CN1333533C - 直接序列扩频移动通信***的频率补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于分离多径(Rake)接收机的频偏补偿方法，该方法在每一路多径信号中对多普勒频移进行独立的频率补偿，再根据各条路径的频偏生成基带反馈控制信号，对射频(RF)和中频(IF)进行统一频率补偿，采用本发明的上述频偏补偿方法，可以使每路指峰器快速、准确的估计出各自所跟踪路径的频偏，从而加快了自动频率控制(AFC)的收敛速度，并大大提高对频偏变化的跟踪范围。

Description

直接序列扩频移动通信***的频率补偿方法

技术领域

本发明涉及直接序列扩频(DSSS)移动通信***中移动台分离多径(Rake)接收机的自动频率控制(AFC)方法，更具体地讲，涉及在移动台分离多径(Rake)接收机内在每一路多径信号中对大范围多普勒频移进行独立的频率补偿的方法。

背景技术

采用直接序列扩频通信技术的移动通信***通常面临信号多径传播的问题。多径传播是由于信号在发射机和接收机之间存在多条传输路径造成的，对采用各种调制技术的移动通信***均产生负面影响，例如多径传播造成的码间串扰(ISI)限制了***的最大信息传输速率。为克服多径传播造成的干扰，一般在直接序列扩频的移动通信***中采用Rake接收机实现多径信号的分集接收。分离多径(Rake)接收机对相对延迟超出一个码片(chip)的多径信号通过相干检测进行区分，并进行多径能量的合并，打破了多径传播对信息传输速率的影响，并利用了多径传播所带来的天然存在的分集能量。

为利用分离多径(Rake)接收机的分集合并性能，首先要实现发射机和接收机之间的频率同步。而移动通信***本身所具有的多普勒效应在发射机与接收机之间产生频率偏移，影响两者之间的频率同步。收发双方晶振的准确度和稳定度对频率同步也产生影响，因为射频和中频的频率是由晶振的输出频率通过倍频实现的，晶振的准确度和稳定度直接决定射频和中频的准确度和稳定度，并且频率偏移的绝对值因倍频而放大，射频频率越高，发射机和接收机之间的频率偏移越大。

发射机和接收机之间的相对运动产生的多普勒频移由下列公式可以计算出：

$f_d=\frac{v}{\mathrm{\λ}}\cos \mathrm{\θ}---\left(1\right)$

公式(1)中，v是移动台运动速度，λ是载波波长，θ是入射波方向与移动台运动方向的夹角。

在现有技术中，移动通信***使用QPSK或以QPSK为基础改进的调制技术情况下，移动台一般以基站发射的导频(pilot)信号进行频率偏移的估计。具体来讲，由于移动台在每次同步过程中其所接收的导频符号为固定不变的，因此在没有多普勒频移的情况下，该导频符号经过相位调制后产生的载频信号相位应当为恒定值，即接收机所接收I+jQ复数信号的相位角φ应当恒定。在对导频符号进行积分以后，可以利用相邻导频符号之间引入的附加相位偏移进行多普勒频偏估计，如下式：

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2\mathrm{\π\Δt}}---\left(2\right)$

公式(2)中，Δφ为相邻导频符号的I、Q复数信号之间由于多普勒效应引起的附加相位偏移，该相位偏移是由频率偏移造成的导频符号之间的附加相位旋转，Δt是导频符号的周期。公式(2)表明，对Δf的估计性能完全决定于对相位旋转Δφ的估计性能。

导频符号复数信号I+jQ的归一化相位信息可以表示为

$e^{j{\mathrm{\φ}}_n}=\cos {\mathrm{\φ}}_n+j\sin {\mathrm{\φ}}_n---\left(3\right)$

Δφ＝φ_n-φ_n-1    (4)

公式(3)、(4)中，φ_n和φ_n-1分别代表第n个导频符号和第n-1个导频符号复数信号的相位。

由公式(3)与(4)可推导出下列公式：

$\left\{\begin{array}{c}\sin \mathrm{\Δ\φ}=\sin {\mathrm{\φ}}_n\cos {\mathrm{\φ}}_{n-1}-\cos {\mathrm{\φ}}_n\sin {\mathrm{\φ}}_{n-1}\\ \cos \mathrm{\Δ\φ}=\cos {\mathrm{\φ}}_n\cos {\mathrm{\φ}}_{n-1}+\sin {\mathrm{\φ}}_n\sin {\mathrm{\φ}}_{n-1}\end{array}\right.---\left(5\right)$

