DE69322868T2

DE69322868T2 - Fernsehempfänger

Info

Publication number: DE69322868T2
Application number: DE69322868T
Authority: DE
Inventors: Jack Rudolph Flemington Nj 08822 Harford
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1993-06-24
Filing date: 1993-10-30
Publication date: 1999-05-20
Anticipated expiration: 2013-10-31
Also published as: MY115142A; JPH08500713A; RU2118063C1; CN1069477C; DE69322868D1; EP0656164B1; KR950701468A; WO1995001049A1; EP0656164A1; CA2129854A1; CN1096915A; CA2129854C; US5305109A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Fernsehsignalempfänger gemäß dem Oberbegriff des unabhängigen Patentanspruchs 1 und auf den Gegenstand des unabhängigen Anspruchs 9.
Die jüngste Praxis im Hinblick auf die Realisierung von Zwischenfrequenz-ZF-Filterung und Verstärkungsfunktionen in Fernsehsignalempfänger-Vorrichtungen besteht darin, ein konzentriertes oder "Block"-Filter zu benutzen, welches einem Verstärkungsblockverstärker vorgeschaltet ist, der eine Vielzahl von Stufen aufweist, die direkt gekoppelt in Reihe innerhalb der Grenzen eines monolithisch integrierten Schaltkreises (IC) angeordnet sind. Es wird keine Zwischenstufen-Abstimmung verwendet. Das verstärkte ZF- Signal von dem integrierten Verstärkungsblock-Verstärkerschaltkreis wird weiterhin im wesentlichen innerhalb der Grenzen des monolithisch integrierten Schaltkreises erfaßt, um aus dem integrierten Schaltkreis als Basisband-FBAS-Signal und als Tonzwischenfrequenz mit 4,5 MHz auszutreten. Das verstärkte ZF-Signal wird aus diesen Signalen herausgefiltert, um die Wahrscheinlichkeit einer Regenerierung zu verringern, die den Verstärkungs-Blockverstärker veranlaßt zu schwingen.
Das "Block"-Filter ist gewöhnlich ein Oberflächenwellen (SAW)-Filter, welches dazu verwendet wird, die Form des gesamten Durchlaßbereiches und die Nachbarkanaldämpfung zu gewährleisten, wie es bei einem Fernsehempfänger erforderlich ist. Weitere Informationen über Oberflächenwellen-Filter und über Blockfilterung und Verstärkung können z. B. in Kapitel 13 des Buches TELEVISION ENGINEERING HANDBOOK; K. Blair Benson, Chefredakteur; McGraw-Hill Buchfirma, New York; 1986 gefunden werden.
Es gibt widersprüchliche Anforderungen an die Bildsignal-ZF-Verstärkung, was den besten Bildempfang und den besten Tonempfang anbelangt, deren widersprüchliche Anforderungen schwieriger aufzulösen sind, wenn ein Blockfilter einem Verstärkungs-Block verstärker vorgeschaltet ist, um eine Zwischenfrequenzverstärkung durchzuführen. Ein guter Bildempfang mit voller Auflösungsmöglichkeit in Richtung horizontaler Ablenkung erfordert, daß das ZF-Signal, so wie es dem Bilddetektor zugeführt wird, kein Ansprechverhalten auf In-Kanal-Tonträgertrequenzen aufweist. Dementsprechend ist bei Fernsehsignalempfänger-Vorrichtungen, die diskrete Verstärkereinrichtungen mit zwischenstufigem Tuner verwenden, dem Videodetektor gewöhnlich eine In-Kanal-Tonsperre vorgeschaltet. Guter Bildempfang erfordert weiterhin, daß das dem Videodetektor zugeführte ZF-Signal kein Ansprechverhalten auf Nachbarkanal-Tonträgerfrequenzen aufweist, deren Frequenzantwort "Tonschläge" in das Bild einbringt. In einer Fernsehsignalempfänger-Vorrichtung, die diskrete Verstärkereinrichtungen mit zwischenstufigem Tuner verwendet, geht dem Videodetektor eine Nachbarkanal-Tonsperre voraus und bewirkt über dem Band in dem das Nachbarkanal-Tonsignal als in eine Zwischenfrequenz transformiert erscheint, eine hohe (40 dB oder so) Unterdrückung. Um solch eine Unterdrückung zu erhalten und um noch einen akzeptablen linearen Phasengang für das FBAS-Signal zu gewährleisten, muß die in eine Zwischenfrequenz transformierte Bildträgerfrequenz auf dem Rand des Unterdrückungsfrequenzganges der Nachbarkanal-Tonsperre angeordnet sein und wird normalerweise um 6 dB oder so gedämpft. Wenn ein Blockfilter, das einem Verstärkungs-Blockverstärker vorausgeschaltet ist, dazu verwendet wird, eine ZF-Verstärkung durchzuführen, müssen die Sperren für den Nachbarkanal- und den In-Kanalton innerhalb des dem Verstärkungs-Blockverstärker vorgeschalteten Blockfilters bereitgestellt werden, wobei der Verstärkungs-Blockverstärker eine verstärkte Zwischenfrequenz zum direkten Ankoppeln an den Videodetektor bereitstellt, welcher zur Erzeugung von Zwischenträgerfrequenzton verwendet werden kann.
Der Tonempfang bei einem Fernsehempfänger der Zwischenträgerfrequenzton verwendet, zeigt ein besseres Signal-zu-Rauschverhältnis, wie auch immer, wenn die in Zwischenfrequenzen transformierten Ton- und Bildträgerfrequenzen nicht jeweils auf ein Mittelband gedämpft werden, bevor sie zusammengemischt werden, um ein 4,5 MHz Ton ZF-Signal zu erzeugen. Um einen besseren Tonempfang zu erhalten, wenn man dem Gestaltungskonzept von Blockfilterung anhaftet, werden gemäß der Erfindung ein weiteres Blockfilter und eine Verstärkungs-Blockverstärkerreihenschaltung verwendet, um einen Zwischenträgerfrequenzton zu erzeugen, zusätzlich werden das Blockfilter und die Verstärkungs-Blockverstärkerreihenschaltung dazu verwendet, den Videodetektor anzusteuern. Die zwei Verstärkungs-Blockverstärker sind vorzugsweise in der im wesentlichen gleichen Weise innerhalb der Grenzen des gleichen monolithisch integrierten Schaltkreises aufgebaut, wobei der Erfinder hervorhebt, daß auf diese Weise ihre Betriebskennlinien gleich verlaufen. Vorzugsweise hat jeder der Verstärkungs-Blockverstärker innerhalb des integrierten Schaltkreises eine in Reihe nachgeschaltete symmetrische Umsetzstufe, wodurch die Frequenz ihres Ausgangssignals, wie sie von dem integrierten Schaltkreis bereitgestellt wird, von der Frequenz ihres Eingangssignals, wie sie dem integrierten Schaltkreis zugeführt wird, abweicht. Dies verringert das Risiko des Verstärkungs-Blockverstärkers, regeneriert zu schwingen. Um das Risiko von regenerierter Wechselwirkung zwischen den beiden Verstärkungs-Blockverstärkern weiter zu reduzieren, kann einer der Verstärkungs-Blockverstärker symmetrische Ausgangssignale als Reaktion auf ein einphasiges Eingangssignal bereitstellen und der andere Verstärkungs-Blockverstärker kann einphasige Ausgangssignale als Reaktion auf einphasige Eingangssignale bereitstellen.
Der Gleichlauf der zwei Verstärkungssteuerungs-Kennlinien der zwei Verstärkungs- Blockverstärker ist besonders bedeutsam, weil er einem Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung, welches durch die Erfassung der Spitzen synchronisierter Impulse von dem Videodetektor entwickelt wird, der in Reihe hinter einen der Verstärkungs- Blockverstärker geschaltet ist, gestattet, den beiden Verstärkungs-Blockverstärkern parallel zugeführt zu werden, um deren Verstärkungen ähnlich zu steuern.
Bei Fernsehsignal-Empfängervorrichtungen von dem Typ, der nur eine einzelne Umsetzung vor der Videoerfassung aufweist, ist der ZF-Verstärker typischerweise erforderlich, um Eingangssignale mit einem Bereich von ungefähr 50 Mikrovolt bis ungefähr 100 Millivolt Effektivwert zu verarbeiten, was einem Aussteuerbereich von ungefähr 66 dB entspricht; U. S. Patentanmeldung mit der Serien-Nr. 07/940,220, eingereicht am 8. September 1992 von Jack Rudolph Harford und Heung Bae Lee, betitelt als Verstärker mit veränderbarer Verstärkung, beschreibt Verstärkungs-Blockstufen, die für eine Verwendung in der hier beschriebenen und beanspruchten Erfindung geeignet sind. Wie im Fall der vorliegenden Anmeldung wurde die US-Patent-Anmeldung mit der Serien-Nr. 07/940,220 Samsung Electronics co., Ltd. benannt gemäß den Verpflichtungen des/der Erfinder(s) seine (ihre) Erfindung(en) zu der Zeit zu benennen, zu der die Erfindungen gemacht wurden. Bei diesen Verstärkungs-Blockstufen kann ein 66 dB-Bereich für die Verstärkungssteuerung erreicht werden, indem nur zwei verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärkerstufen verwendet werden, die den Gleichlauf der Verstärkungssteuerungskennlinien der zwei Verstärkungs-Blockverstärker begünstigen.
US-A-4, 814,874 offenbart einen Zwischenfrequenzprozeß-Schaltkreis, der in der Lage ist, Bild- und Tonsignale von Fernsehsignalen verschiedener Fernsehsysteme zu trennen. Der Schaltkreis umfaßt einen Tuner, zwei SAW-Filter, einen integrierten Bildzwischenfrequenz-Schaltkreis und einen integrierten Tonzwischenfrequenz-Schaltkreis. Die Auswahl der Bild- und Tonsignale von den verschiedenen Fernsehsignalen wird durch Schalten einer abgestimmten Frequenz eines Videoschwingkreises ermöglicht, der extern an den integrierten Bildzwischenfrequenz-Schaltkreis angeschaltet ist und durch Schalten einer abgeschirmten Frequenz eines Tonschwingkreises, der extern an dem integrierten Tonzwischenfrequenz-Schaltkreis angeschlossen ist.
Die Fernsehsignalempfänger-Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist durch eine erste ZF-Verstärkerkette und eine zweite ZF-Verstärkerkette charakterisiert, die parallel betrieben werden. Die erste ZF-Verstärkerkette umfaßt einen ersten verstärkungsgesteuerten Verstärker dem in Reihe ein zweiter verstärkungsgesteuerter Verstärker nachgeschaltet ist; und die zweite ZF-Verstärkerkette umfaßt einen dritten verstärkungsgesteuerten Verstärker, dem in Reihe ein vierter verstärkungsgesteuerter Verstärker nachgeschaltet ist. Der erste und der dritte verstärkungsgesteuerte Verstärker zeigen jeweils eine jeweilige Spannungsverstärkung, die als Reaktion auf ein jeweiliges Steuersignal davon einstellbar ist, und sind in ihrem Aufbau und in ihren Verstärkungssteuereigenschaften einander ähnlich. Der zweite und der vierte verstärkungsgesteuerte Verstärker zeigen jeweils eine jeweilige Spannungsverstärkung, die als Reaktion auf ein jeweiliges Steuersignal davon einstellbar ist, und sind in ihrem Aufbau und in ihren Ver stärkungssteuereigenschaften einander ähnlich. Ein Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung wird dem zweiten und dem vierten verstärkungsgesteuerten Verstärker als ihr jeweiliges Steuersignal zugeführt, und dieses Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung wird, um einen ähnlichen Betrag verzögert, dem ersten und dem dritten verstärkungsgesteuerten Verstärker als deren jeweiliges Steuersignal zugeführt.
Das von dem Hochfrequenz HF-Verstärker empfangene Fernsehsignal besitzt eine hochfrequente Bildträgerfrequenz mit einem amplitudenmodulierten Seitenband und besitzt eine hochfrequente Tonträgerfrequenz mit frequenzmodulierten Seitenbändern und der Hochfrequenzverstärker wird nach Maßgabe durch ein jeweiliges Steuersignal, welches durch Verzögern des Signals zur automatischen Verstärkungssteuerung bereitgestellt wird, verstärkungsgesteuert. In der Empfangsvorrichtung ist ein Abwärtsumsetzer enthalten, um eine Zwischenfrequenzantwort auf das Fernsehsignal zu erzeugen, nachdem es durch den Hochfrequenzverstärker verstärkt wurde. In der Empfangsvorrichtung sind Einrichtungen zum Filtern der Zwischenfrequenzantwort auf das Fernsehsignal enthalten, um die Zwischenfrequenzantwort auf die Anteile des Fernsehsignals, die aus der Tonträgerfrequenz und deren frequenzmodulierten Seitenbändern für eine Zuführung an die erste Zwischenfrequenz-Verstärkerkette bestehen, davon zu trennen. In der Empfangsvorrichtung sind Einrichtungen zum Filtern der Zwischenfrequenzantwort des Fernsehsignals enthalten, um davon die Zwischenfrequenzantwort auf die Anteile des Fernsehsignals zu separieren, die aus der Bildträgerfrequenz und deren amplitudenmoduliertem Seitenband für eine Zuführung an die ZF-Verstärkerkette bestehen.
Einrichtungen werden bereitgestellt, um die verstärkte Zwischenfrequenzantwort auf die Anteile des Fernsehsignals weiter abwärts umzusetzen, die im wesentlichen aus der Tonträgerfrequenz und deren frequenzmodulierten Seitenbändern bestehen, wie sie von der ersten Zwischenfrequenz-Verstärkerkette zugeführt werden, um eine Tonzwischenfrequenzantwort zu erzeugen. Die in der Frequenzmodulation der Tonzwischenfrequenzantwort enthaltene tonbeschreibende Information wird erfaßt. Die Einrichtung zum Erfassen der tonbeschreibenden Information beinhaltet Einrichtungen zum Unterdrücken der Antwort der Einrichtung zum Erfassen der tonbeschreibenden Information aufgrund von Schwankungen der Amplitude der Tonzwischenfrequenzantwort.
Ein Videodetektor erfaßt die verstärkte Zwischenfrequenzantwort auf die Anteile des Fernsehsignals, die im wesentlichen aus der Bildträgerfrequenz und deren amplitudenmoduliertem Seitenband bestehen, wie es von der zweiten ZF-Verstärkerkette zugeführt wird, um ein Bildsignal, welches synchronisierende Impulse beinhaltet, zu erzeugen. Ein automatische Verstärkung-Steuerungs (AGC)-Detektor erfaßt die Spitzen der in dem Bildsignal enthaltenen synchronisierenden Impulse, um das AGC-Signal zu entwickeln, welches dem zweiten und dem vierten verstärkungsgesteuerten Verstärker als deren besagtes jeweiliges Steuersignal zugeführt wird.
Fig. 1 ist eine schematische Darstellung einer verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufe, welche besonders gut für eine Verwendung als erste Stufe in einem mehrstufigen ZF-Verstärker geeignet ist, und welche ebenfalls in der am 8. September 1992 von dem Erfinder und anderen eingereichten US-Patentanmeldung mit der Serien-Nr. 07/940,220 offenbart ist.
Fig. 2 ist eine schematische Darstellung einer verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufe, welche besonders gut für die Verwendung als zweite Stufe in einem mehrstufigen ZF-Verstärker geeignet ist und welche ebenfalls in der in der am 8. September 1992 von dem Erfinder und anderen eingereichten US-Patentanmeldung mit der Serien-Nr. 07/940,220 offenbart ist.
Fig. 3 ist eine schematische Darstellung einer Reihenschaltung der verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufen der Fig. 1 und 2, welche ebenfalls in der am 8. September 1992 von dem Erfinder und anderen eingereichten US-Patentanmeldung mit der Serien-Nr. 07/940,220 offenbart ist.
Fig. 4 ist eine schematische Darstellung einer anderen verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufe, welche besonders gut für die Verwendung als Eingangsstufe eines mehr stufigen ZF-Verstärkers geeignet ist und welche ebenfalls in der am 8. September 1992 von dem Erfinder und anderen eingereichten US-Patentanmeldung mit der Serien-Nr. 07/940,220 offenbart ist.
Fig. 5 ist eine schematische Darstellung einer Reihenschaltung von verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufen der Fig. 4 und 2, welche ebenfalls in der am 8. September 1992 von dem Erfinder und anderen eingereichten US-Patentanmeldung mit der Serien- Nr. 07/940,220 offenbart ist.
Fig. 6 ist eine schematische Darstellung einer dritten Verstärkerstufe zum weiter in Reiheschalten hinter die in Fig. 3 oder Fig. 5 dargestellte Reihenschaltung von verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufen, wodurch ein dreistufiger ZF-Verstärker vervollständigt wird; eines zweiten Detektors zum Annehmen symmetrischer verstärkter Zwischenfrequenzsignale, welche jeweiligen Bias-Gleichpotentialen, die idealerweise zueinander gleich sind, überlagert sind; und eines auf dem Chip integrierten Filters, zum Entwickeln eines symmetrischen Fehlerstromsignals, welches differenziell auf diese jeweiligen Bias- Gleichpotentiale anspricht, wobei das symmetrische Fehlerstromsignal in der Reihenschaltung der verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufen gemäß der Fig. 3 oder 5 auf den symmetrischen Eingang der zweiten verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufe gemäß Fig. 2 zurückgekoppelt ist.
Fig. 7 ist eine schematische Darstellung einer Abwandlung wie sie an der in Fig. 1 dargestellten verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufe, welche ebenfalls in der am 8. September 1992 von dem Erfinder und anderen eingereichten US-Patentanmeldung mit der Serien-Nr. 07/940,220 offenbart ist, vorgenommen werden kann.
Fig. 8 ist eine schematische Darstellung einer Abwandlung wie sie an der in Fig. 4 dargestellten verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufe, welche ebenfalls in der am 8. September 1992 von dem Erfinder und anderen eingereichten US-Patentanmeldung mit der Serien-Nr. 07/940,220 offenbart ist, vorgenommen werden kann.
Fig. 9 ist ein schematisches Blockdiagramm derjenigen Teile eines Fernsehempfängers oder Videobandrekorders, welche für die Wiedergabe eines Tonsignals, eines Bildsignals und synchronisierender Signalanteile eines gesendeten Fernsehsignals verwendet werden, wobei der Fernsehempfänger gemäß der Erfindung parallele ZF-Verstärkerketten verwendet, von denen jede ZF-Verstärker des in den Fig. 3 und 6 oder in den Fig. 5 und 6 gezeigten Typs aufweist.
Fig. 10 ist eine Zeichnung des Frequenzganges des Oberflächenwellenfilters, welches der in Fig. 9 gezeigten ZF-Verstärkerkette vorgeschaltet ist, wobei die ZF-Verstärkerkette dem Videodetektor Bildzwischenfrequenzen zuführt.
Fig. 11 ist eine Zeichnung des Frequenzganges des Oberflächenwellenfilters, welches der in Fig. 9 gezeigten ZF-Verstärkerkette vorgeschaltet ist, wobei die ZF-Verstärkerkette dem Abwärtsumsetzer Bildzwischenfrequenzen zuführt, um 4,5 MHz Tonzwischenfrequenzen zu erzeugen.
