CN103475223A - 降压型转换器 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种降压型转换器，其包括供电模块、开关功率管、整流管、误差放大器、带隙基准电路、第一电压比较器、锯齿波发生电路和脉宽调制控制电路。整流管与开关功率管串联，且进一步连接至供电模块，输入电压通过开关功率管和整流管而输入，并由供电模块为负载供电。脉宽调制控制电路连接至第一电压比较器的输出端、锯齿波发生电路、和带隙基准电路，以接收第一电压比较器所产生的第一控制信号、锯齿波信号和参考电压，并产生相应的第二控制信号，并将第二控制信号输出至开关功率管和整流管。其中，脉宽调制控制电路包括软启动电路，以产生软启动控制信号，使降压型转换器处于软启动模式。

Description

降压型转换器

技术领域

本发明是有关于一种电源技术，且特别是有关于一种用于便携式电子设备的降压型转换器。

背景技术

降压型直流-直流(DC-DC)电压转换芯片采用降压型(buck)结构，将较高的直流电压降低到较低的直流电压，在集成电路中有很广泛的应用，尤其是随着集成电路工艺的日益减小，过高的电压会将金属氧化物半导体型场效应管(MOS管)击穿，轻则电路不工作，重则损坏整个电路。因此合适的供电电压不仅能保护电路，同时能够有效的降低整个***的功耗。

应用于生物医学工程的***，一般都是电池或者锂电池供电，而且要求具有便携式，长时间工作时间等特点。这就要求，应用于生物医学工程***的直流-直流电压转换器需要具有低功耗、高效率的特点。就目前而言，适用于便携式医疗设备的电源管理DC-DC电压转换器包括低压差线性稳压电源(LDO，Low Dropout Regulator)、开关电容变换电路(Switched Capacitor Converter)、开关电源型DC-DC。LDO具有超低的输出电压噪声，这是它的最大优势，但是LDO线性稳压电源的缺点是当输入电压与输出电压之间的电压差较大时，调整管上的损耗大、导致效率很低。为了达到低功耗，高效率，也可以应用开关电容式的DC-DC转换，但是由于这种结构负载能力差，在比较大负载的情况也不适用。现代微电子工艺中，集成在芯片内的电阻一般不超过500KΩ，电容不超过50pF，这是因为如果集成电阻或者集成电容超过这些值，它们的非线性将极大地损坏电路的性能，得不偿失。鉴于开关电容所特有的电容大的特点，使得开关电容的应用有了一定的局限性。

鉴于这些特点，一般会采用开关电源型DC-DC将电源电压降低到一定程度，然后再采用低压差LDO进行电源转换，从而实现高效率。但在实际的DC-DC转换器中，上电时会产生很大的过冲电流，导致整个***的效率极大的降低甚至很可能损坏电路导致整个芯片不能正常工作，解决这个问题最常用的方法是加入软启动电路。因此，在DC-DC转换器的设计中，一定要加入软启动电路，使得在上电的瞬间，输出电压缓慢上升从而抑制过冲电流，保证芯片的正常工作。

传统的软启动电路包括两种思路，一种是通过一个频率逐渐减小的时钟产生一个缓慢上升的参考电压，从而通过控制电路产生一个缓慢上升的输出电压，但是这种方法的缺点是需要额外的时钟控制，从而结构复杂需要消耗额外的功耗和面积。另外一种常用的方法是由参考电压和电容电阻构成充电电路从而产生一个缓慢上升的参考电压，从而使输出电压缓慢上升，但是这种方法需要片外的电容和电阻产生稳定上升的电压，导致额外的管脚，增加了芯片的成本和片外的面积。因此这两种方法都不适合于便携式医疗电子设备。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的是提供一种低功耗高效率的降压型转换器，其不需要额外的时钟发生电路或者额外的片外电阻电容，用简单的结构实现软启动，节省功耗、面积和管脚。