在|Δφ|很小的情况下，常规的估算方法采用下列公式近似计算Δφ：

Δφ≈sinΔφ    (6)

上述现有技术的补偿方法根据计算出的Δφ数值，对移动台的本地振荡器进行调整，从而实现对多普勒频移的补偿。由于上述公式(6)仅仅适用于Δφ数值很小的范围，采用该常规方法进行频偏补偿只在多普勒频偏较小的情况下较为准确。当移动台运动速度较高时，该常规的近似补偿方法有较大的偏差，影响频偏补偿的准确和AFC的收敛速度。

另外，常规的分离多径(RAKE)接收机频率补偿方法只能根据多径信号各个路径中频偏统一补偿接收机的压控振荡(VCO)，而不能根据每个路径的频偏对每个指峰器(finger)单独进行频率补偿。常规RAKE接收机的频率补偿方法具体为，每条多径具有不同的频率偏移，每个指峰器给出各自径的频偏估计。需要基于所有指峰器的频偏估计进行适当的平均和滤波，生成一路反馈信号，通过调节本地压控振荡器对射频和中频的频率进行统一反馈控制。这种方法可以在射频和中频对多条多径的平均频偏成分进行补偿，但不能使每条多径都获得良好的频率补偿，从而不能使每个指峰器的解调性能都达到最优。

因此，需要一种改进的频偏补偿方法既能够对较大范围的多普勒频偏进行准确估算又能够对RAKE接收机内每个指峰器(finger)进行独立的频率补偿。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于分离多径(Rake)接收机的频偏补偿方法，该方法在每一路多径信号中对多普勒频移进行独立的频率补偿，再根据各条路径的频偏生成基带反馈控制信号，对射频(RF)和中频(IF)进行统一频率补偿，从而提高Rake接收机的整体频率补偿性能。

本发明的一种用于直接序列扩频移动通信***移动台分离多径(Rake)接收机的频偏补偿方法，包括指峰器独立频率补偿和接收机总平均补偿两个基本步骤，其特征在于：

在指峰器独立频率补偿步骤中进一步包括步骤：

由积分/清洗模块对指峰器所接收的导频符号的复数信号进行积分；

由归一化模块将解扩后的导频符号复数信号进行归一化，并获得导频符号复数信号相位Фn的正弦值、余弦值；

由叉乘模块将相邻导频符号复数信号相位Фn和Фn-1的正弦值和余弦值执行叉乘运算，获取相邻导频符号之间相位偏移Δφ的正弦值和余弦值；

由区间映射模块根据相位偏移Δφ的正弦和余弦值将该相位偏移矢量映射到-π至π的八个子区间之一，每个子区间的宽度为π/4；

在所映射的子区间内根据换算的相位偏移Δφ的正弦值和余弦值计算该相位偏移矢量与最接近坐标轴之间的相位夹角Δθ正弦值；

由曲线补偿模块通过曲线补偿对相位夹角Δθ进行估算；

由相位转换模块将估算获得的相位夹角Δθ根据所在的区间换算恢复成实际的导频符号复数信号之间的相位偏移Δφ；

由频偏计算模块根据导频符号之间相位偏移Δφ和导频符号周期Δt计算出此指峰器所跟踪路径导频符号信号的频率偏移Δf；

由频偏估算模块将计算出的指峰器的频率偏移Δf作为反馈信号反馈给指峰器内的频率校正模块；

由频率校正模块对输入指峰器的码片信号进行频率校正；

在接收机总平均频率补偿步骤中进一步包括步骤：

由能量或信噪比估计模块对积分后的导频符号进行能量或信噪比估算；

由门限比较模块将能量或信噪比估算值与预定门限进行比较，当能量或信噪比估算值高于预定门限时，产生合并控制信号使得合并开关导通，导致指峰器内测量估算的频率偏移参与RAKE接收机总平均频率偏移的计算，反之当能量或信噪比低于预定门限时，产生合并控制信号使得合并开关断开，导致该指峰器内估算的频率偏移不参与RAKE接收机总平均频率偏移的计算；