Fig. 12 ist eine schematische Darstellung eines AGC-Verzögerungsschaltkreises, welcher für eine Verwendung mit der in Fig. 5 gezeigten Reihenschaltung der verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufen geeignet ist. In der detaillierten Beschreibung innerhalb der Patentanmeldung wird der Ausdruck "HF-Signal" für eine Bezugnahme auf Signale an Punkten innerhalb des Fernsehempfängers vor der Abwärtsumsetzung oder der ersten Erfassung verwendet; und der Term "ZF-Signal" wird für eine Bezugnahme auf Signale an Punkten innerhalb eines Fernsehempfängers nach der Abwärtsumsetzung oder der ersten Erfassung, und vor der Videoerfassung oder der zweiten Erfassung verwendet. In Fernsehempfängern wird eine Abwärtsumsetzung durch überlagern der von verschiedenen Sendekanälen eingehenden HF-Signale mit den Schwingungen eines abstimmbaren Frequenzoszillators durchgeführt, um dadurch niederfrequentere HF-Signale innerhalb eines Zwischenfrequenz (ZF)-Bandes zu erzeugen, welches in einem ZF-Verstärker ausgewählt und verstärkt wird.
Ein ZF-Verstärker, welcher zum Weiterverstärken des Zwischenträgerfrequenztonsignals verwendet wird, nachdem dieses erfaßt wurde, wird üblicherweise als "Ton-ZF-Verstärker" bezeichnet. Um eine Verwirrung zu vermeiden, wird diese Patentanmeldung den Ausdruck "Bild-ZF-Verstärker" nur benutzen, um auf den ZF-Verstärker Bezug zu nehmen, der dazu verwendet wird, dem Tondetektor, der das Zwischenträgerfrequenztonsignal erzeugt, ein Eingangssignal zuzuführen, und die Patentanmeldung wird den Ausdruck "PIX-ZF-Verstärker" nur verwenden, um auf den "Bild-ZF-Verstärker" Bezug zu nehmen, der dazu verwendet wird, dem Videodetektor, welcher ein FBAS-Signal erzeugt, ein Eingangssignal zuzuführen. Der Ausdruck "ZF-Verstärker" wird ein kompatibler Ausdruck sein, der sich auf entweder einen "Bild-ZF-Verstärker" oder auf einen "PIX-ZF-Verstärker", aber nicht auf einen "Ton-ZF-Verstärker" bezieht.
Bei der Bereitstellung einer automatischen Verstärkungssteuerungs (AGC)-Funktion ist es wünschenswert, daß gewisse Betriebsbedingungen für jede Verstärkerstufe oder jedes Gerät eingehalten werden. Daher sollte der Eingangssignalpegel das interne Rauschen um einen vorbestimmten Faktor übersteigen und sollte der Eingangssignalpegel das Gerät nicht übersteuern und dadurch eine Signalverzerrung und eine Bias-Verschiebung bewirken. Weiterhin sollte das AGC-Steuersignal nicht selbst unerwünschte Bias-Verschiebungen verursachen und dadurch bewirken, daß Geräte aus ihrem beabsichtigten Arbeitspunkt geschoben werden. Zum Beispiel werden die Arbeitspunkte für Verstärker und Mischer so gewählt, daß diese Ausgangssignale mit nur geringer Verzerrung bereitstellen und werden die Arbeitspunkte für Mischer und Detektoren so gewählt, daß diese relativ große Frequenzgänge zweiter Ordnung bereitstellen.
Bei relativ starken Eingangssignalpegeln in der Größenordnung von 1 mV oder mehr, ist es besonders wichtig, daß die Verstärkung in einer Weise gesteuert wird, die dem sogenannten "Rauschen/Übersteuerungs-Fenster" Rechnung trägt. Wenn auf der einen Seite die Verstärkung einer vorherigen Stufe in einem mehrstufigen Verstärker zu wenig reduziert wurde, könnte in der nachfolgenden Stufe unerwünschter Weise eine Übersteuerung mit Verzerrung auftreten. Wenn auf der anderen Seite die Verstärkung in einer vorherigen Stufe zu gering ist, könnte thermisches Rauschen wahrnehmbar werden. Es ist wünschenswert, daß bei einem Eingangssignalpegel, der 10 mV oder so entspricht und bei typischen Impendanzpegeln gemessen wird, ein im wesentlichen rauschfreies und unverzerrtes Bild erhalten wird. Wenn ein Verstärker ein nicht ausreichendes Rauschen/Übersteuerungs-Fenster zeigt, könnte er zu Rauschen oder einer Übersteuerungsverzerrung von Signalpegeln beitragen, bei denen eine geringe Verzerrung und ein relativ rauschfreies Bild möglich sein sollte.
Während das Aufkommen von Blockfilterung und Verstärkung in der TV-Empfängertechnik grundsätzlich wünschenswert ist, hat es dennoch das Problem des Rauschen/Übersteuerungs-Fensters aus einer Reihe von Gründen verschlimmert. Typischerweise werden kommerziell verfügbare Oberflächenwellen (SAW)-Filter als ein konzentriertes Filter am Eingang eines ZF-Verstärkers verwendet, der einen hohen Eingangsverlust und eine hohe Impedanz aufweist, wodurch er als relativ hochpegelige Rauschquellen-Impedanz fungiert. Dadurch wird die Rauschabstandsseite des Rauschen/Übersteuerungs-Fensters verringert. Weiterhin werden Rauschsignale, die innerhalb die +/- 4,5 MHz der Bildträgerfrequenz fallen, als Rauschen demoduliert, das in das 0-4,5 MHz Videoband "gefaltet" ist. Dies entsteht wie folgt. Das ZF-Signal liegt innerhalb des Bandes von 41,25-45,75 MHz. Mit der Verwendung von konzentrierter oder Blockfilterung am Eingang eines ZF-Verstärkers wird das Seitenbandrauschen von ZF-Stufen, die dem Filter nachgeschaltet sind, nicht unterdrückt, wie dies der Fall war, als die Filterung Stufe für Stufe verteilt wurde. Dies liegt daran, daß das Rauschen innerhalb des Bandes von +/- 4,5 MHz, welches um die ZF-Bildträgerfrequenz von 45,75 MHz zentriert ist, nicht durch ein konzentriertes Filter vor dem Verstärker gefiltert wird.
Ein anderer Effekt, welcher dazu tendiert, das Rauschen/Übersteuerungs-Fenster- Problem bei der Blockfilterung und dem Verstärkungsvorgang zu verschlimmern, liegt darin, daß der verwendete typische integrierte bipolare Verstärkerschaltkreis eine Übertragungscharakteristik zeigt, die einen festen Übersteuerungsspannungspegel aufweist, der die Übersteuerungsseite des Rauschen/Übersteuerungs-Fensters beschränkt. Weiterhin neigen typische moderne Bipolartransistoren mit kleinen Abmessungen dazu, einen hohen Basiszugangswiderstand (rb) zu zeigen und neigen daher dazu, eine schlechtere Rauschzahl aufzuweisen als größere, optimierte Geräte mit geringem rb; dies verschlimmert das Problem.
Das Rauschen/Übersteuerungs-Fenster kann auf der Übersteuerungsseite durch das Benutzen von Transistoren mit anderem Aufbau und auf der Rauschen-Seite durch Umformen der SAW-Filterausgangsimpedanz auf einen niedrigeren Wert, wodurch dessen Beitrag als eine Rauschquelle reduziert wird, erweitert werden. Wie auch immer, Impedanzanpassungsanordnungen wie Umformer oder andere Anpassungsschaltkreise sind kostspielig, sperrig und erhöhen die Verstärkungserfordernisse an ein System, das bereits eine hohe Verstärkung aufweist.
Das Problem des Rauschen/Übersteuerungs-Fensters wird weiterhin durch die Tatsache verkompliziert, daß jeder von gewissen verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärkern gemäß dem Stand der Technik eine Verschiebung seiner Ausgangsbiasspannung als eine Funktion der Verstärkungssteuerung zeigt. Im allgemeinen resultiert das aus einer Veränderung der Biasspannung auf dem Demodulator, der typischerweise direkt an den ZF-Verstärker angeschlossen ist. Wie oben bereits im Hinblick auf Arbeitspunkte ausgeführt wurde, ist solch eine Veränderung unerwünscht. Als ein Ergebnis der Verschiebung der Bias-Bedingungen, muß eine ausreichende Bias-Spannung bereitgestellt werden, um die Veränderungen aufzunehmen, wodurch die Gestaltung des Demodulators verkompliziert und eine höhere Versorgungsspannung erforderlich wird, als sie ansonsten für eine geringe Verzerrung erforderlich wäre.
Eine Verstärkergrundstufe, wie sie häufig bei ZF-Verstärkern verwendet wird, ist der Langschwanzpaar- oder Emitter-gekoppelte Differenzverstärker, der zwei Transistoren mit einer "Schwanz"-Verbindung zwischen ihren Emitterelektroden aufweist, an die ein Konstantstromgenerator angeschlossen ist. Der Konstantstromgenerator kann durch einen hochohmigen Widerstand zwischen der Schwanz-Verbindung und einem fernen Gleichspannungspotential bereitgestellt werden; allerdings wird in integrierten Schaltkreisen, bei denen ein Wunsch nach der Verwendung von kleineren Betriebspotentialen besteht, um Verluste innerhalb akzeptabler Grenzen zu halten, der Konstantstromgene rator im allgemeinen durch den Hauptleitungspfad anderer Transistoren, die für Konstantstrombetrieb vorgespannt sind, bereitgestellt. Während auf das Langschwanzpaar oftmals als Emitter-gekoppelter "Differenz"-Verstärker Bezug genommen wird, wird es in der Tat oftmals mit einem einphasigen Eingangsschaltkreis, mit einem einphasigen Ausgangsschaltkreis oder mit beiden betrieben. Die Verstärkungssteuerung kann durch die direkte Vorwärtsreduzierung des Betriebs- oder Schwanzstroms eines Emitter-gekoppelten Differenzverstärkers beeinflußt werden, wodurch dessen Kernleitung in bekannter Weise reduziert wird. Wie auch immer, es gibt Rückwirkungen auf die einfache Anwendung dieser Methode. Erstens wird der Widerstand der Rauschquelle erhöht, wenn die Verstärkung absinkt, wodurch eine Ausweitung des verbesserten Signal-zu-Rauschverhältnisses, was mit einem größeren Signal verbunden ist, negiert wird und zweitens wird die Fähigkeit, Energie zu handhaben, reduziert, wenn diese am meisten zum Handhaben eines größeren Signals benötigt wird.
Nicht abgestimmte Verstärker nach dem Stand der Technik, welche in Form integrierter Schaltkreise gebaut wurden und bei kommerziell erfolgreichen Fernsehempfängerentwürfen nach einer Blockfilterung zur Fernsehempfänger-ZF-Verstärkung verwendet wurden, verwendeten drei aufeinanderfolgende verstärkungsgesteuerte Stufen, um den Anforderungen an den Aussteuerungsbereich von ungefähr 66dB für einen solchen Dienst gerecht zu werden. Diese Entwürfe haben Umkehr-AGC's verwendet, bei denen die Transkonduktanzen der Verstärkertransistoren reduziert wurden, um eine Verringerung der Verstärkung zu bewirken. Die Spannungsverstärkung eines nicht entarteten Transistorverstärkers mit gemeinsamem Emitter beträgt gmRL, wobei gm die Transkonduktanz des Transistors und RL der Widerstand der mit dem Transistor verwendeten Kollektorlast ist. Die Verringerung der Transkonduktanzen der Verstärkertransistoren erhöht die Widerstände der Rauschquellen, die diese gegenüber ihren Kollektorelektroden darstellen, wodurch das von den Transistoren erzeugte thermische Rauschen erhöht - wird und es deshalb erforderlich wird, drei aufeinanderfolgende verstärkungsgesteuerte Stufen zu verwenden, um die Gesamt- Rauschzahl für die PIX-ZF-Verstärkerkette gering genug zu halten, um kommerziellen Anforderungen zu genügen. Eine alternative Methode, die Verstärkung der in Reihe geschalteten Verstärkerstufen zu verringern, besteht darin, die mit den Transistoren verwendeten Kollektorwiderstände zu reduzieren, wobei die wohlbekannte Vorwärts-AGC ein Beispiel für diese Methode ist. Wenn die Transkonduktanzen der Transistoren nicht reduziert werden, gibt es keinen entsprechenden Anstieg des durch die Transistoren erzeugten thermischen Rauschens; und eine Reduzierung der bei den Transistoren verwendeten Kollektorwiderstände reduziert die Spannungen, welche mit dem durch ihr thermisches Rauschen erzeugten Strömen verbunden sind.
In der US-Patentanmeldung mit der Serien-Nr. 07/940,220 beschreiben J. R. Harford und H. B. Lee Anordnungen, um die bei Emitter-gekoppelten Differenzverstärker-Transistoren verwendeten Kollektorwiderstände durch Parallelschalten mit Einrichtungen, welche eine elektrisch gesteuerte Leitfähigkeit besitzen, zu reduzieren. Jeder der von J. R. Harford und H. B. Lee beschriebenen verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker zeigt eine sehr kleine Verschiebung seiner Ausgangsbiasspannung als eine Funktion der Verstärkungssteuerung. Dreistufige ZF-Verstärker, welche diese verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker in ihren ersten und zweiten Spannungsverstärkungsstufen verwenden, sind für eine Verwendung in direkt-gekoppelten Gleichspannungsrückkoppelschleifen geeignet, die den Unterschied zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale überlagert sind, verringern. Weil diese verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker eine sehr kleine Verschiebung ihrer Ausgangsbiasspannungen als eine Funktion der Verstärkungssteuerung zeigen, können die direkt-gekoppelten Gleichspanungsrückkoppelschleifen, welche die Differenz zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale überlagert sind, reduzieren, von ihrer Natur her andersartig sein und müssen nicht die Gleichtaktwerte dieser Bias-Gleichpotentiale korrigieren.
Weil die dritte spannungsgesteuerte Stufe eine feste Spannungsverstärkung vom zwanzigfachen oder so selbst dann aufweist, wenn die Verstärkung der zweiten Spannungsverstärkungsstufe durch AGC reduziert wird, wird eine ausreichende Differenz-Schleifenrückkopplungsverstärkung verfügbar, um in geeigneter Weise den Unterschied zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale überlagert sind, zu unterdrücken, obwohl die Differenz-Rückkoppelschleife nicht den ersten verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker beinhaltet. Wenn die Verstärkung der zweiten Spannungsverstärkungsstufe durch AGC reduziert wird bevor die Verstärkung der ersten Spannungsverstärkungsstufe durch verzögertes AGC reduziert wird, tritt insofern eine Verringerung der Differenz zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale überlagert sind, in einem ähnlichen Grad auf, als daß diese Differenz auf eine Unsymmetrie bei dem ersten verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker zurückzuführen ist. Weiterhin wird die Differenz zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale überlagert sind, die auf eine Unsymmetrie in dem zweiten verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker zurückzuführen ist, wahrscheinlich ebenfalls reduziert.
Wenn die Verstärkung der ersten Spannungsverstärkungsstufe durch ein verzögertes AGC verringert wird, wird die Differenz zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale überlagert sind, die auf eine Unsymmetrie in dem ersten verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker zurückzuführen ist, wahrscheinlich weiter reduziert. Auf diese Weise kann eine weitere maßvolle Verringerung der Verstärkung bei dem zweiten verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker während der Zuführung der verzögerten AGC zu dem ersten verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker insofern toleriert werden, als daß die Differenz zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale überlagert sind, innerhalb einer akzeptablen Grenze gehalten wird.
Wenn sie nur die zweiten verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärker von jeder der parallelen automatisch verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärkerketten beinhalten, neigen die jeweiligen Differenz-Rückkoppelungsschleifen, die zum Korrigieren der Gleichpotential- Unsymmetrien in ihren verstärkten ZF-Signalen dienen, dazu, den Gleichlauf der jeweiligen Verstärkungen dieser automatisch verstärkungsgesteuerten ZF-Verstärkerketten zu begünstigen. Es gibt keine AGC-Verzögerungspause in dem Verstärkungssteuerungsverhalten der Verstärker innerhalb einer der Rückkoppelschleifen, welche bei der Bestimmung des Schleifenverhaltens berücksichtigt werden müssen.
Bezugnehmend auf Fig. 1 ist Q] ein Bipolartransistor, welcher eine Basiselektrode zum Steuern der Leitung durch einen Hauptleitungspfad zwischen den Emitter- und Kollektorelektroden besitzt, wie dies auch bei anderen Bipolartransistoren der Fall ist, auf die nachfolgend in der Beschreibung Bezug genommen wird. Ein NPN-Transistor Q1 hat seine Basis- und seine Kollektorelektroden leitend verbunden, um in einem Dioden-verbundenen Modus arbeiten zu können. Die Emitterelektrode von Q1 ist mit einer Quelle eines Bezugspotentials verbunden, welches hier als Masse gezeigt ist. Über einen Widerstand R1 wird den verbundenen Basis- und Kollektorelektroden ein Bezugsstrom zugeführt, wobei der Widerstand R1 einen Anschluß besitzt, der an diese verbundenen Elektroden angeschlossen ist und einen anderen Anschluß besitzt, um ein AGC-Signalpotential zu empfangen, welches an einem Anschluß T1 zugeführt wird. Fig. 1 zeigt das AGC-Signalpotential, welches von einem Generator GC1 ausgeht und über einen Anschluß T1 eingespeist wird.
Die NPN-Transistoren Q2 und Q3 haben ihre jeweiligen Emitterelektroden an das gleiche Bezugspotential wie die Emitterelektrode von Q1 und ihre Basiselektroden an die Basiselektrode von Q1 angeschlossen, um im Hinblick auf den über R1 bereitgestellten Bezugsstrom eine Stromspiegelanordnung zu bilden. Die Emitterelektroden der NPN- Transistoren Q4 und Q5 sind jeweils mit einem Anschluß der jeweiligen Widerstände R5 und R6 verbunden, deren andere Anschlüsse zusammengeschaltet und über einen Reihenwiderstand R7 mit einem Punkt auf Masse-Bezugspotential verbunden sind, so daß die Transistoren Q4 und Q5 ein Differenzpaar bilden, wobei der Widerstand R7 dem Differenzpaar Betriebsstrom oder Schwanzstrom zuführt.
