DE69318694T2

DE69318694T2 - Verstärker mit einstellbarer verstärkung

Info

Publication number: DE69318694T2
Application number: DE69318694T
Authority: DE
Inventors: Jack Harford; Heung Lee
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1992-09-08
Filing date: 1993-03-10
Publication date: 1998-10-29
Anticipated expiration: 2013-03-11
Also published as: DE69318694D1; EP0611509A1; JP3263395B2; KR0157485B1; JPH07500957A; EP0611509B1; WO1994006244A1; CN1083998A; RU2140705C1; CN1082313C; US5331290A

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Verstärker mit einstellbarer oder steuerbarer Verstärkung, und insbesondere, aber nicht ausschließlich, Zwischenfrequenz(ZF)-Verstärker für zusammengesetzte Signale, wie sie typischerweise in Fernsehempfängern (TV) und Videokassettenrecordern (VCRs) verwendet werden, und auch als "Pixel-ZF-Verstärker" bezeichnet werden.

Hintergrund der Erfindung

In Fernsehempfängern wird eine Abwärtsumwandlung durch Überlagern der ankommenden Hochfrequenz-(HF)-Signaie unterschiedlicher Übertragungskanäle mit den Schwingungen eines Oszillators mit abstimmbarer Frequenzausgeführt, um dadurch Hochfrequenzsignale mit niedrigerer Frequenz in einem Zwischenfrequenz-(ZF)-Band zu erzeugen, die ausgewählt und in einem Zwischenfrequenz-(ZF)-Verstärker verstärkt wird. Ein Zwischenfrequenzverstärker für den Videoanteil eines Fernsehsignals wird im allgemeinen als der "Bildpunkt-ZF-Verstärker" bezeichnet. Ein Zwischenfrequenzverstärker für den Tonanteil eines Fernsehsignals kann von dem Bildpunkt-ZF-Verstärker getrennt werden, oder kann alternativ den Bildpunkt-ZF-Verstärker enthalten, wie in dem Fall von Fernsehgeräten mit Zwischenträgerton. Von einem Bildpunkt-ZF-Verstärker wird typischerweise verlangt, daß er Signale im Bereich von ungefähr 50 Mikrovolt bis ungefähr 100 Mikrovolt mittlerer quadratischer Abweichung verarbeiten kann. Dies stellt einen dynamischen Bereich von ungefähr 66 dB dar.
Innerhalb dieser Beschreibung wird der Ausdruck "HF-Signal" zur Bezugnahme auf Signale an Punkten in einem Fernsehempfänge vor der Abwärtsumwandlung oder der ersten Erfassung verwendet; und der Ausdruck "ZF-Signal" wird unter Bezugnahme auf Signale an Punkten in Fernsehempfängern nach der Abwartsabwandlung oder ersten Erfassung und vor der Videoerfassung oder der zweiten Erfassung verwendet. In den Ansprüchen, die dieser Beschreibung folgen, wird jedoch der Ausdruck "HF-Signal" unter Bezugnahme auf Signale an allen diesen Punkten in einem Fernsehempfänger verwendet; und der Ausdruck HF-Verstärker soll ZF-Verstärker sowie andere Arten von HF- Verstärkern umfassen.
Wenn eine automatische Verstärkungssteuerfunktion vorgesehen wird, ist es erwünscht, daß gewisse Arbeitsbedingungen von jeder Verstärkerstufe oder Einrlchtung erfüllt werden. Somit sollte der Eingangssignalpegel das innere Rauschen um einen vorbestimmten Faktor überschreiten, und der Eingangssignalpegel sollte die Einrichtung nicht übersteuern und dadurch eine Signalverzerrung und eine Vorspannungsverschiebung hervorrufen. Des weiteren sollte das Steuersignal der automatischen Verstärkungssteuerung nicht selbst unerwünschte Vorspannungsverschiebungen hervorrufen und dadurch bewirken, daß Einrichtungen von ihren beabsichtigten Arbeitspunkten verschoben werden. Beispielsweise werden die Arbeitspunkte für Verstärker und Mischer gewählt, eine geringe Verzerrung in ihren Ausgangssignalen bereitzustellen, und die Arbeitspunkte für Mischer und Erfassungseinrichtungen werden gewählt, relativ große Reaktionen zweiter Ordnung zu liefern.
Bei relativ hohen Signalpegeln in der Größenordnung von 1 Millivolt oder mehr ist es besonders wichtig, daß die Verstärkung in einer Weise gesteuert wird, die das sogenannte "Rausch/Übersteuerungsfenster" berücksichtigt. Wenn einerseits die Verstärkung einer früheren Stufe eines mehrstufigen Verstärkers zu wenig verringert wird, kann eine Übersteuerung mit einer Verzerrung unerwünschterweise in einer späteren Stufe auftreten. Wenn andererseits die Verstärkung in einer früheren Stufe zu niedrig ist, kann thermisches Rauschen bemerkbar werden. Es ist erwünscht, daß ein im wesentlichen rauschfreies und unverzerrtes Bild für einen Eingangssignalpegel erreichbar ist, der 10 Millivolt oder so entspricht, wobei bei typischen Impedanzwerten gemessen wird. Wenn ein Verstärker ein ungeeignetes Rauschlübersteuerungsfenster zeigt, kann er zu Rauschen oder einer Übersteuerungsverzerrung bei Signalpegeln beitragen, wo ein Verzerrungsarmes, relativ rauschfreies Bild möglich sein sollte.
