DE69832749T2

DE69832749T2 - Maximalwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung und -Dekodierung für Burstsignale

Info

Publication number: DE69832749T2
Application number: DE69832749T
Authority: DE
Inventors: Kazuyuki Shinagawa-ku Sakoda; Mitsuhiro Shinagawa-ku Suzuki
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-03-19
Filing date: 1998-03-18
Publication date: 2006-06-29
Anticipated expiration: 2018-03-19
Also published as: AU748392B2; JPH10322408A; EP0866578B1; KR19980080436A; EP0866578A2; KR100713670B1; EP0866578A3; US6590860B1; AU5843898A; DE69832749D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft eine Empfangseinrichtung und ein Signalempfangsverfahren und ist insbesondere bei einem drahtlosen Kommunikationssystem wie beispielsweise einem tragbaren Telefonsystem anwendbar.
BESCHREIBUNG DER VERWANDTEN TECHNIK
Bei dieser Art eines drahtlosen Kommunikationssystems ist ein Bereich zum Anbieten des Kommunikationsdienstes in Zellen mit der gewünschten Größe geteilt, und in jeder Zelle ist jeweils eine Basisstation als die feste Funkstation vorhanden, und ein tragbarer Telefonapparat ist als die mobile Funkstation zum drahtlosen Kommunizieren in der Zelle, in welcher der tragbare Telefonapparat selbst existiert, mit der Basisstation ausgebildet. Obgleich verschiedene Typen von Kommunikationssystemen vorgeschlagen worden sind, ist eine der typischen Einrichtungen ein als TDMA-System bezeichnetes Zeitmultiplexzugriffsystem.
Dieses TDMA-System ist, wie in den 1A und 1B gezeigt, ein System zum Teilen des vorbestimmten Frequenzkanals in Rahmen der festen Zeitbreite F0, F1, ... , und es teilt außerdem den Rahmen jeweils in Zeitschlitze der festen Zeitbreite TS0 bis TS3, und Benutzer übertragen, wenn der Zeitschlitz TS0 seiner eigenen Station zugeordnet ist, das Übertragungssignal unter Benutzung eines Frequenzkanals, und dieses System hat die Realisierung von Mehrfachkommunikationen (das heißt Multiplexkommunikationen) möglich gemacht, wobei Benutzer eine gemeinsame Frequenz gemeinschaftlich benutzen und die Frequenz effektiv benutzt werden kann. Danach wird der Zeitschlitz TS0, welcher der Übertragung zugeordnet ist, als Übertragungsschlitz TX bezeichnet, und der durch einen einzelnen Übertragungsschlitz TX zu übertragende Datenblock wird als Schlitz bezeichnet.
An diesem Punkt wird die Übertragungseinrichtung und Empfangseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems zur Übertragung und zum Empfang des dieses TDMA-System benutzenden digitalen Signals anhand der 2A, 2B, 3A und 3B beschrieben. In diesem Zusammenhang sind die Übertragungseinrichtung und die Empfangseinrichtung, die in den 2A, 2B, 3A und 3B gezeigt sind, auf den tragbaren Telefonapparat und die Basisstation des tragbaren Telefonsystems geladen und werden zur Kommunikation vom tragbaren Telefonapparat zur Basisstation oder von der Basisstation zum tragbaren Telefonapparat benutzt.
Wie in 2A gezeigt besteht die Übertragungseinrichtung 1 grob aus einer Faltungscodierungsschaltung 2, einem Verschachtelungspuffer 3, einer Schlitzbildungsverarbeitungsschaltung 4, einer DQPSK-Modulationsschaltung 5 (DQPSK = differential quadrature phase shift keying (Differenzphasenquadraturmodulation)), einer Übertragungsschaltung 6 und einer Antenne 7, und sie gibt zuerst die zu übertragenden Übertragungsdaten S1 in die Faltungscodierungsschaltung 2 ein.
Die Faltungscodierungsschaltung besteht aus einem Register und einer Exklusiv-ODER-Schaltung einer festen Anzahl von Stufen und wendet die Faltungscodierung auf die eingegebenen Übertragungsdaten S1 an, und sie gibt das resultierende Übertragungssymbol S2 an den Verschachtelungspuffer 3 aus. Der Verschachtelungspuffer 3 speichert das Übertragungssymbol S2 sequenziell geordnet im Speicherbereich, und wenn das Übertragungssymbol S2 im ganzen Speicherbereich gespeichert ist (das heißt die gewünschten Volumina des Übertragungssymbols S2 sind gespeichert), permutiert er die Übertragungssymbole S2 in zufälliger Ordnung (nachfolgend wird die Permutation als Verschachtelung bezeichnet) und gibt das resultierende Übertragungssymbol S3 an die Schlitzbildungsverarbeitungsschaltung 4 aus. In diesem Zusammenhand weist der Verschachtelungspuffer 3 die Speicherkapazität für mehrere Schlitze auf, so dass die Übertragungssymbole über eine große Anzahl von Übertragungsschlitzen TX ausgebreitet bzw. verteilt werden können.
Die Schlitzbildungsverarbeitungsschaltung 4 teilt jedes Übertragungssymbol S3 in Schlitze, um das Übertragungssymbol S3 den Übertragungsschlitzen TX zuzuordnen, und gibt pro Schlitz die geschlitzten bzw. schlitzförmigen Übertragungssymbole S4 sequentiell an die DQPSK-Modulationsschaltung 5 aus. Die DQPSK-Modulationseinheit 5 bildet durch Anwenden der DQPSK-Modulationsverarbeitung auf das pro Schlitz zuzuführende Übertragungssymbol S4 ein Übertragungssignal S5, dessen Symbolinformation durch den Phasenwert gezeigt ist, und gibt dieses an die Übertragungsschaltung 6 aus.
Die Übertragungsschaltung 6 setzt nach Anwenden der Filterungsverarbeitung auf das pro Schlitz zuzuführende Übertragungssignal S5 das Übertragungssignal S5 in das analoge Signal um und bildet durch Anwenden der Frequenzumsetzung auf das analoge Übertragungssignal das Übertragungssignal mit dem festen Frequenzkanal und überträgt dieses nach seiner Verstärkung auf die feste Leistung über eine Antenne 7. Infolgedessen wird das in Schlitze geteilte Übertragungssignal S6 von der Übertragungseinrichtung 1 synchron mit dem Timing der Übertragungsschlitze TX übertragen. In diesem Zusammenhang ist in 2B zu Darstellungszwecken eine kurze schematische Skizze der in jeder Schaltung der oben beschriebenen Übertragungseinrichtung 1 durchzuführenden Signalverarbeitung gezeigt.
Andererseits besteht, wie in 3A gezeigt, die Empfangseinrichtung 10 grob aus einer Antenne 11, einer Empfängerschaltung 12, einer DQPSK-Demodulationsschaltung 13, einer Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14, einem Entschachtelungspuffer 15 und einer Viterbi- Decodierungsschaltung 16, und sie empfängt das von der Übertragungseinrichtung 1 durch die Antenne übertragene Übertragungssignal S6 und gibt dieses an die Empfangsschaltung 12 als das empfangene Signal S11 ein. Die Empfängerschaltung 12 gibt nach Verstärkung des empfangenen Eingangssignals S11 durch Anwenden einer Frequenzumsetzung auf das empfangene Eingangssignal S11 ein Basisbandsignal aus und gibt nach Anwendung der Filterungsverarbeitung auf das Basisbandsignal S11 das empfangene Signal S12 aus, das durch Umsetzung des Basisbandsignals in das digitale Signal DQPSK-moduliert ist, und sie gibt dieses an die DQPSK-Demodulationsschaltung 13 aus.
Die DQPSK-Demodulationsschaltung 13 gibt durch Anwenden der DQPSK-Demodulationsverarbeitung auf das empfangene Signal S12 Symbolinformation aus und gibt diese an die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14 als ein empfangenes Symbol S13 aus. In diesem Zusammenhang ist der Wert dieses empfangenen Symbols S13 kein binäres Signal wie beispielweise „0" oder „1", sondern er ist ein Mehrpegelsignal, da auf der Übertragungsroute ein Rauschelement hinzugefügt worden ist. Die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14 ist eine Schaltung zum Verbinden des empfangenen Symbols 513, das fragmentarisch auf einer Schlitz-um-Schlitz-Basis zu erhalten ist, um ein kontinuierliches Signal zu werden, und wenn das empfangene Symbol S13 für die Speicherkapazität des Entschachtelungspuffers 15 der späteren Stufe gespeichert wird, verbindet sie das empfangene Symbol S13 und gibt das verbundene empfangene Symbol S14 an den Entschachtelungspuffer 15 aus.
Der Entschachtelungspuffer 15 weist eine Speicherkapazität für Mehrfachschlitze auf, und nach sukzessivem Speichern des dem internen Speicherbereich zuzuführenden empfangenen Symbols S14 bringt er durch Permutieren des empfangenen Symbols S14 mit der zu der im Verschachtelungspuffer 3 der Übertragungseinrichtung durchgeführten Prozedur entgegengesetzten Prozedur das empfangene Symbol S14 in die frühere Ordnung zurück und gibt das resultierende empfangene Symbol S15 an die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 aus (nachfolgend wird die zur früheren Ordnung zurückkehrende Prozedur als Entschachtelung bezeichnet). Die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 ist aus einer Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung gebildet, und durch Schätzung des wahrscheinlichsten Zustandes, den die Daten unter Berücksichtigung der Gitter bzw. Trellis des Faltungscodes auf der Basis des empfangenen Symbols S15 unter allen Änderungszuständen annehmen können (das heißt die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung), werden die empfangenen Daten S16, welche die übertragenen Daten anzeigen, wiederhergestellt und ausgegeben. In diesem Zusammenhang ist 3B ein kurzes Diagramm, des die in jeder Schaltung der oben erläuterten Empfangseinrichtung 10 durchgeführte Signalverarbeitung zeigt.
Jedoch werden in der Empfangseinrichtung 10 die empfangenen Daten S16 durch Durchführen der Maximalwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung durch die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 wiederhergestellt. Um jedoch die empfangenen Daten S16 mit höherer Genauigkeit wiederherzustellen, ist es wünschenswert, die Effizienz der Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung weiter zu verbessern.
Dieser Punkt wird in den folgenden Abschnitten spezieller beschrieben. Das von der DQPSK-Demodulationsschaltung 13 zuzuführende empfangene Symbol S13 ist, wie oben beschrieben, ein Mehrfachpegelsignal. Der Wert dieses Mehrfachpegelsignals zeigt grob die Zuverlässigkeit des empfangenen Symbols. Die Viterbi-Decodierungsschaltung zum Decodieren eines solchen Mehrfachpegelsignals wird generell als Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung bezeichnet, und generell stellt sie durch Durchführen der Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Symbols Daten wieder her. Andererseits wird die Viterbi-Decodierungsschaltung zum Decodieren des den Wert „–1" oder „+1" aufweisenden Binärwertsignals generell als Hartentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung bezeichnet. Wenn diese Hartentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung mit der Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung verglichen wird, wird generell gesagt, dass die Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung mit höherer Genauigkeit als die Hartentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung ausführen kann. Der Grund ist, dass im Fall der Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung, da ein die Zuverlässigkeit reflektierendes Mehrfachpegelsignal eingegeben worden ist, die Schätzung, welche die Zuverlässigkeit reflektiert, durchgeführt werden kann. Um die Genauigkeit der Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung zu erhöhen, wird demgemäss in Betracht gezogen, dass es besser wäre, wenn die Zuverlässigkeit des Symbols durch das in die Viterbi-Decodierungsschaltung einzugebende Signal reflektiert würde.
Jedoch im Fall des TDMA-Systems wird das empfangene Symbol übertragen, nachdem es jeweils in Schlitze geteilt ist, und es hat die Möglichkeit bzw. Wahrscheinlichkeit, dass die Qualität der Kommunikation auf einer Schlitz-um-Schlitz-Basis variiert. Demgemäss wird in diesem Fall in Betracht gezogen, dass die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung der Viterbi-Decodierungsschaltung mit höherer Genauigkeit durchgeführt werden kann, wenn die Zuverlässigkeit, welche die Kommunikationsqualität eines Schlitzes zeigt, durch den Wert des durch diesen Schlitz übertragenen Symbols reflektiert wird. Insbesondere wenn über mehreren Schlitze Verschachtelungen durchgeführt werden, ist es möglich, dass eine irrtümliche Schätzung durchgeführt wird, wenn die Zuverlässigkeit nicht reflektiert wird, da die Zuverlässigkeiten pro Schlitz extrem variieren.
Ein Empfangsverfahren, aus dem alle Merkmale des Oberbegriffs des Anspruchs 1 hervorgehen, ist in US-A-5 278 871 beschrieben.
Ein Radiokommunikationssystem, bei dem ein Eingangsinformationssignal durch eine Vorwärts- Fehlerkorrekturcodierung des Informationssignals gegen Übertragungsfehler geschützt wird, wobei Gewichtungskoeffizienten auf der Basis der Kanalverstärkungsschätzung und der Kanalrauschenvarianz erzeugt werden, ist aus US-A-5 546 420 bekannt.
Außerdem ist aus US-A-5 191 576 ein Verfahren zum Rundsenden digitaler Daten bekannt, bei dem das Signal entsprechend einem Mehrträgerverfahren übertragen wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Empfangsverfahren und eine Empfangseinrichtung bereitzustellen, die fähig sind, die übertragenen Daten durch Durchführen der Hochpräzisions-Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung genauer zu decodieren.
Diese Aufgabe wird durch ein Empfangsverfahren und eine Empfangseinrichtung gemäß den beigefügten unabhängigen Ansprüchen gelöst. Vorteilhafte Merkmale und Eigenschaften der vorliegenden Erfindung sind in den korrespondierenden Unteransprüchen definiert.
Das Wesen, Prinzip und die Nützlichkeit der Erfindung ergeben sich deutlicher aus der folgenden detaillierten Beschreibung, wenn diese anhand der beigefügten Zeichnungen, in denen gleiche Teile durch gleiche Bezugszeichen bezeichnet sind, gelesen wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den beigefügten Zeichnungen zeigen:
1A und 1B schematische Darstellungen, die das Prinzip des TDMA-Systems erläutern;
2A und 2B Blockschaltbilder, die eine Übertragungseinrichtung des herkömmlichen drahtlosen Kommunikationssystems zeigen;
3A und 3B Blockschaltbilder, die eine Empfangseinrichtung des herkömmlichen drahtlosen Kommunikationssystems zeigen;
4 ein Blockschaltbild, das eine Übertragungseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 ein Blockschaltbild, das eine Empfangseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems zeigt;
6 ein Blockschaltbild, das eine Zufallsphaseverschiebungsschaltung der Übertragungseinrichtung zeigt;
7 ein Blockschaltbild, das eine Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung der Empfangseinrichtung zeigt;
8 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung der Empfangseinrichtung zeigt;
9 ein Blockschaltbild, das eine Berechnungseinheit der Demodulationsschaltung zeigt;
10 ein Blockschaltbild, das eine Einstellungsschaltung der Berechnungseinheit zeigt;
11 ein charakteristisches kurvenförmiges Diagramm einer den Vergleich zwischen dem Fall, bei dem die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektiert wird, und dem Fall, bei dem die Zuverlässigkeit des Schlitzes nicht reflektiert wird, erläuternden Fehlerrate;
12 ein charakteristisches kurvenförmiges Diagramm, das den Vergleich zwischen dem berechneten Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N und dem gemessenen Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N erläutert.
13 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform zeigt;
14 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
15 ein Blockschaltbild, das eine Berechnungseinheit der Demodulationsschaltung gemäß der dritten Ausführungsform zeigt;
16 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
17 ein knappes lineares Diagramm, das die in der komplexen Ebene zum oberen rechten Quadranten transformierte Phase des empfangenen Symbols erläutert, wenn sie um π/4 verschoben wird;
18 eine schematische Darstellung, welche die Phase erläutert, wenn sie von der Interferenzwelle beeinflusst wird;
19 ein Blockschaltbild, das eine Berechnungseinheit einer Demodulationsseinheit der Demodulationsschaltung gemäß der vierten Ausführungsform zeigt;
20 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung gemäß der fünften Ausführungsform zeigt;
21 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung gemäß der sechsten Ausführungsform zeigt;
22 ein Diagramm, das eine Tabelle zur Gewinnung des Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungsverhältnisses S/(I + N) zeigt;
23 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung gemäß der siebten Ausführungsform zeigt;
24 eine schematische Darstellung, die das empfangene Symbol erläutert, wenn es in der komplexen Ebene auf der I-Achse verschoben ist;
25 eine schematische Darstellung, die den Fall erläutert, bei dem die Interferenzwelle empfangen wird;
26 ein charakteristisches kurvenförmiges Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Dispersionswertverhältnis R_Q/I und dem Signal-zu-Interferenzwelle-Verhältnis S/I zeigt;
27 ein Blockschaltbild, das eine Demodulationsschaltung gemäß der achten Ausführungsform zeigt;
28 ein charakteristisches kurvenförmiges Diagramm, welches das durch Berechnung gewonnene Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N darstellt;
29 ein Blockschaltbild, das den Aufbau einer Berechnungseinheit gemäß der anderen Ausführungsform zeigt;
30 ein Blockschaltbild, das den Aufbau einer Demodulationsschaltung gemäß der anderen Ausführungsform zeigt;
31 ein Blockschaltbild, das eine Übertragungseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems gemäß der anderen Ausführungsform zeigt; und
32 ein Blockschaltbild, das eine Empfangseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems gemäß der anderen Ausführungsform zeigt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORM
Bevorzugte Ausführungsformen dieser Erfindung werden anhand der beigefügten Zeichnungen beschrieben.
