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Die Erfindung betrifft Verbesserungen an integrierten,
magnetischen Zerhackerkonvertern, die einen statischen
Schalter, der mit einer bestimmten Frquenz ein- und ausgeschaltet
wird, ein Induktionsmittel mit Abgriffen, eine Diode und ein
kapazitives Mittel aufweisen, das parallel zur vom Konverter
gespeisten Last liegt.
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Diese schaltungen sind bekannt, beispielsweise aus der
Veröffentlichung "Modern DC to DC Switchmode Power Converter
Circuits" mit den Autoren Sevens-Bloom, Verlag Van
Norstrand, April 1983, Seite 178, Figur 8.2(B).
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Bei den bekannten Konvertern, durch die eine ungeregelte
Gleichspannung in eine niedrigere, geregelte Spannung
umgewandelt wird, wird ein statischer Schalter mit einer
bestimmten Frequenz ein- und ausgeschaltet, wobei während
des Einschwingens des Konverters dieser Schalter
hochbelastet wird, so daß statische Hochleistungsschalter verwendet
werden müssen. Diese Belastungen rühren hauptsächlich von
den hohen Spannungsschwankungen am statischen Schalter her.
In dieser Hinsicht muß der gesteuerte Schalter für die
maximale Eingangsspannung und einem gewissen (Spannungs-)
Spielraum vorgesehen sein, um die kurzdauernden
Überschwingungen und andere Streuungsphänomene zu berücksichtigen.
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Aus der US-A-4520279 ist es bekannt, einen Zerhacker mit
zwei in Reihe liegenden Transistorschaltern vorzusehen.
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Die genannten Probleme werden gemäß der Erfindung durch die
Verwendung der Lösungen gelöst, die den Gegenstand der
beigefügten Ansprüche bilden.
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Die Erfindung wird durch die folgende, detaillierte
Beschreibung eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den
beigefügten Zeichnungen verständlicher. Es zeigen:
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Fig. 1 eine erste Ausführung der Erfindung, wobei bei
dieser Ausführung diskrete Komponenten verwendet
sind,
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Fig. 2 Spannungskurven an verschiedenen Punkten der Fig.
1 und
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Fig. 3 in schematischer Form eine Ausführung, bei der
eine integrierte Schaltung (Mikrosteuerbaustein)
verwendet wird.
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In den Figuren 1 und 2 ist mit Vin eine ungeregelte
Gleichspannungsquelle bezeichnet, die durch einen an das
öffentliche Netz (115 oder 230V) angeschlossenen
Gleichrichter und ein auf diesen folgendes Glättungsfilter gebildet
sein kann. Zwei statische Schalter Q1 und Q2 mit geeignet
unterschiedlichen Kennwerten sind miteinander und mit dieser
Gleichspannungsquelle in Reihe geschaltet. Insbesondere kann
Q1 ein MOS-Leistungstransistor und Q2 ein bipolarer
Transistor oder ein bipolarer Transistor mit einer isolierten
Steuerelektrode sein. Der Emitter des Transistors Q2 ist mit
einem Mittelabgriff PCT einer Spule (L1+L2) verbunden, die
auf einem Magnetkern aufgebracht ist. Der Teil L1 der Spule
weist N1 Windungen auf, während der Teil L2 mit N2 Windungen
versehen ist.
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P1 stellt das positive Ende und PCT das negative Ende des
Teils L1 der Spule dar, während PCT das positive Ende und P2
das negative Ende des Teils L2 darstellt. Das Ende P1 ist
mit der Kathode einer Freilaufdiode D1 verbunden, deren
Anode an den negativen Pol der Quelle Vin angeschlossen ist.
Das Ende P2 ist mit der Last RL verbunden, zu der ein
Glättungskondensator Co parallelliegt. Das negative Ende der
Last ist mit dem negativen Pol der Quelle Vin verbunden.