本发明提出一种降压型转换器，其包括供电模块、开关功率管、整流管、误差放大器、带隙基准电路、第一电压比较器、锯齿波发生电路和脉宽调制控制电路。所述整流管与所述整流管开关功率管串联，且进一步连接至所述供电模块，输入电压通过所述开关功率管和所述整流管而输入，并由所述供电模块为负载供电。所述误差放大器的同相输入端连接至所述供电模块以获取反馈电压。所述带隙基准电路用以提供参考电压，且所述误差放大器的反相输入端连接至所述带隙基准电路。所述第一电压比较器的同相输入端连接至所述误差放大器的输出端。所述锯齿波发生电路用以提供锯齿波信号，且所述第一电压比较器的反相输入端连接至所述锯齿波发生电路。所述脉宽调制控制电路连接至所述第一电压比较器的输出端、所述锯齿波发生电路、和所述带隙基准电路，以接收所述第一电压比较器所产生的第一控制信号、所述锯齿波信号和所述参考电压，并产生相应的第二控制信号，并将所述第二控制信号输出至所述开关功率管和所述整流管以控制所述开关功率管和所述整流管通断。其中，所述脉宽调制控制电路包括软启动电路，以产生软启动控制信号，使所述降压型转换器处于软启动模式。

在本发明的一个实施例中，所述软启动电路包括斜坡发生器、第二电压比较器和第三电压比较器。所述第二电压比较器的反相输入端连接至所述锯齿波发生电路以接收所述锯齿波发生电路所产生的锯齿波信号，其同相输入端连接至所述斜坡发生器，而其输出端用以输出所述软启动控制信号。所述第三电压比较器的反相输入端连接至所述带隙基准电路，其同相输入端连接至所述斜坡发生器，而其输出端用以输出选择控制信号。

在本发明的一个实施例中，所述斜坡发生器包括多个串联的PMOS管、一NMOS管及一第二电容，所述多个串联的PMOS管和所述NMOS管产生纳安级的电流，为所述第二电容充电，获得一个缓慢上升的斜坡电压。

在本发明的一个实施例中，所述脉宽调制控制电路进一步包括D触发器，其包括第一输入端、第二输入端、第三输入端和输出端。所述第一输入端连接至所述软启动电路中的所述第二电压比较器的输出端，以接收所述软启动控制信号。所述第二输入端连接至所述第一电压比较器的输出端，以接收所述第一电压比较器所输出的所述第一控制信号。所述第三输入端连接至所述软启动电路中的所述第三电压比较器的输出端，以接收所述选择控制信号。所述输出端用以根据所述选择控制信号、所述软启动控制信号和所述第一控制信号而输出所述第二控制信号，以控制所述开关功率管和所述整流管通断。

在本发明的一个实施例中，所述开关功率管包括源极、漏极和栅极，而所述整流管包括源极、漏极和栅极。所述输入电压连接所述开关功率管的漏极，所述开关功率管的源极连接所述整流管的漏极，所述整流管的源极接地，所述开关功率管的栅极连接所述整流管的栅极，且所述脉宽调制控制电路的输出端连接至所述开关功率管和整流管的栅极。

在本发明的一个实施例中，所述供电模块包括电感、电容、第一分压电阻和第二分压电阻，所述电感一端连接至所述开关功率管的源极和所述整流管的漏极之间的节点，另一端连接至一输出直流电压，所述第一分压电阻一端连接至所述输出直流电压，另一端与所述第二分压电阻串联，且进一步接地；所述电容跨接于串联的所述第一、第二分压电阻的两端，所述第一、第二分压电阻之间的节点连接至误差放大器的同相输入端用以输出所述反馈电压。

在本发明的一个实施例中，所述输出电压低于一设定值时，所述第一控制信号变为低电平，所述脉宽调制控制电路所述处的第二控制信号打开开关功率管，并关断整流管。

在本发明的一个实施例中，所述降压型转换器进一步包括补偿电路，所述补偿电路跨接于所述误差放大器的同相输入端和输出端。

在本发明的一个实施例中，所述开关功率管、整流管、脉宽调制控制电路、第一电压比较器、锯齿波发生电路、误差放大器、补偿电路、带隙基准电路以集成电路芯片的形式制成。

在本发明的一个实施例中，所述误差放大器为低功耗高增益的二级运算放大器，而所述开关功率管和整流管由MOS管实现。

本发明所述的降压型转换器通过设计一种新型的PWM控制电路，其包括软启动电路和D触发器。而该软启动电路包括结构简单的斜坡发生电路和由两个电压比较器所组成的软启动控制电路，使得电路在上电时输出电压缓慢上升，抑制了过冲电流从而保护了整个电路。本发明的软启动电路不同于传统的软启动电路，不需要额外的时钟发生电路或者额外的片外电阻电容，从而用简单的结构实现了软启动，节省了功耗、面积和管脚。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1为本发明较佳实施例的降压型转换器的电路结构图。