Die Entwicklung von integrierten-(IC)-Verstarkungsblöcken spornte die Notwendigkeit zur Blockfilterung an. Die jüngste Praxis ist gewesen, ZF-Filtern und Verstärkungsfunktionen in Fernsehempfängem in der Ausgestaltung eines Blockfilters auszuführen, dem ein Verstärkungsblock-IC-Verstärker folgte. Ein Oberflächenwellenfilter kann die gesamte Bandpaßform und die benachbarte Kanaldämpfung liefern, die von einem Fernsehempfänger verlangt wird. Zusätzliche Informationen über Oberflächenwellenfilter und über Blocktilterung und Verstärkung können z.B. in dem Kapitel 13 des Buches TELEVISION ENGINEERING HANDBOOK; K. Blair Benson, Hauptherausgeber; McGraw Book Company, New York, 1986 gefunden werden.
Während das Auftreten von Blockfilterung und Verstärkung im allgemeinen auf dem Gebiet der Fernsehempfänger erwünscht gewesen ist, hat es nichtsdestotrotz die Schwierigkeit des Rausch/Übersteuerungsfensters aus einer Anzahl von Gründen erschwert. Typische im Handel erhältliche Oberflächenfilter, die als ein konzentriertes Filter an dem Eingang eines ZF-Verstärkers verwendet werden, zeigen große Einführungsverluste und eine hohe Impedanz, wodurch sie als Impedanz einer Rauschquelle mit relativ großem Pegel wirken. Die Rauschrandseite des Rausch/Übersteuerungsfensters wird dadurch verringert. Des weiteren werden Rauschsignale, die innerhalb von +/-4,5 MHz des Bildträgers fallen, als Rauschen demoduliert, der in das Q-4,5 MHz Fernsehband "gefaltet" ist.
Dies tritt auf, wie folgt. Das ZF-Signal liegt innerhalb des Bandes von 41,25-45,75 MHz Bei der Verwendung einer konzentrierten oder Blockfilterung an dem Eingang eines ZF- Verstärkers, wird das Seitenbandrauschen von ZF-Stufen, die dem Filter folgen, nicht unterdrückt, wie es der Fall war, wenn das Filtern stufenweise verteilt wurde. Der Grund ist, daß das Rauschen innerhalb des Bandes von +/-4,5 MHz, das um die (ZF) Bildträgerfrequenz von 45,75 MHz zentriert ist, durch das konzentrierte Filter vor dem Verstärker nicht gefiltert wird.
Eine andere Wirkung, die dazu neigt, das Rausch/Übersteuerungsfensterproblem bei dem Blockfilter- und Verstärkungsverfahren zu verschlimmern, ist, daß der typische bipolare, verwendete integrierte Verstärker eine Übertragungskennlinie zeigt, die einen festen Übersteuerungsspannungspegel aufweist, der die Übersteuerungsseite des Rauschens/Übersteuerungsfensters beschränkt. Des weiteren neigen typische moderne, kleine, bipolare Transistoren dazu, einen großen Basiszugangswiderstand (rb) zu zeigen, und neigen daher dazu, daß sie einen schlechteren Rauschwert als größere, opti mierte Einrichtungen aufweisen, die einen niedrigen rb haben; dies erschwert das Problem.
Die Erfinder erkennen, daß das Rausch/Übersteuerungsfenster auf der Übersteuerungsseite fortgesetzt werden kann, indem Transistoren unterschiedlicher Konstruktion verwendet werden, und auf der Rauschseite, indem die Ausgangsimpedanz des Oberflächenwellenfilters zu einem niedrigeren Wert umgewandelt wird, wodurch sein Beitrag als ein Rauschquelle verringert wird. Jedoch sind Impedanzanpassungsanordnungen, wie Wandler oder andere Anpassungsschaltungen kostspielig, raumeinnehmend und erhöhen Verstärkungsanforderungen an das System, das bereits eine große Verstärkung aufweist.
Das Problem des Rauschens/Übersteuerungsfensters wird weiter durch die Tatsache kompliziert gemacht, daß jeder von gewissen ZF-Verstärkern mit gesteuerter Verstärkung nach dem Stand der Technik eine Verschiebung seiner Ausgangsvorspannung als eine Funktion der Verstärkungssteuerung zeigt. Im allgemeinen ergibt dies eine Änderung der Vorspannung bei dem Demodulator, der typischerweise unmittelbar mit dem ZF-Verstärker gekoppelt ist. Wie es oben in bezug auf die Arbeitspunkte erwähnt wurde, ist eine solche Änderung unerwünscht. Als ein Ergebnis der verschiebenden Vorspannungsbedingungen muß eine angemessene Vorspannung vorgesehen werden, um die Änderungen aufzunehmen, wodurch die Demodulatorkonstruktion kompliziert wird und eine größere Versorgungsspannung nötig macht, als sie sonst für eine geringe Verzerrung verlangt wird.