Parallel zur Last RL ist ein Spannungsteiler R1, R2
geschaltet. Der invertierende Eingang eines Fehlerverstärkers EA1
ist über einen Widerstand RF1 mit dem Mittelabgriff des
Spannungsteilers verbunden. Ein durch eine Reihenschaltung
eines Kondensators CF1 und eines Widerstands RF2 gebildeter
Rückkopplungszweig ist an den Fehlerverstärker EA1
angeschlossen. Die Bauteile RF1, RF2 und CF1 bilden ein
Proportional-Integral-Regelmittel für den Fehlerverstärker EA1.
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Dem nichtinvertierenden Eingang des Fehlerverstärkers EA1
wird eine Bezugsspannung Vref zugeführt. Der Ausgang V1 des
Fehlerverstärkers EA1 ist an den nichtinvertierenden Eingang
eines Komparators CMP1 angeschlossen, dessen invertierender
Eingang mit einem Hochfrequenzausgang FSH eines Oszillators
OSC verbunden ist. Das Ausgangssignal ist eine
Sägezahnspannung.
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Das Ausgangssignal V3 des Komparators CMP1 wird dem Eingang
eines Trennverstärkers IA1 zugeführt, der mit der Basis des
MOS-Leistungstransistors Q1 verbunden ist.
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Die Bezugsspannung Vref wird auch dem invertierenden Eingang
eines weiteren Komparators CMP3 zugeleitet, dessen
nichtinvertierender Eingang mit dem Kollektor eines Transistors Q3
verbunden ist. Der Emitter dieses Transistors führt
Erdpotential, während dessen Basis durch einen nicht
dargestellten Schalter ein Signal ON oder OFF zugeleitet wird.
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Der nichtinvertierende Eingang des Komparators CMP3 ist auch
über einen Widerstand RC2 mit dem nichtinvertierenden
Eingang eines weiteren Komparators CMP2 verbunden. Zwischen dem
letztgenannten Eingang und dem Widerstand RC2 ist ein
Widerstand RC1 (dessen anderer Anschluß mit einer
Gleichspannungsquelle Vcc verbunden ist), ein Kondensator C1 und
eine Diode D2 angeschlossen, die mit dem Ausgang V5 des
Komparators CMP3 verbunden ist.
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Der invertierende Eingang des Komparators CMP2 ist an den
Oszillator OSC, und zwar an dessen Ausgang FSL,
angeschlossen,
an dem eine Sägezahnspannung mit niedrigerer
Frequenz (die im folgenden als niedrig bezeichnet wird) als
die am Ausgang FSH vorhanden ist. Das Ausgangssignal V4 des
Komparators CMP2 wird dem Eingang eines Trennverstärkers IA2
zugeleitet, der mit der Basis des Transistors Q2 verbunden
ist.
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Eine mit dem Ausgang des Komparators CMP3 verbundene Diode
D3 ist andrerseits an die Verbindung des Ausgangs FSH des
Oszillators OSC mit dem Eingang des Komparators CMP1
angeschlossen.
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Die Start- und Ausschaltphase der Bauteile Q1 und Q2, die
die zu erreichenden Vorteile der Erfindung ermöglichen,
läuft folgendermaßen ab.
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Zu Beginn (zur Zeit 0) befindet sich der die Basis des
Transistors Q3 steuernde Schalter im Auszustand OFF, so daß
ein hohes Signal der Basis zugeführt wird, das den
Transistor Q3 in den Sättigungszustand treibt. Der Kondensator C1
ist daher entladen; das gleiche gilt für die anderen
Kondensatoren.
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Sowohl der MOS-Leistungstransistor Q1 als auch der
Transistor Q2 sind im Auszustand OFF, und die Ausgangsspannung V0
ist Null. Wenn der genannte Schalter in den Einzustand ON
gebracht wird (niedriger Pegel an der Basis des Transistors
Q3), wird der Transistor Q3 gespert. Die Schaltung beginnt
mit dem Laden des Kondensators C1 zu arbeiten (der sich mit
einer Zeitkonstanten auflädt, die durch die Werte der
Bauteile RC1 und C1 gegeben sind).
