhalten, wenn jeder von Erfassungspegeln ρ&sub1;α&sub0; und ρ&sub2;α&sub0;, die von den Steuervariablen-Berechnungsabschnitten innerhalb der Pegelsteuervorrichtung abgeleitet sind, unter einem Schwellenpegel (L&sub0;) fällt. Zur selben Zeit gibt der Steuerabschnitt 160 ein Auswahlsignal zu der Auswahlvorrichtung 230 aus, wodurch ermöglicht wird, dass IDF&sub1;, IDF&sub2; = 0 für das wirksame Anhalten des Löschvorgangs ausgegeben werden, um hierdurch eine Verschlechterung der Eigenschaften zu verhindern.
Ein Schwellenpegel L&sub0; wird zweckmäßig aus einem empfangenen Rauschabstand, der Größe von α&sub0; usw. unter Berücksichtigung eines Wertes, der nicht für die Entfernung der Interferenz erwartet werden kann, bestimmt.

Ausführungsbeispiel 22

Die Fig. 25 und 29 stellen noch ein anderes Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung dar, die gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist, das sich von dem Ausführungsbeispiel 21 in dem Punkt unterscheidet, dass Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 nicht enthalten sind. Dies ist eine Anordnung, die verfügbar, wenn die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung θ mit einem ausreichend kleinen δφ angesehen werden kann. Das ausreichend kleine δφ tritt z. B. in dem Fall auf, in welchem der lokale Oszillator eine ausreichend gute Genauigkeit hat oder δφ durch aridere Maßnahmen korrigiert wird, was zu einer Verringerung der Größe der Schaltung führt.

Ausführungsbeispiel 23

Fig. 26 ist ein Blockschaltbild, das noch ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Kon figuration der Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung, die in der ersten und der zweiten Datendemodulatorschaltung 760 und 770 verwendet wird, ist dieselbe wie in Fig. 29, und die Arbeitsweise der Datendemodulatorschaltungen ist dieselbe wie beim Ausführungsbeispiel 21. Somit werden die Ausgangssignale der Datendemodulatorschaltungen zu der in Fig. 27 dargestellten Diversity- Kombiniererschaltung geliefert, um den Einfluss der Trägerversetzung zu eliminieren, ungeachtet einer geringeren Anzahl von Bits, und den Einfluss der Interferenz zu löschen, die sich aus Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten ergibt, und weiterhin zu verhindern, dass der Löschvorgang eine Verschlechterung der Eigenschaften bewirkt, wenn das empfangene Pfadsignal einen niedrigeren Pegel hat.

