DE3241086A1 - Anordnung zur verlustmindernden nutzung der in einem entlastungsnetzwerk gespeicherten elektrischen energie - Google Patents

Description

• Anordnung zur verlustmindernden Nutzung der in einem
• Entlastungsnetzwerk gespeicherten elektrischen Energie Die Erfindung betrifft eine Anordnung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
• Aus Figur 3 der DE-OS 26 39 589 (H 03 K17/08) ist ein Entlastungsnetzwerk bekannt, das aus einem Kondensator, einer mit diesem in Reihe liegenden Diode und einem zur Diode parallel geschalteten Entladewiderstand besteht. Dort ist das Entlastungsnetzwerk in Parallelschaltung zu der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors angeordnet, welcher den durch eine induktive Last mit parallel geschalteter Rückstromdiode fließenden Laststrom willkürlich oder per 10-disch unterbricht.
• Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bei diesen bekannten Entlastungsnetzwerken auftretende Verlustleistung weitgehend zu vermeiden und durch verlustmindernde Beschaltung des Lelstungstransistors sicherzustellen, daß die Abschaltenergie nutzbringend in den Speisestromkreis des Laststromes zurückgespeist werden kann. Hierzu sind die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs angegebenen Maßnahmen vorgesehen.
• Die Erfindung ist nachstehend anhand mehrerer in der Zeichnung in ihrem Schaltbild dargestellter Ausführungsbeispiele näher beschrieben und erläutert.
• Periodisch arbeitende elektrische Leistungsschalter dienen der verlustarmen Steuerung von Energieflüssen in sehr verschiedenen Anordnungen wie z.B. Gleichspannungswandler als Tiefsetzsteller (Figur 1) oder als Hochsetzsteller (Figur 9), Motorsteuerungen, Magnetsteuerungen, Wechselrichter. In den meisten Fällen wird der Schalter so eingesetzt, daß er nur eine Stromrichtung führt. Auf diese Fälle beziehen sich die folgenden Darstellungen und Patentansprüche. Dabei ist es gleichgültig, ob der Schalter bauartbedingt nur eine Stromrichtung führen kann (z.B. Thyristor) oder durch die zugehörige Gesamtschaltung nur eine Stromrichtung möglich ist (z.B.
• mechanische Zerhacker an einer Gleichspannungsquelle).
• Der Schalter selbst kann auf einem beliebigen mechanischen, elektrischen, elektronischen oder anderem physikalischen Prinzip beruhen, das geeignet ist, die stromführende Schaltstrecke des Schalters über einen Steuereingriff von einem Zustand mit relativ hohem Widerstand (Sperren) in einen Zustand mit relativ niedrigem Widerstand (Leiten) zu überführen und umgekehrt (z.B. mechanischer Kontakt, Thyristor, Transistor). Dieser Schalter wird im folgenden als Steuerschalter bezeichnet.
• Der Stromkreis, in dem der Steuerschalter angeordnet ist, enthält in der Regel wenigstens eine induktive Komponente in Form von Drosselspulen, Transformatoren, Motorwicklungen oder Zuleitungsinduktivitäten. Der Stromfluß durch die Induktivitäten stellt einen gespeicherten Energiebetrag dar und kann deshalb beim Sperren des Steuerschalters nicht beliebig schnell abklingen.
• Es müssen vielmehr Stromwege verfügbar sein, über den die gespeicherte Energie möglichst nutzbringend abfließen kann. Dieser Vorgang ist in den meisten Fällen kein störender Nebeneffekt; vielmehr beruht die verlustarme Steuerung von Energieflüssen gerade auf dem Zusammenspiel von induktivem Speicher und periodisch arbeitendem Steuerschalter und gezieltem Abfluß der gespeicherten Energie.
• Deshalb ist dem Steuerschalter in der Regel ein weiteres Schaltelement zugeordnet, das als Folge der Schaltzustände am Steuer schalter stromführend wird, wenn dieser sperrt und keinen Strom führt, wenn dieser leitet, im folgenden als Folgeschalter bezeichnet. Dabei kann die Funktion des Folgeschalters bauartbedingt zwangsläufig als Folge einer Änderung der anliegenden Spannung eintreten (z.B. Diode), oder zusätzlich auf der Wirkung eines Steuereingriffs beruhen, wobei das erforderliche Steuersignal aus dem Schaltzustand des Steuerschalters abgeleitet wird (z.B. mechanischer Wechselkontakt, Thyristor).