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Da die Bezugsspannung Vref (größer als Null) am
invertierenden Eingang anliegt, wird der Ausgang V5 niedrig gesteuert,
bis die Spannung V2 am Kondensator C1 den Wert Vref
erreicht. Es sei darauf hingewiesen, daß der Spannungsabfall
am Widerstand RC2 nicht zählt, vorausgesetzt, daß er bei
gesperrtem Transistor Q3 keinen Strom absorbiert. Die Aus
gangsspannung V5 des Komparators CMP3 hält den
invertierenden Eingang des Komparators CMP1 über die Diode D3 im
Niedrigzustand. Der nichtinvertierende Eingang des
Komparators CMP1 befindet sich im Hochzustand (s. V1), weil der
nichtinvertierende Eingang des Fehlerverstärkers EA1 die
Bezugsspannung Vref führt, während dessen invertierender
Eingang die Konverterausgangsspannung V0 aufweist, die
ansteigt (s. Fig. 2). Der Ausgang V1 des Fehlerverstärkers
EA1 befindet sich im Hochzustand, ebenfalls der
nichtinvertierende Eingang des Komparators CMP1. Der Ausgang V3 des
Komparators CMP1 befindet sich daher im Hochzustand und
steuert daher den MOS-Leistungstransistor Q1 zu 100% in den
leitenden Zustand über den Trannverstärker IA1, der als
Pegelübertrager arbeitet, weil der MOS-Leistungstransistor
unter hoher Spannung im Schwebezustand ist. Zur gleichen
Zeit erhält der Komparator CMP2 die Niederfrequenzspannung
vom Ausgang FSL des Oszillators OSC. Da der
nichtinvertierende Eingang des Komparators CMP2 die ansteigende Spannung
V2 führt, versorgt dieser Komparator den Transistor Q2 über
den Trennverstärker IA2 mit einer Rechtecktreiberspannung
V4, deren Tastverhältnis mit ansteigendem V2 steigt, so daß
ein sanfter Start des Konverters mit allmählichem Ansteigen
der Ausgangsspannung V0 ermöglicht wird. Wenn die Spannung
V2 den Wert Vref erreicht, hat die Spannung V0 einen Wert
angenommen, der gegeben ist durch V0 = Vin x Vref/Vcc x
R1/R2 (wenn R1»R2 ist ). Vcc ist die Hilfsspannung der
Treiberschaltung. Das bedeutet nicht, daß dies der Endwert
ist, den V0 zu erreichen hat, sondern die Schaltung ist so
bemessen, daß der Wert sehr nahe an diesen Endwert
herankommt und etwas geringer ist.
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Zusammengefaßt gesagt ist der MOS-Leistungstransistor Q1
während der Start- oder Einschwingphase immer leitend,
während der Transistor Q2 abwechselnd mit ansteigendem
Tastverhältnis ein- und ausgeschaltet wird (ON/OFF).
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Die normale Arbeitsphase beginnt im wesentlichen dann, wenn
V2 den Wert von Vref erreicht. Der Ausgang V5 des
Komparators CMP3 nimmt dann den Hochzustand ein, wobei der
invertierende Eingang des Komparators CMP1 freigegeben und der
Hochzustand am nichtinvertierenden Eingang des Komparators
CMP2 erzwungen wird. Der Ausgang V4 des Konparators CMP2
nimmt dann den Hochzustand ein, so daß der Transistor Q2
durchgesteuert wird, der damit voll in den leitenden Zustand
gebracht wird (d.h. in den Ein-Zustand ohne Abschaltphasen).
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Gleichzeitig empfängt der Komparator CMP1 an seinem
invertierenden Eingang die Hochfrequenzsägezahnspannung, die vom
Ausgang FSH des Oszillators OSC stammt. Der Ausgang V3
dieses Komparators beginnt dann, den MOS-Leistungstransistor
Q1 mit der Frequenz FSH ein- und auszuschalten, und zwar mit
einem Tastverhältnis, das vom Vergleich zwischen der
Sägezahnspannung und der Spannung V1 abhängt, die inzwischen
gefallen ist, weil die Spannung V0 bereits fast ihren
Endwert erreicht hat.