Ausführungsbeispiel 24

Fig. 28 stellt noch ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Datendemodulatorschaltung dar, die gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet ist, das sich von dem Ausführungsbeispiel 23 in dem Punkt unterscheidet, dass es nicht die Verzögerungsvorrichtungen 50 und 51 enthält. Diese Anordnung ist verfügbar, wenn die Trägerversetzung als eine Phasenversetzung θ mit einem ausreichend kleinen δφ angesehen werden kann. Das ausreichend kleine δφ tritt z. B. auf, wenn der lokale Oszillator eine ausreichend gute Genauigkeit hat oder δφ durch andere Mittel korrigiert wird, was zu einer Verringerung der Größe der Schaltung führt.
Obgleich die vorbeschriebenen Ausführungsbeispiele nur zwei empfangene Pfade beschreiben, die mit der Vorwärtswelle und der Verzögerungswelle assoziiert sind, ist dieselbe Konfiguration anwendbar, wenn drei oder mehr Pfade vorhanden sind, die eine größere Stärke haben, durch Berechnen der Größe der Interferenz, um den Einfluss der durch Pilotsignale mit unterschiedlichen Zeiten bewirkten Interferenz zu beseitigen. Genauer gesagt, es ist möglich, dass die auf ein erstes Pfadsignal wirkende Datendemodulatorschaltung die Interferenz eliminiert, indem die Größe der Interferenz, die anhand eines Pilotsignals entsteht, das in einem zweiten Pfadsignal enthalten ist, und die Größe der Interferenz, die anhand eines Pilotsignals entsteht, das in einem dritten Pfadsignal enthalten ist, individuell berechnet werden mittels der jeweiligen Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung in derselben Weise wie bei den in den obigen Ausführungsbeispielen offenbarten Verfahren, und dann durch Liefern der Ergebnisse als Eingangssignal zu der Additionsvorrichtung 91 der auf das erste Pfadsignal wirkenden Demodulatorschaltung.
Dasselbe kann für die auf das zweite bzw. dritte Pfadsignal wirkenden Datendemodulatorschaltungen gesagt werden.
In dem Fall, dass die Gesamtzahl der Datendemodulatorschaltungen begrenzt ist, ist es möglich, dass die Datendemodulatorschaltungen die Interferenz aufgrund der in dem empfangenen Pfadsignal enthaltenen Pilotsignale beseitigen ohne Zuweisung von Demodulatorschaltungen, indem die Größe der Interferenz berechnet wird und das Ergebnis als Eingangssignal zu der Additionsvorrichtung 19 geliefert wird durch Verwendung der Interferenzgrößen-Berechnungsvorrichtung entsprechend den jeweiligen Ausführungsbeispielen. Da es möglich ist, für die Berechnung der Interferenzgröße erforderliche Komponenten zu erhalten, indem z. B. eine Pseudorauschencode- Zeitregenerierungsvorrichtung (Ausführungsbeispiele D bis 12) eine Phasendifferenzinformations- Extraktionsvorrichtung 10 (Ausführungsbeispiele 5 bis 12), eine Pegelerfassungsvorrichtung 140 (Ausführungsbeispiele 7 und 8) und eine Pegelsteuervorrichtung 70 (Ausführungsbeispiele 9 bis 12) geschaffen werden.
Obgleich in dieser Beschreibung eine Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-modulierte Signale mit Bezug auf zwei Achsen, die aus der Gleichphaa senachse und der 90-Grad-Achse bestehen (QPSK- Spreizspektrumsignale) offenbart ist, ermöglicht das Weglassen eines Verarbeitungssystems, das mit den 90- Grad-Achsen-Spreizsymbolen assoziiert ist, dass die Datendemodulatorschaltung im Wesentlichen dieselben Wirkungen für Spreizspektrum-modulierte Signale nur mit Bezug auf die Gleichphasenachse präsentiert. Der Vorgang in diesem Fall ist leicht zu verstehen, unter der Annahme, dass PNQ, PNQ&sub1; und PNQ&sub2; gleich null sind, anhand des in der Beschreibung offenbarten Inhalts.
Bei einer Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum-Kommunikation nach der vorliegenden Erfindung, wie in den obigen Ausführungsbeispielen im Einzelnen dargestellt ist, werden ein empfangenes Gleichphasenachsen-Signal und ein empfangenes 90-Grad-Achsen- Signal mit einem Gleichphasenachsen- Pseudorauschencode bzw. einem 90-Grad-Achsen- Pseudorauschencode multipliziert und die Produkte einer Addition oder Subtraktion und dann einer Durchschnittswertbildung unterzogen, wodurch eine einfache Konfiguration ein Herausziehen von Phasendifferenzinformationen mit erhöhter Immunität gegenüber Rauschen sicherstellt.
Auch wird eine Frequenz- und Phasenkompensation bei empfangenen Signalen, die durch eine geeignete Zeitperiode verzögert sind, durchgeführt, um zu ermöglichen, dass die Größe der Phasendrehung, die sich aus einer relativen Frequenzabweichung ergibt, identisch ist, wodurch der Einfluss eliminiert wird, der sich aus der Frequenzabweichung ergibt, indem nur von der Verzögerungsvorrichtung Gebrauch gemacht wird, ohne dass eine Durchführung einer so komplizierten Verarbeitung wie der tan&supmin;¹-Arithmetik und Phasendrehoperationen erforderlich sind.
Weiterhin ermöglicht die Pegelsteuervorrichtung, dass die Frequenz- und Phasenkompensation bei einem konstanten Pegel durchgeführt wird, was eine wirksame Aktion in dem Fall einer beschränkten Anzahl von quantisierten Bits sicherstellt.
Weiterhin arbeiten die Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung und Datendemodulationsvorrichtung mit Eliminierer zusammen, um die Größe der Interferenz zu beseitigen, die durch die Pilotsignale mit unterschiedlichen Zeit bewirkt wird, um die Demodulationseigenschaften zu verbessern.
Auch kann die Arbeitsweise der Interferenzgrößen- Berechnungsvorrichtung in Abhängigkeit von der Größe des Erfassungspegels gesteuert werden, wodurch die Verschlechterung der Eigenschaften verhindert wird, was mit der Entfernung der Interferenz begleitet sein kann, wenn der Pegel klein ist.
Darüber hinaus wird der Maximalverhältniskombinations-Diversityempfang durch eine Diversity- Kombiniererschaltung mittels mehrerer Datendemodulatorschaltungen durchgeführt, um durch eine einfache Konfiguration einen Maximalverhältnis- Diversityempfangsvorgang sicherzustellen, der hinsichtlich der Eigenschaften enthaltend die obigen Wirkungen überlegen ist.