Die Basiselektroden der NPN-Transistoren Q6 und Q7 sind mit den jeweiligen Signaleingangsanschlüssen T5 und T6 verbunden, um dort ein Differenzeingangssignal und ein begleitendes Bias-Gleichpotential zu empfangen. Fig. 1 zeigt eine Batterie B1, die mit ihrem negativen Anschluß an einen Punkt auf Masse-Bezugspotential angeschlossen ist und die an ihrem positiven Anschluß ein positives Bias-Gleichpotential V bereitstellt, auf das symmetrische Eingangssignale, die von den Generatoren S1 und S2 den Basiselek troden von Q6 und Q7 zugeführt werden, bezogen sind. Die Transistoren Q6 und Q7 sind als Kollektorschaltungs-Verstärker geschaltet, um Spannungsfolger vom Emitterfolger-Typ zu bilden. Ihre jeweiligen Emitterelektroden sind an jeweils eine der Basiselektroden von Q4 und Q5 sowie an einen Anschluß der jeweiligen Widerstände R2 und R3 angeschlossen. Die anderen Anschlüsse von R2 und R3 sind zusammengeschaltet und an einen Anschluß eines Widerstandes R4 angeschlossen, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Die Transistoren Q6 und Q7 haben ihre Kollektorelektroden verbunden, um ein positives Betriebspotential VB2 zu empfangen, welches einem Versorgungsanschluß T2 zugeführt wird, der in Fig. 1 als von dem positiven Anschluß einer Batterie B2 versorgt, gezeigt wird, wobei die Batterie B2 ihren negativen Anschluß mit einem Punkt auf Masse-Bezugspotential verbunden hat.
Die Kollektorelektroden von Q4 und Q5 sind über jeweilige Reihenwiderstände R8 und R9 mit dem Versorgungsanschluß T2 verbunden. Die Kollektorelektrode von Q4 ist weiterhin mit der Basiselektrode eines NPN-Transistors Q8 verbunden, dessen Kollektorelektrode mit T2 verbunden ist. Die Emitterelektrode von Q8 ist mit einem Ausgangsanschluß T3 verbunden, und eine Stromquelle IS1 saugt von dort einen Strom zu einem Punkt auf Masse-Bezugspotential ab. Die Kollektorelektrode des Transistors Q5 ist weiterhin mit der Basiselektrode eines NPN-Transistors Q5 verbunden, dessen Kollektorelektrode an T2 angeschlossen ist. Die Emitterelektrode von Q9 ist an einen Ausgangsanschluß T4 angeschlossen und eine Stromquelle IS2 saugt von dort einen Strom zu einem Punkt auf Masse-Bezugspotential ab. Q8 und Q9 fungieren für symmetrische Ausgangsspannungen, die von dem in Fig. 1 gezeigten verstärkungsgesteuerten Verstärker erzeugt werden, als Spannungsfolger vom Emitterfolger-Typ.
Die Kollektorelektrode des Transistors Q4 ist weiterhin mit den verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q10 und der Emitterelektrode eines NPN- Transistors Q11 verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors Q5 ist weiterhin mit den verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q12 und mit der Emitterelektrode eines NPN-Transistors Q13 verbunden. Die verbundenen Emitter elektroden der Transistoren Q10 und Q12 sind über einen Reihenwiderstand R12 mit der Kollektorelektrode des Transistors Q3 verbunden. Die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden der Transistoren Q11 und Q13 sind an die Kollektorelektrode eines PNP-Transistors Q14 angeschlossen, dessen Emitterelektrode über einen Reihenwiderstand R13 an den Versorgungsanschluß T2 angeschlossen ist. Die Basiselektrode des Transistors Q14 ist mit der Kollektorelektrode von Q2 und weiterhin über einen Reihenwiderstand R14 mit der Basis- und Kollektorelektrode eines PNP-Transistors Q15 verbunden. Die Emitterelektrode eines Dioden-verbundenen Transistors Q15 ist an den Versorgungsanschluß T2 angeschlossen.
Während des Betriebes bilden die Dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 in Verbindung mit den Widerständen R8 und R9 eine variable Last für die Kollektorelektroden der Emitter-gekoppelten Differenzverstärkertransistoren Q4 und Q5. Das Ausgangssignal wird durch Q8 und Q9, die als Spannungsfolger vom Emitterfolger- Typ arbeiten, gepuffert. Der Gleichstrom durch die Dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 wird durch den Stromspiegel-Ausgangsstrom in der Kollektorelektrode von Q3 und in dem gleichen Kollektorstrom von Q2 erfaßt, wie er nachfolgend durch den aus den PNP-Transistoren Q14 und Q15 gebildeten Stromspiegel gespiegelt wird. Wenn diese Ströme Null sind, was dann eintreten wird, wenn der Strom in dem Widerstand R1 Null ist, zeigen die Dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 große Impedanzen. Folglich ist die Verstärkerverstärkung, wie sie durch die Verstärkung des Differenzpaarverstärkers bestimmt wird, auf einem Maximum, welches durch die Kollektorwiderstände definiert wird.
Wenn den Dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 als Reaktion auf ein Anwachsen des positiven Potentials an dem Anschluß T1, ein Strom zugeführt wird, wird ihre Impedanz relativ gering und die Verstärkung des Emitter-gekoppelten Differenzverstärkers, welcher Q4 und Q5 aufweist, wird verringert. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q3 und Q4 beziehen und verringern nahezu gleichartige Ströme, so daß derselbe Strom in das Netzwerk, umfassend die Dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13, eintritt wie auch austritt. Unter dieser Bedingung wird den Kollektor elektrodenknoten von Q4 und Q5 kein Strom hinzugefügt oder von diesen entfernt. Daher wird, wenn die Dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 sowie die Transistoren, die ihnen Strom für sie zuführen, gut abgestimmt sind, keine Störung der Gleichspannungsbedingungen für den Betrieb des Verstärkers auftreten, wenn die Verstärkung verändert wird. Solch eine Abstimmung wird sofort erfolgreich auf einem monolithisch integrierten Schaltkreis erreicht. Weiterhin ist das Netzwerk, welches die Dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 aufweist, in Form einer Brücke ausgebildet, so daß die Knoten, an denen dem Netzwerk Ströme zugeführt werden, auf Wechselspannungsmasse liegen, was eine "virtuelle Masse" für HF-Ströme bildet. Ein Ergebnis davon ist, daß der PNP-Transistor Q14 nur Gleichspannung trägt und daß seine Kollektorkapazität den Frequenzgang des Verstärkers nicht beeinflußt. Ein anderer Effekt liegt darin, daß es durch die Dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 keine Signalumkehr auf Masse gibt. Die in dem Kollektorschaltkreis des Differenzpaarverstärkers vorhandenen variablen Verstärkungssteuerungselemente gestatten Entwurfsfreiheit beim Vorspannen des Emitterschaltkreises für die Handhabungsfertigkeiten von großen Signalen und erweitern auf diese Weise die Übersteuerungscharakteristik. Weiterhin wird die zur Ausführung der Verstärkungssteuerung erforderliche Energie begrenzt.
Bei der in Fig. 1 gezeigten Verstärkerstufe sind die Kollektorlasten des Emitter-gekoppelten Differenzverstärkers grade die Widerstandslasten bei maximaler Verstärkung, weil die Dioden, welche verwendet werden, um sie parallel zu schalten, unter dieser Bedingung nicht leitfähig sind. Die Verwendung von Widerständen als Kollektorlasten ist vorteilhaft, weil: die maximale Spannungsverstärkung jeder Stufe vorhergesagt werden kann, ohne daß sie von dem Aufbau des verstärkungsgesteuerten Verstärkers in einem IC beeinflußt würde und dies es gestattet, daß die verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufen in IC-Form massenhaft produziert werden, ohne das Erfordernis einer individuellen Einstellung jeder Verstärkerstufe im Hinblick auf eine maximale Spannungsverstärkung. Die maximale Spannungsverstärkung jeder Verstärkerstufe ist das Produkt der Transkonduktanz (gm) eines Emitter-gekoppelten Differenzverstärker-Transistors mit dem Widerstand (RL) seiner Kollektorlast. Die gm des Transistors wird durch seinen Emitter Stromfluß bestimmt, wobei der Stromfluß proportional zu einer über ein Widerstandselement zugeführten Biasspannung (typischerweise kleiner als eine Halbleiterübergangs-Versatzspannung VBE) gemacht wird, wobei das Widerstandselement mit dem Widerstand RBIAS auf dem IC mit den widerstandsbehafteten Lasten enthalten ist und so angeordnet ist, daß es von derselben Art wie die widerstandsbehafteten Lasten ist. Das liegt daran, daß der Emitter-Stromfluß des Emitter-gekoppelten Differenzverstärker-Transistors so ausgelegt ist, daß er einem Biasstrom gemäß IBIAS = (VBIAS - VBF)/RBIAS folgt, so daß dessen maximale Spannungsverstärkung, gmRL, proportional zu [(VBIAS - VBE)/RBIAS] RL = (VBIAS - VBE) (RL/RBIAS) ist. Weil (RL/RBIAS) das Verhältnis von Widerstandselementen auf dem Chip ist, ist dieses Verhältnis sehr gut definiert und kann genau vorhergesagt werden. Die geringe mV-Schwankung von VBE mit der Temperatur kann gewöhnlich, verglichen mit (VBIAS - VBE), einer Spannung, die von der von außerhalb des Chips zugeführten Biasspannung VBIAS abhängt und welche so festgelegt werden kann, daß sie einen gut vorhersagbaren Wert besitzt, vernachlässigt werden. Der Wert RL wird normalerweise so gewählt, daß er eine maximale Spannungsverstärkung von ungefähr dem zwanzigfachen für eine verstärkungsgesteuerte Verstärkerstufe bereitstellt.
Die erste Stufe eines PIX ZF-Verstärkers muß den vollen Aussteuerbereich eines Differenz-ZF-Eingangspotentialsignals für den Verstärker aufnehmen, wobei die Amplitude des den nachfolgenden Stufen des PIX ZF-Verstärkers zugeführten ZF-Signals aufgrund der von der ersten Stufe beeinflußten Verstärkungssteuerung einen geringeren Aussteuerbereich des Eingangssignalpegels aufweist. Die erste Stufe eines PIX ZF-Verstärkers muß in der Lage sein, einer Übersteuerung bei den Spitzen des größten Differenz-ZF-Eingangssignals, die während des Empfangs eines starken Eingangssignals empfangen werden, zu vermeiden, wenn die Verstärkungssteuerung des vorgeschalteten HF-Verstärkers aus dem Bereich läuft. Der verstärkungsgesteuerte Verstärker gemäß Fig. 1 ist für eine Verwendung als erste Stufe eines PIX ZF-Verstärkers ausgelegt, wobei die Differenzverstärkertransistoren Q4 und Q5 Emitter-gekoppelt mit dem Haupt- Differenzwiderstand zwischen ihren Emitterelektroden sind. Der durch die Widerstände R5 und R6 realisierte lineare Differenzwiderstand erlaubt es dem Differenz ZF-Eingangs signalpotential zwischen ihren Basiselektroden bis zu 100 mV Effektivwert zu erreichen, ohne daß einer der Transistoren bei den Signalspitzen ausgeschaltet wird. Der Differenzwiderstand zwischen den Emitterelektroden der Transistoren Q4 und Q5 kann auch auf andere bekannte Weise bereitgestellt werden, so z. B. durch Austausch der T-Netzwerk- Verbindung der Widerstände R5, R6 und R7 gemäß Fig. 1 durch den Wert des Widerstandes R81 in dem π-Netzwerk gemäß Fig. 8; durch den Widerstandswert eines Widerstandes der dem Widerstand R81 in einem anderen π-Netzwerk entspricht, welches eine Abwandlung des π-Netzwerkes aus Fig. 8 ist, bei der andere π-Netzwerktransistoren, die für einen Betrieb als Konstantstromquelle vorgespannt sind, die Widerstände R62 und R63 ersetzen; und durch die kombinierten Widerstandswerte der Widerstände R5 und R6 in einer Abwandlung der T-Netzwerkverbindung der Widerstände R5, R6 und R7 gemäß Fig. 1, bei der ein für den Betrieb als Konstantstromquelle vorgespannter Transistor den Widerstand R7 ersetzt.
Bei dem in Fig. 2 gezeigten verstärkungsgesteuerten Verstärker, gibt es einen Transistor Q21 vom NPN-Leitfähigkeitstyp, der seine Basis- und Kollektorelektrode leitend verbunden hat, um in einem Dioden-verbundenen Modus zu arbeiten. Die Emitterelektrode des Q21 ist über einen Reihenwiderstand R21 an eine Quelle eines Bezugspotentials, hier als Masse gezeigt, angeschlossen. Ein Bezugsstrom wird über einen Widerstand R22 den verbundenen Basis- und Kollektorelektroden zugeführt, wobei der Widerstandswert R22 einen Anschluß von sich daran angeschlossen hat und einen anderen Anschluß von sich angeschlossen hat, um ein positives Bias-Gleichpotential VB3 zu empfangen, welches einem Anschluß T21 zugeführt wird. Fig. 2 zeigt VB3, wie es von einer Batterie B3 zugeführt wird.
Ein NPN-Transistor Q22 hat seine Emitterelektrode über einen Reihenwiderstand R23 gegen Masse geschaltet und seine Basiselektrode mit der Basiselektrode des Transistors Q21 verbunden, um im Hinblick auf den über R22 zugeführten Bezugsstrom eine Stromspiegelanordnung zu bilden. Die NPN-Transistoren Q23 und Q24 bilden ein Differenzverstärkerpaar, wobei sie ihre jeweiligen Emitterelektroden an die Kollektorelektrode des Transistors Q22 angeschlossen haben. Die Basiselektrode des Transistors Q23 ist an einen Anschluß T22 angeschlossen, um daran ein Verstärkungssteuerungssignal zu empfangen, hier als durch eine Quelle GC2 zugeführt dargestellt, und die Basiselektrode des Transistors Q24 ist mit einem Anschluß T23 verbunden, um darüber ein positives Bias-Gleichpotential VB4 zu empfangen, hier als über eine Batterie B4 zugeführt dargestellt.
Die NPN-Transistoren Q25 und Q26 bilden ein Differenzverstärkerpaar, wobei ihre Emitterelektroden an die Kollektorelektrode des Transistors Q24 angeschlossen sind. Ihre Basiselektroden sind mit den jeweiligen Eingangsanschlüssen T25 und T26 verbunden, um ein in bezug auf ein Bias-Gleichpotential symmetrisches Eingangssignal zu empfangen. Fig. 2 zeigt eine Batterie B5, die mit ihrem negativen Anschluß an einen Punkt des Masse-Bezugspotentials angeschlossen ist und die an ihrem positiven Anschluß ein Bias-Gleichpotential VB5 bereitstellt, auf das symmetrische Eingangssignale, die von den Generatoren 53 und 54 an den Anschlüssen T25 und T26 bereitgestellt werden, bezogen sind. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q25 und Q26 sind über jeweilige Widerstände R24 und R25 an einen Versorgungsanschluß T27 angeschlossen, um ein positives Betriebspotential VB2, dargestellt als von der Batterie B2 zugeführt, zu empfangen. Die Kollektorelektrode des Transistors Q25 ist weiterhin an die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q27 angeschlossen und die Kollektorelektrode des Transistors Q26 ist weiterhin an die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q28 angeschlossen. Die verbundenen Emitterelektroden von Q27 und Q28 sind an die Kollektorelektrode des Transistors Q23 angeschlossen und sind weiterhin über einen Widerstand R26 an den Anschluß T27 angeschlossen. Die NPN-Transistoren Q29 und Q30 sind als Spannungsfolger vom Emitterfolger-Typ angeordnet, die als Ausgangspufferstufen dienen. Die Basiselektroden von Q29 und Q30 sind jeweils mit den Kollektorelektroden von Q26 und Q25 verbunden, und die Kollektorelektroden von Q29 und Q30 sind an den Versorgungsanschluß T27 angeschlossen. Die Emitterelektrode des Transistors Q29 ist an den Ausgangssignalanschluß T28 und an einen Anschluß eines Widerstandes R27 angeschlossen, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Die Emitterelektrode des Transistors Q30 ist an ei nen Ausgangssignalanschluß T29 und an einen Anschluß eines Widerstandes R28 angeschlossen, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist.
Während des Betriebes wird der Strom von dem Stromspiegelausgang an der Kollektorelektrode des Transistors Q22 durch das Transistorpaar Q23 und Q24 zwischen Bereitstellen von Schwanzstrom für die Differenzverstärker-Transistoren Q25 und Q26 einerseits und Bereitstellen von Ruhestrom für die Dioden-verbundenen Transistoren Q27 und Q28 andererseits, gesteuert. Wenn die Dioden-verbundenen Transistoren Q27 und Q28 keinen Strom führen, ist die Verstärkung auf ihrem maximalen Wert, welcher durch den maximalen Schwanzstrom und durch die Kollektorfast-Widerstände R24 und R25 bestimmt ist. Wenn das AGC Potential GC2 groß genug gemacht wird, um den Transistor Q23 in den leitenden Zustand vorzuspannen, werden die Dioden-verbundenen Transistoren Q27 und Q28 in den leitenden Zustand versetzt, um die Kollektorwiderstände R24 und R25 der Transistoren Q25 und Q26 parallel zu schalten, um deren Verstärkung zu reduzieren. Zur gleichen Zeit verringert der leitende Zustand des Transistors Q23 den für den Fluß durch Q24 und den als Schwanzstrom für die Transistoren Q25 und Q26 verfügbaren Strom, wobei aufgrund ihres verringerten Schwanzstromes die Transistoren Q25 und Q26 bei verringerter Transkonduktanz betrieben werden, was ihre Verstärkung weiter reduziert. In jedem Fall wird der Gleichstrom durch jeden der Widerstände R24 und R25 nicht durch den Betrieb der Verstärkungssteuerung gestört. Wie auch immer, wenn mehr als die Hälfte des Betriebsschwanzstromes für das Differenzverstärkerpaar in die Dioden-verbundenen Transistoren Q27 und Q28 gesteuert wird, werden Rauscherscheinungen anfangen sich zu verschlimmern. Dies liegt daran, daß die schwächeren Rauschzahlen der Transistoren Q25 und Q26 wie deren interne Emitter-Widerstände anwachsen, als Reaktion auf die verringerte Stromleitung durch den Hauptleitungspfad des Transistors Q24. Dementsprechend ist die Reduktion der Stufenverstärkung durch das Parallelschalten der Kollektorlastwiderstände R24 und R25 durch die Dioden-verbundene Transistoren Q27 und Q28 der Mechanismus, auf dem die Verstärkungsreduktion grundsätzlich basiert, eher als auf einer Reduktion der Transkonduktanzen von Q25 und Q26 durch Aushungern ihres Schwanzstromes. Der normale Bereich der Verstärkungssteuerung reicht von 0 dB bis dann hinauf zu 26 dB oder so.