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Die Spannungssteuerschleife, die durch den Spannungsteiler
R1, R2, den Fehlerverstärker EA1 mit den zugehörigen
Bauteilen RF1, RF2, CF2 und den Komparator CMP1 gebildet
wird, wird damit voll betrieben, um die Spannung V0 auf
ihren Endwert zu bringen, der von Vref und dem
Teilerverhältnis von R1, R2 abhängt.
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Unter normalen Arbeitsbedingungen ist damit der Transistor
Q2 immer leitend, während der MOS-Leistungstransistor so
gesteuert wird, daß er dauernd ein- und ausschaltet.
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Während der Start- oder Einschwingphase des Konverters
erfolgt das Entgegengesetzte. Dann ist es der Transistor Q2,
der eine Spannung zu schalten hat, die anfangs Vin
entspricht und dann abnimmt, wenn der normale Arbeitszustand
erreicht wird, wobei das Schalten zum
MOS-Leistungstransistor Q1 geht. Wegen der Verwendung der integrierten,
magnetischen Schaltung steht zusätzlich bei normalem
Betrieb am Transistor Q1 eine geringere Spannungsschwingung
an. Daher ist Q1 für eine niedrigere Spannung als bei
bekannten Konvertern ausgelegt, wobei der Wirkungsgrad des
Konverters größer ist. Die Erhöhung des
Konverterwirkungsgrads leitet sich von der Tatsache ab, daß der MOS-
Leistungstransistor Q1 bei niedrigerer Spannung schaltet und
wegen der Möglichkeit seiner Auslegung für eine solche
niedrigere Spannung aus Auslegungsgründen ein schnelleres
Bauteil mit weniger Widerstand im Ein-Zustand sein kann.
Daher werden die im Steuerzustand und leitendem Zustand
auftretenden Verluste wesentlich vermindert.
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Das Bauteil Q1 (das nicht unbedingt ein
MOS-Leistungstransistor zu sein braucht, sondern als solcher nur als Beispiel
genannt ist) kann ein beliebiger Festkörperschalter sein,
der sich durch eine hohe Schaltgeschwindigkeit und einen
niedrigen Innenwiderstand auszeichnet und der nur eine
geringe Spannungsfestigkeit zu haben braucht (weniger als
die ganze Spannung Vin), währemd der Transistor Q2 ein
beliebiger Festkörperschalter sein kann, der sich durch eine
niedrige Schaltgeschwindigkeit, niedrige Kosten und hohe
Spannungsfestigkeit (weil er für sehr kurze Zeit während der
Start- oder Einschwingphase des Konverters arbeitet)
auszeichnet.
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Während der Abschaltphase des beschriebenen Konverters
erfolgt folgendes:
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der Anfangszustand ist dadurch gekennzeichnet, daß alle
Schaltungsspannungen bei Normalbetrieb vorliegende Werte
aufweisen. V0 hat den Wert, der durch die beschriebene
Steuerschaltung eingestellt wird, wobei der Komparator CMP1
mit konstanter Frequenz (d.h. mit der Frequenz des Ausgangs
FSH des Oszillators OSC) und mit einem konstanten
Tastverhältnis geschaltet wird, vorausgesetzt, daß V1 ebenfalls den
Wert bei Normalbetrieb hat. Der Kondensator C1 ist
vollständig aufgeladen (V2 ist gleich der Hilfsspannung Vcc), und
der Ausgang des Komparators CMP3 nimmt den Hochzustand ein,
ebenso ist die Spannung V4 hoch.