Eine Grundverstärkerstufe, die häufig in ZF-Verstärkern verwendet wird, ist das lange, schwanzförmige Paar oder emittergekoppelte Differenzverstärker, der zwei Transistoren mit einer "Schwanzverbindung" zwischen ihren Emitterelektroden enthält, mit denen ein Konstantstromgenerator verbunden ist. Der Konstantstromgenerator kann von einem Widerstand mit hohem Widerstandswert zwischen der Schwanzverbindung und einem entfernten Gleichpotential vorgesehen werden; aber in integrierten Schaltungen, wo es ein Wunsch ist, kleinere Betriebspotentiale zu verwenden, um die Wärmeabfuhr innerhalb annehmbarer Grenzen zu halten, wird der Konstantstromgenerator im allgemeinen durch den Hauptleitungsweg eines anderen Transistors bereitgestellt, der zum Konstantstrombetrieb vorgespannt ist. Während das lange, schwanzförmige Paar häufig als ein emittergekoppelter "Differenz"-Verstärker bezeichnet wird, wird er tatsächlich häufig mit einer einendigen Eingangsschaltung, einer einendigen Ausgangsschaltung oder beidem betrieben. Es wird hier angemerkt, daß die Verstärkungssteuerung durch die einfache Verringerung des Betriebs- oder Schwanzstroms eines emittergekoppelten Differenzverstärkers ausgeführt werden kann, wodurch seine gegenseitige Leitung in bekannter Weise verringert wird. Jedoch gibt es Nachteile bei der einfachen Anwendung dieser Methode. Erstens, der Rauschquellenwiderstand wird erhöht, wenn die Verstärkung abnimmt, wodurch in einem gewissen Maß das verbesserte Signavrauschverhältnis, das mit einem größeren Signal verbunden ist, zunichte gemacht wird, und zweitens, die Stromverarbeitungsmöglchkeit ist verringert, wenn sie am meisten benötigt wird, um ein größeres Signal zu verarbeiten.
Nichtabgestimmte Verstärker nach dem Stand der Technik, die in integrierter Schaltungsform konstruiert sind und nach der Blockfilterung zur ZF-Verstärkung bei Fernsehempfängern in kommerziell, erfolgreichen Fernsehempfängerkonstruktionen verwendet werden, haben drei aufeinanderfolgende Stufen mit gesteuerter Verstärkung verwendet, um die dynamischen Bereichsanforderungen von ungefähr 66 dB für einen solchen Dienst zu erfüllen. Diese Konstruktionen haben eine umgekehrte Steuerung der automatischen Verstärkung verwendet, bei der die Steilheiten der Verstärkertransistoren verringert werden, um eine Verstärkungsverringerung auszuführen. Die Spannungsverstärkung eines nichtdegenerierten Transistorverstärkers mit gemeinsamem Emitter ist gmRL, wo gm die Steilheit des Transistors und RL der Widerstand der Kollektorlast ist, die mit dem Transistor verwendet wird. Die Verringerung der Steilheiten der Verstärkertransistoren erhöht die Widerstände der Rauschquellen, die ihren Kollektorelektroden geboten werden, wodurch das thermische Rauschen erhöht wird, das durch die Transistoren erzeugt wird, und es somit notwendig gemacht wird, drei aufeinanderfolgende, verstärkungsgesteuerte Stufen zu verwenden, um den gesamten Rauschwert für die Bildpunkt-ZF-Verstärkerkette niedrig genug zu halten, um Handelsanforderungen zu erfüllen. Eine alternative Methode, um die Verstärkung der Stufenverstärkerstufen zu verringern, ist, die Kollektorwiderstände, die bei den Transistoren verwendet werden, zu verringern, wobei die automatische Vorwärtsverstärkungssteuerung ein Beispiel dieser Methode ist. Wenn die Steilheiten der Transistoren nicht verringert werden, gibt es keine begleitende Zunahme des thermischen Rauschens, das durch die Transistoren erzeugt wird, und die Kollektorwiderstände zu verringern, die mit den Transistoren verwendet werden, verringert die Spannungen, die mit den Strömen verbunden sind, die von ihrem thermischen Rauschen erzeugt werden.
US-A-4,342,005 (Harford) offenbart einen dreistufigen Verstärker, in dem die Verstärkungssteuerung ausgeführt wird, indem die Impedanzen veränderbarer Impedanzeinrichtungen verändert werden, wobei die Einrichtungen als Last und Emitterdegenerationsimpedanzen für verstärkende Transistoren verbunden sind. Gleichströme zur Verstärkungssteuerung werden an die veränderlichen Impedanzeinrichtungen angelegt, um ihre Impedanz zu ändern.
