JPH03145833A - スペクトル拡散信号の復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、周波数選択性フェージングが存在するよう
な通信回線を介して伝送される直接拡散によるスペクト
ル拡散信号の復調装置に関するものである。

〔従来の技術〕

従来、直接拡散によるスペクトル拡散信号の復調方式と
して「ディジタル移動通信技術」　（日本工業技術セン
ター発行、ｐ、１１６）に記載されている第２図に示す
ような構成の復調装置があった。また、第３図は第２図
の構成図の各段における信号の時間波形を示した図であ
る。

以下、動作について説明する。

直接拡散方式によるスペクトル拡散通信方式とは情報信
号の最高周波数よりはるかにビット速度の速いＰＮ符号
により搬送波を乗積変調する方式である。このＰＮ符号
は第３図に示すように情報信号のビット速度Ｒｄ　（＝
’ｒｉよりはるかに高いビット速度Ｒｃ　（−Ｔｃ）を
もつ符号系列である。

先ず、送信側においては、情報信号１とＰＮ符号２とを
乗じることにより拡散変調を行い、この拡散変調された
信号３によって搬送波を２相位相変調して信号４を送出
する。ここで、搬送波の変調方式としては、０°と１８
０°の２相位相変調がよく用いられる。

そして受信側においては、送信側と同一のＰＮ符号６と
受信波５との相関検波により帯域幅の復元（逆拡散）さ
れた位相変調波７が得られ、これに局部発振器からの搬
送波を乗じることにより情報信号８が再生される。

以上に説明した通信装置をハードウェアで構成する場合
には、装置の安定性、信転性、簡易性等からディジタル
処理方式による構成が要請される。

そして、ディジタル処理方式の場合にはアナログ方式で
処理される連続系列に対して離散系列を取り扱うことに
なるわけであるが、高速伝送速度に追従できること、並
びに演算量を抑えることが装置実現上での要請事項とな
り、チップ（拡散変調された信号系列の単位）当りのサ
ンプル数はおのずと制限される。このようにサンプル数
が制限される場合にはサンプル時に混入する雑音を極力
抑える必要があるが、これは、通常の狭帯域伝送方式（
第２図における拡散変調・逆拡散を伴わない変調方式）
におけるマツチドフィルタの概念をチップ単位に拡張す
ることによって実現される。即ち、送信側でＰＮ符号を
波形整形し、送信側で行った波形整形と同様の操作をチ
ップに関するサンプル前に受信側で行えばサンプル時点
において雑音の影響を最小に抑えることができる。第４
図は、プロアキス（Ｐｒｏａｋｉｓ）著の「デジタルコ
ミュニケーションズ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎｓ）　Ｊ　、マグロ−ヒル（ＭｃＧｒａｗ
−旧１１）、１９８３．Ｐ、５５０より転載したもので
あり、上述したサンプル時点での雑音の影響を最小に抑
えるように構成された例である。この方式を用いること
により１チツプ１サンプル方式においても理論上同一の
伝送誤り率特性の実現が可能となる。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来の直接拡散によるスペクトル拡散信号の受信側の復
調装置は以上のように構成されていたので、確かに白色
ガウス通信路においては与えられた信号エネルギーのも
とて最小の伝送誤り率を実現するということにおいて最
適な復調方式であった。しかしながら、スペクトル拡散
信号が周波数選択性フェージングの存在するような通信
回線を介して伝送されるような場合には、必ずしも最適
な復調方法とは言えない、なぜなら、選択性フェージン
グが存在する場合、干渉波となる遅延波成分の遅延時間
が希望波成分に対して１チツプ持続時間（Ｔｃ）以上の
場合は、ＰＮ符号の持つ鋭い相関特性を用いてマ〒われ
る逆拡散処理過程において遅延波成分が除去され、逆拡
散後は白色ガウス通信路とみなすことができるが、しか
しながら、遅延波成分の遅延時間がＴ、以下の場合には
、逆拡散処理のみでは遅延波成分の影響を完全に除去す
ることができずに逆拡散後も干渉成分が存在するため、
干渉波と雑音に対して最適化を施す必要があった。また
遅延波成分の遅延時間ならびに希望波成分との搬送波の
位相差がいつも一定とは限らないため何等かの方策を用
いて伝送誤り率を低く抑える必要があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、逆拡散では除去しきれなかった干渉波の影響
を抑えることができ、かつ伝送誤り率を低く抑えること
ができるスペクトル拡散信号の復調装置を得ることを目
的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係るスペクトル拡散信号の復調装置は、いく
つかのサンプルタイミングを生成し、各々のサンプルタ
イミングで逆拡散出力波をサンプルし、その信号成分出
力の総和が最大となるように各々のサンプル成分をそれ
ぞれ検波軸に関して位相補正し、位相補正化されたサン
プル成分の総和をそれぞれ計算し、その絶対値が最大と
なる総和を取り、それを用いて信号判定を行うようにし
たのものである。