由合并器对参与计算RAKE接收机总平均频率偏移的各个指峰器产生的频率偏移进行合并相加；

由平均器对相加的各个频率偏移求平均获得总平均频率偏移；

由低通滤波器对总平均频率偏移进行平滑；

由数/模转换器将经过平滑的总平均频率偏移转换为对压控振荡器进行控制的电压信号；

压控振荡器受控调节所输出频率，从而调节接收机本地中频和射频频率。

本发明的上述方法，在各个指峰器自动频率控制很好收敛以前，由指峰器内门限比较器执行的所述导频符号能量与信噪比的估算值与预定门限比较的步骤中，预定门限设置低值，在各个指峰器自动频率控制很好收敛后，该预定门限值设置高值。

本发明的上述方法，在由叉乘模块所执行的叉乘步骤中，采用下列公式

$\left\{\begin{array}{c}\sin \mathrm{\Δ\φ}=\sin {\mathrm{\φ}}_n\cos {\mathrm{\φ}}_{n-1}-\cos {\mathrm{\φ}}_n\sin {\mathrm{\φ}}_{n-1}\\ \cos \mathrm{\Δ\φ}=\cos {\mathrm{\φ}}_n\cos {\mathrm{\φ}}_{n-1}+\sin {\mathrm{\φ}}_n\sin {\mathrm{\φ}}_{n-1}\end{array}\right.$

进行叉乘运算，其中Δφ为相邻导频符号复数信号相位Фn与Фn-1之间的相位偏移。

本发明的上述方法，在由区间映射模块所执行的区间映射步骤中，采用下列步骤进行子区间映射和相位夹角Δθ正弦值计算：

将[-π，π)相位偏移区间等分为8个子区间，分别为：[-π，-3π/4)、[-3π/4，-π/2)、[-π/2，-π/4)、[-π/4，0)、[0，π/4)、[π/4，π/2)、[π/2，3π/4)和[3π/4，π)，依次编号为子区间0至7；

在第1、2、5、6子区间，sinΔθ＝|±cosΔφ|，

在第0、3、4、7子区间，sinΔθ＝|±sinΔφ|。

本发明的上述方法，在由曲线补偿模块所执行的Δθ估算步骤中，采用下列公式进行曲线补偿和相位交角估算：

f(sinΔθ)＝0.21(sinΔθ)²+1

$\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\θ}}=0.21{\left(\sin \mathrm{\Δ\θ}\right)}^3+\sin \mathrm{\Δ\θ}.$

本发明的上述方法，在由相位转换模块所执行的相位转换步骤中，采用下列公式进行相位转换：

第0子区间，Δφ＝-π+Δθ，

第1子区间，Δφ＝-π/2-Δθ，

第2子区间，Δφ＝-π/2+Δθ，

第3子区间，Δφ＝-Δθ，

第4子区间，Δφ＝Δθ，

第5子区间，Δφ＝π/2-Δθ，

第6子区间，Δφ＝π/2+Δθ，

第7子区间，Δφ＝π-Δθ。

本发明的上述方法，在由频偏计算模块所执行的频偏计算步骤中，采用下列公式进行频偏计算：

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2\mathrm{\π\Δt}}.$

本发明的上述方法，在由频率校正模块所执行的指峰器内频偏独立补偿步骤中，频率校正模块将使用本指峰器测量估算出的频偏估计值的复共轭频率e^-2πΔft与基带复数信号I+jQ进行复数乘法运算，由此对基带复数信号施加一个反向的相位旋转来消除或减弱频移引起的复数信号矢量的相位偏移。