Die Erfinder suchten zweistufige, nichtabgestimmte Verstärker, die in integrierter Schaltungsform konstruiert sind und ohne die Notwendigkeit von einzelnen Einstellungen reproduzierbar eine Fernsehempfänger-ZF-Verstärkung mit einem dynamischen Bereich von 66 dB liefern. Die Verringerung der Anzahl der verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufen wurde gesucht, um die Stromversorgungsanforderungen zu verringern, einschließlich einer Stromversorgungsentkopplungsfilterung zwischen Spannungsverstärkerstufen; um die Wahrscheinlichkeit von Eigenschwingungsneigung in Abschnitten des Verstärkungssteuerbereiches aufgrund einer übermäßigen Phasenverschiebung durch die Verstärkerkette hindurch bei Frequenzen zu verringern, wo eine Spannungsverstärkung noch merklich groß war; und die Verfolgung der automatischen Verstärkungssteuerung unter den verstärkungsgesteuerten Verstärkerstufen in dem ZF- und HF-Abschnitt des Fernsehempfängers zu vereinfachen. Um die Eigenschwingungsneigung in Abschnitten des Verstärkungssteuerbereiches noch weiter zu verringern, erdachten die Erfinder, daß es erwünscht ist, verstärkungsgesteuerte Verstärker zu haben, die zeimlich symmetrisch in ihrem Aufbau sind, so daß eine ausgeglichene Signalverarbeitung verfolgt werden kann, insbesondere weiter entfernt in der Verstärkerkette, und so daß die Verstärkerkette symmetrisch auf der integrierten Schaltung ausgelegt werden kann. Diese Schritte verringern die positive Rückkopplung über Streukapazitäten von späteren zu früheren Abschnitten der Verstärkerkette.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß einem ersten Gesichtspunkt der Erfindung wird ein Verstärker mit einstellbarer Verstärkung geschaffen, der umfaßt einen ersten und zweiten Transistor, die als ein erster, emittergekoppelter Differenzverstärker verbunden sind, wobei der erste und der zweite Transistor eine Basisgleichvorspannung aufweisen, die an ihre entsprechenden Basiselektroden angelegt ist, wobei der Differenzverstärker ausgestaltet ist, auf HF-Eingangssignale zu reagieren, die zwischen den Basiselektroden des ersten und zweiten Transistors angelegt werden, und entsprechende Kollektorelektroden aufweisen, um entsprechende Kollektorströme zuzuführen, die entsprechende Allgemeinmodus-Gleichstromkomponenten aufweisen und entsprechende Differenzmodus-HF-Komponenten aufweisen, wobei der Verstärker dadurch gekennzeichnet ist, daß Brückendiodenlasteinrichtungen vorgesehen sind, die einen ersten, zweiten, dritten und vierten Knoten aufweisen, wobei der genannte erste und zweite Knoten in bezug auf den genannten dritten und vierten Knoten abgeglichen sind, der genannte erste und zweite Knoten mit entsprechenden der genannten Kollektorelektroden verbunden sind, die genannten Diodenlasteinrichtungen zwischen dem genannten ersten und zweiten Knoten eine steuerbare Impedanz darstellen, die einen durch den Stromfluß zwischen dem genannten dritten und vierten Knoten gesteuerten Wert aufweist, und eine Einrichtung für einen veränderbaren Steuerstrom vorgesehen ist, die einen Stromquellenausgang, der mit dem dritten Knoten verbunden ist, und einen Stromsenkenausgang umfaßt, der mit dem genannten vierten Knoten verbunden ist, wobei der genannte Stromquellen- und Senkenausgang gleiche Stromgrößen liefern.
Vorzugsweise umfaßt die genannte Brückendiodenlasteinrlchtung ein erstes Paar Dioden, deren entsprechende Anoden mit dem genannten dritten Knoten verbunden sind und deren entsprechende Kathoden mit dem genannten ersten bzw. dem genannten zweiten Knoten verbunden sind, und ein zweites Paar Dioden umfaßt, deren entsprechende Kathoden mit dem genannten vierten Knoten verbunden sind und deren entsprechende Anoden mit dem genannten ersten bzw. dem genannten zweiten Knoten verbunden sind.
Des weiteren sind vorzugsweise ein erster und zweiter Widerstand vorgesehen, deren entsprechende erste Enden mit den entsprechenden Kollektoreleketroden des genannten ersten und zweiten Transistors verbunden sind und deren entsprechende zweite Enden mit einer Klemme zum Erhalten einer Arbeitsgleichspannung verbunden sind.
Die Stromquelle kann einen Quellenimpedanzwert innerhalb eines Bereiches zeigen, der von sich einem Wert, der mit der Impedanz des ersten und des zweiten Widerstands vergleichbar ist, aufwärts erstreckt.
Vorzugsweise zeigt die genannte Stromsenke einen Quellenimpedanzwert innerhalb eines Bereiches, der sich von einem ersten, mit der Impedanz des genannten ersten und zweiten Widerstands vergleichbaren Wert zu einem zweiten, in Vergleich damit hohen Wert erstreckt.
Gemäß einem anderen Gesichtspunkt wird ein zweistufiger Verstärker mit einstellbarer Verstärkung geschaffen, der eine erste Stufe, die einen Verstärker mit einstellbarer Verstärkung gemäß dem ersten Gesichtspunkt umfaßt, und eine zweite Stufe aufweist, die umfaßt: einen dritten und vierten Transistor mit entsprechenden Basis-, Emitter- und Kollektorelektroden;eine Einrichtung zur Verbindung des genannten dritten Transistors und des genannten vierten Transistors in der Ausgestaltung eines zweiten, emittergekoppelten Differenzverstärkers, um zu bewirken, daß der genannte dritte und vierte Transistor von ihren entsprechenden Kollektorelektroden entsprechende Kollektorströme zuführen, die entsprechende Allgemeinmodus-Gleichstromkomponenten aufweisen und entsprechende Differenzmodus-HF-Komponenten aufweisen, die auf HF-Signale reagieren, die zwischen ihren Basiselektroden erhalten werden; einen ersten, steuerbaren Stromteiler, der einen Eingang aufweist, um einen Betriebsgleichstrom zu leiten, einen ersten und zweiten Ausgang hat, die verbunden sind, um einen ersten und zweiten Bruchteil des genannten Arbeitsgleichstroms zu liefern, der in einen ersten und zweiten Bruchteil in einem Verhältnis aufgeteilt werden soll, das gemäß einem ersten Steuersignal an den genannten Emitterelektroden des genannten dritten bzw. vierten Transistors bestimmt wird; einen dritten Widerstand, der zwischen der genannten Kollektorelektrode des genannten dritten Transistors und einem Punkt des Arbeitspotentials verbunden ist; einen vierten Widerstand, der zwischen der genannten Kollektorelektrode des genannten vierten Transistors und dem genannten Punkt des Arbeitspotentials verbunden ist; eine erste Diodeneinrichtung mit einer ersten Elektrode, mit der die genannte Kollektorelektrode des genannten dritten Transistors verbunden ist, und mit einer zweiten Elektrode; eine zweite Diodeneinrichtung mit einer ersten Elektrode, mit der die genannte Kollektorelektrode des genannten vierten Transistors verbunden ist, und mit einer zweiten Elektrode.; und eine Verbindung zwischen den genannten zweiten Elektroden der genannten ersten und zweiten Diodeneinrichtungen, mit der der genannte zweite Ausgang des genannten ersten Stromteilers verbunden ist.
