DE2949779A1 - Verstaerkersystem mit automatischer verstaerkungsregelung, beispielsweise fuer einen am-rundfunkempfaenger - Google Patents

Description

RCA 73501

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

' Verstärkersystem mit automatischer Verstärkungsregelung, beispielsweise für einen AM-Rundfunkempfänger

Die Erfindung bezieht sich auf Verstärkersysteme mit automatischer Verstärkungsregelung, wie sie sich vornehmlich für Amplitudenmodulation-Rundfunkempfänger eignen, die teilweise mit monolithischen integrierten Schaltungen aufgebaut sind.

Übliche AM-Empfänger benutzen in ihren HF- und ZF-Verstärkern in Emittergrundschaltung betriebene Verstärkertransistoren mit abgestimmten Kollektorlasten, die in ihrer Verstärkung durch eine Vorwärts- oder Rückwärtsregelung geregelt werden. Im Falle der Rückwärtsregelung sind die Emitter der Transistoren der HF-Verstärker völlig und der ZF-Verstärkcr zumindest teilweise, wenn nicht auch ebenfalls völlig, für HF überbrückt, und hierzu benötigt man Kondensatoren. Diese Kondensatoren sind aber so groß, daß ihre Integration ausscheidet. Sie wirken mit den Basis-Emitter-Ubergängen der Transistoren, deren Emitter sie überbrücken, unerwünschterweise im Sinne einer AM-Demodulation zusammen, durch welche die Steilheit dieser Transistoren moduliert wird, und dies trägt zum Entstehen von Kreuzmodulations- und Intermodulationseffekten bei. Bei den üblichen Rückwärtsregelschaltungen,

wo die Steilheit (g ) des Verstärkertransistors durch Verkleinern

rung seiner Emitter-Basis-Ruhespannung (V_Rp) zur Verkleinerung

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des durch den Transistor fließenden Kollektor-Emitter-Stroms herabgesetzt wird, kann der Transistor zum Ausgleich für ein Anwachsen seines Eingangssignals nur seinen inneren Emitterwiderstand d/9_m) bei dem Regelvorgang erhöhen und ist damit bei starken Eingangssignalen Nichtlinearitäten unterworfen.

Bei einem in Emittergrundschaltung betriebenen Verstärkertransistor, dessen Steilheit durch eine Rückwärtsregelung entsprechend der hier zu beschreibenden Erfindung verändert wird, ist der Emittergegenkopplungswiderstand nicht für HF überbrückt, sondern er wird mittels eines Widerstands verändert, der im Vergleich zum inneren Emitterwiderstand des Verstärkertransistors relativ klein ist, wenn der Verstärkungsfaktor der Verstärkerstufe bei schwachen Signalen groß sein soll, und er ist im Vergleich zum inneren Emitterwiderstand dos Verstärkertransistors relativ groß, wenn der Verstärkungsfaktor der Verstärkerstufe bei starken Signalen klein sein soll. Der bei starken Signalen relativ große Emittergegenkopplungswiderstand verbessert die Linearität des Verstärkers erheblich und verringert seine Anfälligkeit für Kreuz- und Intermodulationseffekte. Bei einer praktischen monolithischen integrierten Schaltung hat der Vorstärkertransistor einen Vertikalaufbau, damit man eine höhere (Jbergangsfrequenz, oder f_ erreicht, und wenn es sich um eine der vorderen Verstärkerstufen handelt, deren intern erzeugtes Rauschen nachfolgend verstärkt und nochmals verstärkt wird, wird or zur Verringerung seines inneren Basiskontaktwiderstandes r, , mit einer recht großen Basis-Emit ter-übergangsfläche ausgebildet.

Eine Schaltung zur Durchführung einer Verstärkungsregelung eines Verstärkers entsprechend der Erfindung verwendet einen verstärkungsregelnden Transistor, der auf demselben monolithischen Substrat wie der Verstärkertransistor angeordnet ist und aus dem gleichen Halbleitermaterial besteht und vom gleichen Leitungstyp wie der Verstärkertransistor ist und dessen Kollektor und Emitter mit dem Emitter des Verstärkertransistors bzw. Signalmasse verbunden sind und dessen Basis eine Regelspannung zugeführt wird.

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Für einen Bereich von Signalamplituden wird das Ruhepotential zwischen der Emitterelektrode des regelnden Transistors und dem Verstärkertransistor auf einem solchen Wert gehalten - welcher sich zur Kompensation von Änderungen der Basis-Emitter-Spannung V_n_ des Verstärkertransistors mit der Temperatur ändert -, daß der regelnde Transistor gesättigt ist. Der Sättigungszustand wird angestrebt, damit sich der Kollektor-Emitter-Widerstand des verstärkungsregelnden Transistors mit Änderungen seiner Basis-Emitter-Spannung V_n_ ebenfalls ändert. Dieser Widerstand ändert sich über einen Bereich, der den inneren Emitterwiderstand 1/g des Verstärkertransistors einschließt; man erreicht dies, indem man die Fläche des Basis-Emitter-Ubergangs des regelnden Transistors einige Male so groß macht wie diejenige des in Emittergrundschaltung betriebenen Verstärkertransistors.

Die Erfindung betrifft weiterhin Schaltungsmaßnahmen zur Vermeidung eines bei HF-Verstärkern auftretenden Problems, wenn sie - wie im vorigen Absatz ausgeführt - verstärkungsgeregelt sind und ihnen eine Signalspeiseschaltung parallel liegt, welche das HF-Signal vom Eingang zur Ausgangsschaltung des HF-Verstärkers gelangen läßt. Bei starken HF-Eingangssignalen besteht eine Neigung zu Nichtlinearitäten im Signal am Ausgangskreis des HF-Verstärkers wegen der Belastung der vorangehenden Schaltung, beispielsweise der Antenne, durch seine Eingangsschaltung. Dieses Nichtlinearitätsproblem läßt sich vermeiden durch Unterbrechung der Ansteuerung der Basiselektrode(n) des oder der HF-Verstärkertransistoren bei starken Signalen unter Steuerung durch die dem HF-Verstärker zugeführte Regelspannung. Auf diese Weise wird ein Leiten des HF-Verstärkertransistors (bzw. der HF-Verstärkertransistoren) verhindert, welches Verzerrungen der Spitzen bei starker Modulation bewirken würde.

Die Erfindung wird nachfolgend in weiteren Einzelheiten am Beispiel einer AM-Rundfunkempfängerschaltung erläutert, die in den beiliegenden Zeichnungen veranschaulicht ist. Es zeigen:

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Fig. 1 den HF-Verstärker und Teile des ersten Detektors eines AM-Überlagerungs-Rundfunkempfängers und

Fig. 2 das Schaltbild des ZF-Verstärkers, Regelspannungsdetektors, Betriebsspannungsreglers und Teile eines zweiten Demodulators des AM-Rundfunkempfängers, der ein Verstärkungssystem mit automatischer Verstärkungsregelung gemäß der vorliegenden Erfindung aufweist.