• Der Hauptstromkreis, in dem der Strom bei leitendem Steuerschalter fließt (Steuerkreis) kann mit dem Hauptstromkreis, in den der Strom bei leitendem Folgeschalter fließt (Folgekreis) -mit oder ohne magnetische Kupplung zwischen Steuerkreis und Folgekreis vorliegt (z.B. Tiefsetzsteller nach Figur 1, Hochsetzsteller nach Figur 9), sind die Strombeanspruchung und Sperrspannungsbeanspruchung vom Steuerschalter und Folgeschalter gleich hoch, wenn man von Sekundäreffekten absieht.
• Wenn magnetische Kopplung zwischen Steuerkreis und Folgekreis vorliegt, ist die Strom- und Sperrspannungsbeanspruchung von den Kopplungsverhältnissen abhängig (z.B.
• Tiefsetzsteller mit Spulenanzapfung Figur 15. Sperrwandler Figur 16).
• Die Erfindung und die Ansprüche beziehen sich auf alle elektrische Anordnungen, in denen einem Steuerschalter, der nur eine Stromrichtung führt, ein Folgeschalter zugeordnet ist.
• In den dargestellten Beispielen besteht der Steuerschalter aus einem Transistor (2) und der Folgeschalter aus einer Diode (3).
• Die in den Grundschaltungen dargestellten Kapazitaten 1 sollen andeuten, daß sich an den entsprechenden Klemmen die Spannungen bei Schaltvorgängen nicht sprungartig ändern können.
• Das Entstehen der Abschaltleistung ist allgemein bekannt und soll nur qualitativ angedeutet werden.
• Wenn der Transistor 2 im Tiefsetzsteller nach Figur 1 (Hochsetzsteller nach Figur 9) eine gewisse Zeit geleitet hat, fließt ein Strom in der Induktivität 4. Wenn der Transistor in den sperrenden Zustand übergeht, fließt der Strom durch Transistor und Induktivität so lange weiter, bis die Kathode der Diode 3 negativer als die Anode ist. Dann liegt aber am Transistor die Spannung u1 (U2) an. Erst dann übernimmt die Diode 3 den Strom.
• Der Transistor 2 muß also den vollen Strom weiterführen, während die Spannung von der niedrigen Durchlaßspannung auf den Wert U1 (U2) ansteigt. Diese hohe Abschaltleistung wird in Schaltungen nach Figur 1 (9) im Transistor in Wärme umgesetzt und -gefährdet unter Umständen den Transistor.
• Die Anwendung und die Wirkung von Entlastungsnetzwerken ist allgemein bekannt (R-C-D-Netzwerke). Der Kondensator 6 in Figur 2 und 3 wird über den Widerstand 5 auf Null entladen solange der Transistor 2 leitet. Beim Sperren des Transistors kann sich die Spannung an seinen Klemmen nur erhöhen, indem der Ladestrom über die Diode 7 in den Kondensator 6 fließt und diesen aufladet. Wenn der Kondensator genügend große Kapazität hat, führt er den vollen Strom während des Abschaltvorganges des Transistors. Der Abschaltvorgang selbst ist dadurch nahezu verlustfrei. Die Abschaltarbeit ist im Kondensator gespeichert. Erst wenn der Transistor wieder leitend wird, wird der Kondensator über den Widerstand 5 entladen und die gespeicherte Arbeit wird in die Wärme umgesetzt.
• 1 2 Die Verlustarbeit hat den Betrag Pv = 2 C6 U1 261.
• Diese Reihenfolge von R-D und C im R-C-D-Netzwerk (8) ist zunächst beliebig (Figur 2 und Figur 3).