(1) Die erste Ausführungsform
Zuallererst wird anhand der 4 und 5 der generelle Aufbau eines drahtlosen Kommunikationssystems beschrieben, bei dem die vorliegende Erfindung angewendet ist. In 4, in der mit den 2A und 2B korrespondierende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt 20 generell eine Übertragungseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems, das beispielsweise ein tragbaren Telefonsystem ist, und diese hat fast den gleichen Aufbau wie die in den 2A und 2B gezeigte Übertragungseinrichtung 1, ausgenommen, dass eine Zufallsphasenverschiebungsschaltung 21 hinzugefügt ist. Bei dieser Übertragungseinrichtung 20 wird das von der Schlitzbildungsverarbeitungsschaltung 4 ausgegebene Übertragungssymbol S4 in die DQPSK-Modulationsschaltung 5 eingegeben. Die DQPSK-Modulationsschaltung 5 ist eine Schaltung zur Bildung eines Übertragungssignals, dessen Symbolinformation durch Anwendung der DQPSK-Modulationsverarbeitung auf das Übertragungssymbol S4 durch den Phasenwert angezeigt ist. Im Fall dieser Ausführungsform wird eine π/4-Verschiebungs-DQPSK-Modulationsverarbeitung (das heißt die maximale Phasenänderung wird durch Verschieben der Phasenänderung vom vorhergehendem Symbol für π/4 auf ±3 π/4 gesteuert) durchgeführt. Das durch diese Verarbeitung gebildete Übertragungssignal S5 wird in die Zufallsphasenverschiebungsschaltung 21 eingegeben.
Die Zufallsphasenverschiebungsschaltung 21 wendet auf das Übertragungssignal S5 durch sukzessives Multiplizieren des eingegebenen Übertragungssignals S5 mit den pro Symbol zufällig erzeugten Phasendaten eine Zufallsphasenverschiebung an. In diesem Fall weist, wie in 6 gezeigt, die Zufallsphasenverschiebungsschaltung 21 eine Zufallsphasendaten-Erzeugungsschaltung 21A und einen Multiplizierer 21B auf. Die Zufallsphasendaten-Erzeugungsschaltung 21A weist einen Anfangsphasenwert auf, der durch einen Kommunikationskanal (beim tragbaren Telefonsystem beispielsweise durch die Basisstation) im Voraus variiert, und erzeugt auf der Basis einer vorbestimmten Regel aus dem Anfangsphasenwert sequentiell Zufallsphasenwerte und gibt die den Phasenwert anzeigenden Phasendaten S22 an den Multiplizierer 21B aus. In diesem Zusammenhang sind diese Phasendaten S22 eine komplexe Zahl, die einen zufälligen Phasenwert mit der Amplitude „1" aufweist. Der Multiplizierer 21B führt die Zufallsphasenverschiebung durch sukzessives Multiplizieren der komplexen Zahl des eingegebenen Übertragungssignals S6 mit der komplexen Zahl der Phasendaten S22 pro Symbol beim Übertragungssignal S5 aus. Infolgedessen wird Übertragungssignal S20, bei dem die Zufallsphasenverschiebung ausgeführt ist, zur Übertragungsschaltung 6 ausgesendet.
Die Empfangsseite der Kommunikation ist so ausgebildet, dass sie den gleichen Anfangsphasenwert wie der oben beschriebene Anfangsphasenwert aufweist und die zu denen der Übertragungsseite identischen Phasendaten entsprechend der gleichen Prozedur erzeugt. Wenn das empfangene Signal zum Ausführen einer Wiederherstellungsverarbeitung durch diese Phasendaten dividiert wird, kann das Signal vor dem Addieren der Zufallsphasenverschiebung wiederhergestellt werden. Wenn in diesem Zusammenhang die Partei, die nicht die andere Partei der Kommunikation ist, das Übertragungssignal, dem diese Zufallsphasenverschiebung hinzugefügt ist, empfängt, kann sie das frühere Signal nicht wiederherstellen, da sie nicht den gleichen Anfangsphasenwert hat. Demgemäss blieben, wenn die Kommunikation unter Benutzung eines anderen Anfangsphasenwertes durch jeden Kommunikationskanal durchgeführt würde, selbst in dem Fall, bei dem jede Kommunikation Interferenzwelle jeder anderen wird, das heißt Signale einer anderen als der Kommunikationspartei, das heißt Interferenzwellen werden, Phasen dieser Interferenzwellen in zufälligen Zuständen, und Interferenzwellen können scheinbar in Halbrauschen umgesetzt werden.
Auch setzt gemäss dieser Ausführungsform die Übertragungsschaltung 6 nach Durchführung der Filterungsverarbeitung am Übertragungssignal S20 das Übertragungssignal S20 in ein analoges Signal um und bildet durch Umsetzen der Frequenz in das analoge Übertragungssignal ein Übertragungssignal S21, das den festen Frequenzkanal aufweist, und überträgt nach dessen Verstärkung auf die vorbestimmte Leistung, dieses über die Antenne 7.
Dann zeigt in 5, in der mit den 3A und 3B korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, 30 generell eine Empfangseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems gemäß der vorliegenden Erfindung, und diese hat den fast gleichen Aufbau wie die in den 3A und 3B gezeigten Empfangseinrichtung 10, ausgenommen, dass sie eine Empfängerschaltung 31, eine Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 und eine Demodulationsschaltung 33 aufweist. Zunächst empfängt die Antenne 11 das von der Übertragungseinrichtung 20 übertragene Übertragungssignal S21 und gibt dieses in die Empfängerschaltung 33 als ein empfangenes Signal S25 ein. Die Empfängerschaltung 31 gibt nach Verstärkung des auf die vorbestimmte Leistung zu bringenden empfangenen Signals S25 durch Anwendung der Frequenzumsetzung auf das empfangene Signal S25 ein Basisbandsignal aus und gibt nach Anwendung der Filterungsverarbeitung auf dieses Basisbandsignal das empfangene Signal S26 aus, dem durch Digitalisierung des Basisbandsignals die Zufallsphasenverschiebung hinzugefügt wird, und gibt dieses an die Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 aus. In diesem Zusammenhang gibt im Fall der Ausgabe des empfangenen Signals S26 die Analog-zu-Digital-Umsetzungsschaltung dieser Empfängerschaltung 31 dieses nach Verstärkung des empfangenen Signals so, dass die Leistung in jedem Schlitz konstant wird, aus. Gemäß diesem drahtlosen Kommunikationssystem gibt es, da Signale auf einer Schlitz-um-Schlitz-Basis übertragen werden, eine Möglichkeit bzw. Wahrscheinlichkeit, dass auf der Übertragungsroute zu empfangende Schwunde pro Schlitz variieren, und demgemäss ist es möglich, dass die Signalleistungen pro Schlitz variieren.
Die Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 bringt durch sukzessive Anwendung der Divisionsverarbeitung auf die in Bezug auf das einzugebende empfangene Signal S26 den gleichen Phasenwert wie die Übertragungsseite aufweisenden Phasendaten die dem empfangenen Signal S26 gegebene Zufallsphase in die höhere Phase zurück. In der Praxis weist, wie in 7 gezeigt, die Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 eine Zufallsphasendaten-Erzeugungsschaltung 32A und einem Multiplizierer 32B auf. Die Zufallsphasendaten-Erzeugungsschaltung 32A weist aus dem Anfangsphasenwert den gleichen Anfangsphasenwert wie die Übertragungsseite auf und erzeugt auf der Basis der festen Regel wie auf der Übertragungsseite den gleichen Phasenwert wie die Übertragungsseite und gibt die den Phasenwert, der die konjugierte Relation zu diesen Phasenwert aufweist, aufweisenden Phasendaten S33 an den Multiplizierer 32B aus (der Stern „*" zeigt in der Figur die konjugierte Relation an). In diesem Zusammenhang sind diese Phasendaten S33 eine komplexe Zahl der Amplitude „1", die den Phasenwert aufweist, der die konjugierte Relation zu dem auf der Übertragungsseite erzeugten Phasenwert aufweist. Der Multiplizierer 32B beseitigt durch Multiplizieren der komplexen Zahl des einzugebenden empfangenen Signals S26 mit der komplexen Zahl der Phasendaten S33 sukzessive pro Symbol die dem empfangenen Signal S26 hinzugefügte Phasenänderung und kehrt in den früheren Phasenzustand zurück. Wenn infolgedessen die Phasendaten S33, welche die konjugierte Relation zu den Phasendaten der Übertragungsseite aufweisen, benutzt werden, kann die Phaseninversverschiebung unter Benutzung des Multiplizierers 32B anstelle des Dividierers ausgeführt werden.
Das durch die Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 in der früheren Phase wiederhergestellte empfangene Signal S27 wird der folgenden Demodulationsschaltung 33 zugeführt. Die Demodulationsschaltung 33 weist eine DQPSK-Demodulationsschaltung 34 und eine Gewichtungsschaltung 35 auf und gibt das empfangene Signal S27 jeweils in die DQPSK-Demodulationsschaltung 34 und die Gewichtungsschaltung 35 ein. Die DQPSK-Demodulationsschaltung 34 gibt durch Anwenden der DQPSK-Demodulationsverarbeitung auf das empfangene Signal S27 Symbolinformation aus und gibt diese an die Gewichtungsschaltung 35 als empfangenes Symbol S28 aus. Die Gewichtungsschaltung 35 berechnet die Zuverlässigkeit des Schlitzes, durch den das empfangene Signal S27 übertragen worden ist, pro Schlitz auf der Basis des empfangenen Signals S27 und berechnet den mit dieser Zuverlässigkeit korrespondierenden Gewichtskoeffizienten. Dann reflektiert die Gewichtungsschaltung 35, indem sie das empfangene Symbol S28 mit dem Gewichtskoeffizienten multipliziert, die Zuverlässigkeit des Schlitzes zum Signalpegel des empfangenen Symbols S28 und gibt das resultierende empfangene Symbol S29 an die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14 aus.
Die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14 ist eine Schaltung zum Verbinden des empfangenen Symbols S29, damit das fragmentarisch zu erhaltende empfangene Symbol S29 ein kontinuierliches Signal wird, und verbindet, wenn das empfangene Symbol S29 für die Speicherkapazität des Entschachtelungspuffers 15 der späteren Stufe gespeichert wird bzw. ist, das empfangene Symbol S29 und gibt dieses als verbundenes empfangenes Symbol S30 an den Entschachtelungspuffers 15 aus. Der Entschachtelungspuffer 15 weist die Speicherkapazität für mehrere Schlitze auf und permutiert nach sukzessiver Speicherung des dem internen Speicherbereich zuzuführenden empfangenen Symbols S30 die Ordnung des empfangenen Symbols S30 mit der zu der beim Verschaltungspuffer 3 der Übertragungseinrichtung 20 durchgeführten Permutation entgegengesetzten Prozedur und bringt sie in die frühere Ordnung zurück und gibt das resultierende empfangene Symbol S31 an die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 aus.
Die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 weist eine Weichentscheidungs-Viterbi-Decodierungsschaltung auf, und stellt durch Durchführung der Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung am eingegebenen empfangenen Symbol S31 die empfangenen Daten S32 wieder her, die übertragene Daten aufweisen. In diesem Fall wird in der Gewichtungsschaltung 35 der vorhergehenden Stufe die Zuverlässigkeit des Schlitzes, bei dem das empfangene Symbol S28 berechnet wird und das übertragene empfangene Symbol S28 wird mit dem Gewichtskoeffizienten multipliziert, um die Zuverlässigkeit dieses Schlitzes anzuzeigen. Demgemäss wird der Signalpegel des der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 zuzuführenden empfangenen Symbols S31 der mit der Zuverlässigkeit des Schlitzes korrespondierende Pegel, und selbst in dem Fall, bei dem die Qualitäten der Kommunikationen schlitzweise variieren, wird diese Kommunikationsqualität durch die Zuverlässigkeit zum Signalpegel reflektiert. Wenn infolgedessen ein solches empfangenes Symbol S31 in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 eingegeben wird, führt die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 bei der Hinzufügung der Zuverlässigkeit pro Schlitz die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung aus, und dadurch kann die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung mit höherer Präzision ausgeführt werden, und die empfangenen Daten können mit weiter verbesserter Genauigkeit wiederhergestellt werden.
An diesem Punkt wird der Aufbau der Demodulationsschaltung 33 anhand der 8 konkreter beschrieben. Wie in 8 gezeigt wird in der Demodulationsschaltung 33 das aus dem von der Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 zugeführten komplexen Signal gebildete empfangene Signal S27 in die einen Multiplizierer 40 und eine Verzögerungsschaltung 41 aufweisende DQPSK-Decodierungsschaltung eingegeben. Der Multiplizierer 40 empfängt das um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal S35, das von der Verzögerungsschaltung 41 auszusenden ist, und extrahiert durch Komplexmultiplizieren des eingegebenen empfangenen Signals S27 mit dem konjugierten Wert des dem empfangenen Signal S35 vorhergehenden einen Symbols das empfangene Symbol S28 aus dem empfangenen Signal S27. Vorausgesetzt, dass das durch diese Multiplikationsverarbeitung auszugebende empfangene Symbol S28 die QPSK-modulierte Symbolinformation ist, wird dieses empfangene Symbol S28 dem folgenden Silopuffer bzw. First-in-first-out-Puffer 42 (im Folgenden als FIFO-Puffer bezeichnet) zugeführt und sukzessive gespeichert. Der FIFO-Puffer 42 hält das empfangene Symbol S28 bis es für einen einzelnen Schlitz akkumuliert ist, und wenn es für einen einzelnen Schlitz akkumuliert ist, gibt der FIFO-Puffer 42 das empfangene Symbol S28 an den folgenden Multiplizierer 43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 ausgegebene Symbol S28 einer Temporärentscheidungsschaltung 44 zugeführt, die eine Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52 aufweist. Die Temporärentscheidungsschaltung 44 entscheidet temporär den Phasenzustand des empfangenen Symbols S28, bei dem jetzt der Phasenzustand in vier Phasenzuständen des QPSK ist, und gibt das komplexe Signal S36 mit der Amplitude, die anzeigt, dass der temporär entschiedene Phasenzustand gleich „1" ist, an einen Multiplizierer 45 aus. Das von der Verzögerungsschaltung 41 auszusendende, um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal S35 wird in den Multiplizierer 45 eingegeben, und der Multiplizierer 45, der das komplexe Signal S36 aus der Temporärentscheidungsschaltung 44 mit dem um ein einzelnes Symbol verzögerten empfangenen Signal S35 multipliziert, bildet ein Signal, das auf der Basis des Temporärentscheidungsresultats DQPSK-moduliert ist, das heißt das wiedergegebene Signal des empfangenen Signals S27 ist. Nachfolgend wird dieses Signal in Bezug auf das originale empfangene Signal S27 als empfangenes Kopiesignal S37 bezeichnet.
Das vom Multiplizierer 45 gebildete empfangene Kopiesignal S37 wird einem Subtrahierer 46 zugeführt. In den Subtrahierer 46 wird auch das originale empfangene Signal S27 eingegeben, und der Subtrahierer 46 subtrahiert das empfangene Kopiesignal S37 vom originalen empfangenen Signal S27 und gibt ein Signalelement S38 aus, welches das Subtraktionsresultat anzeigt, an die erste Quadratgesetzschaltung 47 aus. In diesem Fall wird, wenn das Entscheidungsresultat der Temporärentscheidungsschaltung 44 korrekt ist, dieses Signalelement S38 das Signal, bei dem sowohl das im empfangenen Signal S27 zum Zeitpunkt, bei dem eine vorläufige Entscheidung getroffen wird, enthaltene Rauschelement als auch das in dem einen Symbol, das dem empfangenen Signal vorhergeht, enthaltene Rauschelement kombiniert sind.
Die erste Quadratgesetzschaltung 47 erhält durch Quadrieren der Amplitude des Signalelements S35 pro Symbol die Leistung des Rauschelements pro Symbol und gibt diese Rauschleistung S39 an einen Addierer 48 aus. Der erste Addierer 48, der die Rauschleistung S39 jedes von der ersten Quadratgesetzschaltung 47 ausgegebenen Symbols addiert, erhält die Rauschleistung S40 für einen Schlitz, bei der Rauschleistungen aller aus einem einzelnen Schlitz bestehenden Symbole aufaddiert sind, und gibt diese an einen Kalkulator 49 aus.
Außerdem wird das von der Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 zugeführte empfangene Signal S27 auch der zweiten Quadratgesetzschaltung 50 zugeführt. Die zweite Quadratgesetzschaltung 50 erhält die Leistung des empfangenen Signals S27 pro Symbol durch Quadrieren der Amplitude des empfangenen Signals S27 und gibt diese Signalleistung S41 an den zweiten Addierer 51 aus. Der zweite Addierer 51 berechnet einen einzelnen Schlitz der Signalleistung 42, bei der die Signalleistungen aller aus einem einzelnen Schlitz bestehenden Symbole durch Addieren der Signalleistung S41 jedes von der zweiten Quadratgesetzschaltung 50 auszugebenden Symbols aufaddiert sind, und gibt diese an den Kalkulator 49. In diesem Zusammenhang weist diese Signalleistung S42 die Signalleistung des empfangenen Signals S27 auf, und diese ist die Signalleistung, in der die tatsächliche Signalelementleistung und die Rauschelementleistung kombiniert sind.