In den Fig. 1 und 2 ist die innerhalb der gestrichelten Linien IC enthaltene Anordnung als bevorzugte Ausführungsform der Erfindung in einer monolithischen integrierten Schaltung untergebracht. Da alle Transistoren NPN-Transistoren sind, kann die billigste übliche integrierte Schaltungskonstruktion unter Verwendung übergangsisolierter Transistoren mit vertikalem Aufbau auf einem gemeinsamen Substrat verwendet werden. Das in der integrierten Schaltung benutzte Material ist üblicherweise Silizium. Die kleinsten Transistoren der Schaltung würden typischerweise eine Basis-Emitter-Off setspannung (V „) von 725 mV bei einem Kollektorstrom-

Olli

fluß von 1 mA aufweisen und eine Gleichstromverstärkung in Durchlaßrichtung (h_f ) von etwa 100 in Emittergrundschaltung haben. Die Leitungen A, B, C und D des in Fig. 1 gezeigten Schaltungsteils des AM-Empfängers sind mit den Leitungen A¹, B', C, D¹ des in Fig. 2 dargestellten Teils verbunden, und der Anschluß E in Fig. 2 ist mit dem Anschluß E¹ in Fig. 1 verbunden. Die Hauptenergieversorgung PES für den Empfänger ist in Fig. 2 als Batterie dargestellt, die von 10 bis 18 Volt Spannung liefert, wie es bei einem Kraftfahrzeug mit einer nominalen Bordnetzspannung von +12 V anzutreffen ist; es können auch die üblichen Vorkehrungen für eine Anpassung an ein elektrisches System mit -12V getroffen werden. Schaltungsteile wie der Regelspannungsdetektor des ZF-Verstärkers und der Betriebsspannungs(B+)regler der integrierten Schaltung, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist, arbeiten mit einer Masseleitung, die über den Anschluß IF GND mit einer Masserückleitung zur Energieversorgung PES geführt ist. Das Substrat der integrierten Schaltung ist mit einem ohm¹sehen Kontakt versehen, der mit dem Anschluß IF GND verbunden ist. Die Schal-

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tungsteile HF-Verstärker und erster Detektor der integrierten Schaltung IC gemäß Fig. 1 arbeiten mit einer getrennten Masseleitung, welche über den Anschluß RF GND mit einer Masserückleitung zum Stromversorgungsteil PES verbunden ist.

In Fig. 2 verbindet ein Schalter SW wahlweise den positiven FoI des Stromversorgungsteils PES mit dem Eingang eines Stromversorgungsfilters, das eine Serieninduktivität L1 und eine Querkapazität C1 enthält. An seinem Ausgang liefert dieses Filter am Knoten 11 eine ungeregelte Gleichspannung an den hier nicht dargestellten Tonverstärkerteil des Empfängers sowie an die in den Zeichnungen dargestellten vorangehenden Stufen des Rundfunkempfängers. Ein Widerstand R1 verbindet den Knoten 11 mit dem Anschluß B+ des in Fig. 1 dargestellten integrierten Schaltungsplättchens IC (diese Verbindung erfolgt über die Anschlüsse A-A¹). Der Anschluß B+ ist mit den positiven Betriebsspannungsleitungen verbunden, aus denen der HF-Verstärker und der erste Detektor des in Fig. 1 dargestellten Schaltungsteils des Empfängers versorgt werden, und diese Leitung führt (über die Verbindung B-B¹) zum ZF-Verstärker und zum B -Spannungsregler stellten Schaltungsteils des Empfängers.

ZF-Verstärker und zum B -Spannungsregler des in Fig. 2 darge-

Der B -Spannungsregler enthält eine Anordnung zur Spannungsteilung der zwischen den Anschlüssen IF GND und B+ auftretenden Spannung, die hier als Widerstandsspannungsteiler mit in Reihe zwischen diese Anschlüsse geschalteten Widerständen R2 und R3 dargestellt ist. Der Verbindungspunkt von R2 und R3 ist über einen doppelt diffundierten Widerstand R4 (Pinch-Widerstand) relativ hohen Wertes an die Basis des NPN-Transistors Q1 angeschlossen (Pinch-Widerstände werden in Schaltbildern wie übliche Widerstände mit einer seitlichen geraden Linie dargestellt). Dem Transistor Q1 folgt in Darlington-Schaltung ein weiterer NPN-Transistor Q2. Diese Darlington-Schaltung arbeitet zusammen mit dem Widerstand R1 im Sinne einer Parallelregelung der zwischen den Anschlüssen IF GND und B+ auftretenden Spannung. Hierbei wird die Emitter-Basis-Spannung des Transistors Q2 auf einen Wert geregelt, der nur um etwa 60 mV um einen Nominalwert nahe

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7OO mV variiert. Basis und Emitter des Transistors Q2 sind über einen Widerstand R5 miteinander verbunden, und der infolge der etwa 700 mV durch ihn fließende Strom wird etwa fünfmal so groß wie der maximale Basisstrom des Transistors Q2 gemacht, damit der Emitterstrom des Transistors Q1 im wesentlichen konstant bleibt. Nun ändert sich der Wert eines Pinch-Widerstandes, wie R4, entsprechend der DurchlaBstromverstärkung h_f eines Vertikal-NPN-Transistors in Emittergrundschaltung, wie der Transistor Q1, in einer monolithischen integrierten Schaltung. Damit ist die Spannungsregelung im wesentlichen unempfindlich gegenüber Herstellungsschwankungen, welche den Wert h_f beeinflussen.

Die Spannung V_ am Anschluß B+ wird auf einen Wert geregelt, der größer als die Summe des Spannungsabfalls V_. am Widerstand R4 und die Emitter-Basis-Offsetspannungen (V_ßE) der Transistoren Q1 und Q2 ist, und zwar um einen Faktor, der gleich dem Verhältnis ist, durch welches B+ im Widerstandsspannungsteiler R2, R3 herabgeteilt wird. Dies läßt sich folgendermaßen als Gleichung darstellen

Bekannterweise nimmt V_QE mit zunehmender Temperatur ab.

Jedoch ist es erwünscht bei einem AM-Rundfunkempfänger, wie er in der Zeichnung dargestellt ist und bei dem die Verstärkerstufen mit Spannungen vorgespannt werden, die ein Vielfaches von V₁₃₁, sind, wobei die zur Ableitung der V_n„-Spannungsabfälle benutzten Ströme in etwa bestimmt werden durch die Spannung V_n^

dividiert durch einen Widerstandswert, daß V_₊ mit der Temperatur ansteigt, und zwar ist dies deshalb erwünscht, damit man ein Absinken der Werte g der Verstärkertransistoren vermeidet, wenn ihre Emitter-Basis-Spannungen V_ßE sich verringern. Diese Herabsetzung der Stufenverstärkungen würden sich in ihren Auswirkungen multiplizieren und die Empfindlichkeit des AM-Empfängers bei höheren Betriebstemperaturen beträchtlich herabsetzen.

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Daher sollte V_R- mit der Temperatur stärker ansteigen als der Ausdruck 2V_p mit der Temperatur sinkt.

Weil das Verhältnis des Widerstands R4 zur Durchlaßstromverstärkung hfeQ-i des in Emittergrundschaltung betriebenen Transistors Q1 aus den soeben erwähnten Gründon konstant ist, steht V_R. in einem vorherbestimmbaren Verhältnis zum Emitterstrom I„_rt, des Transistors QI, was durch die folgende Gleichung dargestellt wer den kann.

^VR4 ^{= (}V¹W¹

Der" Emitterstrom Ig₀₁ des Transistors Q1 hat, wie oben dargestellt, den Wert V„_E/Rc/ und man erhält die folgende Gleichung

^VR4 ⁼ <V^hfe> <^VB_E/V-

Der starke positive Temperaturkoeffizient von + 2,5 Promille pro Grad Kelvin des Pinch-Widerstandes R. bewirkt, daß V_R4 den gewünschten positiven Temperaturkoeffizient aufweist, selbst obgleich V_n„ einen negativen Temperaturkoeffizienten von -1,75 mV pro Grad Kelvin hat und der Widerstand R,- einen positiven Temperaturkoeffizienten von +1,8 Promille/°K.