Der verstärkungsgesteuerte Verstärker gemäß Fig. 2 ist nicht besonders gut für eine Verwendung als Anfangsstufe eines mehrstufigen ZF-Verstärkers geeignet, weil er bei übergroßen Eingangssignalen sehr schnell übersteuern wird. Weil der verstärkungsgesteuerte Verstärker gemäß Fig. 2 eher von einer Dioden-Parallelschaltung der Kollektorlasten der Emitter-gekoppelten Transistoren Q25 und Q26 als von einer Verringerung deren Transkonduktanzen durch Aushungern ihrer Schwanzströme abhängt, können diese Unzulänglichkeiten begrüßenswerter Weise durch Einfügen von Emitter-Degenerations-Widerständen für die Transistoren Q25 und Q26 in deren Emitterkopplung überwunden werden. Die abgewandelte Stufe arbeitet noch nicht ganz so gut wie die erste Stufe eines ZF-Verstärkers, wie dies der verstärkungsgesteuerte Verstärker gemäß entweder der Fig. 1 oder der Fig. 4 tut, aufgrund des oben notierten Problems, daß sich die Rauschzahl verschlechtert, wenn die Verstärkung auf unter 0 dB zurückgefahren wird. In der nachfolgenden Stufe (in den nachfolgenden Stufen) eines ZF-Verstärkers jedoch, bei dem der Aussteuerbereich des Eingangssignals zu der Stufe (den Stufen) verringert ist, ist es der vereinfachte Aufbau des verstärkungsgesteuerten Verstärkers gemäß Fig. 2, der diesen gegenüber dem verstärkungsgesteuerten Verstärker gemäß Fig. 1 oder Fig. 4 zur bevorzugten Wahl macht.
Fig. 3 zeigt eine Reihenschaltung der verstärkungsgesteuerten Verstärker gemäß Fig. 1 und Fig. 2. Während des Betriebs, typischerweise während des Betriebs des Fernseh- ZF-Verstärkers, sind die zwei Verstärkungssteuerungssignale an den Eingängen T1 und T2 jeweils so festgelegt, daß sie so zusammenarbeiten, daß wenn die Verstärkungsreduktion anfängt zugeführt zu werden, die Verstärkung des zweiten Verstärkers erst ohne Verringerung der Verstärkung des ersten Verstärkers reduziert wird. Wenn die Verstärkung des zweiten Verstärkers um einen vorbestimmten Betrag verringert wurde, reduzieren nachfolgende Beträge der Verstärkungsreduktion die Verstärkung von beiden, dem ersten und dem zweiten Verstärker, in einem vorbestimmten Verhältnis. Daher fährt die erste Verstärkerstufe für kleine Beträge von Verstärkungsreduktion fort, bei ihrer vollen Verstärkung zu arbeiten, während eine gesamte Verstärkungsreduktion durch Verringerung der Verstärkung des zweiten Verstärkers erreicht wird. Wie bekannt ist, ist solch ein Betriebsmodus, der als verzögerte Verstärkungssteuerung bekannt ist, vorteilhaft für die gesamte Rauscherscheinung, weil der Beitrag des zweiten Verstärkers dabei für kleinere Signale, bei denen Verstärkerrauschen noch bedeutsam sein kann, kleingehalten wird. In der Praxis ist solch eine Verzögerung sofort durch verschiedene, hier nicht gezeigte Einrichtungen zu erreichen, wie z. B. durch die Einführung einer Spannungsverzögerung für das Signal zu dem ersten Verstärker.
Die Verstärker gemäß den Fig. 1 und 2 sind für einen Betrieb bei einer einzigen positiven Betriebsversorgung geeignet und Fig. 3. zeigt dementsprechend den Versorgungsanschluß T27, der mit dem Versorgungsanschluß T2 verbunden ist. In der Praxis werden die Batterien B3 und B4 durch Netzwerke wie den ersten und den zweiten verstärkungsgesteuerten Verstärker innerhalb desselben ICs ersetzt, wobei die Netzwerke von bekannter Art sind, um Bias-Potentiale von einem Betriebsversorgungspotential, wie es über den Versorgungsanschluß T2 bereitgestellt wird, abzuleiten.
Fig. 4 zeigt einen anderen verstärkungsgesteuerten Verstärker, der für eine Verwendung als 1. Stufe in einem Fernseh-ZF-Verstärker gut geeignet ist. Der Verstärker gemäß Fig. 4 beinhaltet einen Transistor Q41 vom NPN-Leitfähigkeitstyp, der seine Basis- und Kollektorelektroden leitend verbunden hat, um in einem Dioden-verbundenen Modus zu arbeiten. Die Emitterelektrode des Q41 ist über einen Reihenwiderstand R41 mit einer Bezugspotentialquelle verbunden, wie sie als Masse in Fig. 4 dargestellt ist. Den verbundenen Basis- und Kollektorelektroden wird über einen Widerstand R42 ein Bezugsstrom zugeführt, wobei der Widerstand R42 einen Anschluß damit verbunden hat und den anderen Anschluß davon verbunden hat, um ein dem Anschluß T41 zugeführtes positives Betriebspotential VB3 zu empfangen. Fig. 4 zeigt die Batterie B3, die dieses Potential zuführt.
Ein NPN-Transistor Q42 hat seine Emitterelektrode über einen Reihenwiderstand R43 mit Masse verbunden und seine Basis an die Basiselektrode des Transistors Q41 angeschlossen, um im Hinblick auf den durch R42 zugeführten Bezugsstrom eine Stromspiegelanordnung zu bilden. Die NPN-Transistoren Q43 und Q44 bilden ein Differenzver stärkerpaar, und haben ihre jeweiligen Emitterelektroden über jeweilige Reihenwiderstände R44 und R45 an die Kollektorelektrode des Transistors Q42 angeschlossen und ihre Basiselektroden an die jeweiligen Eingangsanschlüsse T42 und T43 angeschlossen, um dazwischen ein Eingangssignal mit einem geeigneten Bias-Gleichpegel zu empfangen. Fig. 4 zeigt die Signalquellen S1 und S2, die den Eingangsanschlüssen T42 und T43 ein symmetrisches Eingangssignal zuführen, das auf ein von der Batterie B1 bereitgestelltes positives Bias-Gleichpotential VB1 bezogen ist.
Die NPN-Transistoren Q45 und Q46 sind für den Kollektorstrom des Transistors Q43 als Stromteiler verbunden, wobei jeder von diesen seine Emitterelektrode an die Kollektorelektrode des Transistors Q43 angeschlossen hat. Die NPN-Transistoren Q48 und Q49 sind für den Kollektorstrom des Transistors Q44 als ein Stromteiler verbunden, wobei jeder von diesen seine Emitterelektrode an die Kollektorelektrode des Transistors Q44 angeschlossen hat. Die Basiselektroden der Transistoren Q45 und Q48 sind miteinander verbunden, um ein über einen Anschluß T45 zugeführtes positives Bias-Gleichpotential VB6 zu empfangen. Fig. 4 stellt die Quelle von VB6 durch eine Batterie B6 dar. Die Basiselektroden der Transistoren Q46 und Q49 sind an einen Anschluß T44 angeschlossen, um daran eine Verstärkungs-Steuerungsspannung zu empfangen, die Fig. 4 als durch eine Quelle der Steuerspannung GC4 zugeführt darstellt. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q45 und Q48 sind jeweils über einen Reihenwiderstand R46 und über einen Reihenwiderstand R 47 an einen Versorgungsanschluß T46 angeschlossen, an den von der Batterie B2 ein positives Betriebspotential VB2 eingespeist wird.
Ein elektrisch steuerbarer Leitwert wird zwischen den dem Anschluß T46 abgewandten Anschlüssen der Widerstände R46 und R47 bereitgestellt. Die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q47 und die Kollektorelektrode des Transistors Q45 sind an den dem Anschluß T46 abgewandten Anschluß des Widerstandes R46 angeschlossen. Die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden einen NPN- Transistors Q50 und die Kollektorelektroden des Transistors Q48 sind an den dem Versorgungsanschluß T46 abgewandten Anschluß des Widerstandes R47 angeschlossen. Die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q47 sind mit der Kollektorelektrode des Transistors Q45 verbunden. Die Emitterelektroden der Transistoren Q47 und Q50 sowie die Kollektorelektroden der Transistoren Q46 und Q49 sind alle leitfähig miteinander verbunden und über einen Reihenwiderstand R48 an den Versorgungsanschluß T46 angeschlossen.
Die an dem, dem Anschluß T46 abgewandten Anschluß des Widerstandes R46 auftretende verstärkungsgesteuerte Antwort wird durch den Spannungsfolgerbetrieb des NPN- Kollektorschaltungs-Verstärkertransistors Q8 einem Ausgangsanschluß T47 zugeführt. Die an dem, dem Anschluß T46 abgewandten Anschluß des Widerstandes R47 auftretende verstärkungsgesteuerte Antwort wird durch den Spannungsfolgerbetrieb des NPN- Kollektorschaltungs-Verstärkertransistors Q9 einem Ausgangsanschluß T48 zugeführt.
Während des Betriebes besteht der Kollektorausgangsstrom des Differenzverstärkertransistors Q43 aus dem Schwanzstrom der Differenzpaar-Transistoren Q45 und Q46, die als ein Stromteiler fungieren. Abhängig von dem Steuersignalpegel am Anschluß T44 kann der Kollektorausgangsstrom des Differenzpaar-Verstärkertransistors Q43 durch den Transistor Q45 oder durch den Transistor Q46 und daher durch den Dioden-verbundenen Transistor Q47 oder teilweise durch jeden der Transistoren Q45 und Q46 gesteuert werden. In symmetrischem Zustand kann der Kollektorausgangsstrom des Differenzpaar-Verstärkertransistors Q44 durch den Transistor Q48 oder durch den Transistor Q49 und daher durch den Dioden-verbundenen Transistor Q50 oder teilweise durch jeden der Transistoren Q48 und Q49 gesteuert werden.
Die Einstellung der Ströme, so daß sie gänzlich durch die Transistoren Q46 und Q49 fließen, führt die gesamten Kollektorströme der Transistoren Q43 und Q44, inklusive ihrer differentiellen Schwankungen, dem Knoten zwischen den Dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 zu, wo sich die differentiellen Signalschwankungen an einer "virtuellen Masse" für Wechselspannung gegenseitig auslöschen. Es gibt keine Anteile der Kollektorströme von Q45 und Q48, die durch die Transistoren Q46 und Q49 fließen, deren differentielle Schwankungen jeweils zu den Lastwiderständen R46 und R47 fließen, um über diesen entsprechende Signalspannungen hervorzurufen. Die Gleichtakt- Gleichspannungskomponenten der Kollektorströme der Transistoren Q43 und Q44 sind in einem kombinierten Fluß durch die Dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50, die ihre Leitwerte veranlassen, relativ klein in Hinblick auf die jeweiligen Lastwiderstände R46 und R47 zu werden. Die kleinen Parallelwiderstände der Dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 bestimmen die Spannungsverstärkung des Verstärkers gemäß Fig. 4, weil sie sich jeweils entgegen den Widerständen R46 und R47 verhalten. Wenn die kombinierten Kollektorströme der Transistoren Q43 und Q44 durch die Dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 gesteuert werden, wird die Verstärkung auf ihrem Minimalpegel sein.
Die Einstellung der Ströme, so daß sie vollständig durch die Transistoren Q45 und Q48 fließen, führt die gesamten Kollektorströme der Transistoren Q43 und Q44 inklusive ihrer differentiellen Schwankungen jeweils den Lastwiderständen R46 und R47 zu. Die gleichzeitige Steuerung der Ströme weg von den Transistoren Q46 und Q49 resultiert darin, daß kein Strom durch die Dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 gesteuert wird, so daß ihre Leitfähigkeiten entsprechend sehr gering sind und die Lastwiderstände R46 und R47 glücklicherweise nicht parallel schalten. Die Spannungsverstärkung des verstärkungsgesteuerten Verstärkers gemäß Fig. 4 ist deshalb auf ihrem maximalen Pegel.
Die teilweise Steuerung der Kollektorströme der Emitter-gekoppelten Differenzverstärkertransistoren Q43 und Q44 durch die Transistoren Q45 und Q48 verringert die Verstärkung durch Zuführen von nur einem Bruchteil der differentiellen Schwankungen der Kollektorströme an die Lastwiderstände R46 und R47, wodurch die entsprechenden Signalspannungen über diesen, die graduell durch das Verstärkungssteuerungspotential GC4 gesteuert werden, verringert werden. Die teilweise Steuerung der Kollektorströme der Emitter gekoppelten Differenzverstärkertransistoren Q43 und Q44 durch die Transistoren Q46 und Q49 reduziert zur gleichen Zeit die Verstärkung weiter, dadurch daß die Gleichtaktanteile der Kollektorströme veranlaßt werden, durch die Dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 zu fließen, so daß ihre Leitfähigkeiten, die graduell durch das Verstärkungssteuerungspotential GC4 gesteuert werden, die Lastwiderstände R46 und R47 parallel schalten.
In jedem Fall bleibt der Gesamtstrom durch den Widerstand R46 während des Verstärkungssteuerungsprozess unverändert, wobei der Gesamtstrom immer gleich dem Kollektorausgangsstrom des Transistors Q43 ist und genauso bleibt der Gesamtstrom durch den Widerstand R47 während des Verstärkungssteuerungsprozesses unverändert, wobei dieser Gesamtstrom immer gleich dem Kollektorausgangsstrom des Transistors Q44 ist. Daher wird, wenn die Transistoren gut aufeinander abgestimmt sind, keine Störung der Gleichspannungsbedingungen für den Betrieb des Verstärkers auftreten, wenn die Verstärkung verändert wird.
Ähnliche Vorteile, wie sie in bezug auf den verstärkungsgesteuerten Verstärker gemäß Fig. 1 beschrieben wurden, ergeben sich bei dem verstärkungsgesteuerten Verstärker gemäß Fig. 4. Der verstärkungsgesteuerte Verstärker gemäß Fig. 4 ist für eine Verwendung als erste Stufe eines PIX ZF-Verstärkers ausgelegt, wobei die Differenzverstärkertransistoren Q43 und Q44 mit einem Haupt-Differenzwiderstand zwischen ihren Emitterelektroden Emitter-gekoppelt sind, um eine Übersteuerungsverzerrung bei erwarteten Eingangssignalpegeln für den ZF-Verstärker zu vermeiden. Der von den Widerständen R44 und R45 gebildete lineare Differenzwiderstand gestattet es dem Differenz-ZF-Eingangssignalpotential zwischen ihren Basiselektroden einen Effektivwert von ungefähr 100 mv zu erreichen, ohne daß einer der Transistoren bei den Signalspitzen abgeschaltet wird. Die verschiedenen, im Hinblick auf die Differenzverstärkertransistoren Q4 und Q5 oben beschriebenen Emitter-gekoppelten Netzwerke können auch zusammen mit den Differenzverstärker-Transistoren Q43 und Q44 verwendet werden.
Fig. 5 zeigt eine Reihenschaltung der verstärkungsgesteuerten Verstärker gemäß Fig. 4 und Fig. 2. Die NPN-Transistoren Q8 und Q9 bilden mit ihren jeweiligen Widerständen R49 und R50 Emitterfolger-Pufferstufen für den Ausgang des ersten Verstärkers. Das Eingangssignal wird an den Anschlüssen T2 und T3 zugeführt und die zwei Signale zur Verstärkungssteuerung werden jeweils an den Anschlüssen T44 und T22 zugeführt.
Ähnliche Betrachtungen können im Hinblick auf die verzögerte Verstärkungssteuerung und die verzögerte automatische Verstärkungssteuerung auf die Reihenschaltung der verstärkungsgesteuerten Verstärker gemäß Fig. 3 angewandt werden.
Die Verstärker gemäß der Fig. 4 und 2 sind für einen Betrieb von einer einzigen positiven Betriebsversorgung geeignet, und Fig. 5 zeigt dementsprechend die mit dem Versorgungsanschluß T46 verbundenen Versorgungsanschluß T27. In einer Abwandlung der Fig. 5 empfängt der Transistor Q42 sein Basispotential von den verbundenen Kollektor- und Basiselektroden des Q21 und die Elemente R41, R42 und Q41 sind davon gelöst, Fig. 6 zeigt einen Schaltkreis, der zusammen mit einer Reihenschaltung von Verstärkerstufen, wie sie entweder in Fig. 3 oder in Fig. 5 gezeigt sind, in einem IC enthalten ist. Dieser Schaltkreis beinhaltet einen dritten Spannungsverstärker mit festem Verstärkungsfaktor, um die zusätzliche Spannungsverstärkung, welche benötigt wird um einen zweiten Detektor DET zu betreiben, bereitzustellen, wobei der zweite Detektor DET ein Videodetektor oder ein Abwärtsumsetzer zum Erzeugen von Tonzwischenfrequenzen sein kann. Herkömmlich werden zweite Detektoren entworfen, um mit symmetrischen Signalen von der ZF-Verstärkerkette betrieben zu werden. Dann ist es der Wunsch, daß die Bias-Gleichpotentiale, auf denen diese symmetrischen Signale dem zweiten Detektor von der ZF-Verstärkerkette zugeführt werden, geeignet angepaßt sind, zumindest innerhalb von 20 mV oder so. Bei vorangegangenen Entwürfen waren die Bias-Gleichpotentiale, auf denen diese symmetrischen Signale einem zweiten Detektor zugeführt wurden, von jeweiligen Tiefpaßfiltern ausgekoppelt, wobei jeder Filter einen Kondensator außerhalb des Chips verwendete. Die Frequenzgänge dieser Tiefpaßfilter wurden dann unterschiedlich kombiniert, um ein Fehlersignal zu entwickeln, welches auf den Eingang der ZF-Verstärkerkette zurückgekoppelt wurde, wodurch eine direktgekoppelte (d-c) Rückkoppelschleife zum Degenerieren des Fehlersignals geschlossen wurde. Dieser Versuch wurde für unvorteilhaft befunden. Das Herausführen der vollständig verstärkten ZF-Signale aus dem Chip, wenn auch nur um Kondensatoren umzuleiten, vergrößert das Risiko einer unerwünschten Regeneration in der ZF-Verstärkerkette. Die hohe Spannungsverstärkung der gesamten ZF-Kette unter Schwach-Signalbedingungen und die Veränderungen des Phasenrandes, die in verschiedenen Teilen des AGC-Bereiches auftreten können, verursachen Probleme einer Gleichspannungs- Rückkoppelschleifenstabilisation. Die Zuverlässigkeit von Schnittstellen zwischen dem IC und seiner externen Umgebung tendiert dazu, geringer zu sein als die Zuverlässigkeit des dazwischengeschalteten elektronischen Schaltkreises. Die Anzahl der für ein großes IC-Gehäuse erforderlichen Anschlußstifte, beeinflußt dessen Kosten, und zwei Anschlußstifte werden für die Kondensatoren außerhalb des Chips benötigt, die in den Tiefpaßfiltern verwendet werden. Die Kondensatoren außerhalb des Chips müssen während der Fernsehempfängerproduktion getrennt von den ICs gelagert werden.