Die Erfindung schließt einen Verstärker mit einstellbarer Verstärkung gemäß dem ersten Gesichtspunkt ein oder schließt einen zweistufigen Verstärker gemäß dem zweiten Gesichtspunkt ein.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung wird umfassender aus der folgenden, ins einzelne gehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen in Verbindung mit der Zeichnung verstanden, die kurz, wie folgt, beschrieben wird.
Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm einer Verstärkerstufe mit einstellbarer Verstärkung, die die Erfindung nach einem ihrer Gesichtspunkte verkörpert und die besonders zur Verwendung als Eingangsstufe eines mehrstufigen ZF-Verstärkers geeignet ist.
Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm einer Verstärkerstufe mit einstellbarer Verstärkung, die die Erfindung nach einem ihrer Gesichtspunkte verkörpert und die besonders zur Verwendung als Ausgangsstufe eines mehrstufigen ZF-Verstärkers geeignet ist.
Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm eines zweistufigen ZF-Verstärkers, der die Erfindung gemäß einem ihrer Gesichtspunkte verkörpert und der die Verstärkerstufen mit einstellbarer Verstärkung der Fig. 1 und 2 als seine Eingangsstufe bzw. als seine Ausgangsstufe verwendet.
Fig. 4 ist ein schematisches Blockdiagramm derjenigen Abschnitte eines Fernsehempfängers oder eines Videobandrecorders, die zur Wiedergewinnung des Audiosignal-, Videosignal- und Synchronsiersignalanteils eines übertragenen Fernsehsignals verwendet werden, wobei der Fernsehempfänger Zwischenfrequenzverstärker der in Fig. 3 gezeigten Art verwendet.
Fig. 5 ist ein schematisches Diagramm einer Abänderung, die bei der Verstärkerstufe mit einstellbarer Verstärkung der Fig. 1 bei einer andersartigen Ausführungsform der Erfindung gemacht werden kann.

Beschreibung im einzelnen

Bezugnehmend auf Fig. 1 ist Q1 ein bipolarer Transistor mit einer Basiselektrode zur Steuerung der Leitung auf einem Hauptleitungsweg zwischen der Emitter- und Kollektorelektrode, wie es auch der Fall bei anderen bipolaren Transistoren ist, auf die nachfolgend in der Beschreibung Bezug genommen wird. Der Transistor Q1 ist vom NPN Leitfähigkeitstyp, und seine Basis- und Kollektorelektrode sind leitend verbunden, so daß er in einem Diodenschaltungsmodus arbeitet. Die Emitterelektrode des Q1 ist mit einer Quelle eines Bezugspotentials verbunden, das hier als Masse gezeigt ist. Ein Bezugsstrom wird der verbundenen Basis- und Kollektorelektrode über einen Widerstand RI zugeführt, dessen eines Ende mit jenen verbundenen Elektroden verbunden ist und dessen anderes Ende verbunden ist, ein Signalpotential für eine automatische Verstärkungssteuerung an einer Klemme T1 zu erhalten. Fig. 1 zeigt das Signalpotential zur automatischen Verstärkungssteuerung, das von einem Generator GCI stammt und an eine Klemme T1 angelegt ist.
Die entsprechenden Emitterelektroden der NPN Transistoren Q2 und Q3 sind mit demselben Bezugspotential wie die Emitterelektrode Q1 verbunden, und ihre Basiselektroden sind mit der Basiselektrode des Q1 verbunden, so daß ein Stromspiegelanordnung in bezug auf den Bezugsstrom gebildet wird, der über den Widerstand R1 zugeführt wird. Die Emitterelektroden der NPN Transistoren Q4 und Q5 sind jeweils mit einem Ende entsprechender Widerstände R5 und R6 verbunden, deren andere Enden miteinander verbunden sind und mit einem Punkt auf Massebezugspotential über einen Reihenwiderstand R7 verbunden sind, so daß die Transistoren Q4 und Q5 ein Differenzpaar bilden, wobei der Widerstand R7 Arbeitsstrom oder Schwanzstrom dem Differenzpaar zuführt.