Weiterhin neigt die Betriebstemperatur der integrierten Schalttung IC - oder jeglicher integrierter Schaltung mit Parallelregel elementen - zum Ansteigen bei zunehmendem Wert der zur Regelung zugeführten ungeregelten Spannung, weil die Parallelregelelemente unter solchen Bedingungen bei relativ kleinen Spannungsänderungen mehr Strom führen. Der stärkere Stromfluß erfordert notwendigerweise eine größere Spannung V_ßE des Transistors Q2, so daß der Strom Ig₀^ = ^vre02^/'^R5 ^anwäcnst» ^und damit auch V_n, ebenso wie 2V₀₁,, welche V_n^ bestimmen. Dies führt also zu einem An-

BEm B +

steigen von V_n. bei gleichzeitigem Ansteigen der Spannung V_n,,,,,

B+ CCtO

welche durch den Stromversorgungsteil PES geliefert wird, wenn man den Spannungsregler gemäß Fig. 2 verwendet. Dies ist in der folgenden Tabelle dargestellt, die auch zeigt, daß die Empfind-

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lichkeit des AM-Empfängers für 1 Watt Ausgangsleistung nicht nennenswert absinkt, wenn V_Dr,_ über den normalerweise in einem Kraftfahrzeug anzutreffenden Spannungsbereich anwächst. Die HF-Eingangssignalspannung ^V _RF__TN wird gemessen am Ausgang eines HF-Signalgenerators, welcher so geschaltet ist, daß er den Antennenanschluß ANT im linken Teil der Fig. 1 über eine äquivalente Antennenkapazität von 3 9 pF ansteuert.

VPES(V)	V(v)	VRF-IN(mV)
9	5,74	4,6
10	6,01	3,4
11	6,54	2,8
12	7,04	2,5
13	7,40	2,3
14	7,65	2,25
15	7,84	2,20
16	8,00	2,10
17	8,14	2,05
18	8,28	2,0

Der Kondensator C1 in der rechten oberen Ecke der Fig. 1 ist für vorherrschende Grenzfrequenz für die Rückkopplungsschleife verantwortlich, welche die Darlington-Schaltung mit den Transistoren Q1 und Q2 für die Parallelregelung konditioniert. Parallel zu C1 liegt ein HF-Uberbrückungskondensator C2, der eine HF-Entkopplung zwischen dem HF-Verstärker und den nachfolgenden Stufen des Empfängers bewirkt.

Es soll nun allgemein der Signalfluß durch den AM-Empfänger, beginnend beim Antennenanschluß ANT, beschrieben werden. Ein einzeln abgestimmter HF-Transformator (oder Antennenspule) T1 koppelt die am Antennenanschluß ANT empfangenen Funksignale zum Rundfunkempfänger; die Ausgangswicklung von T1 ist über einen Gleichstromsperrkondensator C3 an einen Anschluß RF IN der

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integrierten Schaltung IC angeschlossen und von dort über einen Speisekondensator C4 an einen Anschluß RF OUT der integrierten Schaltung IC. RF IN ist der HF-Eingangssignalanschluß für die HF-Verstärkerstufe des Empfängers und liegt über einen Widerstand R6 und einen Emitterfolger (Verstärker in Kollektorgrundschaltung) mit einem NPN-Transistor Q3 an der Basis eines NPN-Verstärkertransistors Q4 in Emittergrundschaltung. Der Transistor Q4, an dessen Emitter eine Rückwärtsregelung zusammen mit einer Emittergegenkopplung bewirkt wird, ist mit seinem Kollektor über einen in Basisgrundschaltung betriebenen NPN-Verstärkertransistor Q5 an den Anschluß RF OUT angeschlossen. Die Transistoren Q4 und Q5 bilden einen verstärkungsgeregelten Kaskodeverstärker, der auf einen Tankkreis mit einer Induktivität L7 und parallelgeschaltetem Kondensator C5 arbeitet, der ihn in den Bereich der Bildfrequenz abstimmt und dem die Reihenschaltung zweier Kondensatoren C6A und C6B parallel liegt. C6A ist die Hauptkapazität, gegen welche L1 abgestimmt ist, und der mit C6B gebildete kapazitive Spannungsteiler liefert transformierte HF-Signale mit niedrigerer Quellenimpedanz, welche über einen Gleichspannungssperrkondensator C7 dem Anschluß MIXER IN des IC zuzuführen sind. L1 ist gleichlaufgekoppelt mit der Primärwicklung der Antennenspule T1 und der Induktivität L2 im Tankkreis des Oszillators. Der Gleichstrom für den Kollektor des Transistors Q5 wird über einen Widerstand R7 vom Anschluß B+ an einen Knoten 12 geliefert und fließt über die Induktivität L7 zum HF-Ausgangsanschluß RF OUT.

Das dem Mischereingangsanschluß MIXER IN über C7 zugeführte verstärkte und transformierte HF-Signal wird wiederum der Basis eines NPN-Transistors Q6 zur Modulierung seines Leitungszustandes zugeführt. Damit der Transistor Q6 größere Eingangssignale verarbeiten kann, ist er mit einem Emittergegenkopplungswiderstand R8 zur Linearisierung durch Stromgegenkopplung versehen. C6 bildet eine Quelle modulierten Emitterstroms für die emittergekoppelten NPN-Transistoren Q7 und Q8. Die Basen des Transistors Q7 und eines weiteren NPN-Transistors Q9 liegen an einem

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AnschluS MIXER BY-PASS zur HF-Ableitung nach Masse über einen Kondensator C8.

Die Basiselektroden von Ql und QS erhalten eine Gleichvorspannung vom Verbindungspunkt der Widerstände S9 und RIO. Diese Widerstände sind zusammen mit einem weiteren Widerstand R11 in dieser Reihenfolge zwischen die Anschlüsse B+ und RF GND geschaltet. Im Emitterkreis des Transistors Q9 befindet sich ein weiterer Widerstandsspannungsteiler, dessen Widerstände R12 nnd R13 in Reihe zwischen dem Emitter des Transistors Q9 und RF GND liegen, und ein Widerstand R14 spannt die Basis von Q6 vom Verbindungspunkt der Widerstände R12 und R13 aus vor, R14 ist vorzugsweise ein Pinch-Widerstand, wie dies auch dargestellt ist, so daß jegliche Schwankungen von h_f des Transistors Q6 während der Herstellung durch entsprechende Änderung des Widerstandes R14 und damit des Spannungsabfalls an diesem kompensiert werden. Q6 arbeitet mit einem konstanteren Kollektorstrom und damit mit konstanterem g . Durch die Emitterfolgerwirkung von Q9 wird die Basis des Transistors Q7 von dem verstärkten HF-Signal entkoppelt, das am Anschluß MIXER IN erscheint und von den Widerständen R14 und R12 übertragen wird; und der negative Temperaturkoeffizient seiner Basis-Emitter-Spannung V__E bewirkt die Zuführung einer leicht positiveren Basisspannung zum Transistor Q6 bei anwachsender Temperatur zum Ausgleich der Tendenz einer Verringerung seiner Steilheit g mit wachsender Temperatur. Die am Verbindungspunkt von R10 und R11 erscheinende herabgeteilte Spannung wird der Basis eines NPN-Transistors Q10 als Basisspannung V_ß010 zugeführt.