〔作用〕

この発明においては、以上のように構成したので、最適
サンプルタイミングでサンプルし、かつその信号成分出
力が最大となる検波軸で検波したサンプル値の総和を用
いて信号判定を行うようにしたので、逆拡散では除去し
きれなかった干渉波の影響を抑えることができ、かつ伝
送誤り率を低く抑えることができる。

〔実施例〕

以下、この発明の実施例を図を用いて説明する。

第１図はこの発明の一実施例によるスペクトル拡散信号
の復調装置を示す図である。

図において、１０１は逆拡散出力波、１１３はサンプル
タイミング１１４を生成する遅延回路であり、１０２は
それぞれの遅延回路１１３の出力に応じてデータを取り
込むゲート回路、１０６は位相補正量を計算する位相補
正量計算回路、１゜４はサンプルされたデータ１０３を
位相補正量が算出されるまで間保持する遅延回路である
。１０５は位相補正量１０７によりサンプルされたデー
タの位相補正を行い、補正したサンプルデータ１０８を
出力する位相補正回路である。１ｏ９は信号処理が施さ
れた補正化サンプルデータの合計を取る加算回路である
。１１０は各々のサンプルタイミングでの補正化データ
の総和の中で絶対値が最大のものを選択し、それを用い
て信号判定を行う最大値選択回路である。

また、サンプルタイミングをＭ個、拡散チップ数をＮ個
、１チツプ間隔をＴｃ　（＝ＭＤｃ）、１情報ビット間
隔をＴｈ　　（＝ＮＴｃ）、サンプルタイミングの間隔
をＤＣとする。

次に動作について説明する。

Ｍ個設けられた遅延回路１１３は、それら一つ一つの遅
延回路１１３にＴｃ＝ＭＤｃとなるＤＣの時間の遅延を
持たせてあり、それぞれの遅延回路の出力に応じてゲー
ト回路１０２が開かれデータが取り込まれていく、すな
わち、Ｍ個のサンプルタイミングでのサンプルデータが
取り込まれる。

ここで、個々のサンプルタイミング１１４によるサンプ
ルデータの取り込みにおいて、１チツプについて１サン
プル取り込むので、Ｎチップからなる１情報ビツトでは
、Ｎサンプルデータが取り込まれることになる。

次に位相補正量計算回路１０６では、Ｎ個のサンプルを
取り込んだ後で、その位相点（複素平面）の平均値であ
る位相補正量を算出する。その際、取り込まれたデータ
は位相補正量が算出されるまで遅延回路１０４で保持さ
れる。そして位相補正量１０７が与えられると位相補正
回路１０５でサンプルされたデータが位相補正される。

この後、個々の補正化データが加算回路１０９で合計さ
れる。そしてＭ個の各々のサンプルタイミングでの補正
化データの総和が最大値選択回路１１０に送り込まれ、
ここで、個々の総和の中で絶対値が最大のものが選択さ
れ、それを用いて信号判定され軟判定加算出力である情
報ビット１１１を出力する。

次に、第５図はサンプルデータの加算値を大きくするサ
ンプルタイミングの最適化についての図であり、この図
を用いてサンプルタイミングの最適化を説明する。

先ず、図（ａ）は信号波（希望波）を、図（ｂ）は遅延
波（干渉波）を示している。この場合、遅延波の遅延時
間は（３／４）Ｔｃであり位相差は１８０゜である、受
信機の入力信号はこれらが重ね合わさった図（Ｃ）のよ
うな波形となる。これが信号波のタイミングで逆拡散さ
れると、図（ｄ）２図（ｅ）に示す波形となる。ここで
、各々の図に示されている矢印はサンプルタイミングを
示している。

この時に図（ｄ）のサンプルタイミングでチップ毎にサ
ンプルを行ってその総和を求めた場合と、図（ｅ）のサ
ンプルタイミングでサンプルを行ってその総和を求めた
場合とでは、明らかに図（ｅ）に示されるサンプルタイ
ミングの方が大きな出力となる。

つまり、このように遅延時間によっては必ずしも希望波
のチップの中央時点でサンプルを行うことが最適である
とは言えないことが分かる。

また、第６図は位相補正による検波軸の最適化を説明す
る図であり、信号の位相軌跡図を逆拡散前と逆拡散後に
ついてそれぞれ図（ａ）２図ら）に示している０図（ａ
）においてベクトルＳが信号波、ベクトルＴが干渉波を
示している。また干渉波と信号波の位相差はφで示す。