采用本发明的上述频偏补偿方法，可以使每路指峰器快速、准确的估计出各自所跟踪路径的频偏，从而加快了AFC的收敛速度，并大大提高对频偏变化的跟踪范围。

附图说明

图1为本发明方法所采用的将导频符号复数信号之间相位偏移矢量映射在八个子区间的示意图；

图2为本发明方法所采用的补偿曲线示意图；

图3为本发明方法在一个子区间内估算相位偏移的误差精度与现有技术方法误差精度线比较的曲线图；

图4为本发明方法所采用的RAKE接收机跟踪/合并多径信号进行频率补偿的总体结构示意图；

图5为本发明方法所采用的图4所示RAKE接收机中指峰器结构的示意图；

图6为本发明方法所采用的图5所示指峰器中叉乘模块结构的示意图。

具体实施方式

下面结合附图详细说明本发明方法的具体实施例。

为了解决公式(6)所代表的现有技术频偏估算方法线性范围太小，对大范围频偏估算准确性差和收敛慢的问题，本发明方法采用改进的频偏测量方法。如图1所示，在移动台所接收导频复数信号I、Q信号相位偏移矢量图中，在单位圆上将[-π，π)相位偏移区间等分为8个子区间，分别为：[-π，-3π/4)、[-3π/4，-π/2)、[-π/2，-π/4)、[-π/4，0)、[0，π/4)、[π/4，π/2)、[π/2，3π/4)和[3π/4，π)，依次编号为子区间0至7。图1中，在编号5的子区间内，用带箭头线段表示了两个导频符号的I、Q复数信号之间的相位偏移矢量，该相位偏移矢量的相位偏移角度如图所示为Δφ。在图1所示的子区间示意图上，导频符号之间的相位偏移矢量可以用下列公式表示：

e^jΔφ＝cosΔφ+jsinΔφ    (7)

在相位偏移矢量所处的区间，本发明并不直接对相位偏移Δφ进行测量计算，而是对该相位偏移矢量与最接近的坐标轴之间的夹角Δθ进行测量计算，该夹角图1所示的第5子区间内为相位偏移矢量与向上方向坐标轴之间的夹角。对于-π至π范围内的任何Δφ数值，经过映射在某一个子区间内，其所对应的Δθ数值均在0至π/4范围内。在图1所示的第5子区间例子中，Δθ与Δφ的关系如下：

$\left\{\begin{array}{c}\sin \mathrm{\Δ\θ}=\cos \mathrm{\Δ\φ}\\ \cos \mathrm{\Δ\θ}=\sin \mathrm{\Δ\φ}\\ \mathrm{\Δ\φ}=\mathrm{\π}/2-\mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right.---\left(8\right)$

其余七个子区间的映射关系在后面有所论述。本发明的方法通过将相位偏移矢量空间划分为八个子区间，从而将Δφ的估值范围从-π/2至π/2扩大到了π至-π之间，由于对Δφ的估算被转化为对Δθ的估算，而在任何一个子区间内Δθ的估值范围限制在[0，π/4]内，从而保证估算的准确性。在每个子区间内进行Δθ估算时，为了更进一步消除现有技术方法采用公式(6)时sinΔθ与Δθ之间的非线性误差，本发明的方法采用特定的补偿曲线对sinΔθ进行补偿，从而获得Δθ的线性误差非常小的估算。本发明采用的补偿曲线基于下式获得：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{\mathrm{\Δ\θ}}{\sin \mathrm{\Δ\θ}}\sin \mathrm{\Δ\θ}---\left(9\right)$

在区间[0，π/4]内，可以用一段抛物线作为Δθ/sinΔθ的近似并作为本发明实际采用的补偿曲线，该抛物线表达式如下：

f(sinΔθ)=0.21(sinΔθ)²+1    (10)

公式(10)的补偿曲线与Δθ/sinΔθ曲线的关系如图2所示。图2中在对应Δθ为0至π/4范围内，sinΔθ数值范围在0至0.7071之间。如图2所示，公式(10)的补偿曲线与Δθ/sinΔθ曲线基本近似。

采用公式(10)补偿曲线代入公式(9)，所获得Δθ的估值表达式可以表示为：

$\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\θ}}=0.21{\left(\sin \mathrm{\Δ\θ}\right)}^3+\sin \mathrm{\Δ\θ}---\left(11\right)$

本发明方法在划分相位偏移矢量子区间基础上进一步采用公式(11)进行相位偏移估算，其误差与传统方法采用公式(6)相比，测量估算的误差大大降低。图3所示为本发明采用公式(11)进行测量估算与现有技术采用公式(6)测量估算的估算精度比较，从图3中可以看出在0至π/4范围内，采用本发明的测量估算方法所获得的估算曲线(11)具有良好的线性，该估算曲线的最大误差仅为0.001π左右，比现有技术方法精度大大提高。