Der Kollektor des Transistors Q10 liegt über einen Anschluß OSC am Oszillatortankkreis, welcher zwei parallelgeschaltete Kondensatoren C9 und C10 mit einer Spule L12 aufweist, welche der Abstimmung dient und den Stromweg für den Gleichstrom vom Anschluß B+ zum Anschluß OSC und dem Kollektor des Transistors Q10 bildet. Ein Widerstand R15 verbindet den Emitter des Transistors Q10 mit RF GND und begrenzt den Emitterstrom I_FO-|_O des Transistors Q10, wenn der mit seinem Emitter an den Emitter von Q10 angeschlosse-

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ne NPN-Transistor QI1 nicht leitet. Dies ist der Fall, wenn die Basisspannung Vn₀^₁ des Transistors Q11 nennenswert weniger positiv als V_BO1_ ist. Andererseits leitet Q11 und Q1O sperrt, wenn ^VB011 ^wesentlich stärker positiv als V_ßO10 ist. Vg₀₁- wird durch Spannungsteilung vom Anschluß OSC am Oszillatortankkreis abgeleitet, wobei eine Mitkopplungsschleife durch die Transistorschaltung Q11 und Q10 gebildet wird, welche den Oszillator schwingen läßt. Die zwischen die Anschlüsse OSC und RF GND in Reihe geschalteten Widerstände R15 und RI6 bilden für diesen Zweck einen Widerstandsspannungsteiler, an dessen Abgriff die Spannung V_fiO11 erscheint. Diese Spannung V_n^₁, ändert sich mit der Oszillator-

üy ι ι

frequenz sinusförmig und tastet die Transistoren Q1O und Q11 in abwechselnden Halbzyklen der Oszillatorfrequenz in den Leitungszustand. Der Spannungsteiler mit den Widerständen R16 und R17 ist entsprechend wie der Spannungsteiler mit den Widerständen R9, R10 rand R11 dimensioniert, so daß die Ruhespannungen V_ßO-_o und V_ßO11 gleich sein sollen, wobei R9 einen geringeren Widerstandswert hat, **eil die Summe der Basisströme der Transistoren Ql und Q9 einen größeren Spannungsabfall an ihm zur Folge haben. R15 ist bezüglich des Widerstandes der Reihenschaltung R16 und R17 genügend klein gewählt, damit die Mitkopplungsschleife mit dem Widerstand R1O genügend Verstärkung hat, um die Schwingungen des Oszillatorschwingkreises aufrechtzuerhalten.

Der Kollektorstrom des Transistors Q11 fließt durch einen Widerstand R18, welcher die Basis des Transistors Q8 mit dem Anschluß B+ verbindet, und schaltet den Transistor Q8 während abwechselnder Hälften der Oszillatorfrequenz in den Leitungszustand, während Q11 in den Sperrzustand geschaltet wird. Im einzelnen wird der Transistor QB in den Sperrzustand geschaltet, wenn seine Basisspannung V_B0Q auf einen Wert herabgezogen wird, der wesentlich weniger positiv als das Basispotential V_ßO^ des Transistors Ql ist, dessen Emitter mit dem Emitter des Transistors Q8 verbunden ist. Während abwechselnder Halbzyklen der Oszillatorfrequenz, wenn Q11 gesperrt ist, so daß an R18 keine Spannung abfällt, steigt V_ßOg auf das Potential V_ß+ an. Dadurch wird QQ in den Leitungszustand geschaltet und übernimmt den gesamten Kollektorstrom

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von Q6 als Emitterstrom, so daß der Transistor Q7 gesperrt wird. Damit ist der Kollektorstrom des Transistors Q8, der am Anschluß MIXER OUT der integrierten Schaltung IC zur Verfügung steht, ein Uberlagerungssignal, das durch den Kollektorstrom des Transistors Q6 gebildet wird und linear mit dem verstärkten HF-Signal moduliert ist und oszillatorfrequent zerhackt ist. Dadurch erhält man eine extrem lineare Mischwirkung.

Ein neuer Gesichtspunkt der Mischschaltung besteht darin, daß die Schaltung der Transistoren Q7 und Q8 als sogenanntes Long-tailed-Paar nicht so bemessen ist, daß die entsprechenden Basisruhespannungen V_ßo7 und V"_BOq der Transistoren Q7 bzw. Q8 nominal gleich sind. Der Erfinder hat festgestellt, daß überraschenderweise der Mischer eine erheblich größere Konversionsverstärkung hat, wenn der Widerstand R18 kleiner gewählt wird, als man es täte, um V_ßQ7 gleich V_ßQ8 zu machen, wenn V_ßQi1 gleich V_ßQ10 ist, obgleich die Gründe hierfür noch nicht geklärt sind.

Der über den Anschluß MIXER OUT fließende Uberlagerungssignalstrom fließt über die Verbindung B-B', um über den doppelt abgestimmten ersten ZF-Transformator T2 zum ZF-Eingangssignalanschluß IF IN des integrierten ZF-Verstärkers gekoppelt zu werden. Der Transformator T2 und die ZF-Vcrstärkerstufe, welche nunmehr zu beschreiben sind, sind in Fig. 2 dargestellt. Infolge der Selektivität des Bandfilters mit dem übertrager 2 werden die HF, die Oszillatorfrequenz und unerwünschte Mischprodukte aus der gewählten Zwischenfrequenz herausgesiebt. Ein Kondensator C11 verbindet ein Ende der Sekundärwicklung des Übertragers 2 mit Masse. Das ZF-Signal am Anschluß IF IN gelangt über einen Widerstand R37 zur Basis eines NPN-Verstärkertransistors Q12 in Kollektorgrundschaltung, dessen Emitter mit der Basis eines nachfolgenden NPN-Verstärkertransistors Q13 in Emittergrundschaltung verbunden ist. Der Transistor Q13 wird über die Gegenkopplung an seinem Emitter rückwärts geregelt. Ein den Emitter des Transistors Q12 mit Masse verbindender Widerstand R18 sorgt für einen im wesentlichen konstanten Kollektor-Emitter-Strom im Transistor Q12 auch bei Änderungen des Basisstroms von Q13, wenn seine Ver-

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Stärkung durch die Rückwärtsregelung verändert wird. Der Kollektor des Transistors Q13 ist über einen Widerstand R19 mit dem ZF-Ausgangssignalanschluß IF OUT des integrierten ZF-Verstärkers verbunden, und von dort führt die angezapfte Primärwicklung eines zweiten ZF-Ubertragers zu einem Knoten 13, dem die ungeregelte positive Betriebsspannung über einen Widerstand R20 vom Knoten 11 zugeführt wird. Ein Kondensator C12 überbrückt den Knoten 13 für ZF nach Masse und bildet zusammen mit einem Widerstand R20 und dem Kondensator C1 ein Tiefpaß-tT-Filter, welches eine unerwünschte Rückkopplung verstärkter ZF-Signale zum HF-Verstärker und den ersten Detektorstufen verringert.

Der' zweite ZF-Ubertrager T3 ist ebenso wie der erste ZF-Ubertrager T2 zwecks besserer Selektivität doppelt abgestimmt (zweikreisiges Bandfilter). Seine an einem Ende für HF an Masse liegende Sekundärwicklung ist zum Anschluß des Gleichrichterelementes des zweiten Detektors angezapft. Dieses Gleichrichterelement ist eine Halbleiterdiode D1, die mit ihrer Kathode an der angezapften Sekundärwicklung liegt und durch einen vom Anschluß B+ über einen relativ hohen Widerstand R21 ihrer Anode zugeführten Strom gerade eben in den Leitungszustand vorgespannt ist. Ein zwischen die Anode der Diode D1 und Masse geschalteter Kondensator C13 dient als ZF-Filterelement für den zweiten Detektor (Empfangsgleichrichter) , und an ihm erscheint die tonfrequente Komponente des verstärkten und anschließend gleichgerichteten ZF-Ausgangssignals. Bei Autoradios, welche schneckenkernabgestimmte Induktivitäten zur Wahl der zu empfangenden Frequenzen benutzen, wird die Zwischenfrequenz üblicherweise mit 262 kHz anstatt mit 455 kHz gewählt, damit man einen besseren Gleichlauf der Abstimminduktivitäten erhält und außerdem keine Litzendrähte in den Zwischenfrequenzübertragern benötigt. Ein Tiefpaß-L-Filter mit einem Reihenwiderstand R22 und einer Querkapazität C14 dient als Oberwellenfilter (Spiegelfrequenzfilter) zur Unterdrückung von Oberwellen der Zwischenfrequenz, die in das vom AM-Empfanger empfangene Frequenzband fallen. Ein über den Kondensator C14 geschaltetes Potentiometer P1 ist das Lautstärkepotentiometer, dem ein hier nicht dargestellter Tonfrequenzverstärker folgt. An-

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stelle des hier gezeigten einfachen Potentiometers kann man natürlich auch einen gehörrichtigen Lautstärkeregler vorsehen.