Der Kalkulator 49 gibt nach Berechnung des die Zuverlässigkeit eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 auf der Basis der Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 des empfangenen Signals S27, die eingegeben werden, diesen an den Multiplizierer 43 aus. Der Multiplizierer 43, der das vom FIFO-Puffer 42 auszugebende empfangene Symbol S28 mit dem Gewichtskoeffizienten S43 multipliziert, reflektiert die Zuverlässigkeit des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28. Infolgedessen kann empfangene Symbol S29 gebildet werden, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte.
An diesem Punkt wird der Aufbau der Berechnungseinheit 49 in 9 gezeigt. Die Berechnungseinheit 49 weist eine Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A und eine Einstellungsschaltung 49B auf. Die Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A ist aus einem Speicher gebildet, in welchem die Gewichtskoeffiziententabelle gespeichert ist und aus der durch Spezifizieren des vorbestimmten Parameters der mit dem Parameter korrespondierten Gewichtskoeffizient gelesen werden kann. Dieser Gewichtskoeffizient ist ein Koeffizient zum Anzeigen der Zuverlässigkeit eines Schlitzes, das heißt der Kommunikationsqualität, und ein Koeffizient zum Anzeigen des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N. Die Einstellungsschaltung 49B berechnet einen Parameter SP zum Lesen des Gewichtskoeffizienten auf der Basis der eingegebenen Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 und liest durch Spezifizieren des Parameters SP auf der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A den mit dem Parameter SP korrespondierenden Gewichtskoeffizienten und gibt diesen als einen Gewichtskoeffizienten S43 aus.
Hier wird in den folgenden Abschnitten der Aufbau der Einstellungsschaltung 49B erläutert. Die Einstellungsschaltung 49B weist, wie in 10 gezeigt, beispielsweise eine 1/2-Schaltung 49BA, einen Dividierer 49BB und eine Berechnungsschaltung 49BC auf. Zunächst ist, da wie oben beschrieben die Rauschleistung S40 die Summe von zwei Symbolen einer Rauschleistung S39 ist, ist sie zweimal so groß wie die tatsächliche Rauschleistung. Demgemäss wird die Rauschleistung S40 der 1/2-Schaltung 49BA zugeführt, und durch Halbieren der Rauschleistung S40 wird die tatsächliche Rauschleistung erhalten. Diese Rauschleistung wird dem Dividierer 49BB zugeführt, und hier wird die Dividierverarbeitung ausgeführt. Der Dividierer 49BB dividiert die eingegebene Rauschleistung durch die Signalleistung S42 und gewinnt das Verhältnis Rauschen „N" zu Signalleistung „S". In diesem Fall ist, da die Signalleistung S42 das Rauschelement enthält, das hier erhältliche Rauschen-zu-Signal-Verhältnis gleich N/(S + N). In diesem Zusammenhang kann, wenn die Anzahl der Symbole, die zu dem Zeitpunkt, zu dem die Rauschleistung S40 berechnet wird, benutzt werden, und die Anzahl der Symbole, die bei der Berechnung der Signalleistung S42 benutzt werden, verschieden sind, die Rauschleistung S40 durch diese Anzahl von Symbolen normiert werden, und nach einer Normierung der Signalleistung S40 mit dieser Anzahl von Symbolen kann das Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis N/(S + N) erhalten werden.
In diesem Fall wird in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A eine Tabelle, die das Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis N/(S + N) gegenüber dem Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis (S/N (dieser Wert ist ein auf der Basis des realen Wertes geschätzter Wert) anzeigt, gespeichert, und die Berechnungsschaltung 49BC liest, indem das vom Dividierer 40BB zuzuführende Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis (N/(S + N) als der Parameter SP angenommen wird, das korrespondierende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A aus und gibt dieses als den Gewichtskoeffizienten S43 aus. In diesem Zusammenhang fällt, wenn die Temporärentscheidungsschaltung 44 eine irrtümliche Temporärentscheidung trifft, der Wert der Rauschleistung S40 unter die reale Rauschleistung, und infolgedessen kann die Tabelle, in der das Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis S(S + N) und das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N für diesen Abschnitt korrigiert sind, in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A gespeichert werden.
Gemäß dem vorangegangenen Aufbau führt in dem Fall dieser Empfangseinrichtung 30 die Demodulationsschaltung 33 die temporäre Entscheidung des empfangenen Symbols S28 aus und bildet eine Kopie (replica) des empfangenen Signals 37, das ein auf der Basis des temporären Entscheidungsresultats S36 und des empfangenen Signals S27, dem das eine Symbol vorhergeht, kopiertes empfangenes Signal S27 ist. Und durch Bilden der Differenz zwischen diesem empfangenen Kopiesignal S37 und dem originalen empfangenen Signal S27 wird auf der Basis dieser das Rauschelement S38 pro Symbol und die Rauschleistung S40 für einen einzelnen Schlitz erhalten. Auch wird zur gleichen Zeit ein einzelner Schlitz der Signalleistung S42 des originalen empfangenen Signals S27 erhalten. Auf der Basis dieser erhalten Rauschleistung S40 und Signalleistung S42 wird der Gewichtskoeffizient S43, der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N dieses Schlitzes anzeigt, erhalten, und dieser wird mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert. Indem dies pro Schlitz ausgeführt wird, wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert, und infolgedessen wird empfangene Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte. Wenn ein solches empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte, über die Schlitzverbindungsverarbeitungsschaltung 14 und den Entschachtelungspuffer 15 der späteren Stufe in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 eingegeben wird, kann die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung ausführen, und die empfangenen Daten können mit höherer Genauigkeit decodiert werden.
In diesem Zusammenhang ist in 11 die Bitfehlerrate des empfangenen Signals in dem Fall, dass die Zuverlässigkeit eines Schlitzes durch Multiplizieren des empfangenen Symbols S28 mit dem Gewichtskoeffizienten reflektiert wird, und dem Fall, dass die Zuverlässigkeit nicht reflektiert wird, gezeigt. Die in der Figur gezeigte Systemlast zeigt den Nutzungs- bzw. Belegungsfaktor eines Kanals im drahtlosen Kommunikationssystem an, und dieser ist proportional zur Interferenzwellenleistung. Wie aus der 11 klar hervorgeht können die empfangenen Daten genauer wiederhergestellt werden, wenn die Zuverlässigkeit eines Schlitzes zum empfangenen Symbols S28 reflektiert wird.
Außerdem wird im Fall der Empfangseinrichtung 30, da das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A als ein Gewichtskoeffizient gespeichert ist und auf der Rauschleistung S40 und Signalleistung S42 basiert, das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N aus dieser Tabelle 49A ausgelesen, und indem dieses zum Gewichtskoeffizienten S43 gemacht wird, kann der die Zuverlässigkeit eines Schlitzes korrekt anzeigende Gewichtskoeffizient S43 mit dem einfachen Aufbau leicht berechnet werden. In diesem Zusammenhang wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N auf der Basis der Rauschleistung S40 und Signalleistung S42 erhalten, und dieses kann als der Gewichtskoeffizient S43 benutzt werden. Jedoch gibt es, wie in 12 gezeigt, die Tendenz, dass das durch Berechnung erhaltene Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N nicht mit dem realen Wert übereinstimmt, wenn das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N in schlechtem Zustand ist und Fehler enthalten sind. Jedoch können, wenn der nahe beim realen Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N liegende geschätzte Wert präpariert und tabellariisiert wird, durch Ergänzen dieses Abschnitts das korrekte Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N und der die Zuverlässigkeit korrekt anzeigende Gewichtskoeffizient S43 erhalten werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau sowie dem Erhalten der Signalleistung S42 wird die Rauschleistung S40 aus dem empfangenen Signal S27 erhalten, und der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N anzeigende Gewichtskoeffizient S43 wird auf der Basis der Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 berechnet, und durch Multiplizieren dieses mit dem empfangenen Symbol S28 kann die Zuverlässigkeit eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. Infolgedessen kann, wenn das empfangene Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 eingegeben wird, die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung nach Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes durchgeführt werden, und dadurch können die empfangenen Daten S32 mit hoher Genauigkeit wiederhergestellt werden.
(2) Die zweite Ausführungsform
In 13, in der mit der 8 korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, zeigt 60 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform. Das empfangene Signal S27 wird in einen Multiplizierer 40 und eine Verzögerungsschaltung 41 eingegeben, welche die DQPSK-Demodulationsschaltung bilden. Der Multiplizierer 40 empfängt das um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal S35, das von der Verzögerungsschaltung 41 zuzuführen ist, und extrahiert das empfangene Symbol S38 aus dem empfangenen Signal S27 durch Komplexmultiplizieren des eingegebenen empfangenen Signals S27 mit dem konjugierten Wert des dem empfangenen Signal S35 vorhergehenden einen einzelnen Symbols. Vorausgesetzt, dass das durch diese Multiplikationsverarbeitung zu extrahierende empfangene Symbol S28 die QPSKL-modulierte Symbolinformation ist, wird dieses empfangene Symbol S28 in den nachfolgenden FIFO-Puffer 42 eingegeben und in diesem FIFO-Puffer 42 sukzessive gespeichert. Der FIFO-Puffer 42 hält das empfangene Symbol S28 bis es für einen einzelnen Schlitz gespeichert ist, und wenn es für einen Schlitz gespeichert ist, gibt der FIFO-Puffer 42 das empfangene Symbol S28 an den nachfolgenden Multiplizierer 43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 ausgegebene empfangene Symbol S28 auch in eine Absolutwertschaltung 61 einer Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 59 eingegeben. Diese Absolutwertschaltung 61 setzt die Symbolinformation in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten um, indem er den Absolutwert des I-Elements und Q-Elements des aus dem QPSK-Signal gebildeten empfangenen Symbols S28 nimmt, und gibt das umgesetzte empfangene Symbol S50 an einen Subtrahierer 62 und eine zweite Quadratgesetzschaltung 50 aus.
Das von der Effektivwert- bzw. RMS-Pegelschaltung 63 auszusendende Referenzsymbolsignal S51 wird in den Subtrahierer 62 eingegeben. Dieses Referenzsymbolsignal S51 ist ein Signal, dessen Phase in der komplexen Ebene bei π/4 positioniert ist und dessen Amplitude die mittlere Leistung pro Symbol in diesem Schlitz wird. Der dieses Referenzsymbolsignal S51 vom empfangenen Symbol S50 subtrahierende Subtrahierer 62 berechnet die Differenz und gibt ein die Differenz anzeigendes Signalelement S52 an die erste Quadratgesetzschaltung 47 aus. In diesem Zusammenhang zeigt dieses Signalelement S52 das im empfangenen Symbol S50 enthaltene Rauschelement an.
Die erste Quadratgesetzschaltung 47 erhält durch Quadrieren der Amplitude des Signalelements S52 pro Symbol die Rauschelementleistung pro Symbol und gibt die Rauschleistung S53 an den ersten Addierer 48 aus. Der die Rauschleistung S53 jedes von der ersten Quadratgesetzschaltung 47 auszusendenden Symbols addierende erste Addierer 48 erhält die Rauschleistung S54 für einen einzelnen Schlitz und gibt diese an den Kalkulator 49 ab.
Andererseits erhält die zweite Quadratgesetzschaltung 50 die Signalleistung S55 pro Symbol durch Quadrieren der Amplitude des von der Absolutwertschaltung 61 zugeführten empfangenen Symbols S50 und gibt diese an den zweiten Addierer 51. Der die Signalleistung S55 jedes von der zweiten Quadratgesetzschaltung 50 auszusendenden Symbols addierende zweite Addierer 51 erhält die Signalleistung für einen einzelnen Schlitz und gibt diese an den Kalkulator 49 aus. In diesem Zusammenhang wird diese Signalleistung S56 die Signalleistung, in der gerade wie im Fall der ersten Ausführungsform die reale Signalelementleistung und Rauschelementleistung kombiniert sind.
Der Kalkulator 49 berechnet den das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 auf der Basis der eingegebenen Rauschleistung S54 und Signalleistung S56 und gibt dieses an den Multiplizierer 43 aus. Der das vom FIFO-Puffer 42 auszusendende empfangene Symbol S28 mit diesem Gewichtskoeffizienten multiplizierende Multiplizierer 43 reflektiert das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes mit der Amplitude des empfangenen Symbols S28. Im Fall dieser Ausführungsform kann durch Reflektieren des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 das empfangen Symbol S29 gebildet werden, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte. In diesem Zusammenhang weist der Kalkulator 49 bei dieser Ausführungsform wie in 9 gezeigt eine Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A und eine Einstellungsschaltung 49B auf und berechnet auf der Basis der eingegebenen Rauschleistung S64 und Signalleistung S56 einen tabellarisierten Parameter SP und spezifiziert den Parameter SP in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A, liest den gewünschten Gewichtskoeffizienten und gibt diesen als den Gewichtskoeffizienten S43 aus.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird in der Demodulationsschaltung 60 gemäß der zweiten Ausführungsform das empfangene Symbol S28 durch die Absolutwertschaltung 61 in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten transformiert, und durch Berechnen der Differenz zwischen diesem transformierten empfangenen Symbol S50 und dem Referenzsymbolsignal S41 wird das Rauschsignalelement S52 berechnet, und auf der Basis dieses wird die Rauschleistung S54 für einen einzelnen Schlitz berechnet. Außerdem wird mit diesem nacheinander die Signalleistung S56 für einen einzelnen Schlitz auf der Basis des empfangenen Symbols S50 erhalten. Dann wird auf der Basis dieser Rauschleistung S54 und Signalleistung S56 der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N anzeigende Gewichtskoeffizient S43 dieses Schlitzes erhalten und mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert. Durch Durchführen dieser Verarbeitung pro Schlitz wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert, und infolgedessen wird das empfangene Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte. Wenn ein solches empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 der nachfolgenden Stufe eingegeben wird, kann die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes in der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 ausgeführt werden, und die empfangenen Daten S32 können mit hoher Genauigkeit wiederhergestellt werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau kann, da nach Transformieren des empfangenen Symbols S28 in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten die Rauschleistung S54 beim Subtrahieren des Referenzsymbolsignals S51 vom umgesetzten empfangenen Symbol S50 erhalten wird, die Signalleistung S56 vom empfangenen Symbol S50 erhalten wird, auf der Basis dieser Rauschleistung S54 und der Signalleistung S56 der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient S43 berechnet und mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert wird, die Zuverlässigkeit eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. Infolgedessen kann, wenn das empfangene Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte, der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 zugeführt wird, die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes durchgeführt werden, und dadurch können die empfangenen Daten S32 genauer wiederhergestellt werden.
(3) Die dritte Ausführungsform
In 14, in der mit der 8 korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, zeigt 70 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der dritten Ausführungsform, und das empfangene Signal S27 wird in einen Multiplizierer 40 und eine Verzögerungsschaltung 41 eingegeben, die wie im Fall der ersten Ausführungsform die DQPSK-Demodulationsschaltung aufweist. Der Multiplizierer 40 empfängt das empfangene Signal S27, das um ein von der Verzögerungsschaltung 41 zu übertragendes einzelnes Symbol verzögert wird, und extrahiert durch Komplexmultiplizieren des konjugierten Wertes des dem einen einzelnen Symbol vorhergehenden empfangenen Signals S35 mit dem eingegebenen empfangenen Signal S27 das empfangene Symbol S28 aus dem empfangenen Signal S27. Vorausgesetzt, dass das durch die Multiplikationsverarbeitung extrahierte empfangene Symbol S28 die QPSK-modulierte Symbolinformation ist, wird dieses empfangene Symbol S28 in den nachfolgenden FIFO-Puffer 42 eingegeben und sukzessive gespeichert. Der FIFO-Puffer 42 hält das empfangene Symbol S28 bis es für einen einzelnen Schlitz gespeichert ist, und wenn ein Schlitz eines Symbols gespeichert ist, gibt der FIFO-Puffer 42 das empfangene Symbol S28 an den folgenden Multiplizierer 43 aus.
Außerdem wird das durch diesen Multiplizierer 40 ausgegebene empfangene Symbol S28 auch in die Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 69 eingegeben. In der Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 69 wird das I-Element im empfangenen Symbol S28 der ersten Absolutwertschaltung 71 und der ersten Quadratgesetzschaltung 72 zugeführt, während das Q-Element des empfangenen Symbols S28 der zweiten Absolutwertschaltung 75 und der zweiten Quadratgesetzschaltung 78 zugeführt wird. Die erste Absolutwertschaltung 71 erhält durch Erhalten des Absolutwerts des I-Elements die Amplitude des I-Elements pro Symbol und gibt das diese I-Elementamplitude anzeigende Signalelement an die Addiererschaltung 73 aus. Die erste Addiererschaltung 73 summiert Amplituden des I-Elements für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen Schlitzes eines Signalelements S60, das die Amplitude des I-Elements anzeigt, auf und gibt das die Summe der Amplituden dieses I-Elements anzeigende Signalelement S61 an die Berechnungseinheit 79 aus.