• Der gleiche Entlastungseffekt ergibt sich für den Transistor, wenn ein R-C-D-Netzwerk (18) parallel zur Diode 3 liegt (Figur 4 und 5). Solange der Transistor 2 leitet, wird der Kondensator 16 über den Widerstand 15 auf die Spannung U1 aufgeladen. Wenn der Transistor in den sperrenden Zustand übergeht, kann die Sperrspannung an der Diode 3 nur abgebaut werden, indem ein Entladestrom über die Diode (17) aus dem Kondensator 16 in die Induktivität 4 fließt.
• Bei genügender Kapazität des Kondensators führt er den vollen Strom während des Abschaltens des Transistors.
• Der Abschaltvorgang selbst ist durch nahezu verlustfrei. Die im Kondensator gespeicherte Energie wird an den Ausgangskreis U2 über die Induktivität 4 abgegeben.
• Wenn der Transistor 2 wieder leitend wird, wird der Kondensator über den Widerstand 15 wieder aufgeladen.
• Erst dabei entsteht Verlustarbeit vom gleichen Betrag wie die im Kondensator gespeicherte Energie Die Schaltungen nach Figur 2 oder 3 sind bezüglich der Bauteildimensionierung und der Verlustarbeit gleichartig mit den Schaltungen nach Figur 4 oder 5.
• Auch wenn beide Beschaltungen nach Figur 6 kombiniert werden ist bei gleicher Entlastungswirkung die Summe der erforderlichen Kapazitäten C6 + C16 und die Summe der Verlustarbeiten unverändert.
• Eine Möglichkeit, Verlustarbeit einzusparen, ergibt sich daraus, daß die Energieinhalte der beiden Kondensatoren 6 und 16 sich zeitlich gegenläufig verhalten.
• Es ergibt sich die folgende Übersicht: Zustand T1 6 C16 leitend entladen Uc = 0 aufgeladen Uc16 U1 6 16 wird sperrend verlustfreies verlustfreies Aufladen Entladen sperrt aufgeladen Uc = U1 entladen U0 = 0 6 16 wird leitend Entladen Aufladen mit Verlustarbeit mit Verlustarbeit Wenn C6 = C16 ist, ist die Summe der gespeicherten Energien bei leitendem und bei sperrendem Transistor gleich groß. Wenn die beiden R-C-D-Netzwerke 8 und 18 -in der Reihenfolge so geschaltet sind, daß an jedem Hauptstromanschluß des Transistors je ein Kondensator 6 und 16 liegt (Figur 6), kann durch eine Verbindung der dem Transistor abgewandten Anschlüsse der Kondensatoren über einen geeigneten Zweipol ein erheblicher Teil der gespeicherten Energie unter Einsparung von Verlustarbeit vom Kondensator 6 auf den Kondensator 16 übertragen werden (Figur 7, 8, 10).
• Die einfachste Ausführung des verbindenden Zweipols besteht aus der Reihenschaltung von einer Diode 21 und einem Widerstand 22 (Figur 7, 10). Etwas aufwendig'er, aber auch wirksamer ist die Verbindung über die Reihenschaltung von einer Diode 21 und einer Induktivität 23 (Figur 8).
• Wenn der Transistor 2 eine gewisse Zeit gesperrt hat und dann leitend wird, fließt ein erheblicher Teil der in C6 gespeicherten Ladung über den Kreis C6, T2, C16, R22 (L23), D21, C6 in den Kondensator 016.
• Wenn R22. R = R15 kann nahezu die Hälfte der Wenn R22 *; R5 = R15 ist, Verlustarbeit vermieden werden, die beim Umladen von C und 16 nach Figur 6 auftritt. Wenn der Resonanzwiderstand des in Figur a gebildeten Schwingkreises ist, wird nahezu die gesamte Verlustarbeit beim Umladen vermieden.
• Das einstellbare Widerstandsverhältnis hängt von den Randbedingungen der Schaltung ab, insbesondere von der minimalen leitenden Zeit des Transistors 2 und seiner Strombelastbarkeit beim Einschalten. Lange minimale Einschaltzeit ermöglicht große Werte von R5 und R15, große Strombelastbarkeit ermöglicht kleine Werte R22 bzw. L23. Entsprechend hoch'ist der Betrag an Verlustarbeit, der eingespart werden kann.