Das an» Anschluß IF OUT erscheinende verstärkte ZF-Signal wird über einen Blockkondensator C15 dem Eingangsanschluß AGC IN des integrierten Regelspannungsdetektors zugeführt. Dieser Detektor ist im wesentlichen ein Cockcroft-Spannungsverdoppler, obgleich der Kondensator C16 am RegelspannungsfilterausgangsanschluÖ der Schaltung viele viele Male größer als der Kondensator CI5 an ihrem Eingangsanschluß AGC IN ist. Er enthält eine Halbleiterdiode D2 und einen Widerstand R23 in Reihe zwischen den Anschlüssen AGC IN und IF GND in solcher Polung, daß die positiven Spitzen des verstärkten ZF-Signals durchgelassen werden und dabei den Kondensator CI5 aufladen, so daß sich die Mittelwertachse des verstärkten ZF-Signals am Eingang AGC IN auf eine weniger positive Spannung auflädt, als das bei fehlendem Signal der Fall ist. Der Regel- oder AGC-Detektor enthält ferner eine Halbleiterdiode D3 zwischen dem Anschluß AGC IN und dem Anschluß AGC FILTER, welch letzterer für tiefe Frequenzen über einen AGC-Filterkondensator C16 nach Masse überbrückt ist. Die Diode D3 ist so gepolt, daß der Kondensator C16 den Kondensator C15 auf negative Spitzen des verstärkten und verschobenen ZF-Signals am Anschluß AGC IN wieder auflädt.

Es sei nun wieder der in Fig. 1 dargestellte Teil der integrierten Schaltung betrachtet, der eine Diodenkette D4, D5 und D6 enthält. Ein von B+ zur Anode der Diode D4 führender Widerstand bildet einen Vorspannungsstromweg für die Diode 4 und die an deren Kathode mit ihrer Anode angeschlossene Diode D5 sowie die Diode D6, deren Anode an der Kathode der Diode 5 liegt und deren Kathode am Anschluß RF GND liegt. Eine Spannung 2V_ßE von etwa zweimal 700 mV als Offsetspannung über einer Halbleiterdiode erscheint am Verbindungspunkt von D4 und D5, und an der Anode der Diode D4 tritt eine Spannung 3V_nT? von praktisch dreimal 700 mV auf. Die

Olli

Dioden D2, D3, D4, D5 und D6 lassen sich in üblicher integrierter Schaltungsweise aus vertikal aufgebauten NPN-Transistoren ausbilden, deren Emitter als Kathode dient und deren zusammen-

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geschaltete Basis- und KoIlektorelektroden als Anode dienen. Wegen dieser Praxis werden die Ausdrücke 2V_nE, und 3V_n„ zur Beschreibung

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der Offsetspannungen über diesen in Reihe geschalteten Dioden verwendet. Die +3V_ßE-Spannung an der Anode von D4 wird direkt der Basis des Transistors Q5 zugeführt. Die +2V_ßE-Spannung am Verbindungspunkt von D4 und D5 liegt über einen Widerstand R25 an der Basis des Transistors Q3 und sucht die in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Ubergänge der Transistoren Q3 und Q4 in Leitungsrichtung vorzuspannen. Deren Basis-Emitter-Offsetspannungen verringern die Spannung +2V „ auf einen so niedrigen Wert als Kollektorspannung für den Transistor Q15, daß dieser in der Sättigung arbeiten muß. Der Widerstand R25 wird als Pinch-Widerstand ausgebildet, um der Neigung einer Verringerung der Steilheiten g der Transistoren Q3 und Q4 bei ansteigender IC-Temperatur entgegenzuwirken.

Die +3V_ap-Spannung ist auch diejenige Spannung, gegen welche der RegelSpannungsdetektor arbeitet. Ein Widerstandsspannungsteiler mit Widerständen R26, R27 und R28, die in dieser Reihenfolge in Serie zwischen +V₀₁, und den Anschluß AGC FILTER geschaltet sind, liefern erstens ein Potential V₁₄ am Knoten 14 zwischen den Widerständen R26 und R27, welches für die Regelung der ZF-Verstärkung benutzt wird, zweitens ein Potential V₁,- am Knoten 15 zwischen R27 und R28, welches für die Regelung der HF-Verstärkung benutzt wird. Der Knoten 15 ist über einen an den Anschluß AGC BY-PASS angeschlossenen Kondensator C17 nach Masse überbrückt.

Durch die in Reihe liegenden Widerstände R26, R27 und R29 und die Verbindung D-D' fließt ein Strom, welcher die Dioden D3 und D2 im Regelspannungsdetektor der Fig. 2 in Durchlaßrichtung vorspannt. Wegen der Spannungsteilerwirkung zwischen einerseits den Widerständen R26, R27 und R28 in Fig. 1 und andererseits den Dioden D3 und D2 und dem Widerstand R23 in Fig. 2 wird der Anschluß AGC FILTER auf eine Spannung gelegt, die unter normalen Signalbedingungen etwas größer als +2V ist. Diese Spannung am Anschluß AGC FILTER verändert sich von +1,68 V bei fehlendem Signal herab zu +1,2 V bei sehr starken HF-Eingangssignalen. Die Span-

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nungsteilerwirkung der Widerstände R26 und R27 verzögert die Regelung des Zwischenverstärkers, indem der Transistor Q17 über einen größeren Teil dieses Spannungsbereiches als der Transistor Q13 in der Sättigung gehalten wird.

Der Knoten 15 ist durch einen Kondensator 17 überbrückt, der zwischen HF-Masse und einem Anschluß AGC BY-PASS der integrierten Schaltung IC liegt. Der Kondensator C17 bestimmt die Regelzeitkonstante zusammen mit dem Widerstandswert der Reihenschaltung der Widerstände R26, R27 und R28. C17 bewirkt zusammen mit R28 eine weitere Filterung der Regelspannungsleitungen gegen restliche verstärkte Zwischenfrequenz am Anschluß AGC FILTER. C17 arbeitet mit R13 und Q16 zur Entkoppelung der Zwischenfrequenz zusammen, damit die durch die ZF-Regelverbindungen zurückkommende Zwischenfrequenz nicht der Basis des NPN-Transistors Q14 in den HF-Regelverbindungen zugeführt wird.

Die Spannung V₁₅ am Knoten 15 zwischen R27 und R28 wird der Basis des in Kollektorgrundschaltung betriebenen NPN-Transistors Q14 zugeführt, der mit einem ersten Emitter über einen Widerstand 29 an der Basis eines mit geerdetem Emitter betriebenen NPN-Transistors Q15 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q15 liegt am Emitter des in Emittergrundschaltung betriebenen HF-Verstärkertransistors Q4 zur Zuführung der Rückwärtsregelspannung. Q15 arbeitet in der Sättigung und reagiert im wesentlichen linear auf zugeführten Basisstrom zur Steuerung der Leitung zwischen seinem Kollektor und Emitter. Seine Basis-Emitter-Ubergangsflache ist 18 mal größer als diejenige des kleinsten Transistors, der nach den Regeln der Chip-Technik möglich ist. Das Verhältnis der jeweiligen Flächen der Transistoren Q15, Q4 und Q3 beträgt 18:10:1,5. Zwischen dem Emitter des Transistors QA und HF-Masse braucht kein überbrückungskondensator vorgesehen zu werden, so daß ein Anschluß zur integrierten Schaltung IC eingespart wird. Weil der Basis des Transistors Q3 über R25 eine Ruhespannung von +2V₀₁,