图4表示本发明方法所采用的RAKE接收机总体结构示意图。如图4所示，本发明的方法在采用精确测量估算方法计算多普勒频偏的基础上，进一步将各路指峰器(finger)给出的多普勒频偏估计值经过合并器(Combiner)进行合并，再对参与合并的各个频偏通过平均器进行计算平均值，该平均值通过一个低通滤波器(LPF)进行平滑，滤波结果经过D/A转换后作为压控振荡器(VCO)的反馈控制信号，调节VCO的输出频率，该输出频率经过变频后将作为接收机的本地中频和射频信号源使用。参照图5所示的每路指峰器内的结构，本发明的方法在利用特定精确测量估算方法估算每个指峰器所跟踪路经的频偏估计值同时，还根据导频符号的能量或信噪比(SIR)给出合并控制信号，用于控制该路指峰器的频偏估计值是否参与反馈控制信号的计算。

下面解释合并控制的具体步骤：如图4所示，移动台RAKE接收机所接收并解调出的基带I、Q复数信号被送到每个指峰器(Finger1至FingerN)，每个指峰器跟踪特定的多径信号，并给出相应的频偏估计Δf1至Δfn。参照图5，经过积分的导频符号被传送至能量(Energy)或信噪比(SIR)估计器，计算出能量或信噪比估计值，该估计值在门限比较器内与预定门限进行比较，当比较结果为高于预定门限时，门限比较器输出的合并控制信号控制图4所示的开关K导通，反之则合并控制信号控制开关K断开。这样，图4中各个指峰器中只有能量或信噪比高于预定门限的指峰器所测量估算出的频偏才能通过加法器进行合并。合并后的频偏信号经过平均器计算平均值，然后该平均值被送往低通滤波器(LPF)进行平滑，LPF的输出经过数/模转换器(D/A)转换形成对本地压控振荡器(VCO)的反馈控制电压。上述反馈控制为对RAKE接收机的总体频偏进行的反馈控制，由此可以实现在射频和中频信号中补偿各路多径的平均频偏成分，在各路多径频偏方向一致的情况下，该总体频偏补偿可以减小各路指峰器在基带进行频率补偿的压力。本发明的方法特别利用每路指峰器产生的合并控制信号，使总反馈控制中只利用接收质量相对高的路径，使总反馈控制比现有技术的利用全部所有路径的方式更有效。

不仅如此，如图4所示，本发明的方法还将每个指峰器的频偏估计结果Δf直接反馈给该指峰器自身，用于对其所跟踪路径的频偏进行独立补偿。图5所示为指峰器(Finger)内部进行频率单独补偿的结构示意图。图5中，某一路指峰器所接收的基带复数信号I、Q进入指峰器后，首先根据该指峰器的频偏反馈信号由频率校正模块进行频率校正补偿，频率校正模块将使用本指峰器测量估算出的频偏估计值的复共轭频率e-j^2πΔft与基带复数信号I+jQ进行复数乘法运算，这样等于对基带复数信号施加一个反向的相位旋转来消除或减弱频移引起的复数信号矢量的相位偏移。需要指出的是，接收机工作初始阶段，由于尚未测量估算出指峰器所跟踪路径的频率偏移Δf，因此该频率校正模块不起作用。

下面将结合图5详细说明本发明方法在指峰器内进行频偏测量估算的步骤。如图5所示，经过频率校正模块的校正后，I、Q基带复数信号进入积分/清洗(I/D)模块，由该模块对导频符号进行积分。然后，将积分后的导频符号复数信号通过归一化模块进行归一化，以方便相位计算。随后，在叉乘(Cross Product)模块中，利用相邻导频符号的相位φn和φn-1的正弦值和余弦值计算由频率偏移引起的相位偏移Δφ的正弦和余弦值，此计算方法由公式(5)表示，具体可采用图6所示结构实现。计算出的相位偏移Δφ的正弦值sinΔφ和余弦值cosΔφ被输入到区间映射模块，在该模块中根据cosΔφ与sinΔφ的数值将相位偏移矢量映射到0至7号子区间之一，并根据所映射的子区间确定sinΔθ的取值。具体地由下列公式组(12)计算：

在第1、2、5、6子区间，sinΔθ＝|±cosΔφ|，

在第0、3、4、7子区间，sinΔθ＝|±sinΔφ|，    (12)