图2描述了降压型转换器的基本拓扑结构图。

图3为本发明较佳实施例的PWM控制电路的电路图。

图4为图3所示的斜坡发生器的电路图。

图5为当降压型转换器的输入电压VIN＝5V时输出电压和电感电流的仿真结果示意图。

图6为当降压型转换器的输入电压为阶跃电压VIN＝5.2到VIN＝4.8V时的仿真波形图。

图7为当降压型转换器的负载电流为阶跃电流Iload＝0mA到Iload＝100mA时的输出仿真波形图。

具体实施方式

本发明提供一种用于便携式医疗设备或手持电子产品的降压型转换器，该降压型转换器为带软启动电路的低功耗高效率降压型(buck)DC-DC转换器。

如图1所示，为本发明较佳实施例的降压型转换器的电路结构图。本实施例所述的降压型转换器包括开关功率管M1、整流管M2、脉宽调制(PWM，pulse width modulation)控制电路101、第一电压比较器(COM，comparator)103、锯齿波发生电路(sawtooth wave generator)104、误差放大器(EA，error amplifier)105、补偿(compensation)电路106、带隙基准(BGR，band-gap reference)电路107、由电感L、电容C、分压电阻R1和R2形成的供电模块108。本实施例所述的供电模块108向负载109供电。

输入电压Vin通过开关功率管M1和整流管M2输入，并由供电模块108为负载109供电。具体地，输入电压Vin连接开关功率管M1的漏极，开关功率管M1的源极连接整流管M2的漏极，整流管M2的源极接地，开关功率管M1的栅极连接整流管M2的栅极，并进一步连接PWM控制电路101的输出端。电感L一端连接至开关功率管M1的源极和整流管M2的漏极之间的节点，另一端连接至输出直流电压Vout。分压电阻R1一端连接至输出直流电压Vout，另一端与分压电阻R2串联，且进一步接地。电容C跨接于分压电阻R1和R2两端。

分压电阻R1和R2之间的节点A连接至误差放大器105的同相输入端(“+”端)。误差放大器105的反相输入端(“-”端)连接至BGR电路107。误差放大器105的输出端连接至第一电压比较器103的同相输入端(“+”端)，第一电压比较器103的反相输入端(“-”端)连接至锯齿波发生电路104。补偿电路106跨接于误差放大器105的同相输入端和输出端之间。进一步地，锯齿波发生电路104与PWM控制电路101的一输入端连接，以向PWM控制电路101提供锯齿波信号Vsaw。第一电压比较器103的输出端也与PWM控制电路的另一输入端连接，以向PWM控制电路101提供第一控制信号Vcom。此外，PWM控制电路还具有另一个输入端，其连接BGR电路107，以接收参考电压Vref。

PWM控制电路101的输出端连接至开关功率管M1和整流管M2，且输出一控制电压VPWM，也即，PWM控制电路101的输出端连接至开关功率管M1和整流管M2的栅极。误差放大器105可以为一种低功耗高增益的二级运算放大器。较佳地，所述开关功率管M1、整流管M2、PWM控制电路101、第一电压比较器103、锯齿波发生电路104、误差放大器105、补偿电路106、BGR电路107可以以集成电路芯片的形式制成，而电感L、电容C、分压电阻R1和R2则设于芯片外。

结合图1所示，串联分压R1和R2与输出直流电压Vout相接，并将分压所得的反馈电压Vfb反馈到误差放大器105的同相输入端，BGR电路107产生的参考电压Vref至误差放大器105的反相输入端，误差放大器105将反馈电压Vfb与BGR电路107产生的参考电压Vref进行比较，产生一误差信号Vea，同时将产生的误差信号Vea接入第一电压比较器103的同相输入端，将误差信号Vea与第一电压比较器103反相输入端的锯齿波发生电路104产生的锯齿波信号Vsaw进行比较，产生一个占空比随输出电压变化的第一控制信号Vcom。第一控制信号Vcom、锯齿波信号Vsaw和参考电压Vref经过PWM控制电路产生第二控制信号VPWM，该第二控制信号VPWM控制开关功率管M1和整流管M2通断。当输出电压Vout低于一设定值时，第一控制信号Vcom变为低电平，通过PWM控制电路101打开开关功率管M1并关断整流管M2。