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zugeführt wird, hat der Transistor Q15 die für einen sicheren Betrieb in der Sättigung erforderliche niedrige Emitter-Kollektor-Spannung. Wegen der Emitterfolgerwirkung des in Kollektorgrund-

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schaltung betriebenen HF-Verstärkertransistors Q3 liegt dessen Emitter auf einem Potential von +1V_DP, wobei die Wirkung von Änderungen des Parameters h_f beim Transistor QA auf den Emitterstrom von Q3 minimal gehalten wird durch Parallelschaltung des Emitter-Basis-Übergangs des Transistors Q4 mit einem Widerstand R30 relativ kleinen Wertes. Wegen des Emitterfolgerbetriebs des Transistors Q4 sucht sich sein Emitter auf eine Spannung nahe Masse einzustellen, so daß der Sättigungsbetrieb des Transistors Q15 gewährleistet ist. Der Widerstand R29 puffert den Emitter des Transistors Q14 gegen die niedrige Basisimpedanz des gesättigten Transistors Q15, und so kann die Spannung am Knoten 15 weiterhin die Basisspannung V_ßO14 bestimmen und der Knoten 15 wird nicht auf eine Spannung geklemmt, welche Verstärkungsregelspannungsänderungen am Knoten 14 zwischen den Widerständen R26 und R27 behindern würde.

Die Spannung V₁₄ am Knoten 14 zwischen R26 und R27 gelangt zur Basis eines in Kollektorgrundschaltung betriebenen NPN-Transistors Q16. Der Emitter von Q16 ist über einen Pufferwiderstand R31 an die Basis eines in Emittergrundschaltung betriebenen NPN-Transistors Q17 angeschlossen, der bei niedrigen HF-Eingangssignalwerten in der Sättigung arbeitet und dem in Emittergrundschaltung betriebenen ZF-Verstärkertransistor Q13 die Rückwärtsregelspannung zuführt. Das Prinzip der Verstärkungsregelung für den in Emittergrundschaltung betriebenen ZF-Verstärkertransistor Q13 ist somit ähnlich wie das Prinzip der Verstärkungsregelung des in Emittergrundschaltung betriebenen HF-Verstärkertransistors Q4. Die Fläche des Basis-Emitter-Ubergangs des Transistors Q17 gleicht derjenigen des Transistors Q15. Die jeweiligen Flächen der Basis-Emitter-Ubergänge von Q17, Q13 und Q12 verhalten sich wie 18:4:1,5, Q12 ist also kleiner. Die Vorspannung der Basis des Transistors Q13 in einer Weise, daß der Transistor Q17 bei niedrigen HF-Eingangssignalpegeln in der Sättigung arbeitet, geschieht folgendermaßen.

Der mit geerdetem Emitter betriebene NPN-Transistor Q18 ist mit seinem Kollektor über einen Kollektorlastwiderstand R32 an B+ an-

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geschlossen. Q18 ist mit einer galvanischen Kollektor-Basis-Rückführung über einen Spannungsteiler mit Widerständen R33 und R34 versehen. Diese Rückführung sucht das Leiten des Transistors Q18 bis zu einem Punkt zu erhöhen, wo der Spannungsabfall an R32 die Emitter-Kollektor-Spannung V_CEq*q des Transistors Q18 auf

[^ (R-- + **34'/^Κ3φ} "^ ^vbe ^verrin<?^ert» wobei die Emitter-Basis-Spannung des Transistors Q18 wegen der logarithmischen Beziehung dieser Spannung bei einem Transistor über seiner Leitfähigkeit über einen Bereich des Stromes einen Nominalwert V_o_ hat. R33 und

or,

R34 sind so bemessen, daß die der Basis des Transistors Q12 über einen Widerstand R35 zugeführte Spannung V_rFO1n etwas größer als +2V_„ ist. R35 wird als Pinch-Widerstand ausgebildet, um ein Absinken der Steilheiten g der Transistoren Q12 und Q13 bei zunehmender IC-Temperatur entgegenzuwirken. Wegen der Emitterfolgerwirkung des Transistors Q12 ergibt sich bei dieser Basisruhespan nung eine Emitterruhespannung von etwas mehr als 1V_O„, die dem

DCi

Transistor QI3 als Basisruhespannung zugeführt wird. Wegen seines Emitterfolgerbetriebs führt der Transistor Q13 dann eine genügend niedrige Kollektorspannung zum Transistor Q17, so daß dieser bei allen Stromwerten, außer bei niedrigsten in der Sättigung arbeitet, wie es bei sehr starken HF-Eingangssignalen vorkommt. Der Widerstand R36 verbindet den Emitter des Transistors Q13 mit ZF- Masse und bildet den Hauptweg für den Emitterstrom des Transistors Q13 bei diesen sehr starken HF-Eingangssignalen.

Es sei nun ein signalloser Zustand betrachtet, wenn die Spannung V₁₅ am Knoten 15 und die Spannung am Anschluß AGC BY-PASS +1,68V beträgt. V₁. am Knoten 14 liegt etwa in der Mitte zwischen dieser Spannung und ⁺3V_ßE, also 1,85 V, und spannt die in Reihe liegen den Basis-Emitter-Ubergänge der Transistoren Q16 und Q17 in Durch laßrichtung vor, wobei der Transistor Q17 maximal leiten kann. Q17 arbeitet dementsprechend in der Sättigung und bietet einen Weg hoher Leitfähigkeit vom Emitter des in Emittergrundschaltung betriebenen ZF-Verstärkertransistors Q13 nach ZF-Masse, was zu sätzlich dazu beiträgt, die Emitterspannung V _QB des Transistors Q13 weniger positiv werden zu lassen und die Durchlaßvorspan nung an seinem Basis-Emitter-Ubergang zu erhöhen und damit den

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Transistor Q13 in einen Zustand hoher Steilheit zu bringen. Eine Spannung V₁C von 1,68 V läßt die Transistoren Q14 und Q15 maximal leiten, so daß die Leitfähigkeit des Transistors Q15 zwischen dem Emitter des in Emittergrundschaltung betriebenen HF-Verstärkertransistors QA und Masse vergrößert wird und dadurch der Transistor Q4 mit hoher Steilheit arbeiten kann. Sowohl HF- als auch ZF-Verstärker haben ihre maximalen Verstärkungsfaktoren, die bei schwachen HF-Eingangssignalen nur wenig verringert werden.

Bei schwachen und normalen HF-Eingangssignalen, also von 0,1 bis 10 mV, sinkt die Spannung am Anschluß AGC FILTER wegen des höheren verstärkten ZF-Signals ab, so daß V₁ . genügend herabgesetzt wird, um die Leitfähigkeit der Transistoren Q14 und Q15 und damit auch Q4, herabzusetzen. Dadurch verringert sich die HF-Verstärkung und die Gesamtverstärkung des Empfängers, und es ist erwünscht, die HF-Verstärkung vor der ZF-Verstärkung zu verkleinern, um das in früheren Stufen auftretende Rauschen bei zunehmendem HF-Eingangssignal zu verringern. Gleichzeitig erhöht sich wegen der anwachsenden Emittergegenkopplung beim Transistor Q4 die Fähigkeit des HF-Verstärkers, größere ZF-Eingangssignale ohne Verzerrungen zu verstärken.

Bei stärkeren HF-Eingangssignalen, also oberhalb 5mV, führt die zunehmende Verringerung der Spannung am Anschluß AGC FILTER infolge noch höher verstärkter ZF-Signale dazu, daß die Spannung V₁C genügend verringert wird, um die Leitfähigkeit der Transistoren Q16 und Q17 zu verringern. Wegen des schwächeren Leitens des Transistors Q17 zwischen ZF-Masse und dem Emitter des Transistors Q13 verringert sich die Steilheit von Q13, so daß die Verstärkung des ZF-Verstärkers zusammen mit einer weiteren Herabsetzung der Verstärkung des HF-Verstärkers verringert wird.