Andererseits berechnet die erste Quadratgesetzschaltung 72 die Leistung des I-Elements pro Symbol durch Quadrieren des I-Elements pro Symbol und gibt die I-Elementleistung pro Symbol anzeigende Signalelement S62 an die zweite Addiererschaltung 74 aus. Die zweite Addiererschaltung 74 summiert durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des I-Elementleistungen pro Symbol anzeigenden Signalelements S62 Leistungen des I-Elements für einen einzelnen Schlitz auf und gibt das die Summe dieser I-Elementleistungen anzeigende Signalelement 63 an die Berechnungseinheit 79 aus.
Ähnlich erhält die zweite Absolutwertschaltung 75, im die das Q-Element eingegeben wird, Amplituden des Q-Elements pro Symbol durch Erhalten des Absolutwertes des Q-Element und gibt das die Amplitude des Q-Elements anzeigende Signalelement S64 an die dritte Addiererschaltung 77 aus. Die dritte Addiererschaltung 77 summiert durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des die Amplitude dieses Q-Elements anzeigenden Signalelements S64 Amplituden des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz auf und gibt das die Summe von Amplituden dieses Q-Elements anzeigende Signalelement S65 an die Berechnungseinheit 79 aus.
Die zweite Quadratgesetzschaltung 76 berechnet durch Quadrieren des Q-Elements pro Symbol Leistungen des Q-Elements pro Symbol und gibt das die Q-Elementleistung pro Symbol anzeigende Signalelement S66 an die vierte Addiererschaltung 78 aus. Die vierte Addiererschaltung 78 addiert durch Addieren eines einzelnen Schlitzes dieses die Leistung des Q-Elements pro Symbol anzeigenden Signalelements S66 Leistungen des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz auf und gibt das die Leistung dieses Q-Elements anzeigende Signalelement S67 an die Berechnungseinheit 79 aus.
Hier wird zur Vereinfachung des Aufbaus die Summe von Amplituden und Leistungen des I- und Q-Elements durch die erste bis vierte Addiererschaltung erhalten. Jedoch kann durch Dividieren dieser durch die Anzahl von Symbolen der Mittelwert der Amplitude und Leistung erhalten werden.
Die Berechnungseinheit 79 berechnet den das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 auf der Basis der Summe von Amplituden des einzugebenden I-Elements (S61) und der Summe von Leistungen des I-Elements (S63) und der Summe von Amplituden des Q-Elements (S65) und der Summe von Leistungen des Q-Elements (S67) und gibt diesen an den Multiplizierer 43 aus. Der Multiplizierer 43 bewirkt durch Multiplizieren des aus dem FIFO-Puffer 42 empfangenen Symbols S28 mit diesem Gewichtskoeffizienten S43, dass das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert wird. Demgemäss wird im Fall dieser Ausführungsform das empfangene Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte.
An diesem Punkt ist der Aufbau der Berechnungseinheit 79 in 15 gezeigt. In der wie in 15 gezeigten Berechnungseinheit 79 wird ebenso wie das Quadrat der Amplitude des I-Elements durch Eingabe des die Amplitude des I-Elements anzeigenden Signalelements S61 in die dritte Quadratgesetzschaltung 60 erhalten wird das Quadrat der Amplitude des durch Eingabe des die Amplitude des Q-Elements anzeigenden Signalelements S65 in die vierte Quadratgesetzschaltung 83 erhalten. Diese quadrierten Werte von Amplituden der erhaltenen I- und Q-Elemente werden jeweils in die Addiererschaltung 81 eingegeben und aufaddiert, und das den quadrierten Wert der Amplitude anzeigende resultierende Signalelement S68 wird in die Berechnungsschaltung 85 eingegeben.
Andererseits werden, nachdem das die Leistung des I-Elements anzeigende Signalelement S63 und das die Leistung des Q-Elements anzeigende Signalelement S67 in die Addiererschaltung 82 eingegeben und aufaddiert sind, diese in eine N-fach-Schaltung 64 eingegeben und symboleanzahlfach erhöht. Die Berechnungsschaltung 85 erhält die zufällig geordneten Werte des I- und Q-Elements durch Subtrahieren des quadrierten Wertes der Amplitude (S68) von der in der Symboleanzahlfach erhöhten Leistung (S69) und spezifiziert diese auf der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 86 als einen Tabellarisierungsparameter SP. In der Gewichtsberechnungstabelle 86 ist eine Tabelle, in der in zufällig geordnete Werte des I- und Q-Elements und ein korrespondierender Gewichtskoeffizient (das heißt der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes anzeigende Koeffizient und der den Wert auf der Basis einer Messung aufweisende Koeffizient) gespeichert sind, und sie liest den mit dem spezifizierten der zufällig geordneten Werte korrespondierenden Gewichtskoeffizienten aus und gibt ihn aus. Die Berechnungsschaltung 85 gibt den auf diese Weise aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 86 ausgelesenen Gewichtskoeffizienten an den Multiplizierer 43 als den Gewichtskoeffizient S43 aus. Infolgedessen wird im Multiplizierer 43 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau trennt die Demodulationsschaltung 70 in der dritten Ausführungsform das vom Multiplizierer 40 ausgegebene empfangene Symbol S28 in das I-Element und Q-Element und ebenso wie sie die Amplitude (S61) und Leistung (S63) des I-Elements für einen einzelnen Schlitz vom I-Element des empfangenen Symbols S23 berechnet, berechnet sie die Amplitude (S65) und die Leistung (S67) des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz vom Q-Element des empfangenen Symbols S28. Und dann berechnet sie auf der Basis der berechneten Amplitude und Leistung des I-Elements für einen einzelnen Schlitz und der Amplitude und der Leistung des Q-Elements die zufällig geordneten Werte des I- und Q-Elements und erhält auf der Basis der zufällig geordneten Werte des I- und Q-Elements den das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 und multipliziert diesen mit dem empfangenen Symbol S26. Durch Durchführen dieser Verarbeitung pro jedem Schlitz wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert, und infolgedessen wird das empfangene Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte. Und wenn ein solches empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 der nachfolgenden Stufe eingegeben wird, kann die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit eines Schlitzes ausführen, und dadurch können die empfangenen Daten S32 mit hoher Genauigkeit wiederhergestellt werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau werden die Amplitude S61 und die Leistung S63 des I-Elements und die Amplitude S65 und die Leistung S67 des Q-Elements aus dem I-Element und Q-Element des empfangenen Symbols S28 erhalten, und auf der Basis dieser werden zufällig geordneten Werte des I- und Q-Elements erhalten, und auf der Basis dieser zufällig geordneten Werte wird der das Signal-zu-Rauschen- Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient S43 berechnet und mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert, wobei die Zuverlässigkeit des Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden kann. Infolgedessen kann, wenn das empfangene Symbol S29, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 eingegeben wird, die Maximalwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes ausgeführt werden, und können die empfangenen Daten S32 mit hoher Genauigkeit wiederhergestellt werden.
(4) Die vierte Ausführungsform
In der 16, in der mit der 8 korrespondierende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt 90 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der vierten Ausführungsform. Im Fall dieser Ausführungsform wird der Gewichtskoeffizient entsprechend den Effekten einer Interferenzwelle, den der Schlitz empfing, bestimmt. Zunächst wird bei dieser Demodulationsschaltung 90 das empfangene Signal S27 in den Multiplizierer 40 und die Verzögerungsschaltung 41, welche die DQPSK-Demodulationsschaltung aufweist, eingegeben. Der Multiplizierer 40 empfängt das von der Verzögerungsschaltung 41 übertragene und um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal S35 und extrahiert durch Komplexmultiplizieren des konjugierten Wertes des dem empfangenen Signal S35 vorhergehenden einen einzelnen Symbols und des eingegebenen empfangenen Signals S27 das empfangene Symbol S28 aus dem empfangenen Signal S27. Vorausgesetzt, dass das durch diese Multiplikationsverarbeitung auszugebende empfangene Symbol S28 die QPSK-modulierte Symbolinformation ist, wird dieses empfangene Symbol S28 in den folgenden FIFO-Puffer 42 eingegeben und sukzessive gespeichert. Der FIFO-Puffer 42 hält dieses bis das empfangene Symbol S28 für einen einzelnen Schlitz gespeichert ist, und wenn ein einzelner Schlitz des empfangenen Symbols S28 gespeichert ist, gibt er dieses an den nachfolgenden. Multiplizierer 43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 extrahierte empfangene Symbol S28 in eine Absolutwertschaltung 91 einer Gewichtsberechnungseinheit 89 eingegeben. Diese Absolutwertschaltung 91 setzt die Symbolinformation in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten um, indem sie den Absolutwert des I-Elements und Q-Elements des aus dem QPSK-gebildeten empfangenen Symbols S28 nimmt, und gibt das umgesetzte empfangene Symbol S70 an einen Multiplizierer 92 aus. In diesen Multiplizierer werden die von der π/4-Verschiebungsschaltung 88 auszugebenden Phasendaten S71 eingegeben. Diese Phasendaten S71 sind komplexe Phasendaten, deren die +π/4-Phase aufweisende Amplitude gleich „1" ist. Der Multiplizierer 92 komplexmultipliziert diese Phasendaten S71 mit dem empfangenen Symbol S70 und bildet das empfangene Symbol S72, bei dem die Phase des empfangenen Symbols S70 um +π/4 verschoben ist.
An diesem Punkt bewegt sich, wenn das empfangene Symbol S70 wie in 17 gezeigt nicht durch die Interferenzwelle beeinflusst wird, jedes Symbol des empfangenen Symbols S72 zu der Position, bei der die Phase in der komplexen Ebene gleich π/2 ist und auf der Q-Achse existiert. Wenn demgemäss das empfangene Symbol S70 von der Interferenzwelle nicht beeinflusst wird, wird das I-Element jedes Symbols gleich „0", und das Q-Element wird ein konstanter Wert. Wenn andererseits das empfangene Symbol S70 von der Interferenzwelle beeinflusst wird, existiert jedes Symbol des empfangenen Symbols S72 nicht notwendigerweise bei der Position, bei der wie in 18 gezeigt die Phase gleich π/2 ist, sondern existiert zufällig streuend in dem um π/2 zentrierten Bereich von π/4. Der Grund ist, dass, wenn die von der von der kommunizierenden Partei verschiedenen Übertragungseinrichtung übertragene elektrische Welle wie beispielsweise die Interferenzwelle empfangen wird, obgleich die Phasenverschiebungsverarbeitung von der Zufallsphasen-Inversverschiebungsschaltung 32 ausgeführt wird, nicht zum früheren Zustand zurückkehrt, sondern wie sie ist in dem zufälligen Zustand bleibt. Wenn demgemäss der bei diesem empfangenen Symbol S72 gezeigte Streuungszustand des Phasenwerts, das heißt die Dispersion detektiert wird, wird klar, ob das empfangene Symbol von der Interferenzwelle beeinflusst ist oder nicht.
Demgemäss wird das vom Multiplizierer 92 erhaltene empfangene Symbol S72 in das I-Element und Q-Element getrennt, um die Dispersion zu detektieren, und das I-Element wird der zweiten Absolutwertschaltung 93 und der ersten Quadratgesetzschaltung 94 zugeführt, während das Q-Element der dritten Absolutwertschaltung 95 und der zweiten Quadratgesetzschaltung 96 zugeführt wird. Die zweite Absolutwertschaltung 93 erhält durch Erhalten des Absolutwerts des I-Elements die Amplitude des I-Elements pro Symbol und gibt das die Amplitude dieses I-Elements anzeigende Signalelement S73 an die erste Addiererschaltung 97 aus. Die erste Addiererschaltung 97 summiert die Amplitude des I-Elements für einen Schlitz durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des die Amplitude dieses I-Elements anzeigenden Signalelements S73 auf und gibt das die Summe der Amplituden dieses I-Elements anzeigende Signalelement S74 an die Berechnungseinheit 98 aus.
Die erste Quadratgesetzschaltung 94 berechnet die Leistung des I-Elements pro Symbol durch Quadrieren des pro Symbol einzugebenden I-Elements und gibt das die Leistung des I-Elements pro Symbol anzeigende Signalelement S75 an die zweite Addiererschaltung 99 aus. Die zweite Addiererschaltung 99 summiert die Leistungen des I-Elements für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen Schlitzes dieses die Leistung des I-Elements pro Symbol anzeigenden Signalelements S75 auf und gibt das die Summe der Leistungen dieses I-Elements anzeigende Signalelement S76 an die Berechnungseinheit 98 aus.
Ähnlich erhält die dritte Absolutwertschaltung 95, in die das Q-Element eingegeben wird, die Amplitude des Q-Elements pro Symbol durch Erhalten des Absolutwerts des Q-Elements und gibt das die Amplitude dieses Q-Elements anzeigende Signalelement S77 an die dritte Addiererschaltung 100 aus. Die dritte Addiererschaltung 100 summiert die Amplitude des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des die Amplitude dieses Q-Elements zeigenden Signalelements S77 auf und gibt das die Summe der Amplituden dieses Q-Elements anzeigende Signalelement S78 an die Berechnungseinheit 98 aus.
Die zweite Quadratgesetzschaltung 96 berechnet die Leistung des Q-Elements pro Symbol durch Quadrieren des Q-Elements pro Symbol und gibt das die Leistung des Q-Elements pro Symbol anzeigende Signalelement S79 an die vierte Addiererschaltung 101 aus. Die vierte Addiererschaltung 101 summiert durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des die Leistung des Q-Elements pro Symbol anzeigenden Signalelements S79 die Leistung des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz auf und gibt das die Summe der Leistung des Q-Elements anzeigende Signalelement S80 an die Berechnungseinheit 98 aus.
Die Berechnungseinheit 98 erhält ebenso wie sie den Dispersionswert des I-Elements auf der Basis der Summe der einzugebenden Amplituden des I-Elements (S74) und der Summe der Leistungen des I-Elements (S76) erhält den Dispersionswert des Q-Elements auf der Basis der einzugebenden Summe der Amplituden des Q-Elements (S78) und der Summe der Leistung des Q-Elements (S80) und berechnet den Gewichtskoeffizienten S81, der den Grad, in welchem der Schlitz durch die Interferenzwelle beeinflusste wird (das heißt das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I), anzeigt, auf der Basis der Dispersionswerte des I-Elements und Q-Elements und gibt diesen an den Multiplizierer 43 aus. In diesem Zusammenhang bedeutet, wenn der Dispersionswert groß ist, dies, dass der Effekt der Interferenzwelle signifikant ist, und es wird der kleine Wert als der Gewichtskoeffizient S81 ausgewählt. Der Multiplizierer 43 bewirkt durch Multiplizieren des vom FIFO-Puffer 42 auszugebenden Symbols S28 mit diesem Gewichtskoeffizienten S81, dass das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert wird. Infolgedessen kann im Fall dieser Ausführungsform die Zuverlässigkeit des Schlitzes auf der Basis des Effekts der Interferenzwelle zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert werden.
Hier ist der Aufbau der Berechnungseinheit 98 in der 19 gezeigt. Wie in dieser 19 gezeigt wird bei dieser Berechnungseinheit 98 das Quadrat der Amplitude des I-Elements durch Eingeben des die Amplitude des I-Elements anzeigenden Signalelements S74 in die dritte Quadratgesetzschaltung 102 erhalten, und durch Eingeben des die Leistung des I-Elements anzeigenden Signalelements S76 in die N-fach-Schaltung 103 wird die Leistung des I-Elements um das Symboleanzahlfache erhöht. Die resultierende quadrierte Amplitude des I-Elements und die um die symboleanzahlfach erhöhte Leistung des I-Elements wird jeweils dem Subtrahierer 104 zugeführt, und die quadrierte Amplitude des I-Elements wird vom Symboleanzahlfachen der Leistung des I-Elements subtrahiert, und der Dispersionswert des I-Elements wird berechnet. Das den Dispersionswert des I-Elements anzeigende Signalelement S83 wird zur nachfolgenden Berechnungsschaltung 105 übertragen.
Außerdem wird in die Berechnungseinheit 98 ebenso wie in sie das die Amplitude des Q-Elements anzeigende Signalelement S78 eingegeben und das Quadrat der Amplitude des Q-Elements erhalten wird, das die Leistung des Q-Elements anzeigende Signalelement S80 in die N-fach-Schaltung 107 eingegeben und die Leistung des Q-Elements um das Symboleanzahlfache erhöht. Die resultierende quadrierte Amplitude des Q-Elements und die symboleanzahlfache Leistung des Q-Elements wird jeweils dem Subtrahierer 108 zugeführt, und der Dispersionswert des Q-Elements kann durch Subtrahieren der resultierenden quadrierten Amplitude von der symboleanzahlfachen Leistung des Q-Elements berechnet werden. Dieses den Dispersionswert des Q-Elements anzeigende Signalelement S84 wird zur folgenden Berechnungsschaltung 105 übertragen.