进一步参照图2来说明本实施例的降压型转换器的工作原理。图2为本发明较佳实施例的降压型转换器的电路拓扑结构图。其中，VIN代表输入电压，通常为外部电源的供电电压。M1和M2分别代表开关功率管和整流管。实际应用中，开关功率管M1和整流管M2通常采用具有很大宽长比的MOS管实现。在正常工作过程中，开关功率管M1和整流管M2以一定的时序依次开通，其中开关功率管M1的导通时间为ton，其所占整个开关周期的比例称之为导通占空比，用D表示；整流管M2的导通时间为toff，其所占整个开关周期的比例称为关断占空比，用Doff表示。

首先假定开关功率管M1和整流管M2都是理想开关，它们的导通电阻均为0，假设导通的时间加上关断时间是开关周期。由于导通时间加上关断时间等于开关周期，电感中的电流不会出现下降到零的情况，所以又称之为电流连续工作模式(CCM)。

在一个开关周期T内，0-ton时间内，M1导通，输入电压VIN就通过开关功率管M1、电感L以及电容C对负载R供电，这时电感L作为储能元件。这时的开关功率管M1和整流管M2之间节点SW处的开关电压等于输入电压VIN，电感电流按照固定的斜率上升，其斜率可表示为：

Son＝(VIN-VOUT)/L    (1)

其中，Son为电感电流上升的斜率，VIN和VOUT分别为输入电压和输出电压，L为电感的值。

在ton-T时间内，开关功率管M1关断，整流管M2打开，电感L中储存的能量释放给负载R和电容C，这时的开关功率管M1和整流管M2之间节点SW处的开关电压等于0，电感L中的电流就会按照固定的斜率下降，其斜率为：

Soff＝VOUT/L    (2)

其中，Soff为电感下降的斜率。

在一个周期内，开关电压均值为：

Asw＝D*VIN

Asw为点SW的电压均值。

由于开关电压包括所有斩波电路的作用，电感电流的改变值和输出电压可分别表示为公式(3)和(4)：

$\mathrm{\ΔIL}=\frac{\mathrm{VOUT}}{L}(T-\mathrm{ton})---\left(3\right)$

ΔIL为电感电流的改变值，T为开关周期，ton为M1导通的时间。

VOUT＝D*VIN    (4)

D为开关导通的占空比。

基于上面的分析，导通的时间加上关断的时间为整个开关周期。假设电路中的电感比较小，输出电流比较小或者开关周期比较长的情况时，当电感电流下降到零时，新的周期仍然没有开始，这种情况被称为电感电流不连续模式(DCM)。电感电流的改变值和输出电压可以分别表示为如下：

$\mathrm{\ΔIL}=\frac{\mathrm{VOUT}}{L}*\mathrm{toff}---\left(5\right)$

Toff为开关的关断时间。

$\mathrm{VOUT}=\frac{D}{D+\mathrm{Doff}}*\mathrm{VIN}---\left(6\right)$

这种结构的DC-DC转换器输出电压都低于或者等于输入电压，所以称之为降压型(buck)转换器。

请一并参考图3，图3为本发明较佳实施例的PWM控制电路101的电路示意图。如图3所示，PWM控制电路101包括由D触发器(DFF，D Flip-flop)31和软启动电路32。其中软启动电路32包括第二电压比较器321、第三电压比较器322和斜坡发生器323。结合图1和图3所示，第二电压比较器321的反相输入端接入图1所示的锯齿波发生电路104所产生的锯齿波信号Vsaw，同相输入端连接至第三电压比较322的同相输入端，且与斜坡发生器323连接。第二电压比较器321的输出端连接至D触发器31的D0输入端，以向D触发器31的D0输入端输入软启动控制信号Vsoft。第三电压比较器322的反相输入端连接至图1所示的BGR电路107，以接入BGR电路107所产生的参考电压Vref。而第三电压比较器322的输出端连接D触发器31的S输入端，以向D触发器31的S输入端输入选择控制信号Vselect。此外，D触发器31的D1输入端连接至图1所示的第一电压比较器103的输出端，以接收第一控制信号Vcom。而D触发器31的Q输出端用以输出第二控制信号VPWM。