Bei noch stärkeren HF-Signalwerten, also oberhalb 50 mV, wird die Verstärkung des HF-Verstärkers sehr stark herabgesetzt, so daß die vom Anschluß RF IN zum Anschluß RF OUT über den eingangs als Speisekondensator bezeichneten Umgehungskondensator C4 übertragenen HF-Signale größer als die vom Ausgang des geregelten HF-Ver-

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stärkers gelieferten "verstärkten" HF-Signale werden. Eine weitere Verringerung der Empfängerverstärkung erfolgt dann für alle praktischen Zwecke im geregelten ZF-Verstärker. Die Verwendung eines Umgehungskondensators um den HF-Verstärker verhindert eine flache Regelcharakteristik, die unerwünscht ist wegen der Schwierigkeiten, die sie für die genaue Abstimmung eines AM-Kanals ohne optischen Abstimmanzeiger mit sich bringt. Stattdessen wächst das Ausgangssignal des Rundfunkempfängers mit wachsendem HF-Eingangssignal langsam an, so daß man nach der Empfangslautstärke abstimmen kann.

Ein lawinenartiges Leiten durch die Basis-Emitter-Ubergänge der Transistoren Q3 und Q4 (Fig. 1) des HF-Verstärkers würde bei in Durchlaßrichtung leitendem Kollektor-Substrat-Ubergang des Transistors 15 schädlich für die Transistoren Q3 und Q4 sein. Die Gefahr eines solchen lawinenförmigen Lei tens könnte auftreten, wenn elektrostatische Ladungen zwischen den Anschlüssen RF GND und RF IN beim Handhaben mit der integrierten Schaltung vor ihrem Anschließen an andere Teile des Empfängers auftreten, oder nach dem Anschließen im Empfänger während Gewittern. Ein solches lawinenartiges Leiten wird ausgeschlossen durch die Klemmwirkung einer Darlington-Diodenschaltung einer Diode D8 mit einem NPN-Transistor 19, deren Anode an HF-Masse und deren Kathode an der Basis des Transistors Q3 liegt, so daß an dieser Basis keine negativere Spannung gegenüber dem Potential an HF-Masse als 2V_ß_ auftreten kann (D8 kann ein NPN-Transistor mit Kollektor-Basis-Verbindung an HF-Masse und mit an die Basis des Transistors Q19 angeschlossenem Emitter sein, wobei die Darlington-Kaskadenschaltung dieses Transistors mit Q19 vervollständigt wird).

Ein Lawinenleiten über den Kollektor-Substrat-Übergang des Transistors Q21 kann keinen Schutz gegen elektrostatische Potentiale zwischen den Anschlüssen RF GND und RF IN bieten, weil das Substrat der integrierten Schaltung IC an ZF-Masse angeschlossen ist, um Oberwellenprobleme zu vermeiden. Der Widerstand R1 begrenzt den Stromfluß durch die Darlington-Diode bei Störspitzen infolge statischer HF-Entladungen oder bei Eingangssignalüberlastungen.

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Der in Kollektorgrundschaltung betriebene HF-Verstärkertransistor 03 geht dem in Emittergrundschaltung betriebenen HF-Verstärkertransistor Q4 voraus, so daß durch die Spannungsteilerwirkung zwischen R1 und dem Basiskreis von Q4 kein Signalverlust eintritt.

R19 begrenzt die Amplitude des Strornflusses durch den Kollektor-Substrat-Ubergang des Transistors Q13, falls negative Spannungen zufällig zwischen den Anschlüssen IF GND und IF OUT auftreten sollten. D7 verhindert das Lawinenleiten der Basis-Emitter-Ubergänge von Q12 und Q13 infolge Anliegens elektrostatischer Potentiale zwischen den Anschlüssen IF GND und IF IN bei der Handhabung des IC zwischen Herstellung und Einbau in einen Empfänger. R37 begrenzt die Amplitude des Stromflusses durch D7, falls zufällig negative Spannungen zwischen die Anschlüsse IF GND und IF IN gelegt werden sollten.

Der soweit beschriebene AM-Empfänger zeichnet sich durch bessere Regeleigenschaften aus als solche, die um vorhandene integrierte Schaltungen herumgebaut werden; seine Verzerrungs- und Kreuzmodulationseigenschaften bei starken Signalen sind überlegen, wenn das vom HF-Eingang zum HF-Ausgang über den Kondensator C4 übertragene Signal größer als das verstärkte HF-Signal ist, und es werden nur 7,6% bei 90% Modulation für eine Eingangssignalstärke von 50 mV erreicht; auch sein Signal/Rausch-Verhältnis bei schwachen Signalen ist überragend. Betreibt man den AM-Empfänger jedoch bei sehr verschiedenen HF-Eingangssignalbedingungen, wie sie im praktischen Einsatz zu erwarten sind, dann zeigte sich ein Problem hinsichtlich der Linearität bei sehr starken HF-Eingangssignalen, wenn der Modulationsgrad hoch war und Spitzenspannungen am HF-Eingangsanschluß etwa 100 mV überstiegen. Dieser Linearitätsverlust war nach den Untersuchungen des Erfinders dadurch bedingt, daß positiv gerichtete Spitzen des starken HF-Eingangssignals am Eingang RF IN geklemmt werden durch ihr erheblich verstärktes Leiten durch die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren Q3 und Q4.

Dieser unerwünschte Linearitätsverlust wird bei der hier be-

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schriebenen Erfindung verhindert durch eine Unterbrechung der Basistreiberzufuhr zum Transistor Q3, und damit zum Transistor Q4, vom Eingang RF IN bei den sehr starken Eingangssignalen, welche andernfalls bei hohem Modulationsgrad Verzerrungen bewirken würden. Während man zu diesem Zweck eine Vielzahl von Dämpfungsprinzipien anwenden kann, wird hier eine Möglichkeit zur Unterbrechung der Basisansteuerung für Q3 und Q4 wegen ihrer verhältnismäßigen Einfachheit und geringeren Bauteilezahl bevorzugt, indem die Basis des Transistors Q3 auf ein Ruhepotential vorgespannt wird, das genügend weniger positiv als der normale Wart von ⁺ 2V_n„ ist, daß positiv gerichtete Spitzen des HF-Eingangssignals am Anschluß RF IN die Basis-Emitter-Ubergänge der Transistoren Q3 und Q4 nicht in den Leitungszustand spannen können.

Zur Durchführung dieser bevorzugten Art der Unterbrechung der Basisansteuerung von Q3 und Q4 ist die folgende Schaltung in den HF-Verstärker gemäß Fig. 1 eingefügt worden. Ein Transistor Q14, dessen Basis die Regelspannung V₁₁- für den HF-Verstärker zugeführt wird, wird mit einem zweiten Emitter ausgestattet, um durch Emitterfolgerwirkung eine Regelspannungsübertragung zur Basis des NPN-Transistors Q20 zu bewirken (alternativ kann natürlich der Doppelemittertransistor Q14 durch ein Paar einzelner NPN-Transistoren ersetzt werden, die als Emitterfolger betrieben werden). Der Transistor Q20 ist als Inverterverstärkerstufe geschaltet und erzeugt eine Kollektorspannung V^₀₂₀, die ein verstärktes Kompliment der seiner Basis zugeführten Regelspannung ist. Im einzelnen ist der Emitter des Transistors Q20 über einen Widerstand R36 mit HF-Masse verbunden und sein Kolloktor liegt über einen Widerstand R37 am Potential +2V_n„, das am Verbindungspunkt der Dioden D4 und D5 zur Verfügung steht. Die Spannung V _2Q wird der Basis eines NPN-Transistors Q21 zugeführt, dessen Kollektor an der Basis von Q3 liegt, so daß der Pinch-Widerstand R25 als Kollektorlastwiderstand wirkt, und der Emitter des Transistors Q21 liegt über einen Widerstand R38 an HF-Masse. R38 ist als Pinch-Widerstand ausgebildet, so daß sein Widerstand mit demjenigen von R25 gleichläuft trotz Temperaturänderungen der integrierten Schaltung IC oder der

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Absolutwerte der Widerstände der integrierten Schaltung. R25 ist ein Pinch-Wider-stand, damit h_f -Änderungen des Transistors Q4 bei der Herstellung, welche seine Steilheit g nennenswert beeinflussen könnten, kompensiert werden.