Die Berechnungsschaltung 105 spezifiziert Dispersionswerte des eingegebenen I-Elements und Q-Elements in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 109 als einen Parameter zur Tabellarisierung. Eine die Beziehung zwischen dem Dispersionswert des I-Elements und dem Dispersionswert des Q-Elements und korrespondierenden Gewichtskoeffizienten (das heißt der das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I des Schlitzes anzeigende Koeffizient und der Koeffizient des auf der Messung basierenden Wertes) ist in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 109 gespeichert, und die Berechnungseinheit 105 liest den mit dem spezifizierten Dispersionswert des I-Elements und dem Dispersionswert des Q-Elements korrespondierenden Gewichtskoeffizienten aus und gibt den so gelesenen Gewichtskoeffizienten aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 109 an den Multiplizierer 43 als den Gewichtskoeffizienten S81 aus. Bei dieser Anordnung wird beim Multiplizierer 43 das Signal-zu-Interferenzwell-Leistungsverhältnis S/I des Schlitzes zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert, und die Zuverlässigkeit des Schlitzes kann reflektiert werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird in der Decodierungsschaltung 90 gemäß der vierten Ausführungsform das empfangene Symbol S28 durch die Absolutwertschaltung 91 in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten transformiert, und die Phase des transformierten empfangenen Symbols S70 wird vom Multiplizierer 92 um π/4 verschoben. Dann werden, nachdem dieses phasentransformierte empfangene Symbol S72 in das I-Element und Q-Element separiert ist, die Summe der Amplituden des I-Elements für einen einzelnen Schlitz (S74) und die Summe der Leistungen des I-Elements für einen einzelnen Schlitz (S76) und die Summe der Amplituden des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz (S78) und die Summe der Leistungen des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz (S80) erhalten. Und dann werden auf der Basis dieser Berechnungsresultate (S74, S76, S78 und S80) der Dispersionswert des I-Elements und der Dispersionswert des Q- Elements erhalten, und auf der Basis dieser wird der das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses S/I des Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient S81 erhalten, und dieser wird mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert. Durch Durchführung dieser Verarbeitung pro Schlitz wird das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert und wird das empfangene Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte. Wenn ein solches empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 der nachfolgenden Schrittes eingegeben wird, kann die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit des Schlitzes in der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 durchgeführt werden, und können die empfangenen Daten S32 mit höherer Genauigkeit wiederhergestellt werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau werden, da nach Durchführung der π/4-Phasenverschiebung des empfangenen Symbols S70, das in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten transformiert wird, die Dispersionswerte des I-Elements und Q-Elements von diesem in der Phase umgesetzten empfangenen Symbol S72 erhalten werden und auf der Basis der Dispersionswerte des I-Elements und Q-Elements der das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungverhältnis S/I des Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient S81 berechnet und mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert wird, kann auf der Basis der Interferenzwelle die Zuverlässigkeit des Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. Wenn infolgedessen das empfangene Symbol S29, das die Zuverlässigkeit des Schlitzes auf der Basis der Interferenzwelle reflektierte, der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 zugeführt wird, kann die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes selbst unter den Umständen durchgeführt werden, bei denen Interferenzwellen existieren, und dadurch können die empfangenen Daten S32 mit höherer Genauigkeit wiederhergestellt werden.
(5) Die fünfte Ausführungsform
In 20, in der mit der 16 korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, zeigt 110 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der fünften Ausführungsform. Im Fall dieser Ausführungsform wird das durch die Phasentransformationsverarbeitung des Multiplizierers 92 gebildete empfangene Symbol S72 nicht in das I-Element und Q-Element separiert, sondern das empfangene Symbol S72 wird durch die Polarkoordinatentransformation in ein Amplitudenelement r und Phasenelement θ umgeändert, und der Gewichtskoeffizient wird auf der Basis dieser berechnet.
Zunächst wird in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 121 das vom Multiplizierer 92 erhaltene und in der Phase um π/4 verschobene empfangene Symbol S72 in die Polarkoordinaten-Transformationsschaltung 111 gegeben. Die Polarkoordinaten-Transformationsschaltung 111, welche die Polarkoordinatentransformation auf das empfangene Symbol S72 anwendet, extrahiert das Amplitudenelement r des empfangenen Symbols S72 und das Phasenelement θ in der komplexen Ebene pro Symbol und gibt das Amplitudenelement r an die zweiten Absolutwertschaltung 112 und die erste Quadratgesetzschaltung 113 aus und gibt das Phasenelement θ an die dritte Absolutwertschaltung 116 und die zweite Quadratgesetzschaltung 115 aus.
Die zweite Absolutwertschaltung 112 erhält den Absolutwert des Amplitudenelements r und gibt diesen an die erste Addiererschaltung 116 aus. Die erste Addiererschaltung 116 erhält die Summe des Amplitudenelements r für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des Absolutwerts des Amplitudenelements r und gibt das die Summe des Amplitudenelements r für einen einzelnen Schlitz anzeigende Signalelement S90 an die Berechnungseinheit 117 aus. Die erste Quadratgesetzschaltung 113 berechnet das Leistungselement durch Quadrieren des Amplitudenelements r pro Symbol und gibt dieses an die zweite Addiererschaltung 118 aus. Die zweite Addiererschaltung 118 erhält die Summe der Leistung für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des Leistungselements und gibt das die Summe der Leistung für einen einzelnen Schlitz anzeigende Signalelement S91 an die Berechnungseinheit 117 aus.
Andererseits erhält die dritte Absolutwertschaltung 114 den Absolutwert des Phasenelements θ und gibt diesen an die dritte Addiererschaltung 119 aus. Die dritte Addiererschaltung 119 erhält die Summe des Phasenelements θ für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des Phasenelements θ und gibt das die Summe des Phasenelements θ für einen einzelnen Schlitz anzeigende Signalelement S92 an die Berechnungseinheit 117 aus. Die zweite Quadratgesetzschaltung 115 quadriert das Phasenelement θ pro Symbol und gibt die quadrierte Resultierende an die vierte Addiererschaltung 120 aus. Die vierte Addiererschaltung 120 addiert die quadrierte Resultierende des Phasenelements θ für einen einzelnen Schlitz und gibt das die Summe dieser quadrierten Resultierenden für einen einzelnen Schlitz anzeigende Signalelement S93 an die Berechnungseinheit 117 aus.
Die Berechnungseinheit 117 erhält ebenso wie sie den Dispersionswert der Amplitudenelemente r auf der Basis der Summe der Amplitudenelemente r (S90) und der Summe der quadrierten Amplitudenelemente r (S91) erhält, den Dispersionswert des Phasenelements θ auf der Basis der Summe der Phasenelemente θ (S92) und der Summe der quadrierten Phasenelemente θ (S93) und tabellarisiert den Gewichtskoeffizienten auf der Basis des Dispersionswertes dieses Amplitudenelements r und des Dispersionswerts des Phasenelements θ und gibt diesen an den Multiplizierer 43 als den Gewichtskoeffizienten S94. In diesem Zusammenhang weist auch im Fall dieser Ausführungsform die Berechnungseinheit 117 eine Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle auf, die aus einer die Relation zwischen dem Dispersionswert des Amplitudenelements r und dem Dispersionswert des Phasenelements θ und dem korrespondierenden Gewichtskoeffizienten (das heißt dem Koeffizienten zum Anzeigen des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses S/I eines Schlitzes) anzeigenden Tabelle besteht, und berechnet den gewünschten Gewichtskoeffizienten S94 durch Tabellarisierung der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle auf der Basis des Dispersionswertes des Amplitudenelements r und des Dispersionswerts des Phasenelements θ.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau werden in der Demodulationsschaltung 110 das Amplitudenelement r und das Phasenelement θ durch die Polarkoordinatentransformation des empfangenen Symbols S72 extrahiert und die Dispersionswerte des Amplitudenelements r und Phasenelements θ erhalten. Auf der Basis der Dispersionswerte dieses Amplitudenelements r und des Phasenelements wird der das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I eines Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient S94 berechnet, und dieser wird mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert. Durch Durchführung dieser Verarbeitung pro Schlitz wird das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert und das empfangene Symbol S29 gebildet, das die Zuverlässigkeit eines Schlitz reflektierte. Wenn ein solches empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 der späteren Stufe eingegeben wird, kann die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes ausführen, und die empfangenen Daten S32 können mit höherer Genauigkeit decodiert werden.
In diesem Zusammenhang können im Fall dieser Ausführungsform, da die Dispersionswerte nach dem Durchführen der Polarkoordinatentransformation am empfangenen Symbol S72 und Extrahieren des Amplitudenelements r und des Phasenelements θ erhalten werden, die Dispersionswerte genauer als im Fall der vierten Ausführungsform detektiert werden. Demgemäss kann gemäß dieser Ausführungsform der Grad des Einflusses der Interferenzwelle präziser detektiert werden, und die Zuverlässigkeit kann bezüglich des empfangenen Symbols S28 präziser reflektiert werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau kann, da das empfangene Symbol S72 polarkoordinatentransformiert wird und das Amplitudenelement r und das Phasenelement θ extrahiert werden und ebenso wie der Dispersionswert des Phasenelements θ erhalten wird der Dispersionswert des Amplitudenelements r erhalten wird und auf der Basis dieser beim Berechnen des das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I des Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S94 dieser mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert wird, auf der Basis der Interferenzwelle die Zuverlässigkeit des Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. Dadurch kann, wenn das empfangenes Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes auf der Basis der Interferenzwelle reflektierte, der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 zugeführt wird, selbst unter den Umständen, in denen Interferenzwellen vorhanden sind, die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit jedes Schlitzes durchgeführt werden, und können die empfangenen Daten S32 mit weiter verbesserter Genauigkeit wiederhergestellt werden.
(6) Die sechse Ausführungsform
In 21, in der mit den 8 und 16 korrespondierende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt 130 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der sechsten Ausführungsform. Im Fall dieser Ausführungsform wird der Gewichtskoeffizient durch Benutzung je einer der Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheiten 52, 59 oder 60, die in der ersten, zweiten oder dritten Ausführungsform gezeigt sind, kombiniert mit der Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 89, die bei der vierten Ausführungsform gezeigt ist, berechnet. Eine solche Demodulationsschaltung 130 wird unter den Umständen, bei denen sowohl Rauschen als auch eine Interferenzwelle existiert, und den Umständen, in denen eine starke einzelne Interferenzwelle plötzlich auftritt, wenngleich normalerweise die Interferenzwelle Rauschen wird, geeignet angewendet.
Zunächst wird bei dieser Demodulationsschaltung 130 das empfangene Signal S27 dem Multiplizierer 40 und der Verzögerungsschaltung 41, welche die DQPSK-Demodulationsschaltung aufweist, zugeführt. Der Multiplizierer 40 empfängt das empfangene Signal S35, das von der Verzögerungsschaltung 41 übertragen und um ein einzelnes Symbol verzögert wird, und extrahiert durch Komplexmultiplizieren der konjugierten Werte des dem empfangenen Signal S35 vorhergehenden einen einzelnen Symbols und des eingegebenen empfangenen Signals S27 das empfangene Symbol S28 aus dem empfangenen Signal S27. Jedoch ist das durch diese Multiplikationsverarbeitung auszugebende empfangene Symbol S28 die QPSK-modulierte Symbolinformation. Dieses empfangene Symbol S28 wird dem nachfolgenden FIFO-Puffer 42 zugeführt und sukzessive gespeichert. Der FIFO-Speicher hält das empfangene Symbol S28 bis es für einen einzelnen Schlitz gespeichert ist, und wenn ein einzelner Schlitz eines empfangenen Symbols S28 gespeichert ist, gibt er das empfangene Symbol S28 an den folgenden Multiplizierer 43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 ausgegebene empfangene Symbol S28 der ersten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52 und auch der zweiten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 89 zugeführt. Wenn hier die Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52 gemäß der ersten Ausführungsform als die erste Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit benutzt ist, so kann die Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 59 oder 69 gemäß der zweiten oder der dritten Ausführungsform benutzt werden. Auch ist die zweite Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit die Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 89 gemäß der vierten Ausführungsform.
Die erste Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52 bildet wie bei der ersten Ausführungsform eine Kopie des empfangenen Signals S37 durch temporäres Bestätigen des empfangenen Symbols S28 und erhält die Rauschleistung S40 entsprechend der Differenz zwischen dem empfangenen Kopiesignal S37 und dem empfangenen originalen Signal S27. Dann berechnet die erste Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52, die auf der Basis der Rauschleistung S40 und Signalleistung S42 des empfangenen Signals S27 tabellarisiert, den das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43 und gibt diesen an die dritte Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 131 aus.
Andererseits verschiebt die zweite Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 89 wie im Fall der vierten Ausführungsform nach Transformieren des empfangenen Symbols S28 in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten die Phase π/4 und bildet das empfangene Symbol S72, dessen Phasenzustand in der komplexen Ebene um die Q-Achse zentriert ist. Die zweite Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 89 extrahiert aus diesem empfangenen Symbol S72 das I-Element und Q-Element und berechnet den Dispersionswert des I-Elements und den Dispersionswert des Q-Elements, und sie berechnet auf der Basis dieser, und indem sie ihn tabellarisiert, den das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I des Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S81 und gibt diesen an die dritte Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 131 aus.
Die dritte Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 131 berechnet auf der Basis des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N eines Schlitzes, das der Gewichtskoeffizient S43 anzeigt, und des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungverhältnisses S/I, das der Gewichtskoeffizient S81 anzeigt, den Gewichtskoeffizienten, der das Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungverhältnis S/(I + N) und bei dem beide Elemente kombiniert sind, anzeigt, und gibt diesen an den Multiplizierer 43 als einen neuen Gewichtskoeffizienten S100 aus. Infolgedessen bewirkt der Multiplizierer 43 durch Multiplizieren des zwei Elemente enthaltenden Gewichtskoeffizienten S100 mit dem empfangenen Symbol S28, dass das Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungsverhältnis S/(I + N) zur Amplitude des empfangenen Symbols S28 reflektiert wird, und bildet durch Berücksichtigung beider Elemente das empfangene Symbol S29, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte.
In der dritten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 131 wird im Fall der Berechnung des das Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungverhältnis S/(I + N) anzeigenden Gewichtskoeffizienten S100 auf der Basis zweier Gewichtskoeffizientenwerte S43 und S81 eine Tabellarisierung durchgeführt, und demgemäss wird der Gewichtskoeffizient S100 erhalten. Insbesondere wenn der Wert des Gewichtskoeffizienten S43 gleich L und der Wert des Gewichtskoeffizienten S81 gleich M ist und eine Tabelle, die auf der Basis dieser Werte L und M tabellarisieren kann, im Voraus wie beispielsweise in 22 gezeigt präpariert wird, wird durch Eingabe der Werte L und M in diese Tabelle der korrespondierende Gewichtskoeffizient S100 berechnet. Wenn beispielsweise der Wert L des Gewichtskoeffizienten S43 gleich „1" ist und der Wert M des Gewichtskoeffizienten S81 gleich „5" ist, wird der den Wert EA aufweisende Gewichtskoeffizient berechnet. Die in 22 gezeigten Werte AA bis HH sind geschätzte Werte des Signal-zu-Interferenzauschen-Leistungsverhältnisses S/(I + N), die durch jeweilige Messungen im Voraus erhalten werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird, da auf der Basis des das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S43, der von der ersten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52 berechnet wird, und des das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I eines Schlitzes anzeigenden Gewichtskoeffizienten S81, der von der zweiten Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 89 berechnet wird, der Gewichtskoeffizient S100 zum Anzeigen des Signal-zu-Interferenzrauschen-Leistungsverhältnisses S/(I + N), bei dem beide Elemente kombiniert sind, berechnet und mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert wird, die Zuverlässigkeit des Schlitzes korrekt berechnet und unter den Umständen, in denen sowohl Rauschen als auch eine Interferenzwelle existiert, zum empfangenen Symbol S28 reflektiert. Infolgedessen können die empfangenen Daten selbst in der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 mit höherer Genauigkeit wiederhergestellt werden.
(7) Die siebte Ausführungsform
In 23, bei der mit der 8 korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, zeigt 140 eine Demodulationsschaltung gemäß der siebten Ausführungsform. Auch im Fall dieser Ausführungsform wird der Gewichtskoeffizient unter Berücksichtigung des Rauschelements und Interferenzelements, die gerade wie im Fall der sechsten Ausführungsform im empfangenen Signal S27 enthalten sind, berechnet.
Zunächst wird bei dieser Demodulationsschaltung 140 das empfangene Signal S27 dem Multiplizierer 40 und der Verzögerungsschaltung 41, welche die DQPSK-Demodulationsschaltung aufweist, zugeführt. Der Multiplizierer 40 empfängt das von der Verzögerungsschaltung 41 übertragene, um ein einzelnes Symbol verzögerte empfangene Signal S35 und extrahiert durch Komplexmultiplizieren des konjugierten Wertes des dem empfangenen Signal S35 vorhergehenden einen einzelnen Symbols mit dem eingegebenen empfangenen Signal S27 das empfangene Symbol S28 aus dem empfangenen Signal S27. Vorausgesetzt, dass das durch diese Multiplikationsverarbeitung auszugebende empfangene Symbol S28 die QPSK-modulierte Symbolinformation ist, wird dieses empfangene Symbol S28 dem folgenden FIFO-Puffer 42 zugeführt und sukzessive gespeichert. Der FIFO-Puffer 42 hält das empfangene Symbol S28 bis er es für einen einzelnen Schlitz speichert, und wenn der Schlitz des empfangenen Symbols S28 gespeichert ist, gibt er das empfangene Symbol S28 an den folgenden Multiplizierer 43 aus.