Fig. 6 zeigt eine Tiefpaßfilterung, die auf dem Chip ist und keine ZF-Umgehungskondensatoren außerhalb des Chips verwendet, wobei die Tiefpaßfilterung die Bias-Gleichpotentiale, denen die dem zweiten Detektor zugeführten, symmetrischen Signale jeweils überlagert sind, den Basissen eines Paares von Transistoren zuführt, wobei die Transistoren in Emitter-gekoppelter Differenzverstärkeranordnung geschaltet sind, um symmetrische Kollektorstrom-Antworten auf den Unterschied zwischen diesen Bias-Gleichpotentialen zu erzeugen. Diese symmetrischen Kollektorstrom-Antworten sind auf die Emitter der Transistoren in den Kollektorschaltungs-Verstärkern zurückgekoppelt, wobei die Kollektorschaltungs-Verstärker verwendet werden, um den ersten verstärkungsgesteuerten, Emitter-gekoppelten Differenzverstärker in der ZF-Verstärkerkette mit dem zweiten verstärkungsgesteuerten Emitter-gekoppelten Differenzverstärker in der ZF-Verstärkerkette zu verbinden. Dies schließt eine direkt gekoppelte Rückkoppelschleife zur Degenerierung der Differenzen zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die dem zweiten Detektor zugeführten symmetrischen Signale jeweils überlagert sind. Der Schaltkreis gemäß Fig. 6 wird im folgenden genauer beschrieben.
Ein Transistor Q61 ist vom NPN-Leitfähigkeitstyp und hat seine Basis- und Kollektorelektroden leitfähig verbunden, um in einem Dioden-verbundenen Modus zu arbeiten. Die Emitterelektrode des Q61 ist über einen Reihenwiderstand R61 mit einer Bezugspotentialquelle verbunden, die hier als Masse dargestellt ist. Den verbundenen Basis- und Kollektorelektroden wird ein Bezugsstrom über einen Widerstand R62 zugeführt, dessen einer Anschluß daran und dessen anderer Anschluß angeschlossen ist, um ein positives Bias-Gleichpotential VB3 zu empfangen, welches dem Anschluß T21 zugeführt wird. Fig. 6 zeigt VB3 wie es von einer Batterie B3 zugeführt wird. Die NPN-Transistoren Q62 und Q63 haben ihre Emitterelektroden über die Widerstände R63 und R64 jeweils mit Masse verbunden und haben ihre Basiselektroden an die Basiselektrode des Transistors Q61 angeschlossen, um im Hinblick auf den über R62 zugeführten Bezugsstrom eine Zwei-Ausgangs-Stromspiegelanordnung zu bilden.
Die NPN-Transistoren Q64 und Q65 bilden ein Differenzverstärkerpaar, wobei sie ihre jeweiligen Emitterelektroden an die Kollektorelektrode des Transistors Q62 angeschlossen haben. Die verstärkungsgesteuerten, verstärkten, symmetrischen ZF-Signale an den Emitterelektroden der Emitterfolger-Transistoren Q29 und Q30 sind an die Basiselektroden der Transistoren Q64 und Q65 angelegt. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q64 und Q65 sind über die jeweiligen Widerstände R65 und R66 mit einem Versorgungsanschluß T27 verbunden, um ein positives Betriebspotential VB2 zu empfangen, welches als von der Batterie B2 zugeführt dargestellt wird. Die NPN-Transistoren Q66 und Q67 sind als Spannungsfolger vom Emitterfolgertyp, die als Ausgangspufferstufen dienen, geschaltet. Die Basiselektroden von Q66 und Q67 sind jeweils mit den Kollektorelektroden von Q64 und Q65 verbunden, und die Kollektorelektroden von Q66 und Q67 sind an den Versorgungsanschluß T27 angeschlossen. Die Emitterelektroden der Transistoren Q66 und Q67 sind an die Anschlüsse der jeweiligen Lastwiderstände R67 und R68 angeschlossen, deren andere Anschlüsse mit Masse verbunden sind.
Die Emitterelektroden der Transistoren Q66 und Q67 führen symmetrische ZF-Ausgangssignale, die den Bias-Gleichpotentialen überlagert sind, dem zweiten Detektor DET zu. Der zweite Detektor DET führt dem Anschluß T60 ein Ausgangssignal zu und kann, wie in Fig. 6 gezeigt, dem Anschluß T61, dessen Ausgangssignale ähnlich symmetrisch sind, ein anderes Ausgangssignal zuführen. Der zweite Detektor DET ist im Falle eines PIX ZF-Verstärkers der Videodetektor. Der zweite Detektor DET kann in dem Fall ein Zwischenträgerfrequenztondetektor sein, wenn zusätzlich zu einem PIX-ZF-Verstärker ein anderer Video-ZF-Verstärker nur zur Versorgung des Zwischenträgerfrequenztonde tektors mit durch Abwärtsumsetzen der HF-Bild- und Tonträgerfrequenzen erzeugten verstärkungsgesteuerten, verstärkten ZF-Signalen verwendet wird.
Die Bias-Gleichpotentiale, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale überlagert sind, werden automatisch durch eine direkt gekoppelte Gleichspannungs-Rückkoppelschleife im Differenzmodus eingestellt. Die symmetrischen ZF-Ausgangssignale an den Kollektorelektroden der Transistoren Q64 und Q65 werden einem Tiefpaßfilter LPF mit vier Anschlüssen zugeführt, das den Basiselektroden der NPN-Transistoren Q68 und Q69 eines Kollektorschaltungs-Verstärkers eine symmetrische Antwort zuführt. Die Transistoren Q68 und Q69 besitzen jeweilige Emitterlastwiderstände R69 und R70, die ihre Emitterelektroden mit einem Punkt auf Massepotential verbinden.
Die an die Basiselektroden der Transistoren Q68 und Q69 angelegte symmetrische Antwort besteht im wesentlichen aus den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale überlagert sind; und die Transistoren Q68 und Q69 fungieren als Spannungsfolger vom Emitterfolgertyp, um die Differenz zwischen diesen Gleichpotentialen zwischen die Basiselektroden der NPN-Transistoren Q70 und Q71 anzulegen. Die Transistoren Q70 und Q71 sind als Emitter-gekoppelter Differenzverstärker geschaltet. An die Zusammenschaltung ihrer Emitterelektroden ist die Kollektorelektrode des NPN-Transistors Q63 angeschlossen, und Transistor Q63 zieht von dieser Schwanzverbindung einen Kollektorstrom zurück, der proportional zu dem Bezugsstrom ist, der aufgrund der Stromspiegelbetriebsart der Transistoren Q61 und Q63 durch den Widerstand R62 fließt. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q70 und Q71 sind miteinander verbunden, um symmetrische Ströme von den Emitterelektroden der zuvor beschriebenen Emitterfolgertransistoren Q9 und Q8 jeweils als Reaktion auf die Differenz zwischen den Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale, die dem zweiten Detektor DET zugeführt werden, überlagert sind, zurückzuziehen. Diese Verbindungen schließen die direkt gekoppelte Gleichspannungsrückkoppelschleife im Differenzmodus, die zur Eliminierung jeglicher wesentlicher Differenz zwischen diesen Bias-Gleichpotentialen verwendet wird.
Der Tiefpaßfilter LPF weist einen Widerstand R71 zum Verbinden der Kollektorelektrode des Transistors Q64 mit der Basiselektrode des Transistors Q68, einen Widerstand R72 zum Verbinden der Kollektorelektrode des Transistors Q65 mit der Basiselektrode des Transistors Q69 sowie eine schwimmende Kapazität C1 auf, die zwischen den Basiselektroden der Transistoren Q68 und Q69 angeschlossen ist. Der Tiefpaßfilter LPF weist weiterhin zwei ähnliche Kapazitäten C2 und C3 auf, die jeweils die Basiselektroden der Transistoren Q68 und Q69 mit einem Punkt OT, der auf Massepotential zeigt, parallelschalten. Die Kapazitäten C2 und C3 sind, verglichen mit der schwimmenden Kapazität C1, relativ klein und unterdrücken ein Gleichtaktsignal an den Basiselektroden der Transistoren Q68 und Q69.
Die Kapazitäten C1, C2 und C3 sind typischerweise Metalloxid-Halbleiter (MOS)-Konstruktionen. Die schwimmende Kapazität C1 bewirkt die gleiche Filterwirkung wie die beiden nach Masse parallelgeschalteten Kapazitäten, von denen jede das Zweifache ihrer Kapazitätsgröße besitzt. Eine MOS-schwimmende Kapazität C1 beansprucht nur ein Viertel der Chipfläche eines IC wie zwei nach Masse parallel geschaltete Kapazitäten, die die gleiche Filterwirkung bereitstellen. Die schwimmende Kapazität C1 kann aus zwei parallel geschalteten MOS Kapazitäten derselben Größe aufgebaut werden, wobei die Metallplatte von jedem mit der Polysiliciumplatte des anderen verbunden ist. Die gleichen Kapazitäten von den Polysiliciumplatten nach Substratmasse erscheinen in den jeweiligen der Kapazitäten C2 und C3, dann wenigstens als Anteile dieser Kapazitäten.
Weil die Rückkoppelschleife zur Eliminierung jeglicher wesentlicher Differenz zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Signale überlagert sind, nur ungefähr zwei Spannungsverstärkerstufen mit einer maximalen Spannungsverstärkung von einem einhundertfachen bis zweihundertfachen, anstatt ungefähr drei Spannungsverstärkerstufen mit einer maximalen Spannungsverstärkung von einem tausendfachen oder mehr umfaßt, braucht die von dem Tiefpaßfilter LPF bereitgestellte primäre Steuerungselektrode nicht als niedrig in der Frequenz geortet zu werden, um eine Regelkreisstabilität sicherzustellen. Dies verringert die erforderliche Größe der schwimmenden Kapazität C1. Die schnellere Zeitkonstante in der Rückkoppelschleife macht sie für ein "Einstellen" während des Impulsrauschens oder der Einschaltbedingungen weniger anfällig. Die Verwendung einer Stromrückkopplung im Differenz-Modus auf die Emitterelektroden der Emitterfolgertransistoren Q9 und Q8 bewirkt eine nichtlineare Rückkoppel- Antwort mit reduzierter Verstärkung für große Fehler. Dies neigt ebenfalls dazu, fehlerhaftes Verhalten der Rückkoppelschleife während der Einschalt- oder Impulsrauschbedingungen zu verhindern.
Fig. 7 zeigt eine Abwandlung die an dem in Fig. 1 gezeigten verstärkungsgesteuerten Verstärker vorgenommen werden kann, wobei in der Abwandlung die T-Schaltung der Widerstände R5, R6 und R7 durch eine gleichwirkende π-Schaltung der Widerstände R81, R82 und R83 ersetzt wird. Der Widerstand R61 ist gleich der Summe der Widerstände R5 und R6; der Widerstand R82 ist gleich der Summe der Widerstände R5 und R7; der Widerstand R83 ist gleich der Summe der Widerstände R6 und R7.
Fig. 8 zeigt eine Abwandlung die an dem in Fig. 1 gezeigten verstärkungsgesteuerten Verstärker vorgenommen werden kann, wobei bei der Abwandlung die T-Schaltung der Widerstände R44, R45 und der aus dem Transistor Q42 und dem Widerstand R43 gebildeten Konstantstromquelle durch eine gleichwirkende π-Schaltung des Widerstandes R84 und zweier Konstantstromquellen ersetzt wird, von denen die eine durch den Transistor Q81 und den Widerstand R85 gebildet wird, und die andere durch den Transistor Q82 und den Widerstand R86 gebildet wird. Auf diese Weise wurde der Stromspiegel mit einem Ausgang, der die Elemente Q41, R41, Q42 und R43 umfaßt, durch einen Stromspiegel mit zwei Ausgängen, der die Elemente Q41, R41, Q81, R85, Q82 und R86 umfaßt, ersetzt.
Fig. 9 zeigt diejenigen Teile eines Fernsehempfängers oder Videobandrekorders, die für die Wiederherstellung des Tonsignals, des Bildsignals und der Synchronisationssignalanteile eines übertragenen Fernsehsignals verwendet werden, wobei der Fernsehempfänger Zwischenfrequenzverstärker des in Fig. 3 oder in Fig. 5 gezeigten Typs verwendet. Fig. 9 ist für das Verständnis nützlich, wie das Signal für eine verzögerte automa tische Verstärkungssteuerung den Zwischenfrequenzverstärkern des in Fig. 3 oder in Fig. 5 gezeigten Typs zugeführt wird.
Die von einer Antenne 10 aufgefangenen Fernsehsignale werden einem Hochfrequenzverstärker 12 zugeführt. Ein Abwärtsumsetzer 14, der typischer Weise einen Mischer sowie einen oder mehrere abstimmbare Schwingkreise aufweist, die bei Frequenzen oberhalb derjenigen in den Fernsehsignalbändern schwingen, antwortet auf die von dem Hochfrequenzverstärker 12 zugeführten verstärkten Fernsehsignale, um ZF-Signale mit einer Tonträgerfrequenz von 41,25 MHz und einer Bildträgerfrequenz von 45,75 MHz zu erzeugen. Auf den Abwärtsumsetzer 14 wird manchmal als "erster Detektor" Bezug genommen.
Die ZF-Signale von diesem ersten Detektor werden einem Blockfilter 16 zugeführt, welches die Tonträgerfrequenz und deren frequenzmodulierte FM-Seitenbänder (sowie die Bildträgerfrequenz in Zwischenträgerfrequenz-Tonempfängern) für eine Einspeisung in eine Reihenschaltung einer ersten Bild-ZF-Stufe 18, einer zweiten Bild-ZF-Stufe 20 und einer dritten Bild-ZF-Stufe 22, voneinander trennt. Ein Tiefpaßfilter 24 auf dem Chip reagiert auf Differenzen zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale der dritten Bild-ZF-Stufe 22 überlagert sind, um im Differenzmodus den Summationselementen 26 und 28 Rückkoppelsignale zuzuführen. Die Summationselemente 26 und 28 kombinieren die Rückkoppelsignale im Differenzmodus mit den symmetrischen Ausgangssignalen der ersten Bild-ZF-Stufe 18, um korrigierte Eingangssignale für die zweite Bild-ZF-Stufe 20 zu erzeugen.
Die ZF-Signale des ersten Detektors werden außerdem einem Blockfilter 30 zugeführt, welches die Restbildträgerfrequenz und deren amplitudenmoduliertes AM-Seitenband für eine Einspeisung in eine Reihenschaltung aus einer ersten PIX-ZF-Stufe 32, einer zweiten PIX-ZF-Stufe 34 und einer dritten PIX-ZF-Stufe 36, voneinander trennt. Ein Tiefpaßfilter 38 auf dem Chip reagiert auf die Differenzen zwischen den Bias-Gleichpotentialen, denen die symmetrischen ZF-Ausgangssignale der dritten PIX-ZF-Verstärkerstufe 36 überlagert sind, um den Summationselementen 40 und 42 Rückkoppelsignale im Differenzmodus zuzuführen. Die Summationselemente 40 und 42 kombinieren im Differenzmodus die Rückkoppelsignale mit den symmetrischen Ausgangssignalen der ersten PIX-ZF-Stufe 32, um korrigierte Eingangssignale für die zweite PIX-ZF-Stufe 34 zu erzeugen.
Ein zweiter Umsetzer 44, der ein bedeutsamer Trägerfrequenz-synchroner Detektor in einem Fernsehempfänger, welcher ein Ton-ZF-Signal nach dem Trägerzwischenfrequenzverfahren erzeugt, sein kann, empfängt von der dritten Bild-ZF-Stufe 22 verstärkte 45 MHz ZF-Signale und reagiert um ein frequenzmoduliertes 4,5 MHz-ZF-Signal zu erzeugen, welches von einem Bandpaßfilter 46 mit einem bei 4,5 MHz zentrierten Durchlaßbereich ausgewählt wird. Der Bandpaßfilter 46 unterdrückt die Bildfrequenzen, die ansonsten dem frequenzmodulierten 4,5 MHz Ton-ZF-Signal, wie es dem Begrenzer 48 zugeführt wird, anhaften würden. Der Begrenzer 48 unterdrückt eine unerwünschte Amplitudenmodulation des frequenzmodulierten 4,5 MHz Trägers, und führt diesen als Ton-ZF-Antwort einem FM-Ton-Entscheider 50 zu, wobei der Entscheider die Frequenzmodulation des 4,5 MHz Trägers erfaßt, um ein Tonsignal zu erzeugen, das dem Rest des Fernsehempfängers oder des Videobandrekorders zugeführt wird. Es gibt andere bekannte Einrichtungen, wie z. B. den wohlbekannten Ratio-Detektor, zum Erfassen von tonbeschreibender Information, die in der Frequenzmodulation der Ton-ZF-Antwort enthalten ist, wobei die Einrichtungen Vorrichtungen zum Unterdrücken der Antwort der Einrichtung zum Erfassen der tonbeschreibenden Information aufgrund von Veränderungen in der Amplitude der Ton-ZF-Antwort aufweisen.
Ein Bild-ZF-Übersteuerungsdetektor 52 reagiert auf die verstärkten ZF-Signale der dritten Bild-ZF-Stufe 22, die einen als Eingangssignal für den Abwärtsumsetzer 44 akzeptablen Pegel überschreiten, um der ersten Bild-ZF-Stufe 18 ein Hilfssignal für eine automatische Verstärkungssteuerung (AGC) zur Verfügung zu stellen, welches bei anormalen Bedingungen ein als Reaktion auf das PIX-ZF-Signal erzeugtes normales Signal für eine automatische Verstärkungssteuerung (AGC) verstärkt. Unter Normalbedingungen jedoch werden beide, die Bild-ZF- und die PIX-ZF-Kette nur im Ansprechen auf das normale, als Antwort auf das PIX-ZF-Signal erzeugte, Signal für eine automatische Ver kungssteuerung (AGC), verstärkungsgesteuert. Um die Führung der AGC zwischen der Bild-ZF- und der PIX-ZF-Kette zu vereinfachen, sind die Bild-ZF-Verstärker 18, 20 und 22 innerhalb der Grenzen desselben ICs wie die PIX-ZF-Verstärker 32, 34, 36 aufgebaut. Der Abwärtsumsetzer 44, der Bild-ZF-Übersteuerungsdetektor 52, ein Videodetektor 54, ein AGC-Detektor 56 und AGC-Verzögerungsschaltkreise 58 und 60 sind vorteilhafterweise ebenfalls in demselben IC enthalten.
Der Videodetektor 54, der die verstärkten ZF-Signale von der dritten PIX-ZF-Stufe 36 empfängt, erfaßt ein FBAS-Signal.
Der automatische Verstärkungssteuerungs-(AGC)-Detektor 56 entwickelt ein Signal zur automatischen Verstärkungssteuerung (AGC) durch Erfassen von Spitzen der Synchronisationsimpulse, die in dem FBAS-Signal enthalten sind. Wenn der Videodetektor 54 ein Hüllkurvendemodulator ist, ist der AGC-Detektor 56 normalerweise ein verschlüsselter AGC-Detektor, um der automatischen Verstärkungssteuerung eine Unempfindlichkeit gegenüber Impulsrauschen zu verleihen. Wenn der Videodetektor 54 ein synchroner Detektor ist, was dem modernen Trend bei der Gestaltung von Fernsehempfängern entspricht, beinhaltet der AGC-Detektor 56 vorzugsweise eine Filterung seines Eingangssignals, um eine Antwort auf die 2 MHz oder so Komponente des durch den Videodetektor 54 erfaßten FBAS-Signals zu unterdrücken, wobei die Komponente als Folge des Anrufens des Blockfilters 30 bei dessen natürlicher Mittelbandfrequenz auftritt. Diese Filterung des Eingangssignals des AGC-Detektors 56 sollte Frequenzen bis zu ca. 500 kHz passieren lassen; dies sollte so sein, damit die Spitzen der ausgleichenden Impulse erfaßt werden können und damit die Helligkeit des obersten Teils des Videobildes gegenüber dem Rest des Videobildes nicht in unerwünschter Weise ansteigt. Der AGC-Detektor 56 beinhaltet in jedem Fall eine Filterung seines Ausgangssignals bis zu einer Rauschbandbreite von 400 Hz oder so.