区间映射模块还确定Δθ与Δφ之间的换算关系，具体地由下列公式组(13)确定：

第0子区间，Δφ＝-π+Δθ，

第1子区间，Δφ＝-π/2-Δθ，

第2子区间，Δφ＝-π/2+Δθ，

第3子区间，Δφ＝-Δθ，

第4子区间，Δφ＝Δθ，                         (13)

第5子区间，Δφ＝π/2-Δθ，

第6子区间，Δφ＝π/2+Δθ，

第7子区间，Δφ＝π-Δθ。

前述的图1所示第5子区间例子所采用的公式(8)仅仅为公式组(12)、(13)中的一种情况。

经过上述区间映射后，所获取的sinΔθ数值在0值0.707之间。该sinΔθ数值经过曲线补偿模块根据公式(11)对sinΔθ进行补偿，完成由sinΔθ到Δθ的近似的估算。所获得的Δθ估算数值在0至π/4之间，该估算得出的数值Δθ较为准确。相位转换模块以Δθ的估算值为输入，在区间映射模块提供的该矢量属于子区间的信息后，根据子区间的不同采用公式组(13)换算出Δφ数值。频偏计算模块根据换算出的Δφ数值利用公式(2)计算实际的频率偏移Δf。该频率偏移Δf直接反馈给指峰器内的频率校正模块，使该指峰器得到独立的频率补偿。这样，本发明的方法在采用对各个指峰器总平均频偏信号统一调节RAKE接收机的射频、中频VCO外，还利用指峰器所测量估算的频率偏移Δf在指峰器内对输入的基带I、Q复数信号进行独立频率补偿，由此获得优于现有技术的多普勒频偏补偿效果。

由于各个指峰器在AFC很好收敛以前，多普勒频偏使导频符号的积分效果减弱，在产生合并控制信号时获得的导频符号能量与信噪比的估计都偏低，因此RAKE接收机工作的初始时刻，可以将指峰器内的门限比较器的预定门限设置略低，待RAKE接收机工作正常后再将该预定门限略提高。

采用本发明的方法，可以在移动台高速运动产生大范围多普勒频移的情况下，迅速有效地进行频率补偿，使得直接扩频序列扩频技术可以应用于移动台需要高速运动的移动通信环境中。

Claims (8)

1.一种用于直接序列扩频移动通信***移动台分离多径(Rake)接收机的频偏补偿方法，包括指峰器独立频率补偿和接收机总平均补偿两个基本步骤，其特征在于：

在指峰器独立频率补偿步骤中进一步包括步骤：

由积分/清洗模块对指峰器所接收的导频符号的复数信号进行积分；

由归一化模块将解扩后的导频符号复数信号进行归一化，并获得导频符号复数信号相位Φ_n的正弦值、余弦值；

由叉乘模块将相邻导频符号复数信号相位Φ_n和Φ_n-1的正弦值和余弦值执行叉乘运算，获取相邻导频符号之间相位偏移Δφ的正弦值和余弦值；

由区间映射模块根据相位偏移Δφ的正弦和余弦值将该相位偏移矢量映射到-π至π的八个子区间之一，每个子区间的宽度为π/4；

在所映射的子区间内根据换算的相位偏移Δφ的正弦值和余弦值计算该相位偏移矢量与最接近坐标轴之间的相位夹角Δθ正弦值；

由曲线补偿模块通过曲线补偿对相位夹角Δθ进行估算；

由相位转换模块将估算获得的相位夹角Δθ根据所在的区间换算恢复成实际的导频符号复数信号之间的相位偏移Δφ；

由频偏计算模块根据导频符号之间相位偏移Δφ和导频符号周期Δt计算出此指峰器所跟踪路径导频符号信号的频率偏移Δf；

由频偏估算模块将计算出的指峰器的频率偏移Δf作为反馈信号反馈给指峰器内的频率校正模块；

由频率校正模块对输入指峰器的码片信号进行频率校正；

在接收机总平均频率补偿步骤中进一步包括步骤：

由能量或信噪比估计模块对积分后的导频符号进行能量或信噪比估算；

由门限比较模块将能量或信噪比估算值与预定门限进行比较，当能量或信噪比估算值高于预定门限时，产生合并控制信号使得合并开关导通，导致指峰器内测量估算的频率偏移参与分离多径(RAKE)接收机总平均频率偏移的计算，反之当能量或信噪比低于预定门限时，产生合并控制信号使得合并开关断开，导致该指峰器内估算的频率偏移不参与分离多径(RAKE)接收机总平均频率偏移的计算；