Die Basiselektroden der NPN Transistoren Q6 und Q7 sind mit entsprechenden Signaleingangsklemmen T5 und T6 verbunden, um ein Differenzeingangssignal zu erhalten und dorthin mit einem Vorspannungsgleichpotential zu begleiten. Fig. 1 zeigt eine Batterie B1, deren negative Klemme mit einem Punkt des Massebezugspotentials verbunden ist und die ein positives Vorspannungsgleichpotential V an ihrer positiven Klemme zuführt, auf das sich die genannten, abgeglichenen Eingangssignale bezeihen, die durch die Generatoren S1 und S2 den Basiselektroden des Q6 und Q7 zugeführt werden. Die Transistoren Q6 und Q7 sind als Verstärker mit gemeinsamen Kollektoren verbunden, um Spannungsfolger von der Art eines Emitterfolgers zu schaffen. Die entsprechenden Emitterelektroden sind mit den entsprechenden Basiselektroden des Q4 und Q5 und mit einem Ende der entsprechenden Widerstände R2 und R3 verbunden. Die anderen Enden des R2 und R3 sind miteinander verbunden und mit einem Ende eines Widerstands R4, dessen anderes Ende mit Masse verbunden ist. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q6 und Q7 sind verbunden, ein positives Arbeitspotential VB2 zu erhalten, das an eine Versorgungsklemme T2 angelegt wird, wobei in Fig. 1 gezeigt ist, daß es von der positiven Klemme einer Batterie B2 zugeführt wird, deren negative Klemme mit einem Punkt auf Bezugsmassepotential verbunden ist.
Die Kollektorelektroden des Q4 und Q5 sind verbunden, um die Klemme T2 über entsprechende Reihenwiderstände R8 und R9 zu versorgen. Die Kollektorelektrode des Q4 ist des weiteren mit der Basiselektrode eines NPN Transistors Q8 verbunden, dessen Kollektorelektrode mit T2 verbunden ist. Die Emitterelektrode des Q8 ist mit einer Ausgangsklemme T3 verbunden und ist des weiteren mit einem Massebezugspotential über einen Reihenwiderstand R10 verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors Q5 ist des weiteren mit der Basiselektrode eines NPN Transistors Q9 verbunden, dessen Kollektorelektrode mit T2 verbunden ist. Die Emitterelektrode des Q9 ist mit einer Ausgangsklemme T4 verbunden und ist des weiteren mit dem Massebezugspotential über einen Reihenwiderstand R11 verbunden.
Die Kollektorelektrode des Transistors Q4 ist des weiteren mit der verbundenen Kollektor- und Basiselektrode eines NPN Transistors Q10 und mit der Emitterelektrode eines NPN Transistors Q11 verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors Q5 ist des weiteren mit der verbundenen Kollektor- und Basiselektrode eines NPN Transistors Q12 und der Emitterelektrode eines NPN Transistors Q13 verbunden. Die verbundenen Emitterelektroden der Transistoren Q10 und Q12 sind mit der Kollektorelektrode des Transistors Q3 über einen Reihenwiderstand R12 verbunden. Die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden der Transistoren Q11 und Q13 sind mit der Kollektorelektrode eines PNP Transistors Q14 verbunden, dessen Emitterelektrode mit der Versorgungsklemme T2 über einen Reihenwiderstand R13 verbunden ist. Die Basiselektrode des Transistors Q14 ist mit der Kollektorelektrode des Q2 verbunden und ist des weiteren über einen Reihenwiderstand R14 mit der Basis- und Kollektorelektrode eines PNP Transistors Q15 verbunden. Die Emitterelektrode des diodengeschalteten Transistors Q15 ist mit der Versorgungsklemme T2 verbunden.
Beim Betrieb bilden die diodengeschalteten Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 in Verbindung mit den Widerständen R8 und R9 eine veränderbare Last für die Kollektorelektroden der emittergekoppelten Differenzverstärkertransistoren Q4 und Q5. Das Ausgangssignal wird durch Q8 und Q9 gepuffert, die als Spannungsfoger vom Emitterfolgertyp arbeiten. Der Gleichstrom durch die diodengeschalteten Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 wird durch den Ausgangsstrom der Stromspiegelschaltung in der Kollektorelektrode des Q3 und den gleichen Kollektorstrom des Q2 bestimmt, wie er danach durch die Stromspiegelschaltung gespiegelt wird, die durch die PNP Transistoren Q14 und Q15 gebildet ist. Wenn diese Ströme null sind, wie es auftritt, wenn der Strom in dem Widerstand R1 null ist, weisen die diodengeschalteten Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 große Impedanzen auf. Infolgedessen ist die Verstärkung des Verstärkers, wie sie durch die Verstärkung des Differenzverstärkers bestimmt ist, bei einem Maximum, das durch die Kollektorwiderstände festgelegt wird.
Wenn Strom den diodengeschalteten Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 zugeführt wird, wird in Reaktion auf die Erhöhung des positiven Potentials an der Klemme T1 ihre lmpedanz relativ gering und die Verstärkung des emittergekoppelten Differenzverstärkers, der Q4 und Q5 umfaßt, wird verringert. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q3 und Q14 liefern eine Quelle und Senke für nahezu gleiche Ströme, so daß der gleiche Strom in das Netzwerk eintritt, wie er es verläßt, das die diodengeschalteten Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 umfaßt. Bei dieser Bedingung wird kein Strom von den Kollektorelektrodenknoten des Q4 und Q5 hinzugefügt oder entfernt. Somit gibt es, wenn die diodengeschalteten Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 und die Transistoren, die ihnen Strom liefern, gut angepaßt sind, keine Störung bei den Gleichstrombedingungen beim Betrieb des Verstärkers, wenn die Verstärkung geändert wird, und dadurch werden die Schwierigkeiten, die in Verbindung mit Anordnungen nach dem Stand der Technik genannt worden sind, vermieden und die Reihenanordnung der Stufen wird erleichtert. Eine solche Anpassung wird ohne weiteres bei einer monolitischen, integrierten Schaltung durchgeführt. Des weiteren ist das Netzwerk, das die diodengeschalteten Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 umfaßt, in der Form einer Brücke, so daß die Knoten, wo Ströme dem Netz zugeführt werden, auf Wechselstrommasse sind, wodurch eine "virtuelle Masse" für HF Ströme geschaffen wird. Ein Ergebnis hiervon ist, daß der PNP Transistor Q14 nur Gleichstrom führt und seine Kollektorkapazität den Frequenzgang des Verstärkers nicht beeinflußt. Eine andere Wirkung ist, daß es keine Signalrückkehr zu Masse durch die diodengeschalteten Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 gibt.