Das von dem AGC-Detektor 56 entwickelte AGC-Signal, welches aus dem durch den Videodetektor 38 erfaßten FBAS-Signal hervorgegangen ist, wird verwendet, um die Verstärkung in beiden, dem PIX-ZF- und dem Bild-ZF-Verstärker, wie auch die Verstär kung in dem HF-Verstärker 12 zu steuern. Die Entwicklung der aus dem FBAS-Signal hervorgegangenen AGC gestattet eine genaue Verstärkungssteuerung der PIX-ZF- Verstärker, die die AM-Seitenbänder linear verstärken müssen. Die Bild-ZF-Verstärker benötigen die Verstärkungssteuerung in erster Linie, um eine Übersteuerung des Abwärtsumsetzers 44 zu vermeiden, wobei eine große Übersteuerung desselben in jedem Fall durch den Bild-ZF-Übersteuerungsdetektor 52 im Vorfeld verhindert wird. Die Linearität, mit der die FM-Seitenbänder der Tonträgerfrequenz verstärkt werden, ist nicht von besonderm Interesse. Der Bandpaßfilter 46 und der Begrenzer 48 unterdrücken ebenfalls die Auswirkungen jeglichen Verstärkungsfehlers in der Bild-ZF-Verstärkerkette und dem Abwärtsumsetzer 44. Die so erhaltene akzeptable AGC-Führung der Bild-ZF-Verstärker 18 und 20 zu den PIX-ZF-Verstärkern 32 und 34 ist praktisch zu erreichen. Das von dem AGC-Detektor 56 entwickelte AGC-Signal wird parallel ohne Verzögerung den zweiten Stufen 20 und 34 der Bild-ZF- und PIX-ZF-Verstärker zugeführt. Das von dem AGC-Detektor 56 entwickelte AGC-Signal wird parallel ohne Verzögerung den ersten Stufen 18 und 32 der Bild-ZF- und PIX-ZF-Verstärker zugeführt. Vorzugsweise wird, wie in Fig. 9 gezeigt, den ersten Stufen 18 und 32 des Bild-ZF- und des PIX-ZF-Verstärkers über die jeweiligen AGC-Verzögerungsschaltkreise 58 und 60 ein verzögertes AGC- Signal zugeführt, so daß nur eine einzige AGC-Leitung von dem Teil des ICs, in dem die PIX-ZF angeordnet ist, zu dem Teil des ICs, in dem die Bild-ZF angeordnet ist, verlaufen muß.
Das von dem AGC-Detektor 56 entwickelte AGC-Signal wird dem HF-Verstärker 12 mit einer weiteren Verzögerung zugeführt, wie sie durch einen Abstimmungs-Verstärkungssteuerungs-Verzögerungsschaltkreis 60 bereitgestellt wird, der normalerweise auf dem integrierten Schaltkreis-Chip mit dem ZF-Verstärker angeordnet ist. Wenn schwache Signale empfangen werden, findet jegliche Verringerung der Verstärkung durch die HF- und ZF-Verstärkerketten in den zweiten Stufen 20 und 34 des Ton- und des PIX-ZF-Verstärkers statt. Der HF-Verstärker 12 und die ersten Stufen 18 und 32 des Ton- und -PIX-ZF-Verstärkers arbeiten bei voller Verstärkung, um für die den zweiten Stufen 20 und 34 des Ton- und PIX-ZF-Verstärkers zugeführten Signale beste Signal-zu- Rauschleistungsverhältnisse sicherzustellen. Wenn die zweiten Stufen 20 und 34 des Ton- und PIX-ZF-Verstärkers gute Signalpegel mit einem Anwachsen des HF-Signalpegels von der Antenne 10 erreichen, führen die AGC-Verzögerungsschaltkreise 58 und 60 den ersten Stufen 18 und 32 des Ton- und des PIX-ZF-Verstärkers ein verzögertes AGC-Signal zu, um deren Verstärkung zu verringern. Beim Empfang starker Signale, führt der Abstimmungs-Verstärkungssteuerungsverzögerungs-Schaltkreis 62 dem HF-Verstärker 12 ein AGC-Signal zu, um dessen Verstärkung zu verringern, wodurch eine Übersteuerung des Abwärtsumsetzers 14 und der ersten Stufen 18 und 32 des Ton- und des PIX-ZF-Verstärkers verhindert wird.
Eine gestrichelte Linie 70 umrandet diejenigen Elemente, außer den parallelgeschalteten Umgehungskondensatoren mit großer Kapazität, die normalerweise innerhalb eines einzigen monolithisch integrierten Schaltkreises IC angeordnet sind. Die PIX-ZF-Kette wird durchweg mit symmetrischen Signalen betrieben, von dem Eingangssignal, das der ersten ZF-Verstärkerstufe 32 von dem PIX-ZF-Blockfilter 30 zugeführt wird bis zu dem Ausgang der dritten PIX-ZF-Verstärkerstufe 36, der dem Videodetektor 54 zugeführt wird, und das Ausgangssignal des Videodetektors 54 wird ein- anschlüssig von dem IC abgegriffen, um jegliche Eigenschwingungstendenzen in den höheren Verstärkungsbereichen des PIX-ZF-Verstärkungssteuerungsbereiches zu unterdrücken. Die Bild-ZF- Kette wird mit einem ein-anschlüssigen Eingangssignal betrieben, welches von dem Bild- ZF-Blockfilter 16 der ersten ZF-Verstärkerstufe 18 zugeführt wird, was einige Vereinfachungen bei dem Blockfilter 16 gestattet, aber der Rest der Bild-ZF-Kette wird mit symmetrischen Signalen betrieben, um jegliche Eigenschwingungstendenzen in den höheren Verstärkungsbereichen des Bild-ZF-Verstärkungssteuerungsbereiches zu unterdrücken. Das Ausgangssignal des Abwärtsumsetzers 44 wird in symmetrischer Form dem Bandpaßfilter 46 zugeführt, um jegliche Eigenschwingungstendenzen in den höheren Verstärkungsbereichen des Bild-ZF-Verstärkungssteuerungsbereiches zu unterdrücken.
Fig. 10 zeigt einen geeigneten Frequenzgang des Blockfilters 30, unter der Annahme, daß eine 45,75 MHz Bild-ZF-Trägerfrequenz verwendet wird, wobei der Frequenzgang bei der Nachbarkanaltonträgerfrequenz von 47,25 MHz eine relativ tiefe Wellenfalle (> 40 dB) aufweist. Diese tiefe Wellenfalle bewirkt, daß die Antwort auf die 45,75 MHz Bild-ZF-Trägerfrequenz auf einer Abwärtsflanke des Frequenzganges, um ungefähr 6 dB tiefer angeordnet ist. Die Antwort auf die In-Kanal-Tonträgerfrequenz von 41,25 MHz ist um ungefähr 30 dB verringert. Das Blockfilter 30 zeigt einen linearen Phasengang über seinem gesamten Durchlaßbereich. Ein Beispiel für ein Oberflächenwellenfilter, welches diese Art von Frequenzgang zeigt, ist das SAF45 MVB80Z, das von der Firma Murata Manufacturing Co., Ltd., in Erie, Pennsylvania hergestellt wird.
Fig. 11 zeigt einen geeigneten Frequenzgang des Blockfilters 16, für einen Fernsehempfänger, der Zwischenträgerfrequenzton verwendet, unter der Annahme, daß eine 45,75 MHz Bild-ZF-Trägertrequenz verwendet wird, wobei der Frequenzgang normalerweise zwei Erhebungen aufweist. Eine erste der Erhebungen hat eine Spitze bei 41,25 MHz, der ZF-Frequenz, in die die Tonträgerfrequenz während des ersten Erfassungsvorganges transformiert wurde; und eine zweite der Erhebungen hat eine Spitze bei 45,75 MHz, der ZF-Frequenz, in die die Bildträgerfrequenz während des ersten Erfassungsvorganges transformiert wurde. Der Frequenzgang des ersten Blockfilters 16 beinhaltet bei der Nachbarkanaltonträgerfrequenz von 47,25 MHz ebenfalls eine relativ tiefe (> 40 dB) Wellenfalle. Die Bildträgerfrequenz liegt jedoch nicht auf einer in die Wellenfalle abfallenden Flanke, was dem AFT hilft, die Bildträgerfrequenz von den In-Kanal- und den Nachbarkanaltonträgerfrequenzen zu unterscheiden. Ein Sattel zwischen den Erhebungen bei 41,25 und 45,75 MHz verringert die von dem Abwärtsumsetzer 44 erfaßte 42,25 MHz Bildfrequenz, wobei die zweite harmonische Verzerrung des Bildes unerwünschter Weise durch den 4,5 MHz Bandpaßfilter 46 passieren kann, um die Begrenzung der Tonzwischenfrequenz durch den Begrenzer 48 zu bewirken.
Fig. 12 ist ein schematisches Diagramm eines AGC-Verzögerungsschaltkreises, der für eine Verwendung bei der Reihenschaltung der verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufen gemäß Fig. 5 geeignet ist. Ein NPN-Transistor Q90 besitzt einen Emitterdegenerationswiderstand R90 und weist eine direkt gekoppelte Kollektor-zu-Basisrückkopplung auf, die durch einen Emitterfolger bereitgestellt wird, der einen NPN-Transistor Q91 umfaßt, welcher einen zwischen seinem Emitter und einem Bezugspotentialpunkt, darge stellt als Masse, angeschlossenen Emitterlastwiderstand R91 besitzt. Die degenerierte Kollektor-zu-Basisrückkopplung stellt die Leitung des Q90 ein, um eine Spannung zwischen seinem Emitter und seinem Kollektor aufrechtzuerhalten, die die Summe der Vorwärtsabfälle über den Basis-Emitterübergängen von Q90 und Q91 ist. Der Kollektorstrom des Q90 fließt durch die Reihenschaltung der Widerstände R92 und R93 und durch einen diodengekoppelten NPN-Transistor Q93, um die jeweiligen Spannungsabfälle über diesen Elementen zu entwickeln.
Der durch den Spannungsabfall über dem Widerstand R92 entwickelte Versatz von dem positiven Betriebspotential an dem Anschluß T46 wird der Basis eines NPN-Emitterfolgertransistors 94 zugeführt, dessen Emitter ein Bias-Gleichpotential für den Anschluß T45 bereitstellt und über einen Emitterlastwiderstand R94 auf einen Bezugspotentialpunkt, dargestellt als Masse, zurückgeführt wird. Der von den kombinierten Spannungsabfällen über den Widerständen R92 und R93 entwickelte Versatz des positiven Betriebspotentials an dem Anschluß T46 wird der Basis eines NPN-Emitterfolgertransistors Q95 zugeführt, dessen Emitter ein Bias-Gleichpotential für die Basis eines anderen NPN-Emitterfolgertransistors Q96 bereitstellt, und über einen Emitterlastwiderstand auf einen Bezugspotentialpunkt, dargestellt als Masse, zurückgeführt wird. Der Emitter des Q96 hält ein Bias-Gleichpotential für den Anschluß T23 bereit, und wird über einen Emitterlastwiderstand R96 auf einen Bezugspotentialpunkt, dargestellt als Masse, zurückgeführt. Die kombinierten Spannungsabfälle über den Widerständen R92 und R93 sowie über dem diodengekoppelten Transistor Q92 spannen die Basis eines PNP-Emitterfolgertransistors Q97 vor. Der Emitter des Q97 stellt ein Bias-Gleichpotential bereit, auf das die AGC der ZF-Verstärkerstufen bezogen ist, wobei dieses Bias-Gleichpotential ähnlich zu dem Bias-Gleichpotential ist, welches der Basis des Q95 zugeführt wird.
Ein widerstandsbehafteter Potentialtreiber umfaßt die Widerstände R97 und R98, welche zwischen die Emitter des Q97 und eines NPN-Emitterfolgertransistors Q98, der über einen AGC-Anschluß T90 eine AGC-Spannung an seiner Basis empfängt, geschaltet sind. Die Differenz zwischen der AGC-Spannung, wie sie durch Versetzen durch den Emitter-Basis-Abfall des Q98 an dem Emitter des Q98 auftritt, und dem an dem Emitter des Q97 auftretenden Bias-Gleichpotentials, wird für eine Zuführung an die Basiselektroden der NPN-Emitterfolgertransistoren Q99 und Q100 aufgeteilt. Der Emitter des Q99 stellt ein Bias-Gleichpotential an dem Anschluß T44 bereit, und wird über einen Emitterlastwiderstand R99 auf einen Bezugspotentialpunkt, dargestellt als Masse, zurückgeführt. Der Emitter des Q99 stellt ein Bias-Gleichpotential für den Anschluß T44 bereit, und wird über einen Emitterlastwiderstand R99 auf einen Bezugspotentialpunkt, dargestellt als Masse, zurückgeführt. Der Emitter des Q100 stellt ein Bias-Gleichpotential für die Basis eines anderen NPN-Emitterfolgertransistors Q101 bereit und wird über einen Emitterlastwiderstand R100 auf einen Bezugspotentialpunkt, dargestellt als Masse, zurückgeführt. Der Emitter des Q101 stellt ein Bias-Gleichpotential für den Anschluß T22 bereit und wird über einen Emitterlastwiderstand R101 auf einen Bezugspotentialpunkt, dargestellt als Masse, zurückgeführt. (Um in dem zweiten verstärkungsgesteuerten Spannungsverstärker des ZF-Verstärkers eine feinere Abstufung der Spannungsverstärkung bereitzustellen, bevor die verzögerte AGC anfängt, die Spannungsverstärkung seines ersten verstärkungsgesteuerten Spannungsverstärkers zu reduzieren, besitzt der Transistor Q23 in dem zweiten verstärkungsgesteuerten Spannungsverstärker einen Emitterdegenerationswiderstand, der zwischen seinem Emitter und der Schwanzverbindung bei dem Emitter des Transistors Q24 eingefügt ist.)
Wenn das dem Anschluß T90 zugeführte AGC-Potential nicht ausreichend positiv ist, um den Basis-Emitter-Übergang des Q98 vorzuspannen, so gibt es keinen Emitterstromfluß von dort durch die Spannungsteilerwiderstände R97 und R98. Dementsprechend ist der Spannungsabfall über jedem der Widerstände R97 und R98 im wesentlichen nullwertig. Die Emitterspannung des Q97 wird daher den Basen des Q99 und des Q100 über R97 zugeführt. Das Potential am Anschluß T44 ist folglich weniger positiv als das Potential an dem Anschluß T46, welches die erste verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärkerstufe aus der Reihenschaltung gemäß Fig. 5 für eine volle Spannungsverstärkung vorspannt. Weil Q97 nicht in Vorwärtsleitung vorgespannt ist, ist seine Emitterspannung etwas negativer als das der Basis des Q95 zugeführte Bias-Gleichpotential. Das Potential am Anschluß T22 ist folglich weniger positiv als das Potential am Anschluß T23, welches die zweite verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärkerstufe der Reihenschaltung gemäß Fig. 5 für eine volle Spannungsverstärkung vorspannt.
Wenn das dem Anschluß T90 zugeführte AGC-Potential positiv genug wird, um den Basis-Emitterübergang des Q98 vorwärts vorzuspannen, fließt ein Emitterstromfluß von dort durch die Spannungsteilerwiderstände R97 und R98 und verursacht über diesen einen Spannungsabfall, der auf den Betrag, um den das an dem Anschluß T90 zugeführte AGC-Potential den Basis-Emitterübergang des Q98 vorwärts vorspannt, direkt bezogen ist. Das Potential an dem Anschluß T22 nähert sich dem Potential an dem Anschluß T23, welches die zweite verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärkerstufe der Reihenschaltung gemäß Fig. 5 für eine verringerte Spannungsverstärkung vorspannt. Aufgrund des Spannungsabfalls über dem R93 ist das Potential an dem Anschluß T44 noch weniger positiv als das Potential an dem Anschluß T45, welches die erste verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärkerstufe der Reihenschaltung gemäß Fig. 5 für eine volle Spannungsverstärkung vorspannt und die Zuführung der Verstärkungssteuerung dorthin verzögert.
Wenn das dem Anschluß T90 zugeführte AGC-Potential noch positiver wird, bewirkt der Emitterstromfluß von Q98, daß sich der Spannungsabfall über dem R97 dem Spannungsabfall über dem R93 annähert. Das Potential an dem Anschluß T44 nähert sich dem Potential an dem Anschluß T45, welches die erste verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärkerstufe der Reihenschaltung gemäß Fig. 5 für eine verringerte Spannungsverstärkung vorspannt. Wenn das dem Anschluß T90 zugeführte AGC-Potential noch positiver wird, bewirkt der Emitterstromfluß von dem Q98, daß der Spannungsabfall über dem R97 den Spannungsabfall über dem R93 übersteigt. Das Potential im Anschluß T44 wird positiver als das Potential an dem Anschluß T45, welches die erste verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärkerstufe der Reihenschaltung gemäß Fig. 5 für eine minimale Spannungsverstärkung vorspannt.
Ein Anschluß T91 kann dazu verwendet werden, eine Übersteuerungsdetektorspannung von dem Bild-ZF-Übersteuerungsdetektor 52 gemäß Fig. 9 zu empfangen. Fig. 12 zeigt eine Spannung, die über einen NPN-Emitterfolgertransistor Q102 einem Anschluß eines weiteren Spannungsteilerwiderstandes R102 zugeführt wird, der mit seinem anderen Anschluß an die Verbindung der Spannungsteilerwiderstände R97 und R98 angeschlossen ist, wobei die Spannung Spannungsabfälle über R102 und R97 bewirkt, die direkt auf den Betrag, mit dem die dem Anschluß T91 zugeführte Übersteuerungsdetektorspannung den Basis-Emitterübergang des Q102 vorwärts vorspannt, bezogen sind.
Die vorliegende Erfindung wird hier offenbart und ihre Prinzipien werden durch beispielhafte Ausführungen erklärt, aber sie ist nicht auf solche Ausführungen beschränkt. Wie der Fachmann verstehen wird, können verschiedene Veränderungen und Modifikationen vorgenommen werden, ohne vom Geist der Erfindung abzuweichen. Beispielhaft können sich, bei sorgfältiger Gestaltung des IC-Chips, die zwei ZF-Verstärkerketten einige AGC- Anwendungsschaltkreise teilen, anstatt wie im Hinblick auf die Fig. 9 und 12 beschrieben, getrennte AGC-Anwendungsschaltkreise zu verwenden. Die Erfindung kann in einem Fernsehempfänger ausgeführt werden, der die Ton-Zwischenträgertrequenz nicht benutzt, wobei die "Bild"-ZF-Verstärker zum Verstärken von Schmalband-ZF-Signalen verwendet werden, die im wesentlichen aus der Tonträgerfrequenz und deren frequenzmodulierten Seitenbändern bestehen. Fernsehsignal-Empfangsvorrichtungen, die vor dem Videodetektor mehrere Umsetzungen vornehmen, können gemäß den Prinzipien der Erfindung gebaut werden. Die hier beschriebenen verstärkungsgesteuerten Verstärker benutzen NPN-Verstärkungstransistoren; natürlich können PNP-Transistoren durch geeignete Schaltkreismodifikationen ersetzt werden, wie dies dem Fachmann bekannt ist, oder es können Feldeffekt-Transistoren anstelle von Bipolar-Transistoren verwendet werden, wieder mit geeigneten Schaltkreismodifikationen, wie sie dem Fachmann geläufig sind.
Weiterhin können andere Stromspiegelversionen die speziellen, hier beispielhaft verwendeten Versionen ersetzen. Es wird auch bedacht, daß die Stromsteuerung nicht durch konventionelle, differentiell gekoppelte Paare bereitgestellt werden muß, obwohl diese den Vorteil der Einfachheit besitzen, sondern sie kann auch durch andere Schaltkreise ausgeführt werden, die den Eingangsstrom in zwei Anteile mit variablem Verhältnis aufteilen können. Diese und ähnliche Veränderungen werden als innerhalb des durch die folgenden Ansprüche definierten Umfanges der Erfindung liegend erachtet.