由合并器对参与计算分离多径(RAKE)接收机总平均频率偏移的各个指峰器产生的频率偏移进行合并相加；

由平均器对相加的各个频率偏移求平均获得总平均频率偏移；

由低通滤波器对总平均频率偏移进行平滑；

由数/模转换器将经过平滑的总平均频率偏移转换为对压控振荡器进行控制的电压信号；

压控振荡器受控调节所输出频率，从而调节接收机本地中频和射频频率。

2.根据权利要求1所述的频偏补偿方法，在各个指峰器自动频率控制很好收敛以前，由指峰器内门限比较器执行的所述导频符号能量与信噪比的估算值与预定门限比较的步骤中，预定门限设置低值，在各个指峰器自动频率控制很好收敛后，该预定门限值设置高值。

3.根据权利要求1所述的频偏补偿方法，在由叉乘模块所执行的叉乘步骤中，采用下列公式

$\left\{\begin{array}{c}\sin \mathrm{\Δ\φ}=\sin {\mathrm{\φ}}_n\cos {\mathrm{\φ}}_{n-1}-\cos {\mathrm{\φ}}_n\sin {\mathrm{\φ}}_{n-1}\\ \cos \mathrm{\Δ\φ}=\cos {\mathrm{\φ}}_n\cos {\mathrm{\φ}}_{n-1}+\sin {\mathrm{\φ}}_n\sin {\mathrm{\φ}}_{n-1}\end{array}\right.$

进行叉乘运算，其中Δφ为相邻导频符号复数信号相位Ф_n与Ф_n-1之间的相位偏移。

4.根据权利要求1所述的频偏补偿方法，在由区间映射模块所执行的区间映射步骤中，采用下列步骤进行子区间映射和相位夹角Δθ正弦值计算：

将[-π，π)相位偏移区间等分为8个子区间，分别为：[-π，-3π/4)、[-3π/4，-π/2)、[-π/2，-π/4)、[-π/4，0)、[0，π/4)、[π/4，π/2)、[π/2，3π/4)和[3π/4，π)，依次编号为子区间0至7；

在第1、2、5、6子区间，sinΔθ＝|±cosΔφ|，

在第0、3、4、7子区间，sinΔθ＝|±sinΔφ|。

5.根据权利要求1所述的频偏补偿方法，在由曲线补偿模块所执行的Δθ估算步骤中，采用下列公式进行曲线补偿和相位交角估算：

f(sinΔθ)＝O.21(sinΔθ)²+1

$\mathrm{\Δ}\widehat{\mathrm{\θ}}=0.21{\left(\sin \mathrm{\Δ\θ}\right)}^3+\sin \mathrm{\Δ\θ}.$

6.根据权利要求4所述的频偏补偿方法，在由相位转换模块所执行的相位转换步骤中，采用下列公式进行相位转换：

第0子区间，Δφ＝-π+Δθ，

第1子区间，Δφ＝-π/2-Δθ，

第2子区间，Δφ＝-π/2+Δθ，

第3子区间，Δφ＝-Δθ，

第4子区间，Δφ＝Δθ，

第5子区间，Δφ＝π/2-Δθ，

第6子区间，Δφ＝π/2+Δθ，

第7子区间，Δφ＝π-Δθ。

7.根据权利要求1所述的频偏补偿方法，在由频偏计算模块所执行的频偏计算步骤中，采用下列公式进行频偏计算：

$\mathrm{\Δf}=\frac{\mathrm{\Δ\φ}}{2\mathrm{\π\Δt}}.$

8.根据权利要求1所述的频偏补偿方法，在由频率校正模块所执行的指峰器内频偏独立补偿步骤中，频率校正模块将使用本指峰器测量估算出的频偏估计值的复共轭频率e^-j2πΔft与基带复数信号I+jQ进行复数乘法运算，由此对基带复数信号施加一个反向的相位旋转来消除或减弱频移引起的复数信号矢量的相位偏移。

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