• Darüber hinaus wird durch den verbindenden Zweipol der Transistor vom Kondensator-Umladestrom entlastet. Die Stromentlastung kann bei Anwendung eines Widerstandes bis zu 25 %, bei Anwendung einer Induktivität bis zu 50 % erreichen.
• Sehr gute Eigenschaften ergeben sich, wenn zwei Steuerschalter (Transistor 2 und 12) und zwei Folgeschalter (Diode 3 und 13) in einer Gegentaktstufe zusammengeschaltet werden (Figur 11). Gegenüber der schematischen Verdopplung der in Figur 7 bzw. 8 gezeigten Entlastungsnetzwerke ergibt sich auf folgende Weise eine Einsparmöglichkeit in der Anzahl der Bauelemente: Es werden nur die beiden Dioden mit je einem R-C-D-Netzwerk beschaltet (Figur 12). Dabei liegen die Kondensatoren jeweils am Verbindungspunkt von Transistor und Diode (Figur 12). Die den Transistoren abgewandten Anschlüsse der Kondensatoren werden über åe einen Verbindungszweipol mit dem Spannungsmittelpunkt X der Eingangsspannung (U1) verbunden. Der Spannungsmittelpunkt wird nur mit Wechselstrom belastet; er kann deshalb durch zwei Kondensatoren 31, 32 gebildet werden. Die Kapazität der Mittelpunktskondensatoren soll größer als der der Entlastungskondensatoren (6 und 16) sein.
• Wenn mehrere Gegentaktstufen aus der selben Spannungsquelle (ein- oder mehrphasige Wechselrichter) gespeist werden, wird die Einsparung an Bauelementen besonders hoch, weil nur ein einziger gemeinsamer Spannungsmittelpunkt erforderlich ist.
• Wenn die Verbindungszweipole aus einem Widerstand und einer Diode bestehen (Figur 13) kann im Grenzfall die Hälfte der Verlustarbeit vermieden werden. Bei Verwendung einer Induktivität und einer Diode (Figur 14) kann im Grenzfall nahezu die gesamte Verlustarbeit beim Umladen vermieden werden. Eine Entlastung der Transistoren vom Umladestrom der Kondensatoren tritt bei den Schaltungen nach Figur 13 und 14 nicht auf.
• Bei Grundschaltungen, in denen der Folgekreis über magnetische Kopplungen mit dem Steuerkreis verbunden ist, treten die Abschaltleistungsspitzen völlig analog auf (Figur 15, 16). Auch hier kann die Entlastungsschaltung aus zwei R--C-D-Netzwerken bestehen, jeweils eine parallel zum Transistor 2 und eine parallel zur Diode 3. Jedoch erreichen die Sperrspannungen am Transistor und an der Diode im allgemeinen nicht die gleiche Höhe und damit kann sich die Summe der Energieinhalte der Kondensatoren beim Leitendwerden des Transistors ändern. Außerdem ist eine sinnvolle Verbindung der beiden Kondensatoren für den Austausch von Ladungen und Energien nicht mit einfachen Mitteln möglich, insbesondere bei Potentialtrennung (Figur 16). Auch die Ausnutzung eines Hilfsspannungspunktes in Abwandlung der Schaltungen nach Figuren 13 und 14 ist nicht ohne weiteres möglich, weil die Sperrspannung am Transistor kein festes Verhältnis zur Eingangsspannung ist.
• Durch den Einsatz eines Hilfstransistors können aber auch in diesen Fällen vergleichbare Funktionen realisiert werden. Am Beispiel der Grundschaltung nach Figur 16 werden drei typische Varianten in den Figuren 17, 18, 19 dargestellt.
• Gemeinsames Merkmal ist das bekannte R-C-D-Netzwerk parallel zum Transistor 2. Parallel zur Diode 7 des R-C-D-Netzwerkres liegt die Primärwicklung eines Hilfstransformators 10. Die Sekundärwicklung dieses Transformators ist über eine Diode mit einem geeigneten Klemmenpaar der Schaltung verbunden, das in der Lage ist, wenigstens kurzzeitig periodisch Energie nutzbringend aufzunehmen.