Claims

1. Datendemodulatorschaltung für Spreizspektrum- Kommunikation, zum Demodulieren von Daten aus einem empfangenen Signal, das Spreizspektrummoduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90 Grad-Phasenachse durch eine Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen- Pseudorauschencode bzw. einem 90 Grad- Phasenachsen-Pseudorauschencode, welche Datendemodulatorschaltung aufweist:

Phasendifferenzinformations-Extraktionsmittel zum Herausziehen von Informationen über Phasendifferenzen;

Phasenkompensationsmittel (30) zum Kompensieren der Wirkung von Phasendifferenzen, die in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90 Grad-Phasenachsen-Signal verbleiben, durch Verwendung der von den Phasendifferenzinformations-Exttaktionsmitteln erhaltenen Phasendifferenzinformationen; und

Datendemodulationsmittel (40) zum Demodulieren übertragener Daten von den Ausgangssignalen der Phasenkompensationsmittel;

dadurch gekennzeichnet, daß

die Phasendifferenzinformations- Extraktionsmittel (10) Informationen über Phasendifferenzen herausziehen durch Multiplizieren des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90 Grad-Phasenachsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Sen derseite verwendet werden, Durchführen einer Addition oder Subtraktion für zwei der Produkte in einer vorbestimmten Kombination und Bilden des Durchschnitts der Ergebnisse der Addition oder Subtraktion.

2. Datendemodulatorschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch

Verzögerungsmittel (50, 51) zum Verzögern des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90 Grad-Phasenachsen-Signals um eine geeignete Zeitperiode; und

worin die Phasenkompensationsmittel (30) Frequenz- und Phasenkompensationsmittel sind zum Kompensieren der Wirkung der Frequenz- und Phasenversetzung, die in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90 Grad- Phasenachsen-Signal, die von den Verzögerungsmitteln (50, 51) zeitverzögert sind, verbleibt.

3. Datendemodulatorschaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch

Pegelsteuermittel (70) zum Steuern der Pegel der Phasendifferenzinformationen, die von den Phasendifferenzinformations-Extraktionsmitteln (10) erhalten wurden; und

worin die Frequenz- und Phasenkompensationsmittel (30) die. Phasendifferenzinformationen verwenden, deren Pegel von den Pegelsteuermitteln (70) gesteuert wurde.

4. Datendemodulatorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß

Interferenzgrößen-Berechnungsmittel vorgesehen sind zum Berechnen der Größe der Interferenz, die auf die Ausgangssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsmittel (60) wirksam ist auf grund von Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten; und

worin die Datendemodulationsmittel Datendemodulationsmittel (90) mit Eliminierer (91) sind zum Demodulieren übertragener Daten von den Ausgangssignalen der Frequenz- und Phasenkompensationsmittel (60), während die von den Interferenzgrößen-Berechnungsmitteln berechneten Interferenzgrößen subtrahiert werden.

5. Datendemodulatorschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch

Pegelerfassungsmittel (140) zum Erfassen der Pegel der von den Phasendifferenzinformations- Exttaktionsmitteln (10) herausgezogenen Phasendifferenzinformationen; und

worin die selektiven Interferenzgrößen- Berechnungsmittel weiterhin die Berechnung der Ergebnisse steuern in Abhängigkeit von den von den Pegelerfassungsmitteln (140) erfaßten Pegeln und selektiv die Größen der Interferenz entsprechend den Ergebnissen der Steuerung ausgeben.

6. Datendemodulatorschaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch

Pegelsteuermittel (70) zum Steuern der Pegel der von den Phasendifferenzinformations- Extraktionsmitteln (10) erhaltenen Phasendifferenzinformationen;

Interferenzgrößen-Berechnungsmittel zum Berechnen der Größe der Interferenz, die für die pegelgesteuerten Ausgangssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsmittel wirksam ist aufgrund von Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten; und

worin die Datendemodulationsmittel Datendemodulationsmittel (90) mit Eliminierern (91) sind zum Demodulieren von übertragenen Daten von den Ausgangssignalen der Frequenz- und Phasenkompensationsmittel (30), während die von den Interferenzgrößen-Berechnungsmitteln berechneten Interferenzgrößen subtrahiert werden.

7. Datendemodulatorschaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch

selektive Interferenzgrößen-Berechnungsmittel zum Berechnen der Größen der Interferenz, die auf die Ausgangssignale der Frequenz- und Phasenkompensationsmittel (30) wirksam ist aufgrund von Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten, Steuern der Ergebnisse der Berechnung in Abhängigkeit von den erfaßten Pegeln durch einen gesteuerten variablen Berechnungsprozeß durch die Pegelerfassungsmittel (70), und selektiven Ausgeben der Größen der Interferenz entsprechend den Ergebnissen der Steuerung; und

worin die Datendemodulationsmittel Datendemodulationsmittel (90) mit Eliminierer (91) sind zum Demodulieren übertragener Daten von den Ausgangssignalen der selektiven Frequenz- und Phasenkompensationsmittel (30), während die von den selektiven Interferenzgrößen-Berechnungsmitteln berechneten Interferenzgrößen subtrahiert werden.