Es wird auch angemerkt, daß die veränderbaren Elemente für die Verstärkungssteuerung in der Kollektorschaltung des paarigen Differenzverstärkers sind, wodurch eine Konstruktionsfreiheit ermöglicht wird, die Emitterschaltung zur Verarbeitungsfähigkeit großer Signale vorzuspannen und so die Übersteuerungscharakteristik zu erweitern. Des weiteren ist die Energie, die verlangt wird, eine Verstärkungssteuerung auszuführen, begrenzt.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform der Erfindung (und bei den Ausführungsformen der Erfindung, die unten beschrieben sind) sind die Kollektorlasten des emittergekoppelten Differenzverstärkers lediglich die Widerstandslasten bei maximaler Verstärkung, da die Dioden, die verwendet sind, sie kurz zu schließen, unter dieser Bedingung nicht leitend sind. Die Verwendung von Widerständen als Kollektorlasten ist von Vorteil dahingehend, daß: die maximale Spannungsverstärkung jeder Stufe kann trotz der Konstruktion des Verstärkers mit einstellbarer Verstärkung als integrierte Schaltung vorausgesagt werden kann, und dies erlaubt, daß Verstärkerstufen mit einstellbarer Verstärkung, die die Erfindung verkörpern, in der Form einer integrierten Schaltung ohne die Notwendigkeit einer einzelnen Einstellung jeder Verstärkerstufe in bezug auf die maximale Spannungsverstärkung in Masse produziert werden können. Die maximale Spannungsverstärkung jeder Verstärkerstufe ist das Produkt aus der Transkonduktant (gm) des Transistors eines emittergekoppelten Differenzverstärkers mal dem Widerstand (R&sub1;) seiner Kollektorlast. Die gm des Transistors wird durch seinen Emitterstromfluß bestimmt, wobei der Stromfluß proportional zu einer angelegten Vorspannung VOR (typischerweise weniger einer Versetzungsspannung VBE der Halbleitersperrschicht) gemacht wird, die über ein Widerstandselement mit dem Widerstand RVOR angelegt wird, das in der integrierten Schaltung mit den Widerstandslasten enthalten und ausgebildet ist, damit es von der gleichen Art wie die Widerstandslasten ist. Das heißt, der Emtterstromfluß des emittergekoppelten Transistors des Differenzverstärkers wird so gemacht, daß er einen Vorstrom Ivor = (Vvor - VBE)/Rvor verfolgt, so daß seine maximale Verspannungsverstärkung gmRL proportional zu [(Vvor - VBE)]Rvor]RL = (Vvor - VBE) (RL/Rvor) wird. Da (RL/Rvor)das Verhältnis der Widerstandselemente auf dem Chip ist, ist der Wert dieses Verhältnisses sehr gut definiert und kann genau vorausgesagt werden. Die Änderung weniger Millivolt von VBE mit der Temperatur ist üblicherweise verglichen mit (Vvor- VBE) vernachlässigbar, einer Spannung, die von der Vorspannung Vvor abhängt, die von außerhalb des Chip angelegt wird und ausgebildet werden kann, daß sie einen gut vorausgesagten Wert aufweist. Der Wert von RL wird normalerweise gewählt, eine maximale Spannungsverstärkung von ungefähr zwanzig Mal für eine Verstärkerstufe mit einstellbarer Verstärkung zu liefern.
Die erste Stufe eines Bildpunkt-ZF-Verstärkers muß den gesamten dynamischen Bereich der Differenz des ZF-Eingangspotentialsignals zu dem Verstärker aufnehmen, wobei die Amplitude des ZF-Signals, das der späteren Stufe(n) des Bildpunkt-ZF-Verstärkers zugeführt wird, Gegenstand eines geringeren dynamischen Bereiches des Eingangsignalpegels aufgrund der Verstärkungssteuerung ist, die durch die erste Stufe geliefert wird. Die erste Stufe eines Bildpunkt-ZF-Verstärkers muß die Fähigkeit haben, eine Übersteuerung bei den Spitzen der größten ZF-Eingangssignaldifferenzen zu vermeiden, die bei einem starken Signalempfang empfangen werden, wenn die Verstärkungssteuerung des vorhergehenden HF-Verstärkers aus dem Bereich herausläuft. Der Verstärker mit einstellbarer Steuerung der Fig. 1 ist zur Verwendung als die erste Stufe eines Bildpunkt-ZF-Verstärkers angepaßt, wobei die Differenzverstärkertransistoren Q4 und Q5 emittergekoppelt mit einem im wesentlichen Differenzmoduswiderstand zwischen ihren Emitterelektroden gekoppelt sind. Der lineare Differenzmoduswiderstand, der durch die Widerstände R5 und R6 geschaffen wird, erlaubt, daß das Differenzpotentials des ZF-Eingangssignals zwischen ihren Basiselektroden soviel wie 100 Milvolt quadratische mittlere Abweichung erreicht, ohne daß bei Signaspitzen irgendein Transistor abgeschaltet wird. Der Differenzmoduswiderstand zwischen den Emitterelektroden der Transistoren Q4 und Q5 kann auf andere bekannte Weise bereitgestellt werden -z.B., durch den Widerstandswert des Widerstands R6, in der Fig. 5, ein π-Netzschaltungsersatz für die T-Netzschaltungsverbindung von Widerständen R5, R6 und R7 der Fig. 1; durch den Widerstandswert eines Widerstands, der dem Widerstand R61 in einer anderen π-Netzschaltung entspricht, die eine Abänderung der π-Netzschaltung der Fig. 5 ist, in der andere Transistoren der π-Netzschaltungs, die zum Betrieb als Konstantstromquelle vorgespannt sind, die Widerstände R62 und R63 ersetzen; und durch die kombinierte Widerstandswerte der Widerstände R5 und R6 bei einer Abänderung der T- Netzschaltungsverbindung der Widerstände R5, R6 und R7 der Fig. 1, bei der ein Transistor, der für den Betrieb einer Konstantstromquelle vorgespannt ist, den Widerstand R7 ersetzt.