• Wenn der Transistor 2 leitend wird, wird der Kondensator 6 über die Primärwicklung des Transformators 10 entladen. Die Energie wird auf die Sekundärseite übertragen und über die Diode 12 an geeigneter Stelle in die Schaltung eingespeist. In Reihe zur Primärwicklung liegt noch ein Zweipol 9, der eine ausreichend hohe Spannungsumkehr an der Wicklung zuläßt, damit der Magnetfluß im Transformator bis zum nächsten Entladevorgang wieder seinen Ausgangswert erreicht. Der Zweipol kann durch eine Zenerdiode (Figur 17), eine oder mehrere Dioden (Figur 18), einen ohmschen Widerstand (Figur 19) oder einfach durch den Kupferwiderstand der Primärwicklung realisiert werden.
• Der Spannungsabfall am Zweipol 9 verursacht einen Energieverlust. Die Höhe ist abhängig von der Zeit, die zum Abbau des Magnetflusses verfügbar ist. Die im Sekundärkreis eingezeichnete Induktivität 11 dient zur Entladestrombegrenzung und als Zwischenspeicher für die übertragene Energie. Sie kann ebensogut im Primärkreis liegen oder einfach durch die Steuerinduktivität des Transformators 10 realisiert sein. In der Schaltung nach Figur 17, wird die aus dem Kondensator 6 abgeführte Energie dazu benutzt, den Kondensator 13 aufzuiaden. Dieser gehört zum R-C-D-Netzwerk 13, 14, 15, das parallel zum Folgeschalter (Diode 3) liegt. Bei festem Verhältnis der Spannungen U1 und U2 läßt sich das Kapazitätsverhältnis von C6 und C13 sowie die Ubersetzung des Transformators 10 so anpassen, daß der Kondensator 13 gerade bis auf die Sperrspannung der Diode 3 aufgeladen wird. Dann entspricht die Anordnung in der Funktion der Schaltung nach Figur 8. Bei variablen Spannungsverhältnis wählt man die Dimensionierung so, daß der Kondensator 13 in der Regel bis auf die Sperrspannung der Diode aufgeladen wird. Die Überschußenergie wird direkt über die Diode 14 nutzbringend an die Ausgangsspannung U2 abgegeben.
• Durch entsprechende Wahl des Übersetzungsverhältnisses des Transformators 10 kann die Energie grundsätzlich an jeden beliebigen Verbraucher abgegeben werden, z.B.
• an die Ausgangsklemmen (Figur 18) oder an die Eingangsklemmen (Figur 19). Die Schaltung mit Transformator ist grundsätzlich immer anwendbar, während die Schaltungen nach Figur 8 und Figur 14 vereinfachte Varianten für Sonderfälle darstellen.
• Gegenüber bekannten Anordnungen haben die erfindungsgemäßen Lösungen mit R-C-D-Netzwerken und Verbindungszweipolen den Vorteil der Funktionssicherheit bei einfachem Aufbau. In den günstigsten Fällen, Verwendung von Induktivitäten und passende Zeitverhältnisse vorausgesetzt, können die systembedingten Verluste der Entlastungsnetzwerke vernachlässigbar klein werden.
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Claims (14)

1. Ansprüche 1. Anordnung zur verlustmindernden Nutzung der in einem Entlastungsnetzwerk gespeicherten Energie, wobei das Entlastungsnetzwerk aus der Parallelschaltung von einem Widerstand und einer Diode und diese in Reihe zu einem Kondensator besteht, und das ganze Entlastungsnetzwerk parallel zu einem periodisch schaltenden elektrischen Leistungsschalter (Steuerschalter) liegt, dadurch gekennzeichnet, daß beim Sperrendwerden des Steuerschalters der Stromfluß kurzzeitig über die Diode und den Kondensator des Entlastungsnetzwerkes geführt wird und daß bei Leitendwerden des Steuerschalters der Kondensator zu einem Teil über den parallel zur Diode liegenden Widerstand entladen wird, die geeignet ist, die gespeicherte Energie auf eine andere Stelle der Schaltung nutzbringend zu übertragen.