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Die Konverterabschaltung wird dadurch vorgenommen, daß die
Basis des Transistors Q3 abgeschaltet (OFF) wird, d.h. daß
sie im Hochzustand ist (durch den nicht gezeigten Schalter);
der Transistor Q3 wird daher gesattigt, so daß seine
Kollektorspannung niedrig ist. Die Spannung am
nichtinvertierenden Eingang des Komparators CMP3 fällt, und der
Komparator wird so geschaltet, daß sein Ausgang V5 den
Niedrigzustand aufweist. Dadurch wird der invertierende
Eingang des Komparators CMP1 über die Diode D3 auf einen
niedrigen Pegel gebracht, so daß der Ausgang V3 sofort in
den Hochzustand versetzt wird, und der
MOS-Leistungstransistor Q1 so betrieben, daß er immer im Ein-Zustand ist. In
der Zwischenzeit lädt sich C1 über den Widerstand RC2 und
den Transistor Q3 verhältnismäßig langsam auf. Die Diode D2
bleibt gesperrt und greift nicht länger ein. Daher schaltet
der Komparator CMP2 mit einem abnehmenden Tastverhältnis und
schaltet den Transistor Q2 über den Verstärker IA2 mit einer
festen Frequenz FSL (ziemlich niedrig) ein und aus. Dies
führt zu einer progressiven Verminderung der
Konverterausgangsspannung V0. Es sei darauf hingewiesen, daß diese
Abschaltphase, obwohl sie "sanft" ist, in Wirklichkeit
schneller als die Startphase abläuft, weil es bei normalen
Anwendungen nicht erforderlich ist, daß langsam auf Null
zurückgegangen wird. Die einzig wichtige Tatsache für die
Verhinderung der Belastung des Transistors Q1 ist die, daß
die Abschaltphase anfangs ein völliges Einschalten (so daß
die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors nicht
Spannungsspitzen unterworfen ist) und dann ein Abschalten dieses
Transistors einschließt, das nur nach dem Abschalten des
Schalters Q2 erfolgt. Die Entladung des Kondensators C1 kann
damit während derjenigen Zeit erfolgen, in der zwei oder
drei Schwingungen mit der FSL-Frequenz auftreten.
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Es sei darauf hingewiesen, daß es keine besonderen
Schwierigkeiten
mit den relativen Frequenzen von FSH und FSL gibt.
FSL ist in typischer Weise kleiner als 1,5 FSH, um eine
Überbemessung der Spulen L1 und L2 zu vermeiden (die auf
demselben Kern aufgewickelt sind). Die Schaltverluste des
Transistors Q2 entstehen nur in seinem Schaltbetrieb, d.h.
für eine sehr kurze Zeit, so daß sie, selbst wenn sie hoch
sind, keine gefährliche Überhitzung verursachen können.
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Obwohl die Erfindung anhand eines mit diskreten Bauteilen
arbeitenden Ausführungsbeispiels nach den Figuren 1 und 2
beschrieben worden ist, ist es für den Fachmann leicht
möglich, die beiden Schalter Q1 und Q2 durch einen
Mikrosteuerbaustein oder Mikroprozessor C1 zu betreiben, wie
schematisch in Fig. 3 gezeigt ist, in der dieselben
Bezugszeichen zur Kennzeichnung gleicher externer Bauteile
verwendet sind.
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Der Konverter gemäß der Erfindung findet allgemein bei all
denjenigen Anwendungen Verwendung, bei denen die
Eingangspannung hoch ist (wie beispielsweise bei der
gleichgerichteten Spannung des öffentlichen Netzes). Die Anwendung kann
beispielsweise in Haushaltsherden mit elektrischen
Widerstandsheizelementen (deren Widerstand durch den
Lastwiderstand RL der dargestellten Schaltung gebildet wird), in
Trocknern zur Trocknung von Wäschestücken nach dem Waschen,
wobei diese Trockner Widerstandselemente zur Erhitzung der
trocknenden Luft aufweisen, in Enteisungswiderstandselemente
aufweisenden Haushaltskühl- oder -gefrierschränken und in
Kochfeldern mit Widerstands- oder Infrarotheizelementen
erfolgen.