请进一步参考图4，为较佳实施例的图3所示的斜坡发生器323的电路示意图。如图4所示，本实施例所述的斜坡发生器323结构简单且功耗低。斜坡发生器323是由多个串联的PMOS管41和一个NMOS管42产生纳安级的电流，为一个小电容43充电而构成，其用多个串联的PMOS管41产生纳安级的电流，对小电容43进行充电，从而获得一个缓慢上升的斜坡电压Vramp。当使能信号enable是“高”的时候，PMOS晶体管关断，而NMOS晶体管打开，输出电压被拉低，为GND。当使能信号enable变为“低”电平的时候，NMOS晶体管关断，PMOS晶体管全部打开，上述串联的PMOS晶体管工作在三极管区，其作用相当于多个串联的电阻。

为了防止过冲电流损坏电路，本发明的降压型(DC-DC)转换器被设定工作在两个模式，一个是软启动模式，一个是正常模式。

结合图3和图4所示，当上电时，使能信号enable置为低电平，斜坡发生器323开始产生一个缓慢上升的电压信号Vramp，该电压信号Vramp接入第二电压比较器321和第三电压比较器322的同相输入端，分别和第二电压比较器321和第三电压比较器322反相输入端的参考电压Vref和锯齿波信号Vsaw进行比较，并分别产生软启动控制信号Vsoft和选择控制信号Vselect。选择控制信号Vselect、软启动控制信号Vsoft和第一控制信号Vcom分别接入D触发器31的S、D0和D1输入端。当选择控制信号Vselect为低电平时，D触发器31的Q输出端输出D0信号，也就是软启动控制信号Vsoft，此时电路处于软启动模式。当斜坡信号上升到设定的参考电压后，选择控制信号Vselect变为高电平，D触发器31的Q输出端输出D1信号，也就是第一控制信号Vcom，控制开关功率管M1和整流管M2的工作。也就是说，斜坡电压Vramp经过PWM控制电路101中的软启动电路32后产生软启动电压，即软启动控制信号Vsoft，使得电路在上电时输出电压缓慢上升，抑制了过冲电流从而保护了电路。本发明的软启动电路不同于传统的软启动电路，不需要额外的时钟发生电路或者额外的片外电阻电容，从而用简单的结构实现了软启动，节省了功耗、面积和管脚，极大的提高了直流-直流(DC-DC)转换器的转换效率。此外，由于软启动的时间正比于斜坡发生器323中的PMOS管41的串联个数，根据设定的软启动时间，可以决定所需要串联的PMOS管41的数量。PMOS管的数量越多，所需的电容43的值越小，从而很大程度上减小了芯片的面积而且芯片也不需要额外的输出管脚。

图5为输入电压VIN＝5V时输出电压和电感电流的仿真结果示意图，如图5所示，得到的输出电压为3V。

图6为输入一个VIN＝5.2到VIN＝4.8V的阶跃电压时输出电压的仿真结果示意图。如图6所示，进一步以一个阶跃的输入电压，VIN＝5.2到VIN＝4.8V，得到的输出电压仍然为VOUT＝3V，并且纹波很小，只有十几毫伏。

图7为以阶跃的负载电流进行仿真的输出电压波形图。如图7所示，以一个阶跃的负载电流，Iload＝0mA到Iload＝100mA，得到的输出电压仍然为VOUT＝3V，说明该芯片的负载能力足够医疗芯片的应用。

综上所述，本发明所述的本发明所述的降压型转换器通过设计一种新型的PWM控制电路，其包括软启动电路和D触发器。而该软启动电路包括结构简单的斜坡发生器和由两个电压比较器所组成的软启动控制电路，使得电路在上电时输出电压缓慢上升，抑制了过冲电流从而保护了整个电路。本发明的软启动电路不同于传统的软启动电路，不需要额外的时钟发生电路或者额外的片外电阻电容，从而用简单的结构实现了软启动，节省了功耗、面积和管脚。本发明的降压转换器是提出一种低功耗、高效率降压型DC-DC转换器，解决了现有的直流-直流变换器存在的由于软启动电路结构复杂、功耗大、面积大导致的DC-DC转换器体积大、成本高、效率低的问题，使其很好的适用于医疗芯片的应用中。

可以理解，本发明不仅仅可以用于一般的医疗电子设备中，如便携式血糖仪、便携式血压计等等。也可以应用于一些手持电子产品，如手机，MP3、MP4等对功耗和面积有较高要求的设备。

以上所述，仅是本发明的实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (10)