2. 2. Anordnung nach Anspruch 1, in der Weise daß die Anordnung zur Energieübertragung aus einem Transformator besteht, dessen Primärwicklung parallel zur Diode des Entlastungsnetzwerkes liegt und dessen Sekundärwicklung über eine Diode mit zwei Klemmen der Schaltung verbunden ist und der Wicklungssinn und die Diode derart gerichtet sind, daß die beimoEntladen des Entlastungskondensators freiwerdende Energie auf zwei Klemmen der Schaltung übertragen wird.
3. 3. Anordnung nach Anspruch 2 derart, daß die Energie auf die Eingangsspannungsklemmen übertragen wird.
4. 4. Anordnung nach Anspruch 2 derart, daß die Energie auf die Ausgangsspannungsklemmen übertragen wird.
5. 5. Anordnung nach Anspruch 2 derart, daß die Energie einem Kondensator zugeführt wird, und dieser Kondensator zusammen mit einer Diode und einem Widerstand ein Entlastungsnetzwerk für einen dem Steuerschalter zugeordneten Folgeschalter bildet in der Art, daß beim Sperrendwerden des Steuerschalters die Ladung dieses Entlastungskondensators über die Diode des Entlastungsnetzwerkes auf den Ausgangsspannungskreis übertragen wird.
6. 6. Anordnung nach Anspruch 2, 3, 4, 5 derart, daß im Primärkreis oder/und Sekundärkreis des Transformators eine Induktivität in Reihe zur Transformatorwicklung geschaltet ist.
7. 7. Anordnung nach Anspruch 2, 3, 4, 5, 6 derart, daß in Reihe zur Primärwicklung des Transformators ein Zweipol geschaltet ist, der einen zusätzlichen Spannungsabfall hervorruft.
8. 8. Anordnung nach Anspruch 1 derart, daß ein Hauptstromanschluß des Steuerschalters unmittelbar mit einem Hauptstromanschluß des Folgeschalters verbunden ist und der Kondensator des parallel zum Steuerschalter liegenden Entlastungsnetzwerkes an der Klemme liegt, die nicht unmittelbar mit dem Folgeschalter verbunden ist, und parallel zum Folgeschalter ein zweites Entlastungsnetzwerk angeordnet ist, dessen Kondensator am Verbindungspunkt vom Steuerschalter zum Folgeschalter liegt und daß zwischen den Anschlüssen der beiden Entlastungskondensatoren, die nicht unmittelbar mit dem Steuerschalter verbunden sind, ein Zweipol liegt, der beim Leitendwerden des Folgeschalters einen erheblichen Betrag der beim Entladen des ersten Entlastungskondensators freiwerdende Energie auf den zweiten Entlastungskondensator überträgt.
9. 9. Anordnung nach Anspruch 8 derart, daß der Energie übertragende Zweipol aus der Reihenschaltung von einer Diode und einem Widerstand besteht.
10. 10. Anordnung nach Anspruch 8 derart, daß der Energie übertragende Zweipol aus der Reihenschaltung von einer Diode und einer Induktivität besteht.
11. 11. Anordnung zur verlustarmen Entlastung zweier ihm Gegentakt angeordneter elektrischer Leistungsschalter von ihren Ausschaltverlusten, derart daß den mit jedem Steuerschalter unmittelbar verbundenen Folgeschaltern je ein Entlastungsnetzwerk parallel geschaltet ist und die Kondensatoren dieser Entlastungsnetzwerke mit einem Anschluß jeweils an den Verbindungspunkten zwischen Steuer schalter und Folgeschalter liegen und die anderen Anschlüsse der Entlastungskondensatoren über je einen Zweipol mit einem Spannungsmittelpunkt der Eingangsspannung verbunden sind, so daß beim Leitendwerden eines Steuerschalters der zugehörige Entlastungskondensator.

    zu einem erheblichen Teil aus dem Spannungsmittelpunkt aufgeladen wird.
12. 12. Anordnung nach Anspruch 11 derart, daß jeder der verbindenden Zweipole aus der Reihenschaltung von einem Widerstand und einer Diode besteht.
13. 13. Anordnung nach Anspruch 11 derart, daß jeder der verbindenden Zweipole aus der Reihenschaltung von einer Induktivität und einer Diode besteht.
14. 14. Anordnung nach Anspruch 11, 12, 13 derart, daß der Spannungsmittelpunkt durch zwei Kondensatoren gebildet wird.