8. Datendemodulatorschaltung nach einem der Ansprüche 1, 2, 4 oder 5, gekennzeichnet durch mehrere Datendemodulatorschaltungen (600, 610) mit unabhängigen Zeiten für die Spreizspektrum- Kommunikation;

Zeiteneinstellmittel (601, 602), welche die Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Datendemodulatorschaltungen (600, 610) einstellen;

Addiermittel (603) zum Addieren der Ausgangssignale der Zeiteinstellmittel (601, 602); und

Datenentscheidungsmittel (604) zum Bestimmen der übertragenen Daten aus dem Ausgangssignal der Addiermittel (603).

9. Datendemodulatorschaltung nach einem der Ansprüche 3, 6 oder 7, gekennzeichnet durch

mehrere Dätendemodulatorschaltungen (640, 650) mit unabhängigen Zeiten für die Spreizspektrum- Kommunikation;

Zeiteinstellmittel (771, 772) welche die Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Datendemodulatorschaltungen einstellen;

Pegeleinstellmittel (70) zum Einstellen der Pegel der Ausgangssignale der mehreren Datendemodulatorschaltungen (640, 650) mit den durch die Zeiteinstellmittel eingestellten Zeiten;

Addiermittel (775) zum Addieren der Ausgangssignale der Pegeleinstellmittel (70); und

Datenentscheidungsmittel zum Bestimmen der übertragenen Daten aus dem Ausgangssignal der Addiermittel.

10. Verfahren zur Datendemodulation in einer Demodulationsvorrichtung für Spreizspektrumkommunikation, welches Daten aus einem empfangenen Signal demoduliert, das Spreizspektrum moduliert ist mit Bezug auf die Gleichphasenachse und die 90 Grad-Phasenachse durch eine Direktfolgentechnik mit einem Gleichphasenachsen-Pseudorauschencode bzw. einem 90 Grad-Phasenachsen- Pseudorauschencode, welches Verfahren die Schritte aufweist:

Herausziehen von Informationen über die Phasendifferenz, und

Kompensieren der Wirkung von Phasendifferenzen, die in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90 Grad-Phasenachsen-Signal verbleiben, durch Verwendung der Phasendifferenzinformationen;

gekennzeichnet durch die Schritte des Multiplizierens des empfangenen Gleichphasenachsen-Signals und des empfangenen 90 Grad- Phasenachsen-Signals mit jeweiligen Pseudorauschencodes, die auf der Senderseite verwendet werden;

Durchführens einer Addition oder Subtraktion bei zwei der Produkte in einer vorbestimmten Kombination; und

Herausziehens von Informationen über Phasendifferenzen durch Bildung des Durchschnitts der Ergebnisse der Addition oder Subtraktion.

11. Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 10, weiterhin aufweisend vor dem Kompensationsschritt den Schritt des:

Verzögerns des empfangenen Gleichphasenachsen- Signals und des empfangenen 90 Grad- Phasenachsen-Signals um eine geeignete Zeitperiode; und

worin der Kompensationsschritt die Wirkung der in dem empfangenen Gleichphasenachsen-Signal und dem empfangenen 90 Grad-Phasenachsen-Signal, die durch den Verzögerungsschritt zeitverzögert sind, verbleibenden Frequenz- und Phasenversetzung durch Verwendung der Phasendifferenzinformationen kompensiert.

12. Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 11, weiterhin aufweisend vor dem Kompensations schritt den Schritt des:

Steuerns der Pegel der Phasendifferenzinformationen.

13. Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 11, weiterhin aufweisend die Schritte des:

Berechnens der Größen der Interferenz, die auf die Frequenz- und Phasenkomperisation wirksam ist aufgrund von Pilotsignalen mit unterschiedlichen Zeiten; und

Demodulierens übertragener Daten durch Subtrahieren der Interferenzgrößen.

14. Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 13, weiterhin aufweisend vor dem Berechnungsschritt den Schritt des:

Erfassens der Pegel der Phasendifferenzinformationen;

Auswählens der Größen der Interferenz entsprechend den Pegel der Phasendifferenzinformationen.

15. Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 13, weiterhin aufweisend vor dem Kompensationsschritt den Schritt des:

Steuerns der Pegel der Phasendifferenzinformationen.

16. Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 15, weiterhin aufweisend vor dem Demodulationsschritt den Schritt des:

Auswählens der Größen der Interferenz gemäß den Pegeln der Phasendifferenzinformationen.

17. Verfahren zur Datendemodulation nach Anspruch 10, weiterhin aufweisend die Schritte des:

Einstellens der Zeiten der Ausgangssignale mehrerer der Demodulationsvorrichtungen;

Addierens der Ausgangssignale mehrerer der Demodulationsvorrichtungen; und

Bestimmens der übertragenen Daten.