Solange die Regelspannung V₁₁- oberhalb der Spannung +2V_„ liegt, wie es bei schwachen und normalen HF-Eingangssignalen der Fall ist, ist Q20 in den Leitungszustand vorgespannt und hält das Basispotential von Q21 so dicht bei HF-Masse, daß Q21 gesperrt bleibt. So beeinflußt Q21 nicht die HF-Eingangssignalzuführung vom Anschluß RF IN über den Widerstand R6 zur Basis von Q3. Bei starken HF-Eingangssignalwerten, wo V, c unter +2Vp abgesenkt wird, um die Verstärkung des HF-Verstärkers auf niedrige Werte zu verringern, ist V₁₅ nicht genügend groß, um die in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Ubergänge der Transistoren Q14 und Q20 leitend zu halten. Daher wird Q20 in den Sperrzustand vorgespannt. Bei Verschwinden seines Kollektorstroms verringert sich der Spannungsabfall an R37, so daß die Spannung ·* 2V_ßF über R37 zur Basis von Q21 gelangen kann und dessen Basis-Emittor-Ubergang in Durchlaßrichtung vorspannt. Diese Durchlaßvorspannung ist genügend stark, um Q21 in den Sättigungszustand zu bringen, so daß infolge der Spannungsteilerwirkung der Pinch-Widerstände R25 und R28 die Ruhespannung an der Basis von Q1 bei starken Signalen etwas kleiner als ein Volt ist. Die HF-Eingangssignale am Anschluß RF IN können Spitzenwerte von etwa einem Volt erreichen, bevor Nichtlinearitäten infolge des Leitens der Transistoren Q3 und Q4 auftreten.

Die hier beschriebene Erfindung findet Anwendung, wo Signale vom Eingang des HF-Verstärkers bei niedrigen Impedanzwerten zum Mischereingang anstatt zum HF-Verstärkerausgang übertragen werden. Zahlreiche andere Ausführungsformen der Erfindung verstehen sich für den Fachmann nach den vorstehenden Erläuterungen, und die beiliegenden Ansprüche sind so zu verstehen, daß sie derartige Realisierungen mit umfassen.

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   RCA 73501/Sch/Vu U.S., Ser. No. 968,443 vom 11. Dezember 1978

   RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) Patentansprüche

   Verstärkersystem mit automatischer Verstärkungsregelung mit einer Einrichtung zur Zuführung einer Betriebsspannung an das Verstärkersystem, einer Eingangssignalquelle, einer abgestimmten Last, einem ersten Transistor, dessen Basis ein Eingangssignal zugeführt wird und dessen Kollektor an die abgestimmte Last angeschlossen ist, ferner mit einem zweiten Transistor, dessen Kollektor mit dem Emitter des ersten Transistors verbunden ist und dessen Emitter an ein Bezugspotential angeschlossen ist, weiterhin mit einem Uberbrückungskondensator zur Zuführung eines Teils des Eingangssignals zu der abgestimmten Last, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Eingangssignalquelle (T1) und die Basis des ersten Transistors (Q4) ein erster Widerstand (R6) geschaltet ist, daß ein dritter Tran sistor (Q21) mit seinem Kollektor an die Basis des ersten Transistors (Q4) und mit seinem Emitter an das Bezugspotential ange-

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   ORIGINAL INSPECTED

   schlossen ist, daß eine Regelspannungsquelle zur Erzeugung eines ersten und eines zweiten Regelsignals vorgesehen ist, um die Basen des zweiten bzw. dritten Transistors (Q15 bzw. Q21) vorzuspannen, daß die Regelsignale nur in einer Richtung verlaufen, proportional zueinander sind und einander entgegengerichtet sind, um die Leitfähigkeit des zweiten oder dritten Transistors (Q15 bzw. Q21) zu erhöhen und die Leitfähigkeit des anderen dieser beiden Transistoren herabzusetzen.
2. 2) Verstärkersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (Q4,Q15) vom gleichen Leitungstyp sind und der eine eine kleine, der andere dagegen eine große Basis-Emitter-Ubergangsflache hat, daß der Emitter des ersten Transistors (Q4) unmittelbar mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q15) verbunden ist, daß der Emitter des zweiten Transistors an Signalmasse liegt, und daß die das erste und das zweite Regelsignal liefernde Regelsignalquelle an die abgestimmte Last (L1,C5) angekoppelt ist und das erste und zweite Verstärkungsregelsignal erzeugt in Abhängigkeit von der Amplitude des infolge des Eingangssignals an ihr erscheinenden Signals.
3. 3) Verstärkersystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Zuführung der Betriebsspannung an das Verstärkersystem einen Spannungsregler umfaßt, der einen Eingangsanschluß für eine zu regelnde Spannung und einen Ausgangsanschluß zur Lieferung der geregelten Spannung (B+,Masse) hat, und eine Schaltung zum Leiten zwischen Eingangs- und Ausgangsanschluß in einem durch einen Fehlerstrom geregelten Ausmaß aufweist, wodurch eine spannungsregelnde Rückkopplungsschleife geschlossen wird, ferner mit einer Einrichtung zur Erzeugung des Fehlerstroms, die einen vierten Transistor (Q1) in Form eines Bipolartransistors enthält, der zwischen seiner Basis und seinem Kollektor einen Stromverstärkungsfaktor der Größe h_f hat, mit einem zweiten Widerstand (R4), der in seinem Aufbau mit dem vierten Transistor (Q1) integriert ist, so daß der Widerstandswert zwischen einem ersten und einem zweiten Ende des ersten Wider-

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   Standes proportional mit dem Wert h_ des vierten Transistors variiert, daß das erste Ende des ersten Widerstandes an die Basis des vierten Transistors angeschlossen ist, daß eine Transistoranordnung (Q2) vom selben Leitungstyp wie der vierte Transistor (Q1) vorgesehen ist und mit seiner Eingangselektrode an den Emitter des vierten Transistors angeschlossen ist und an einer Ausgangselektrode einen wesentlichen Anteil des Fehlerstroms liefert und außerdem eine gemeinsame Elektrode hat, daß eine Anordnung (R2, R3) vorgesehen ist, welche zwischen dem zweiten Ende des zweiten Widerstandes (R4) und der gemeinsamen Elektrode der Transistoranordnung (Q2) einen festen Anteil der oder auch die gesamte Spannung am Spannungsregelausgangsanschluß zuführt, daß Mittel zur Zuführung einer Betriebsspannung zur Kollektorelektrode des vierten Transistors vorgesehen sind, und daß ein dritter Widerstand (R5) zwischen den Emitter der Transistoranordnung angeschlossen ist, so daß die durch die Rückkopplungsschleife zwischen der gemeinsamen Elektrode der Transistoranordnung zur Aufrechterhaltung des Leitens zwischen seiner gemeinsamen Elektrode und seiner Ausgangselektrode gebildete Offsetspannung den Stromfluß durch den dritten Widerstand und damit den Emitterstrom des vierten Widerstandes bestimmt.

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