Claims

1. Fernsehsignalempfänger, mit:

einem Hochfrequenz-HF-Verstärker (12) zum Empfangen eines Fernsehsignals, welches eine HF-Bildträgerfrequenz mit einem amplitudenmodulierten AM-Seitenband und eine HF-Tonträgerfrequenz mit frequenzmodulierten FM- Seitenbändern aufweist, wobei der HF-Verstärker verstärkungsgesteuert gemäß einem entsprechenden Steuersignal ist;

einem Abwärtsumsetzer (14) zum Empfangen des Fernsehsignals und zum Erzeugen eines Zwischenfrequenz-ZF-Signals als Antwort auf das Fernsehsignal;

einem ersten Blockfilter (16) zum Filtern des ZF-Signals, um davon eine ZF- Antwort für einen Teil des Fernsehsignals, welcher die Tonträgerfrequenz zusammen mit ihren FM-Seitenbändern umfaßt, auszuwählen und um ein entsprechendes Ausgangssignal zu erzeugen;

einem ersten ZF-Verstärker (18, 20) zum Erzeugen einer verstärkten Antwort auf das Ausgangssignal des ersten Blockfilters (16);

einem zweiten Blockfilter (30) zum Filtern des ZF-Signals, um davon eine ZF- Antwort für einen Teil des Fernsehsignals, welcher die Bildträgerfrequenz zusammen mit ihrem AM-Seitenband umfaßt, auszuwählen und um ein entsprechendes Ausgangssignal zu erzeugen;

einem zweiten ZF-Verstärker (32, 34) zum Erzeugen einer verstärkten Antwort auf das Ausgangssignal des zweiten Blockfilters (30);