Außerdem wird das vom Multiplizierer 40 ausgegebene empfangene Symbol S28 der Temporärentscheidungsschaltung 44 zugeführt, welche die Gewichtskoeffizienten- Berechnungseinheit 141 aufweist. Diese Temporärentscheidungsschaltung 44 ist eine Schaltung zur temporären Bestimmung, in welchem Phasenzustand von vier Phasenzuständen des QPSK sich das empfangene Symbol S28 befindet, und gibt ein komplexes Signal S36, dessen Amplitude den temporär bestimmten Phasenzustand von „1" zeigt, an den Multiplizierer 45 und den Multiplizierer 142 aus.
Das um ein einzelnes Symbol verzögerte und von der Verzögerungsschaltung 41 zu sendende empfangene Signal S35 wird dem Multiplizierer 45 zugeführt, und dieser Multiplizierer 45, der das komplexe Signal aus der Temporärentscheidungsschaltung 44 auf der Basis des temporären Entscheidungsresultats mit dem um ein einzelnes Symbol verzögerten empfangenen Signal S35 multipliziert, bildet das DQPSK-modulierte Signal, das heißt das wiedergegebene empfangene Signal S27, das ein empfangenes Kopiesignal S37 ist, und gibt dieses an den Subtrahierer 46 aus.
Auch das originale empfangene Signal S27 wird dem Subtrahierer 46 zugeführt, und der Subtrahierer 46 subtrahiert das empfangene Kopiesignal S37 vom originalen empfangenen Signal S27 und gibt das Signalelement S38, welches das Subtraktionresultat anzeigt, an die erste Quadratgesetzschaltung 47 aus. In diesem Fall wird, wenn das Entscheidungsresultat der Temporärentscheidungsschaltung 44 korrekt ist, dieses Signalelement S38 das Signal, in welchem das im empfangenen Signal S27 enthaltene Rauschelement, wenn die temporäre Entscheidung getroffen wird, und das Rauschelement, das in dem einzelnen Symbol, das dem empfangenen Signal S27 vorhergeht, enthalten ist, kombiniert sind.
Die erste Quadratgesetzschaltung 47 erhält die Leistung des Rauschelements pro Symbol durch Quadrieren der Amplitude des Signalelements S38 pro Symbol und gibt die Rauschleistung S39 an die erste Addiererschaltung 48 aus. Die erste Addiererschaltung 48 erhält die Rauschleistung S40 für einen einzelnen Schlitz durch Addieren der Rauschleistung S39 und gibt diese an die 1/2-Schaltung 143 aus. Wie oben beschrieben halbiert die 1/2-Schaltung 143, da diese Rauschleistung S40 aus der Summe der Rauschleistung S39 für zwei Symbole gebildet ist, diese Rauschleistung S40 und gibt die resultierende Rauschleistung S110 an den Subtrahierer 144 und den Dividierer 145 aus.
Das empfangene Signal S27 wird auch der zweiten Quadratgesetzschaltung 50 zugeführt. Diese zweite Quadratgesetzschaltung 50 erhält die Leistung des empfangenen Signals S27 pro Symbol durch Quadrieren der Amplitude dieses empfangenen Signals S27 und gibt die Signalleistung S41 an die zweite Addiererschaltung 51 aus. Die zweite Addiererschaltung 51 erhält die Signalleistung S42 für einen einzelnen Schlitz durch Addieren dieser Signalleistung S41 und gibt diese an den Subtrahierer 144 aus. In diesem Zusammenhang zeigt diese Signalleistung S42 die Signalleistung des empfangenen Signals S27 an und ist die Signalleistung, in der die tatsächliche Leistung eines Signalelements und die Leistung eines Rauschelements kombiniert sind.
Der Subtrahierer 144 erhält eine reine Signalleistung S111, aus dem die Rauschleistung durch Subtrahieren der Rauschleistung S110 von der Signalleistung 42 eliminiert ist, und gibt diese an den Dividierer 145 aus. Dann berechnet der Dividierer 145 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes durch Dividieren dieser Signalleistung S111 durch die Rauschleistung S110 und gibt dieses an den Auswahlschalter 147 und den Komparator 148 aus, das später als der Gewichtskoeffizient S112 beschrieben wird.
Im Auswahlschalter 147 wird dieser Gewichtskoeffizient S112 dem ersten Eingangsanschluss zugeführt, während der Gewichtskoeffizient S130, der den Wert „0" aufweist, dem zweiten Eingangsanschluss zugeführt wird. Dieser Auswahlschalter 147 wählt generell den Gewichtskoeffizienten S112 aus und gibt ihn an den Multiplizierer 43 aus, jedoch wenn das Steuersignal S128 vom Komparator 148 ausgesendet wird, wählt er den Gewichtskoeffizienten S130 aus und gibt ihn anstelle des Gewichtskoeffizienten S112 aus. Der Multiplizierer 43 multipliziert den vom Auswahlschalter 147 auszusendenden Gewichtskoeffizienten S112 oder S130 mit dem vom FIFO-Puffer 42 auszugebenden empfangenen Symbol S28. Infolgedessen kann das empfangene Symbol S29 gebildet werden, das die Zuverlässigkeit eines Schlitzes reflektierte.
In diesem Zusammenhang wird die von der zweiten Addiererschaltung 51 gebildete Signalleistung S42 auch der 1/N-Schaltung 146 zugeführt. Diese 1/N-Schaltung 146 berechnet die Signalleistung S113 pro einem einzelnen Symbol durch Dividieren der Signalleistung S42 durch die Anzahl von Symbolen eines einzelnen Schlitzes und gibt diese an eine Reziprokberechnungsschaltung 149 aus. Die Reziprokberechnungsschaltung 149 berechnet den reziproken Wert S114 dieser Signalleistung S113 und gibt diesen an den Multiplizierer 150 aus. Dieser Multiplizierer 150 normiert durch Multiplizieren jedes Symbols des empfangenen Symbols S29 mit dem reziproken Wert S114 die Leistung jedes Symbols des empfangenen Symbols S29. Infolgedessen kann selbst in dem Fall, dass die Leistung jedes Schlitzes selbst in der Empfangsschaltung 31 nicht vollständig gemacht werden kann, die Leistung jedes Schlitzes durch die Normierung gleich gemacht werden und die Streuung der Leistung pro Schlitz kann eliminiert werden. In diesem Zusammenhang ist der Grund des Ausgleichens der Leistung jedes Schlitzes der, dass, wenn die Leistung Schlitz um Schlitz streut, es nicht klar ist, ob der niedrige Signalpegel durch die schlechte Zuverlässigkeit eines Schlitzes oder durch die niedrige elektrische Leistung verursacht wird, und die empfangenen Daten 32 in der Viterbi-Decodierungsschaltung 16 der späteren Stufe nicht wiederhergestellt werden können.
Andererseits wird in den Multiplizierer 142, in den das komplexe Signal S36 eingegeben wird, auch das empfangene Symbol S28 eingegeben. Dieser Multiplizierer 142 bildet durch Komplexmultiplizieren des konjugierten Wertes des die Phase des empfangenen Symbols S28 anzeigenden komplexen Signals S36 mit dem empfangenen Symbol S28 das empfangene Symbol S115, bei dem die Phase des empfangenen Symbols S28 verschoben ist. Wenn das empfangene Symbol S28 nicht durch die Interferenzwelle beeinflusst wird, existiert, wie in 24 gezeigt, jedes Symbol dieses empfangenen Signals 115 bei der Position, bei der die Phase in der komplexen Ebene null ist, wobei das Q-Element „0" wird und das I-Element der feste Wert z.B. auf der I-Achse wird. Andererseits existiert, wenn das empfangene Symbol S28 wie in der 25 gezeigt von der Interferenzwelle beeinflusst wird, jedes Symbol des empfangenen Symbols S115 nicht notwendigerweise auf der I-Achse, sondern existiert zufällig streuend in dem um die I-Achse zentrierten π/4-Bereich. Demgemäss kann, wenn der Grad einer Streuung von durch das empfangene Symbol S115 angezeigten Phasenwerten, das heißt eine Dispersion detektiert wird, das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I gefunden werden. Demgemäss wird dieses empfangene Symbol S115, nachdem es in das I-Element und Q-Element separiert ist, der folgenden Schaltung zur Berechnung des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses S/I zugeführt.
Zuallererst wird das I-Element des empfangene Symbols S115 der dritten Quadratgesetzschaltung 151 und der dritten Addiererschaltung 152 zugeführt. Die dritte Quadratgesetzschaltung 151 erhält die Leistung des I-Elements jedes Symbols durch Quadrieren der Amplitude des I-Elements pro Symbol und gibt das die Leistung des I-Elements jedes Symbols anzeigende Signalelement S116 an die vierte Addiererschaltung 153 aus. Die vierte Addiererschaltung 153 berechnet die Leistung des I-Elements für einen einzelnen Schlitz durch Addieren eines einzelnen Schlitzes des Signalelements S116 und gibt das die Leistung des I-Elements für einen einzelnen Schlitz anzeigende Signalelement S117 an den Subtrahierer 154 aus.
Andererseits erhält die dritte Addiererschaltung 152 den addierten Wert der Amplitude des I-Elements durch Addieren der Amplitude des I-Elements für einen einzelnen Schlitz und gibt ein diesen addierten Wert anzeigendes Signalelement S118 an die vierte Quadratgesetzschaltung 155 aus. Die vierte Quadratgesetzschaltung 155, die dieses Signalelement S118 quadriert, erhält den quadrierten Wert der Amplitude des I-Elements und gibt ein diesen quadrierten Wert anzeigendes Signalelement S119 an die 1/N-Schaltung 156 aus. Die 1/N-Schaltung 156 dividiert dieses Signalelement S119 durch die Anzahl von Symbolen eines einzelnen Schlitzes und gibt ein das dividierte Resultat anzeigendes Signalelement S120 an den Subtrahierer 154 aus. Dann kann im Subtrahierer 154 durch Subtrahieren des Signalelements S120 vom Signalelement S117 der Dispersionswert des I-Elements erhalten werden. Das den Dispersionswert anzeigende Signalelement S121 dieses I-Elements wird von der nachfolgenden Fünffachschaltung 157 fünffach erhöht und einem Komparator 148 zugeführt.
Andererseits wird das Q-Element des empfangenen Symbols S115 in die fünfte Quadratgesetzschaltung 158 und die fünfte Addiererschaltung 159 eingegeben. Die fünfte Quadratgesetzschaltung 158 erhält durch Quadrieren der Amplitude des Q-Elements pro Symbol die Leistung des Q-Elements jedes Symbols und gibt ein die Leistung des Q-Elements jedes Symbols anzeigendes Signalelement S122 an die fünfte Addiererschaltung 160 aus. Die fünfte Addiererschaltung 160 berechnet einen einzelnen Schlitz der Leistung des Q-Elements durch Addieren eines einzelnen Schlitzes dieses Signalelements S122 und gibt ein die Leistung des Q-Elements für einen einzelnen Schlitz anzeigendes Signalelement S123 an einen Subtrahierer 161 aus.
Die fünfte Addiererschaltung 159 erhält den addierten Wert der Amplitude des Q-Elements durch Addieren eines einzelnen Schlitzes der Amplitude des Q-Elements jedes Symbols und gibt ein diesen addierten Wert anzeigendes Signalelement S124 an die sechste Quadratgesetzschaltung 162 aus. Die sechste Quadratgesetzschaltung 162 erhält den quadrierten Wert der Amplitude des Q-Elements durch Quadrieren dieses Signalelements S124 und gibt ein diesen quadrierten Wert anzeigendes Signalelement S125 an die 1/N-Schaltung 163 aus. Die 1/N-Schaltung 163 dividiert dieses Signalelement S125 durch die Anzahl der Symbole eines einzelnen Schlitzes und gibt ein sein Resultat anzeigendes Signalelement S126 an einen Subtrahierer 161 aus. Infolgedessen wird im Subtrahierer 161 der Dispersionswert des Q-Elements durch Subtrahieren des Signalelements S126 vom Signalelement S123 erhalten. Das den Dispersionswert dieses Q-Elements anzeigende Signalelement S127 wird zum Komparator 148 übertragen.
Der Komparator 148 stellt auf der Basis des Signalelements S121 und des Signalelements S127 fest, ob der Dispersionswert des Q-Elements mehr als das 5fache des Dispersionswerts des I-Elements ist oder nicht. Wenn der Dispersionswert des Q-Elements größer wird und das I-Element überschreitet, stellt er fest, dass das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I niedriger als 10 [dB] ist und gibt an einen Auswahlschalter 147 ein Steuersignal S128 aus. Wenn infolgedessen das empfangene Signal S27 durch starke Interferenzwellen beeinflusst wird, erniedrigt er die Zuverlässigkeit des empfangenen Symbols S28 durch Ausgeben des den Wert „0" aufweisenden Gewichtskoeffizienten S130, und die Tatsache, dass das empfangene Signal S27 durch starke Interferenzwellen beeinflusst ist, kann zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden.
In diesem Zusammenhang basiert der Grund, die Tatsache, ob der Dispersionswert des Q-Elements das Fünffache des Dispersionswerts des I-Elements überschreitet oder nicht, als ein Kriterium für die Entscheidung zu machen, ob das empfangene Signal durch starke Interferenzwellen beeinflusst wird oder nicht, auf einer tatsächlichen Messung. Insbesondere wird der Dispersionswert des Q-Elements durch den Dispersionswert des I-Elements dividiert, und wenn man den resultierenden Wert das Dispersionswertverhältnis R_Q/I sein lässt, und wenn die Relation zwischen diesem Dispersionswertverhältnis R_Q/I und dem Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I durch ein Experiment berechnet wird, existiert die in 26 gezeigte Relation. Aus dieser 26 wird klar, dass, wenn das Dispersionswertverhältnis R_Q/I den Wert „5" überschreitet, das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I niedriger als –10 [dB] wird, und es ist zu erkennen, dass es durch starke Interferenzwellen beeinflusst ist.
Der das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N anzeigende Gewichtskoeffizient S122 wird diesem Komparator 148 zugeführt, und in dem Fall, dass festgestellt wird, dass das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N durch den Gewichtskoeffizienten S112 10 [dB] überschreitet, gibt der Komparator 148 das Steuersignal S128 nicht aus, selbst wenn der Dispersionswert des Q-Elements größer wird. Infolgedessen kann verhindert werden, dass der Gewichtskoeffizient S130 mit dem Wert „0" irrtümlich ausgewählt wird, selbst wenn das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N über 10 [dB] ist, und die Qualität der Kommunikation ist zufriedenstellend und es kann auch die Erniedrigung der Zuverlässigkeit des empfangenen Symbols S28 verhindert werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird im Fall der Demodulationsschaltung 140 gemäß dieser siebten Ausführungsform das empfangene Symbol S28 versuchsweise entschieden, und auf der Basis des temporären Entscheidungsresultats S36 und des ein einzelnes Symbol vorhergehenden empfangenen Signals S27 wird ein empfangenes Kopiesignal S37, das ein kopiertes empfangenes Signal S27 ist, gebildet. Durch Bilden der Differenz zwischen diesem empfangenen Kopiesignal S37 und dem originalen empfangenen Signal S27 wird das Rauschelement S38 pro Symbol erhalten, und auf der Basis dieses wird die Rauschleistung S110 für einen einzelnen Schlitz erhalten. Außerdem wird die Signalleistung S42 des empfangenen Signals S27 für einen einzelnen Schlitz erhalten, und durch Subtrahieren der Rauschleistung S110 von dieser Signalleistung S42 wird die reine Signalleistung S111 erhalten. Dann wird durch Dividieren dieser Signalleistung S111 durch die Rauschleistung S110 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes erhalten und über den Auswahlschalter 147 als der Gewichtskoeffizient S112 an den Multiplizierer 43 ausgegeben, und der Gewichtskoeffizient S112 wird mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert. Infolgedessen kann das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes bezüglich des empfangenen Symbols S28 reflektiert werden.
Überdies wird zusammen mit diesem durch Multiplizieren des empfangenen Symbols S28 mit dem konjugierten Wert des temporären Entscheidungsresultats S36 des empfangenen Symbols S28 das empfangene Symbol S115, dessen Symbolphase in die Nähe der X-Achse verschoben ist, gebildet, und aus dem empfangenen Symbol S115 werden der Dispersionswert S121 des I-Elements eines Schlitzes und der Dispersionswert S127 des Q-Elements erhalten. Dann stellt der Komparator 148 fest, ob der Dispersionswert des Q-Elements das Fünffache des Dispersionswerts des I-Elements überschreitet oder nicht, und wenn als Resultat der Dispersionswert des Q-Elements das I-Element überschreitet, stellt er fest, dass der Schlitz von einer starken Interferenzwelle beeinflusst ist, und gibt das Steuersignal S128 aus und verschiebt den Gewichtskoeffizienten S112 zu dem den Wert „0" aufweisenden Gewichtskoeffizienten S130. Infolgedessen wird im Fall, dass der Schlitz durch eine starke Interferenzwelle beeinflusst ist, die Zuverlässigkeit des empfangenen Symbols S28 durch Multiplizieren des empfangenen Symbols S28 mit dem Gewichtskoeffizienten S130 mit dem Wert „0" erniedrigt, und die Tatsache, dass er durch eine starke Interferenzwelle beeinflusst ist, wird zum empfangenen Symbol S28 reflektiert.