干渉波が存在しないときには信号の位相軌跡は点α、β
の２点のみとなるがフェージングによる干渉波により信
号の位相軌跡はＡ、　Ｂ、　　Ｃ，Ｄの４点となる。そ
して、信号がαからβに推移する時は、Ａ、Ｂ、Ｃの順
に位相軌跡が変化し、信号がβからαに推移する時は、
Ｃ，Ｄ、Ａの順に位相軌跡が変化する。これが逆拡散さ
れると双方の位相軌跡の変化は総て回出）に示すＪ、に
、Ｌ、Ｍ、Ｊの順に変化する位相軌跡となる。このよう
に変化する位相軌跡のどのタイミングでサンプリングす
れば信号出力が最大になるかは、波形の形状、遅延波の
遅延時間、並びに位相差φで決まるもので第６図のみか
らは一概に決定はできないが、例えば、波形形状が第５
図に示されるような場合で、位相差が１８０°でなく、
第６図のφのような場合には、あるサンプルタイミング
で常に点Ｊのデータを取り込むことができる。この場合
、位相補正を行わないとサンプルデータの加算値は図（
ｂ）のＯからγの距離に対応する値のＮ倍となるが、位
相補正で行うと、この場合位相補正量は図（ｂ）におけ
るθであり、検波軸が図し）のＩ軸から直線ＯＪとなる
のでサンプルデータの加算値は０からＪの距離に対応す
る値のＮ倍となり、加算値出力が増加することが確認さ
れる。

なお、サンプルタイミングの個数は、波形形状や適用さ
れる回線、ハードウェアの規模等によって規定されるも
のであり、この発明においては規定するものではない。

また、選択性フェージングの存在しない場合や、逆拡散
で選択性フェージングに起因する干渉波の影響が除去さ
れるような場合でも、本発明による復調装置を当然適用
でき、その場合は、ガウス通信路における最適サンプル
タイミングを信号波のチップシンボルの中央時点にとる
ので、全く同等の効果が得られる。

〔発明の効果〕

以上のようにこの発明によれば、各々のサンプルタイミ
ングで最適化した検波軸でのサンプル値総和を求め、そ
の総和の中で最適な総和値を選定してデータ判定したの
で、遅延時間が１チツプ持続時間（’ｒｃ　）以下の場
合に逆拡散では除去しきれなかった干渉波の影響を抑え
ることができ、かつ伝送誤り率の劣下を抑えるという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す図であり、第２図は
従来の直接拡散によるスペクトル拡散信号の復調方法を
示す図、第３図は第２図に示された各部の信号の時間派
生を示す図、第４図は１チツプ１サンプル方式によるデ
ータ判定方式の従来例を示す図、第５図はサンプルデー
タの加算値を大きくするサンプルタイミングの最適化を
説明する図、第６図は位相補正による検波軸の最適化を
説明する図である。 １０１は逆拡散出力波、１０２はゲート回路、１０３は
サンプルされたデータ、１０４は遅延回路、１０５は位
相補正回路、１０６は位相補正量計算回路、１０７は位
相補正量、１０８は補正化サンプルデータ、１０９はサ
ンプルデータ加算回路、１１０は最大値選択回路、１１
１は軟判定された情報ビット、１１２はクロック信号、
１１３は遅延回路、１１４はサンプルタイミングである
。 なお図中同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）周波数選択性フェージングが存在する通信回線を
   介して伝送される直接拡散によるスペクトル拡散信号の
   逆拡散、同期検波、データ判定を行うスペクトル拡散信
   号の復調装置において、１拡散チップ間隔をＭ（≧２）
   分割するようにＭ個設けられ、各チップ間隔に関するサ
   ンプルタイミングを生成する遅延回路と、 上記遅延回路より出力された各々のサンプルタイミング
   に応じて逆拡散出力波を抽出するゲート回路と、 上記各サンプルタイミングに従ってサンプルされた成分
   に対して、その総和が最大となるように各検波軸の位相
   補正量を計算する位相補正量計算回路と、 上記各位相補正量に応じて各サンプル値毎に検波軸の位
   相補正を行う位相補正回路と、 各位相補正量計算回路により検波軸の位相補正量が計算
   される間サンプル値を保持する遅延回路と、 各検波軸の位相補正化されたサンプル値の総和を取る加
   算回路と、 個々の補正化サンプル値の総和の中から絶対値が最大と
   なる総和を選択し、それを用いて信号判定を行う最大値
   選択回路とを備えたことを特徴とするスペクトル拡散信
   号の復調装置。