1.一种降压型转换器，包括：供电模块；

开关功率管；

整流管，与所述开关功率管串联，且进一步连接至所述供电模块，输入电压通过所述开关功率管和所述整流管而输入，并由所述供电模块为负载供电；

误差放大器，其同相输入端连接至所述供电模块以获取反馈电压；

带隙基准电路，用以提供参考电压，且所述误差放大器的反相输入端连接至所述带隙基准电路；

第一电压比较器，其同相输入端连接至所述误差放大器的输出端；

锯齿波发生电路，用以提供锯齿波信号，且所述第一电压比较器的反相输入端连接至所述锯齿波发生电路；

脉宽调制控制电路，其连接至所述第一电压比较器的输出端、所述锯齿波发生电路、和所述带隙基准电路，以接收所述第一电压比较器所产生的第一控制信号、所述锯齿波信号和所述参考电压，并产生相应的第二控制信号，并将所述第二控制信号输出至所述开关功率管和所述整流管以控制所述开关功率管和所述整流管通断；

其中，所述脉宽调制控制电路包括软启动电路，以产生软启动控制信号，使所述降压型转换器处于软启动模式。

2.根据权利要求1所述的降压型转换器，其特征在于，所述软启动电路包括：

斜坡发生器；

第二电压比较器，其反相输入端连接至所述锯齿波发生电路以接收所述锯齿波发生电路所产生的锯齿波信号，其同相输入端连接至所述斜坡发生器，而其输出端用以输出所述软启动控制信号；

第三电压比较器，其反相输入端连接至所述带隙基准电路，其同相输入端连接至所述斜坡发生器，而其输出端用以输出选择控制信号。

3.根据权利要求2所述的降压型转换器，其特征在于，所述斜坡发生器包括多个串联的PMOS管、一NMOS管及一第二电容，所述多个串联的PMOS管和所述NMOS管产生纳安级的电流，为所述第二电容充电，获得一个缓慢上升的斜坡电压。

4.根据权利要求2所述的降压型转换器，其特征在于，所述脉宽调制控制电路进一步包括：

D触发器，其包括：

第一输入端，连接至所述软启动电路中的所述第二电压比较器的输出端，以接收所述软启动控制信号；

第二输入端，连接至所述第一电压比较器的输出端，以接收所述第一电压比较器所输出的所述第一控制信号；

第三输入端，连接至所述软启动电路中的所述第三电压比较器的输出端，以接收所述选择控制信号；以及

输出端，用以根据所述选择控制信号、所述软启动控制信号和所述第一控制信号而输出所述第二控制信号，以控制所述开关功率管和所述整流管通断。

5.根据权利要求1所述的降压型转换器，其特征在于，所述开关功率管包括源极、漏极和栅极，而所述整流管包括源极、漏极和栅极，所述输入电压连接所述开关功率管的漏极，所述开关功率管的源极连接所述整流管的漏极，所述整流管的源极接地，所述开关功率管的栅极连接所述整流管的栅极，且所述脉宽调制控制电路的输出端连接至所述开关功率管和整流管的栅极。

6.根据权利要求1所述的降压型转换器，其特征在于，所述供电模块包括电感、电容、第一分压电阻和第二分压电阻，所述电感一端连接至所述开关功率管的源极和所述整流管的漏极之间的节点，另一端连接至一输出直流电压，所述第一分压电阻一端连接至所述输出直流电压，另一端与所述第二分压电阻串联，且进一步接地；所述电容跨接于串联的所述第一、第二分压电阻的两端，所述第一、第二分压电阻之间的节点连接至误差放大器的同相输入端用以输出所述反馈电压。

7.根据权利要求1所述的降压型转换器，其特征在于，所述输出电压低于一设定值时，所述第一控制信号变为低电平，所述脉宽调制控制电路所述处的第二控制信号打开开关功率管，并关断整流管。

8.根据权利要求1所述的降压型转换器，其特征在于，所述降压型转换器进一步包括补偿电路，所述补偿电路跨接于所述误差放大器的同相输入端和输出端。

9.根据权利要求1所述的降压型转换器，其特征在于，所述开关功率管、整流管、脉宽调制控制电路、第一电压比较器、锯齿波发生电路、误差放大器、补偿电路、带隙基准电路以集成电路芯片的形式制成。

10.根据权利要求1所述的降压型转换器，其特征在于，所述误差放大器为低功耗高增益的二级运算放大器，而所述开关功率管和整流管由MOS管实现。

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