Demgemäss wird im Fall dieser Demodulationsschaltung 140, die das im empfangenen Signal S27 enthaltene Rauschelement und Interferenzwellenelement berücksichtigt, die Zuverlässigkeit auf der Basis des Rauschelements und Interferenzelements zum empfangenen Symbol S28 reflektiert. Wenn infolgedessen das empfangene Symbol S29, das eine solche Zuverlässigkeit reflektierte, in die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 der späteren Stufe eingegeben wird, kann die Viterbi-Decodierungsschaltung 16 die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit durchführen, und können die empfangenen Daten S32, wenn sie plötzlich von einer starken Interferenzwelle beeinflusst werden, ohne irrtümliche Wiederherstellung der Interferenzwelle genau wiederhergestellt werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau wird, da das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N des Schlitzes aus dem empfangenen Symbol S28 erhalten wird, und indem dieses zum empfangenen Symbol S28 reflektiert wird, in dem Fall, dass der Effekt der Interferenz auf der Basis der Dispersionswerte des vom empfangenen Symbol S28 erhaltenen I- und Q-Elements gefunden wird, der Effekt der Interferenz zum empfangenen Symbol S28 reflektiert, und es kann die sowohl das Rauschelement als auch Interferenzwellenelement berücksichtigende Zuverlässigkeit zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden.
(8) Die achte Ausführungsform
In 27, in der mit der 23 korrespondierende Teile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt 170 generell eine Demodulationsschaltung gemäß der achten Ausführungsform. Im Fall dieser Ausführungsform ist der Teil zum Erhalten des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N in Bezug auf bei der siebten Ausführungsform gezeigte Demodulationsschaltung 140 anders, und auch das Gewichtskoeffizienten-Berechnungsverfahren ist anders.
Bei dieser Demodulationsschaltung 170 wird das Signalelement S38, welches das vom Subtrahierer 46 berechnete Rauschelement zeigt, in die erste Quadratgesetzschaltung 47 eingegeben. Die erste Quadratgesetzschaltung 47 erhält die Leistung des Rauschelements pro Symbol durch Quadrieren der Amplitude des Signalelements S38 pro Symbol und gibt die Rauschleistung S39 an die erste Addiererschaltung 48 aus. Der erste Addierer 48 erhält einen einzelnen Schlitz der Rauschleistung S40 durch Addieren der Rauschleistung S39 und gibt diesen an die 1/N-Schaltung 178. Die 1/N-Schaltung 178 erhält die Rauschleistung S149 pro Symbol durch Dividieren der Rauschleistung S40 durch die Anzahl N von Symbolen und gibt diese an die 1/2-Schaltung 143 und den Subtrahierer 144 aus. Da wie oben beschrieben die Rauschleistung S40 die Summe aus zwei Symbolen der Rauschleistung S39 ist, halbiert die 1/2-Schaltung 143 diese Rauschleistung S149 und gibt die resultierende Rauschleistung S110 an einen Dividierer 145 aus.
Andererseits wird das empfangene Signal S27 einer Absolutwertschaltung 172 zugeführt. Diese Absolutwertschaltung 172 erhält die Amplitude des empfangenen Signals S27 durch Erhalten des Absolutwerts des empfangenen Signals S27 und gibt das diese Amplitude anzeigende Signalelement S140 an eine Addiererschaltung 173 aus. Die siebte Addiererschaltung 173 berechnet die Summe der Amplitude für einen einzelnen Schlitz durch Addieren dieses Signalelements S140 für einen einzelnen Schlitz und gibt das die Summe dieser Amplitude anzeigende Signalelement S140 an die 1/N-Schaltung 174 aus. Die 1/N-Schaltung 174 berechnet die mittlere Amplitude durch Dividieren dieses Signalelements S141 durch die Anzahl von Symbolen eines einzelnen Schlitzes und gibt das diese mittlere Amplitude anzeigende Signalelement S142 an die siebte Quadratgesetzschaltung 175 aus. Die siebte Quadratgesetzschaltung 175 berechnet die mittlere Leistung S143 pro Symbol des empfangenen Signals S27 durch Quadrieren dieses Signalelements S142 und gibt dieses an einen Subtrahierer 144 aus.
Der Subtrahierer 144 berechnet die reine Signalleistung S144, bei der das Rauschelement durch Subtrahieren der Rauschleistung 149 von der mittleren Leistung S143 des empfangenen Signals S27 eliminiert ist, und gibt diese an einen Dividierer 145 aus. Bei dieser Anordnung erhält der Dividierer 145 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes durch Dividieren der Signalleistung S144 durch die Rauschleistung S110 und gibt das Signalelement S145, welches das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N zeigt, an die Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 176 aus.
In der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 176 ist eine Tabelle eines Signalelements S145 und ein korrespondierendes Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N auf der Basis einer Messung gespeichert, und zu dem Zeitpunkt, bei dem das Signalelement S145 vom Dividierer 145 zugeführt wird, wird das korrespondierende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N ausgelesen und dieses als der Gewichtskoeffizient S146 ausgegeben. Dieser Gewichtskoeffizient S146 wird wie im Fall der siebten Ausführungsform über einen Auswahlschalter 147 dem Multiplizierer 43 zugeführt und mit dem empfangenen Symbol S28 multipliziert. Demgemäss kann auch im Fall dieser Ausführungsform die auf dem Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N eines Schlitzes basierende Zuverlässigkeit zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden. In diesem Zusammenhang kann der Wert des Signalelements S145 dem Auswahlschalter 147 als der Gewichtskoeffizient S146 zugeführt werden, der nicht die Tabellarisierung, welche die Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 176 benutzt, durchführt.
Gemäss dem vorhergehenden Aufbau wird im Fall dieser achten Ausführungsform die reine Signalleistung nicht wie bei der siebten Ausführungsform durch Subtrahieren der halbierten Rauschleistung S40 von der Leistung S42 des empfangenen Signals S27 erhalten. Jedoch wird die reine Signalleistung S144 durch Subtrahieren der Rauschleistung S149 pro Symbol von der Leistung S143 pro Symbol des empfangenen Signals S27 erhalten. Demgemäss wird im Fall dieser Ausführungsform, wenn die Rauschleistung S149 größer wird, die Signalleistung S144 kleiner als im Fall der siebten Ausführungsform, und als ein Resultat wird das vom Dividierer 145 zu erhaltende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N kleiner. An diesem Punkt nimmt das vom Dividierer 145 zu erhaltende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N nicht gleichmäßig zu, sondern es hat die Tendenz, dass es kleiner wird je größer die Rauschleistung S149 wird. Deshalb zeigt, wie in 28 dargestellt, das durch die normale Berechnung erhaltene Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N offensichtlich nicht die Differenz unter der Bedingung, bei der das Signal- zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N wie durch eine durchgezogene Linie gezeigt zufriedenstellend ist, sondern wird gemäß dieser Ausführungsform die Differenz offensichtlich so, wie es durch eine gestrichelte Linie gezeigt ist. Infolgedessen können die Berechnungswerte, die beim Tabellarisieren die Parameter werden, differenziert werden, und das tabellarisierte Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N, das heißt der Gewichtskoeffizient S146 kann differenziert werden, und als ein Resultat kann die Zuverlässigkeit mit weiter verbesserter Genauigkeit zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden.
Gemäß dem vorhergehenden Aufbau kann, da die Signalleistung S144 unter Eliminierung des Rauschelements durch Subtrahieren der Rauschleistung S149 von der mittleren Leistung S143 des empfangenen Signals S27 berechnet wird und auf der Basis dieser Signalleistung S144 und der Rauschleistung S149 das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N zur Tabellarisierung zu erhalten ist, die Tabellarisierung zur Berechnung des Gewichtskoeffizienten S146 leicht durchgeführt werden.
(9) Andere Ausführungsformen
Die oben beschriebene erste Ausführungsform hat den Fall der Bereitstellung der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A, die aus einer Tabelle eines Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnisses N/(S + N) und dem korrespondierenden Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N in der Berechnungseinheit 49 besteht, und Tabellarisieren des korrespondierenden Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N auf der Basis des von der Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 erhaltenen Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnisses N/(S + N) und Benutzen dieses als der Gewichtskoeffizient S43 behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern der Gewichtskoeffizient kann in der Berechnungseinheit auch entsprechend dem anderen Verfahren erhalten werden. Beispielsweise sei der Wert der Rauschleistung S40 gleich A, der Wert der Signalleistung S42 gleich B und es werde der durch die folgende GLEICHUNG C = 2-k·A/B (1)zu berechnende Wert C als das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N benutzt, und eine die Beziehung zwischen dem Wert A/B und dem Wert C anzeigende Tabelle sei in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A gespeichert. Dann wird der Wert A/B auf der Basis der Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 berechnet, und auf der Basis des Werts von A/B wird der korrespondierende Wert von C von der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A tabellarisiert. Infolgedessen wird das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N erhalten, und dieses kann als der Gewichtskoeffizient S43 ausgegeben werden. In diesem Zusammenhang ist der Wert der hier zu benutzenden Konstante k der Wert von „5" bis „10", und beispielsweise „6" ist der optimale Wert.
Außerdem ist die vorliegende Erfindung nicht nur auf das Obige beschränkt. Wenn der Wert der Rauschleistung S40 gleich A ist und der Wert der Signalleistung S42 gleich B ist und eine die Relation zwischen dem Wert von B/A und dem korrespondierenden Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N anzeigende Tabelle in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A gespeichert ist, dann wird der Wert von B/A auf der Basis der Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 berechnet, und auf der Basis dieses Wertes von B/A wird das korrespondierende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A erhalten, und dieses kann als der Gewichtskoeffizient S43 übertragen werden.
Außerdem ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt. Wenn der Wert der Rauschleistung S40 gleich A ist und der Wert der Signalleistung S42 gleich B ist und eine den Wert von A/B und das korrespondierende Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnis N/(S + N) anzeigende Tabelle tabellarisiert ist und diese in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A gespeichert ist, dann wird der Wert von A/B auf der Basis der Rauschleistung S40 und der Signalleistung S42 berechnet, und auf der Basis des Wertes von A/B wird der Wert des korrespondierenden Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnisses N/(S + N) aus der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A erhalten. Dann wird durch Multiplizieren des Wertes dieses Rauschen-zu-Signal-Leistungsverhältnisses S/(S + N) mit dem Wert B der Wert des Rauschelements N erhalten, und durch Subtrahieren des Wertes dieses Rauschelements N vom Wert B wird das Signalelement S erhalten, und der Wert des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N wird aus diesem Rauschelement N und Signalelement S erhalten, und dieser kann als der Gewichtskoeffizient S43 übertragen werden.
Überdies ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt. Wenn der Wert der Rauschleistung S40 gleich A ist, der Wert der Signalleistung S42 gleich B ist und der Wert A/B und das korrespondierende Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N in einer Tabelle tabellarisiert sind und diese in der Gewichtskoeffizienten-Tabelle 49 gespeichert ist, kann durch Tabellarisieren auf der Basis des Wertes von A/B der Wert des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N erhalten und als der Gewichtskoeffizient S43 ausgegeben werden. Außerdem ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern es wird auch der Wert des Signalelements S durch den Wert B – A erhalten, und durch Tabellarisieren des Wertes D, welcher der Wert dieses Signalelements S dividiert durch den Wert von A ist, und des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N in einer Tabelle und Speichern derselben in der Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 49A und durch Tabellarisieren auf der Basis des Wertes von D kann das Signal-zu-Rauschleistungs-Verhältnis S/N erhalten und dieses als der Gewichtskoeffizient S43 ausgesendet werden.
Außerdem ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern es kann auch, wie in 29 gezeigt, eine Berechnungseinheit 180 durch einen Subtrahierer 181 und einen Dividierer 182 gebildet sein, und der Wert des Signalelements S kann durch den vom Subtrahierer 181 erhaltenen Wert B – A erhalten werden, und der Wert D bei dem das Signalelement S durch den Wert von A dividiert ist, kann wie er ist als das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N benutzt werden, und dieses kann als der Gewichtskoeffizient S43 ausgesendet werden. In diesem Zusammenhang weist in dem Fall, dass der Wert D wie er ist als der Gewichtskoeffizient S43 benutzt wird, dieses System den Vorteil einer Vereinfachung des Aufbaus der Berechnungseinheit 49 auf, obgleich im Vergleich zur Tabellarisierung unter Benutzung der Tabelle die Genauigkeit als der Gewichtskoeffizient in einem gewissen Grad schlechter wird.
Außerdem hat die oben beschriebene vierte Ausführungsform den Fall der Benutzung des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses S/I als der Gewichtskoeffizient S81 behandelt. Bei dieser vierten Ausführungsform ist die Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 109, welche die Beziehung zwischen den Dispersionswerten des I-Elements und Q-Elements und des Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnisses S/I zeigt, präpariert, und durch Tabellarisieren dieser Gewichtskoeffizienten-Berechnungstabelle 109 auf der Basis der Dispersionswerte des I-Elements und Q-Elements wird das Signal-zu-Interferenzwelle-Leistungsverhältnis S/I ausgelesen und dieses als der Gewichtskoeffizient S81 benutzt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht nur auf das obige beschränkt, sondern der Gewichtskoeffizient kann auch durch die vorbestimmte Berechnung berechnet werden.
Wenn beispielsweise der Dispersionswert des I-Elements gleich A ist und der Dispersionswert des Q-Elements gleich B ist und das durch Quadrieren der Amplitude des empfangenen Signals S27 erhaltene und für einen einzelnen Schlitz addierte empfangene Signal S27 gleich C ist, wird der Wert D aus der folgenden GLEICHUNG D = k1 × A/C2 + k2 × A/B (2) erhalten.
Unter Benutzung des Wertes D wird der Wert „a" durch die folgende Gleichung a = k3 × 2–D (3)erhalten.
Dieser Wert „a" kann als der Gewichtskoeffizient ausgesendet werden. Vorausgesetzt, dass k1, k2, k3 jeweils Konstanten sind und der hier zu benutzende Wert von k1 annähernd „2" bis „5" ist und insbesondere beispielsweise „3" der optimale Wert für k1 ist, liegt der Wert von k2 bei „0,1" bis „0", wobei der optimale Wert „0,5" ist, und ist der Wert von k3 annähernd „1" bis „8", wobei der optimale Wert „3" ist.
Außerdem wird der Wert b durch die folgende GLEICHUNG b = k3 × 2–D/C (4)erhalten, und dieser Wert b kann als der Gewichtskoeffizient übertragen werden.
Überdies kann in dem Fall, dass die Leistung pro Schlitz von der Empfängerschaltung 31 verstärkt wird, um konstant zu werden, der Wert D wie folgt definiert werden: D = k1 × A + k2 × A/B (5)und der Wert D kann durch die folgende Gleichung D = k2 × A/B (6)erhalten werden, oder er kann durch die obige GLEICHUNG erhalten werden.
Wenn außerdem der Dispersionswert des I-Elements gleich A ist, der Dispersionswert des Q-Elements gleich B ist und die mittlere Amplitude des Q-Elements erhalten wird und dieser Wert gleich E und die Anzahl von Symbolen in einem einzelnen Schlitz gleich N gemacht wird, wird der Wert F unter Benutzung der folgenden Gleichung F = k4 × (A – k5 × B)/(E × N) (7)berechnet, und unter Benutzung dieses Wertes F wird der Wert d als d = k6 × 2–F (8)erhalten.
Dieser Wert d kann als der Gewichtskoeffizient übertragen werden. Vorausgesetzt, dass der in der GLEICHUNG (7) erhaltene Wert F niedriger als „0" ist, wird die GLEICHUNG (8) mit F = 0 berechnet. Außerdem sind k4, k5, k6 Konstanten, und der Wert von k4 ist annähernd „3" bis „10" wobei insbesondere der optimale Wert um „6" herum ist, ist der Wert von k5 annähernd „1" bis „3", wobei der optimale Wert bei „2" ist, und ist der Wert von k6 ein optionaler Wert.
Wenn außerdem die Leistung pro Schlitz von der Empfängerschaltung 31 verstärkt wird, um konstant zu sein, kann der Wert F durch die folgende GLEICHUNG F = k4 × (A – k5 × B) (9)ausgedrückt werden, und der Wert F kann durch die oben gezeigte GLEICHUNG erhalten werden.
Überdies hat die oben beschriebene vierte Ausführungsform den Fall einer Verschiebung der Position jedes Symbols in der komplexen Ebene auf der oder um die Q-Achse herum durch eine π/4-Verschiebung der Phase des in der komplexen Ebene in den oberen rechten Quadranten transformierten empfangenen Symbols S70 behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern es kann auch die Position jedes Symbols in der komplexen Ebene durch eine –π/4-Verschiebung der Phase des in den oberen rechten Quadranten transformierten empfangenen Symbols S70 auf die I-Achse verschoben werden. Jedoch sollten in diesem Fall das I-Element und Q-Element in Bezug auf die vierte Ausführungsform umgekehrt behandelt werden.