Einrichtungen (44) zum weiter Abwärtsumsetzen der verstärkten Antwort, welche von dem ersten ZF-Verstärker (18, 20) ausgegeben wurde, um eine Ton- ZF-Antwort zu erzeugen;

Einrichtungen (46, 48, 50) zum Ermitteln von tonbeschreibender Information, welche in der Frequenzmodulation der Ton-ZF-Antwort enthalten ist, wobei die Einrichtungen Komponenten zum Unterdrücken der Antwort der Einrichtungen zum Ermitteln der tonbeschreibenden Information aus Veränderungen der Amplitude der Ton-ZF-Antwort aufweisen;

einem Videodetektor (54) zum Ermitteln der verstärkten Antwort, die von dem zweiten ZF-Verstärker (32, 34) ausgegeben wurde, um ein Videosignal zu erzeugen, welches Synchronisierungsimpulse aufweist;

einem automatischen Verstärkungs-Steuerungsdetektor AGC zum Ermitteln der Spitzen des Synchronisierungsimpulses und zum Erzeugen eines AGC- Signals;

dadurch gekennzeichnet, daß

der erste Verstärker eine erste Verstärkerkette (18, 20) darstellt, welche einen ersten verstärkungsgesteuerten Verstärker (18) aufweist, dem ein zweiter verstärkungsgesteuerter Verstärker (20) in Reihe nachgeschaltet ist;

der zweite Verstärker eine zweite ZF-Verstärkerkette (32, 34) darstellt, welche einen dritten verstärkungsgesteuerten Verstärker (32) aufweist, dem ein vierter verstärkungsgesteuerter Verstärker (34) in Reihe nachgeschaltet ist;

der erste (18), der zweite (20), der dritte (32) und der vierte (34) verstärkungsgesteuerte Verstärker jeweils variable Spannungsverstärkungen aufweisen, welche gemäß einem entsprechenden Steuersignal einstellbar sind, wobei der dritte verstärkungsgesteuerte Verstärker (32) in seinem Aufbau und in seinem Verstärkungs-Steuerungsverhalten dem ersten verstärkungsgesteuerten Verstärker (18) ähnlich ist und wobei der vierte verstärkungsgesteuerte Verstärker (36) in seinem Aufbau und in seinem Verstärkungs-Steuerungsverhalten dem zweiten verstärkungsgesteuerten Verstärker (20) ähnlich ist;

Einrichtungen das AGC-Signal dem zweiten und vierten verstärkungsgesteuerten Verstärker als ihre jeweiligen Verstärkungs-Steuerungssignale zuführen;

Einrichtungen (58, 60), die das AGC-Signal um einen ähnlichen Betrag verzögern und das AGC-Signal dem ersten (18) und dem dritten (32) verstärkungsgesteuerten Verstärker als ihr jeweiliges Steuersignal zuführen; und

eine Einrichtung (62), die das AGC-Signal verzögert und dieses dem HF- Verstärker (12) als sein jeweiliges Steuersignal zuführt.

2. Fernsehsignalempfänger nach Anspruch 1, worin die erste ZF-Verstärkerkette (18, 20) und die zweite ZF-Verstärkerkette (32, 34) zusammen mit der Einrichtung (44) zum weiter Abwärtsumsetzen und dem Videodetektor (54) innerhalb der Grenzen eines monolithischen integrierten Schaltkreises konstruiert sind.

3. Fernsehsignalempfänger nach Anspruch 1 oder 2, worin die erste ZF- Verstärkerkette (18, 20) weiterhin einen ersten Spannungsverstärker (22) mit festem Verstärkungsfaktor aufweist, der in Reihe hinter den zweiten verstärkungsgesteuerten Verstärker (20) geschaltet ist, und daß die zweite ZF- Verstärkerkette (32, 34) weiterhin einen zweiten Spannungsverstärker (36) mit festem Verstärkungsfaktor aufweist, der in Reihe hinter den vierten verstärkungsgesteuerten Verstärker (34) geschaltet ist.

4. Fernsehsignalempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, worin

das Ausgangssignal des ersten Blockfilters (16) weiterhin eine ZF-Antwort auf denjenigen Teil des Fernsehsignals aufweist, der die Bildträgerfrequenz beinhaltet, und

die Einrichtung (44) zum weiter Abwärtsumsetzen der verstärkten Antwort der ersten ZF-Verstärkerkette (18, 20) einen Mischer zum Mischen der Bildträgerfrequenz mit der Tonträgerfrequenz und deren FM-Seitenbändern der verstärkten Antwort aufweist, um die Bildträgerfrequenz davon zu trennen, um die Ton-ZF-Antwort, welche eine Art Zwischenträger ist, zu erzeugen.

5. Fernsehsignalempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, worin das erste Blockfilter (16) ein erstes Oberflächenwellenfilter aufweist.

6. Fernsehsignalempfänger nach Anspruch 5, worin das erste Oberflächenwellenfilter einen Frequenzgang zeigt, welcher eine minimale Dämpfung über einem ersten Frequenzbereich, der die in ZF'en transformierte Tonträgerfrequenz und deren FM-Seitenbänder beinhaltet und über einem zweiten Frequenzbereich, der wenigstens in einem Schulterbereich die in eine Zwischenfrequenz transformierte Bildträgerfrequenz aufweist, und der eine maximale Dämpfung für eine in ZF-transformierte erste benachbarte Kanaltonträgerfrequenz und ihre FM-Seitenbänder aufweist und eine Dämpfung für eine in ZF- transformierte zweite benachbarte Kanalbildträgerfrequenz und ihre AM- Seitenbänder aufweist.

7. Fernsehsignalempfänger nach Anspruch 6, worin der Frequenzgang des ersten Oberflächenwellenfilters eine Dämpfung für Frequenzen zwischen dem ersten und zweiten Bereich zeigt.

8. Fernsehsignalempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 7, worin das zweite Blockfilter (30) ein zweites Oberflächenwellenfilter aufweist.

9. Fernsehsignalempfänger, mit:

ersten und zweiten Anschlüssen, um dazwischen ein Betriebsversorgungspotential zu empfangen;

einem Ermittlungsschaltkreis (56), welcher einen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß zum Bereitstellen einer automatischen Verstärkungssteuerspannung besitzt; ersten (18, 20, 22) und zweiten (32, 34, 36) Verstärkerketten mit ähnlichem Aufbau und Betriebsverhalten, wobei die Verstärkerketten jeweils symmetrische Eingangsanschlüsse und symmetrische Ausgangsanschlüsse besitzen und so geschaltet sind, daß sie ähnlich auf die automatische Verstärkungssteuerspannung reagieren; und einer Einrichtung zum Bereitstellen eines Signals, welches an dem symmetrischen Ausgangsanschluß der ersten Verstärkerkette auftritt, für den Eingangsanschluß des Ermittlungsschaltkreises, wobei die erste Verstärkerkette aufweist:

eine erste Einrichtung zum Aufteilen des zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen empfangenen Betriebsversorgungspotentials, wobei die erste Einrichtung umfaßt: ein erstes Spannungsabfallelement, welches ein erstes Ende besitzt, das mit dem ersten Anschluß verbunden ist, und welches ein zweites Ende besitzt, an dem eine erste Zwischenspannung als Reaktion auf das zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß empfangenen Betriebsversorgungspotential bereitgestellt wird, ein zweites Spannungsabfallelement, welches ein erstes Ende besitzt, das an das zweite Ende des ersten Spannungsabfallelementes angeschlossen ist, und welches ein zweites Ende besitzt, an dem eine zweite Zwischenspannung als Reaktion auf das zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß empfangene Betriebsversorgungspotential bereitgestellt wird; und eine Einrichtung zum Leiten eines Ruhegleichstromes zwischen dem zweiten Ende des zweiten Spannungsabfallelementes und dem zweiten Anschluß als Reaktion auf das zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß empfangene Betriebsversorgungspotential;

einen ersten Spannungsfolger, der auf eine Spannung anspricht, die an einem Eingangsanschluß davon von der ersten Einrichtung bereitgestellt wird, zum Bereitstellen einer Spannung, welche gleich der zweiten Zwischenspannung ist, an einem Ausgangsanschluß davon;

ein erstes Widerstandselement, welches ein erstes Ende an dem Ausgangsanschluß des ersten Spannungsfolgers besitzt und welches ein zweites Ende besitzt, eine Einrichtung, die auf die automatische Verstärkungs-Steuerungsspannung anspricht, wobei die Steuerungsspannung die Spannung an dem ersten Anschluß näher als die zweite Zwischenspannung zum Veranlassen eines Stromflusses durch das erste Widerstandselement über dessen zweites Ende erreicht;

erste und zweite verstärkungsgesteuerte Verstärker, welche eine jeweilige Spannungverstärkung zwischen einem jeweils symmetrischen Eingangsanschluß und einem jeweils symmetrischen Ausgangsanschluß zeigen, dessen jeweilige Spannungsverstärkung als Reaktion auf ein jeweiliges Steuersignal einstellbar ist, wobei das Steuersignal unterschiedlich zwischen den ersten und zweiten Steueranschlüssen davon bereitgestellt wird, wobei der erste verstärkungsgesteuerte Verstärker die Spannung am zweiten Ende des ersten Widerstandselementes seinem ersten Steueranschluß zuführt und er das erste Zwischenpotential seinen zweiten Steueranschlüssen zuführt, wobei der zweite verstärkungsgesteuerte Verstärker die Spannung am zweiten Ende des ersten Widerstandselementes seinem ersten Steueranschluß zuführt, und das zweite Zwischenpotential seinem zweiten Steueranschluß zuführt; und eine Einrichtung zum direkten Verbinden des symmetrischen Ausgangsanschlusses des ersten verstärkungsgesteuerten Verstärkers mit dem symmetrischen Eingangsanschluß des zweiten verstärkungsgesteuerten Verstärkers.

10. Fernsehsignalempfänger nach Anspruch 9, wobei die zweite Verstärkerkette aufweist:

eine zweite Einrichtung zum Aufteilen des zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen empfangenen Betriebsversorgungspotentials, wobei die zweite Einrichtung umfaßt: ein drittes Spannungsabfallelement, welches ein erstes Ende besitzt, das an den ersten Anschluß angeschlossen ist und ein zweites Ende besitzt, an dem ein drittes Zwischenpotential als Reaktion auf das zwischen dem ersten und zweiten Anschluß empfangene Betriebsversorgungspotential bereitgestellt wird; ein viertes Spannungsabfallelement, welches ein erstes Ende besitzt, das an das zweite Ende des dritten Spannungsabfallelementes angeschlossen ist, und welches ein zweites Ende besitzt, an dem ein viertes Zwischenpotential als Reaktion auf das zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß empfangene Betriebsversorgungspotential bereitgestellt wird; und eine Einrichtung zum Leiten eines Ruhegleichstromes zwischen dem zweiten Ende des vierten Spannungsabfallelementes und dem zweiten Anschluß als Reaktion auf das zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen empfangene Betriebsversorgungspotential;

einen zweiten Spannungsfolger, der auf die Spannung anspricht, welche an einem Eingangsanschluß von ihm von der zweiten Einrichtung bereitgestellt wird, wobei die zweite Einrichtung zum Bereitstellen von einer Spannung, welche gleich der vierten Zwischenspannung ist, an einem Ausgangsanschluß von ihr dient;

ein zweites Widerstandselement, welches ein erstes Ende an dem Ausgangsanschluß des zweiten Spannungsfolgers und ein zweites Ende besitzt;

eine Einrichtung, welche auf die automatische Verstärkungssteuerspannung anspricht, welche die Spannung an dem ersten Anschluß näher erreicht als die zweite Zwischenspannung, welche einen Stromfluß zwischen dem zweiten Widerstandselement über dessen zweites Ende bewirkt;

dritte und vierte verstärkungsgesteuerte Verstärker, welche eine jeweilige Spannungsverstärkung zwischen einem jeweiligen symmetrischen Eingangsanschluß und einem jeweiligen symmetrischen Ausgangsanschluß davon zeigen, wobei die jeweilige Spannungsverstärkung als Reaktion auf ein jeweiliges Steuersignal, welches unterschiedlich zwischen dem ersten und dem zweiten Steueranschluß davon bereitgestellt wird, einstellbar ist, wobei der erste verstärkungsgesteuerte Verstärker eine Spannung an dem zweiten Ende des zweiten Widerstandselementes besitzt, welche seinem ersten Steueranschluß zugeführt wird, und ein drittes Zwischenpotential besitzt, welches seinem zweiten Steueranschluß zugeführt wird, der vierte verstärkungsgesteuerte Verstärker eine Spannung an dem zweiten Ende des zweiten Widerstandselementes besitzt, die seinem ersten Steueranschluß zugeführt wird, und ein viertes Zwischenpotential besitzt, welches seinem zweiten Steueranschluß zugeführt wird; und

eine Einrichtung zum direkten Verbinden des symmetrischen Ausgangsanschlusses des dritten verstärkungsgesteuerten Verstärker mit dem symmetrischen Eingangsanschluß des vierten verstärkungsgesteuerten Verstärkers.

11. Fernsehsignalempfänger nach Anspruch 10, der weiterhin enthält:

einen Abwärtsumsetzer (14) zum Erzeugen eines umgesetzten Frequenzsignals als Reaktion auf ein empfangenes Fernsehsignal an seinem Ausgang;

ein erstes Blockfilter (16) zum Bereitstellen einer ersten gefilterten Antwort auf das umgesetzte Frequenzsignal als ein jeweiliges Eingangssignal für die erste Verstärkerkette; und

ein zweites Blockfilter (30) zum Bereitstellen einer zweiten gefilterten Antwort auf das umgesetzte Frequenzsignal als ein jeweiliges Eingangssignal für die zweite Verstärkerkette.

12. Fernsehsignalempfänger nach Anspruch 10 oder 11, worin das zweite und vierte Zwischenpotential den gleichen geplanten Nominalwert haben und daß der vierte verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärker hinsichtlich Aufbau und Betriebsverhalten ähnlich ist wie der zweite verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärker.

13. Fernsehsignalempfänger nach einem der Ansprüche 10 bis 12, worin die ersten und dritten Zwischenpotentiale den gleichen geplanten Nominalwert besitzen, und daß der dritte verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärker hinsichtlich Aufbau und Betriebsverhalten ähnlich wie der erste verstärkungsgesteuerte Spannungsverstärker ist.

14. Fernsehsignalempfänger nach einem Ansprüche 10 bis 13, mit: einem Überlastdetektor (52), der einen Eingangsanschluß zum Empfangen eines Ausgangssignals der ersten Verstärkerkette und einen Ausgangsanschluß zum Bereitstellen einer Überlastdetektorspannung besitzt, einer Einrichtung zum Zuführen eines Signals, welches an dem symmetrischen Ausgangsanschluß der ersten Verstärkerkette auftritt, an den Eingangsanschluß des Überlastdetektors; und

einer Einrichtung, die auf die Überlastdetektorspannung anspricht, welche die Spannung an dem ersten Anschluß näher als die zweiten Zwischenspannung erreicht, welche einen Stromfluß durch das zweite Widerstandselement über dessen zweites Ende bewirkt.

15. Fernsehsignalempfänger nach einem der Ansprüche 9 bis 14, worin die erste Verstärkerkette weiterhin einen Spannungsverstärker mit festem Verstärkungsfaktor aufweist, der in Reihe dem zweiten verstärkungsgesteuerten Verstärker nachgeschaltet ist, und daß die zweite Verstärkerkette weiterhin einen zweiten Spannungsverstärker mit festem Verstärkungsfaktor aufweist, welcher in Reihe dem vierten verstärkungsgesteuerten Verstärker nachgeschaltet ist.