Außerdem hat die oben beschriebene sechse Ausführungsform den Fall einer Berechnung des Gewichtskoeffizienten S100, bei dem der durch die erste Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 52 berechnete Gewichtskoeffizient S43 und der durch die zweite Gewichtskoeffizienten-Berechnungseinheit 89 berechnete Gewichtskoeffizient S81 kombiniert sind, indem sie in einer Tabelle tabellarisiert werden, behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern es kann auch der Wert des Gewichtskoeffizienten S43 mit dem Wert des Gewichtskoeffizienten S81 multipliziert und der Gewichtskoeffizient, bei dem diese Berechnungsresultate kombiniert sind, als der Gewichtskoeffizient S100 benutzt werden.
Außerdem haben die oben beschriebene siebte und achte Ausführungsform den Fall einer Halbierung der Rauschleistung S40 oder S149 durch Bereitstellung einer 1/2-Schaltung 142 behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N kann durch Eliminieren der 1/2-Schaltung 143 und Benutzen der Rauschleistung S40 oder S149 wie sie ist erhalten werden.
Überdies hat die oben beschriebene siebte Ausführungsform den Fall eines Erhaltens der aus nur einem Signalelement gebildeten Signalleistung S111 durch Subtrahieren der Rauschleistung S110 von der das Rauschelement und Signalelement enthaltenden Signalleistung S42 und Erhalten des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N unter Benutzung dieser Signalleistung S111 behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht nur darauf beschränkt, sondern das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N kann entsprechend dem wie in 30 gezeigten Aufbau erhalten werden.
Insbesondere zeigt in 30, bei der mit der 23 korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, 190 generell eine Demodulationsschaltung, und im Fall dieser Demodulationsschaltung 190 wird ein durch die erste Addiererschaltung 48 berechneter einzelner Schlitz der Rauschleistung S40 einer 1/N-Schaltung 191 zugeführt. Die 1/N-Schaltung 191 erhält durch Dividieren der Rauschleistung S40 durch die Anzahl N von Symbolen die Rauschleistung S190 pro Symbol und gibt diese an eine 1/2-Schaltung 192 aus. Die 1/2-Schaltung 192 halbiert diese Rauschleistung S190 und gibt die resultierende Rauschleistung S191 an eine Inversberechnungsschaltung 192 aus. Die Inversberechnungsschaltung 193 erhält einen inversen Wert dieser Rauschleistung S191 und gibt diesen an einen Subtrahierer 194 aus. Wie es aus der oben gegebenen Erläuterung klar ist, zeigt der inverse Wert S192 den inversen Wert des Rauschelements N, das heißt 1/N.
Andererseits wird ein durch die zweite Addiererschaltung 51 berechneter einzelner Schlitz der Signalleistung S41 der 1/N-Schaltung 195 zugeführt. Die 1/N-Schaltung 195 erhält die Signalleistung S193 pro Symbol durch Dividieren der Signalleistung S42 durch die Anzahl N von Symbolen und gibt diese an eine Inversberechnungsschaltung 196 aus. Die Inversberechnungsschaltung 196 erhält einen inversen Wert S194 dieser Signalleistung S193 und gibt diesen an den Subtrahierer 194 aus. In diesem Zusammenhang zeigt dieser inverse Wert S194 1/(S – N) an, da die Signalleistung S42 aus dem reinen Signalelement S und Rauschelement N gebildet ist.
Der Subtrahierer 194 erhält die Differenz zwischen dem inversen Wert S194 und dem inversen Wert S192 und gibt das Resultat S195 an den Auswahlschalter 147 als das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N aus. Infolgedessen wird im Multiplizierer 43 durch Multiplizieren des empfangenen Symbols S28 mit diesem Berechnungsresultat S195 als ein Gewichtskoeffizient die Zuverlässigkeit eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert. Bei dieser Anordnung kann, wenn die Differenz zwischen dem inversen Wert S194 der Signalleistung S193 und dem inversen Wert S192 der Rauschleistung S190 zum Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis gemacht wird, die Zuverlässigkeit eines Schlitzes zum empfangenen Symbol S28 reflektiert werden, und es können ähnliche Effekte wie die bei der siebten Ausführungsform erhalten werden. In diesem Zusammenhang kann gemäß dem in 30 gezeigten Aufbau das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N durch Eliminieren der 1/N-Schaltungen 191 und 195 und Benutzung der Rauschleistung S40 und Signalleistung S42 erhalten werden. Außerdem wird gemäß dem in 30 gezeigten Aufbau das erhaltene Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis S/N nicht wie im Fall der siebten Ausführungsform dem Komparator 148 zugeführt. Jedoch wie im Fall der siebten Ausführungsform kann das Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnis dem Komparator 148 zugeführt werden, und die Schaltoperation des Auswahlschalters 147 durch den Komparator 148 kann entsprechend dem Wert des Signal-zu-Rauschen-Leistungsverhältnisses S/N verhindert werden.
Außerdem hat die oben beschriebene Ausführungsform den Fall einer Anwendung der vorliegenden Erfindung bei einem drahtlosen Kommunikationssystem, das durch das TDMA-kommuniziert, behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt, sondern es können wenn sie beispielsweise auf das in den 31 und 32 gezeigte drahtlose Kommunikationssystem angewendet wird, die gleichen Effekte wie die im oben beschriebenen Fall erhalten werden.
Das in den 31 und 32 gezeigte drahtlose Kommunikationssystem wird wie folgt beschrieben. Zunächst zeigt in 31, in der mit der 4 korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, 200 generell eine Übertragungseinrichtung des drahtlosen Kommunikationssystems. Bei dieser Übertragungseinrichtung 200 wird ein von der DQPSK-Modulationsschaltung 5 erzeugtes Übertragungssignal S5 einer Hochgeschwindigkeits-IFFT 201 (IFFT = inverse Fourier iransform circuit (inverse Fouriertransformationsschaltung)) zugeführt. Die Hochgeschwindigkeit-IFFT 201 häuft Symbolinformation des Übertragungssignals S5 über Phasendifferenzen mehrerer Träger, deren Frequenzen im festen Abstand voneinander sind, an und gibt das aus diesen mehreren Trägern gebildete Übertragungssignal S200 in eine Zufallphasenverschiebungsschaltung 21 ein. Die Zufallphasenverschiebungsschaltung 21 ordnet durch Addieren des durch vorgeschriebene Regeln auf der Basis des Anfangsphasenwertes erzeugten Zufallphasenwertes zu den das Übertragungssignal S200 bildenden Phasen der mehreren Träger die Phasenwerte der mehreren Träger zufällig an und führt das resultierende Übertragungssignal S201 der Senderschaltung 6 zu. Die Senderschaltung 6 setzt nach Anwendung der festen Verarbeitung an diesem Übertragungssignal S201 und Anwendung der Frequenztransformationsverarbeitung am Übertragungssignal S201 in ein Übertragungssignal S202 um, das den vorgeschriebenen Frequenzkanal aufweist, und überträgt dieses über eine Antenne. Im Fall dieses drahtlosen Kommunikationssystems ordnet die Senderschaltung 6 den Frequenzkanal des Übertragungssignals S202 pro festem Timing zufällig an, das heißt es wird ein Frequenzspringen durchgeführt.
Andererseits zeigt in 32, bei der mit der 5 korrespondierenden Teilen die gleichen Bezugszeichen gegeben sind, 210 generell eine Empfängereinrichtung dieses drahtlosen Kommunikationssystems. Im Fall dieser Empfängereinrichtung 210 wird ein von einer Antenne 11 empfangenes Signal S205 einer Empfängerschaltung 31 zugeführt. Die Empfängerschaltung 31, welche auf das empfangene Signal S205 des festen Frequenzkanals die Frequenztransformationsverarbeitung anwendet, extrahiert ein Basisbandsignal S206 und gibt dieses an eine Hochgeschwindigkeits-FFT 211 (FFT = Fourier transform circuit (Fouriertransformationsschaltung)) aus. Die Hochgeschwindigkeit-FFT 211 gibt Symbolinformation aus, die aus einer Phaseninformation gebildet ist, bei der durch die Fouriertransformation mehrere Träger angehäuft sind, und gibt diese an eine inverse Zufallsphasenverschiebungsschaltung 32 als ein empfangenes Symbol S207 aus. Die inverse Zufallsphasenverschiebungsschaltung 32 stellt den Phasenzustand des empfangenen Signals S207 unter Benutzung des gleichen Phasenwerts wie auf der Übertragungsseite auf dem früheren Zustand wieder her und gibt das resultierende empfangene Signal S27 an eine Demodulationsschaltung 33 aus. Im Folgenden ist die Erläuterung fortgelassen, da sie die gleiche wie bei der oben beschriebenen Empfangseinrichtung 30 ist. Wenn demgemäss die vorliegende Erfindung auf das drahtlose Kommunikationssystem angewendet wird, das die zu übertragende Information über die Phasendifferenz mehrerer Träger anhäuft und außerdem die Frequenzkanäle, auf die mehrere Träger geladen sind, zufällig anordnet, können die gleichen Effekte wie die im oben beschriebenen Fall erhalten werden.
Außerdem hat die oben beschriebene Ausführungsform den Fall einer Anwendung der vorliegenden Erfindung bei einem drahtlosen Kommunikationssystem des TDMA-Schemas behandelt. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt, sondern auch weitgehend auf ein drahtloses Kommunikationssystem anwendbar, vorausgesetzt, dass in einem solchen System das Übertragungssignal übertragen wird, nachdem es in Schlitz-dividiert ist. In diesem Fall kann es als eine Empfangseinrichtung genügen, wenn die Einrichtung mit einem Empfangsmittel zum Empfang eines Übertragungssignals und Ausgeben eines empfangenen Signals, ein Gewichtungsmittel zum Berechnen des Gewichtskoeffizienten, der die Zuverlässigkeit eines Schlitzes, mit dem das empfangene Signal auf der Basis des vom Empfangsmittel übertragenen empfangenen Signals übertragen wird, anzeigt, und zum Multiplizieren des empfangenen Signals mit dem Gewichtskoeffizienten und Ausgeben dieses Signals und einem Decodierungsmittel zur Decodierung des vom Gewichtungsmittel übertragenen empfangenen Signals und zur Wiederherstellung der übertragenen Daten ausgerüstet ist.
Gemäß der wie oben beschriebenen vorliegenden Erfindung kann, da der die Zuverlässigkeit eines Schlitzes anzeigende Gewichtskoeffizient berechnet und das mit dem Gewichtskoeffizienten multiplizierte empfangene Signal decodiert wird, die Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung beim Addieren der Zuverlässigkeit eines Schlitzes in der Decodierungseinrichtung bzw. im Decodierungsmittel durchgeführt werden, und infolgedessen können selbst in dem Fall, dass die Qualitäten von Kommunikationen pro Schlitz variieren, die bei mit hoher Präzision durchgeführter Maximumwahrscheinlichkeitsfolgeschätzung übertragenen Daten mit hoher Genauigkeit wiederhergestellt werden.

Claims

Empfangsverfahren zum Empfang eines aus einem Satz aus vorbestimmten Informationseinheiten zusammengesetzten Signals, aufweisend die Schritte: Empfangen (31) des Signals (S25), Berechnen (35) eines eine Zuverlässigkeit des empfangenen Signals darstellenden Gewichtskoeffizienten für jeden der Sätze aus vorbestimmten Informationseinheiten, Gewichten (35) des verarbeiteten Signals mit dem Gewichtskoeffizienten, und Decodieren (16) des gewichteten Signals, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren den Schritt der Ausführung einer Verarbeitung zur Verschiebung (32) einer Phase des beim Schritt des Empfangs (31) empfangenen Signals, die zur Zeit einer Übertragung zufällig zu einer entgegengesetzten Phase verschoben (21) worden ist, um ein verarbeitetes Signal zu erzeugen.
Empfangsverfahren nach Anspruch 1, wobei das aus einem Satz vorbestimmter Informationseinheiten zusammengesetzte Signal ein entsprechend einem TDMA-Verfahren übertragenes Signal ist, und wobei die vorbestimmte Informationseinheit ein Zeitschlitz ist.
Empfangsverfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das aus einem Satz aus vorbestimmten Informationseinheiten zusammengesetzte Signal ein entsprechend einem Mehrträgerverfahren übertragenes Signal ist, und wobei die vorbestimmte Informationseinheit ein oder mehrere Subträger ist oder sind.
Empfangsverfahren nach Anspruch 3, wobei das Signal des Mehrträgerverfahrens in der Zeitrichtung geteilt wird, und wobei die vorbestimmte Informationseinheit ein vorbestimmter Zeitabschnitt eines oder mehrerer vorbestimmter Subträger ist.
Empfangsverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der Schritt der Gewichtung (35) ein Multiplizieren (43) des Gewichtskoeffizienten und des empfangenen Signals aufweist, und wobei der Schritt des Decodierens (16) eine Weichentscheidungsdecodierung aufweist.
Empfangsverfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der Schritt des Berechnens (43) eines Gewichtskoeffizienten das Berechnen (49) eines Verhältnisses von Werten bezüglich einer Signalleistung und Rauschleistung aufweist.
Empfangsverfahren nach Anspruch 6, wobei der Schritt des Berechnens (43) eines Verhältnisses das Berechnen (98) eines Grades einer Phasendispersion des empfangenen Signals aufweist.
Empfangseinrichtung zum Empfang eines aus einem Satz aus vorbestimmten Informationseinheiten zusammengesetzten Signals, aufweisend: eine Empfangseinrichtung (31) zum Empfang des Signals (S25), eine Gewichtungskoeffizient-Berechnungseinrichtung (35) zur Berechnung (35) eines eine Zuverlässigkeit des empfangenen Signals darstellenden Gewichtskoeffizienten für jeden der Sätze aus vorbestimmten Informationseinheiten, eine Gewichtungseinrichtung (35) zur Gewichtung des von der Empfangseinrichtung (31) ausgegebenen Signals mit dem Gewichtskoeffizienten, und eine Decodierungseinrichtung (16) zur Decodierung des gewichteten Signals, dadurch gekennzeichnet, dass die Empfangseinrichtung so ausgebildet ist, dass sie eine Verarbeitung zur Verschiebung (32) einer Phase des empfangenen Signals, die zur Zeit einer Übertragung zufällig zu einer entgegengesetzten Phase verschoben (21) worden ist, ausführt, um ein verarbeitetes Signal zu erzeugen.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 8, wobei das aus einem Satz aus vorbestimmten Informationseinheiten zusammengesetzte Signal ein entsprechend einem TDMA-Verfahren übertragenes Signal ist, und wobei die vorbestimmte Informationseinheit ein Zeitschlitz ist.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 8 oder 9, wobei das aus einem Satz aus vorbestimmten Informationseinheiten zusammengesetzte Signal ein entsprechend einem Mehrträgerverfahren übertragenes Signal ist, und wobei die vorbestimmte Informationseinheit ein oder mehrere Subträger ist oder sind.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 10, wobei das Signal des Mehrträgerverfahrens auch in der Zeitrichtung geteilt wird, und wobei die vorbestimmte Informationseinheit ein vorbestimmter Zeitabschnitt eines oder mehrerer vorbestimmter Subträger ist.
Empfangseinrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, wobei die Gewichtungseinrichtung (35) eine Einrichtung (43) zum Multiplizieren des Gewichtskoeffizienten und des empfangenen Signals aufweist, und wobei die Decodierungseinrichtung (16) eine Einrichtung zur Ausführung einer Weichentscheidungsdecodierung aufweist.
Empfangseinrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, wobei die Gewichtskoeffizient-Berechnungseinrichtung (35) eine Einrichtung (49) zum Finden eines Verhältnisses von Werten bezüglich einer Signalleistung und Rauschleistung aufweist.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 13, wobei die Einrichtung (49) zum Finden eines Verhältnisses eine Einrichtung zur Berechnung (98) eines Grades einer Phasendispersion des empfangenen Signals aufweist.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 12, wobei die Einrichtung (16) zur Ausführung einer Weichentscheidungsdecodierung ein Viterbi-Decodierer ist.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 13, wobei die Einrichtung zum Finden des Verhältnisses von Werten bezüglich der Signalleistung und Rauschleistung so ausgebildet ist, dass sie bezüglich einer Differenz zwischen dem nicht verzögerten empfangenen Signal und dem verzögerten empfangenen Signal arbeitet.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 13, wobei die Einrichtung zum Finden des Verhältnisses von Werten bezüglich der Signalleistung und Rauschleistung so ausgebildet ist, dass sie bezüglich einer Differenz zwischen einem mittleren Pegel und einem laufenden Pegel des empfangenen Signals arbeitet.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 13, wobei die Einrichtung zum Finden eines Verhältnisses von Werten bezüglich der Signalleistung und Rauschleistung so ausgebildet ist, dass sie einen Grad einer Phasendispersion auf der Basis eines Amplitudenelements und eines Leistungselements eines ersten Elements und eines zweiten Elements eines orthogonalen Elements des demodulierten Signals berechnet.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 18, wobei das orthogonale Element ein I/Q-Signal ist.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 18, wobei das orthogonale Element ein r/θ-Element-Signal des Polarkoordinatensignals ist.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 18, wobei der Grad einer Phasendispersion durch Vergleichen der Dispersionswerte des ersten Elements und zweiten Elements berechnet wird.
Empfangseinrichtung nach Anspruch 21, wobei die Einrichtung zur Berechnung des Gewichtskoeffizienten eine Einrichtung zum Subtrahieren einer Rauschleistung pro Symbol von einer Leistung pro Symbol eines empfangenen Signals aufweist, um eine reine Signalleistung zu erhalten.