Bei dem Verstärker mit einstellbarer Verstärkung der Fig. 2 ist ein Transistor Q21 ein NPN Leitfähigkeitstyp und seine Basis- und Kollektorelektrode sind leitend verbunden, so daß er in einem diodengeschalteten Modus arbeitet. Die Emitterelektrode des Q21 ist über einen Reihenwiderstand R21 mit einer Quelle eines Bezugspotentials verbunden, hier als Masse gezeigt. Ein Bezugsstrom wird den verbundenen Basis- und Kollektorelektroden über einen Widerstand R22 zugeführt, dessen eines Ende damit verbunden ist und dessen anderes Ende verbunden ist, ein positives Gleichvorspannungspotential VB3 zu erhalten, das an eine Klemme T21 angelegt wird. Fig. 2 zeigt, daß VB3 von einer Batterle B3 zugeführt wird.
Die Emitterelektrode des NPN Transistors Q22 ist über einen Reihenwiderstand R23 mit Masse verbunden, und seine Basiselektrode ist mit der Basiselektrode des Transistors Q21 verbunden, so daß eine Stromspiegelschaltung in bezug auf den Bezugsstrom gebildet wird, der über R22 zugeführt wird. Die NPN Transistoren Q22 und Q24 bilden ein Differenzverstärkerpaar, wobei ihre entsprechenden Emitterelektroden mit der Kollektorelektrode des Transistors Q22 verbunden sind. Die Basiselektrode des Transistors Qr23 ist mit einer Klemme T22 verbunden, um dort ein Verstärkungssteuersignal zu erhalten, das hier als durch eine Quelle GC2 zugeführt dargestellt ist, und die Basiselektrode des Transistors Q24 ist mit einer Klemme T23 verbunden, um ein positives Gleichvorspannungspotential VB4 dort zu erhalten, das hier dargestellt ist, daß es durch eine Batterie B4 zugeführt wird.
Die NPN Transistoren Q25 und Q26 bilden ein Differenzverstärkerpaar, wobei ihre Emitterelektroden mit den Kollektorelektroden des Transistors Q24 verbunden sind. Ihre Basiselektroden sind mit entsprechenden Eingangsklemmen T25 und T26 verbunden, um ein abgeglichenes Eingangssignal zu erhalten, das als ein Gleichvorpotential bezeichnet wird. Fig. 2 zeigt eine Batterie BS, deren negative Klemme mit einem Punkt eines Massebezugspotentials verbunden ist, das ein Gleichvorpotential VB5 an ihrer positiven Klemme zuführt, worauf sich abgeglichene Eingangssignale beziehen, die durch die Generatoren S3 und S4 den Klemmen T25 und T26 zugeführt werden. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q25 und Q26 sind über entsprechende Widerstände R24 und R25 mit einer Versorgungsklemme T27 gekoppelt, um ein positives Arbeitspotential VB2 zu erhalten, das als von der Batterie B2 zugeführt gezeigt ist. Die Kollektorelektrode des Transistors Q25 ist des weiteren mit der verbundenen Kollektor- und Basiselektrode eines NPN Transistors Q27 gekoppelt, und die Kollektorelektrode des Transistors Q26 ist des weiteren mit der verbundenen Kollektor- und Basiselektrode eines NPN Transistors Q28 gekoppelt. Die verbundenen Emitterelektroden des Q27 und Q28 sind mit der Kollektorelektrode des Transistors Q23 verbunden und sind des weiteren mit der Klemme T27 durch einen Widerstand Q26 verbunden. Die NPN Transistoren Q29 und Q30 sind als Spannungsfolger vom Emitterfolgertyp angeordnet und dienen als Ausgangspufferstufen. Die Basiselektroden des Q29 und Q30 sind mit der Kollektorelektrode des q26 bzw. Q25 verbunden, und die Kollektorelektroden des Q29 und Q30 sind mit der Versorgungsklemme T27 verbunden. Die Emitterelektrode des Transistors Q29 ist mit einer Ausgangssignalklemme T28 und mit einem Ende eines Widerstands R28 verbunden, dessen anderes Ende mit Masse verbunden ist. Die Emitterelektrode des Transistors Q30 ist mit einer Ausgangssignalklemme T29 und mit einem Ende eines Widerstands R28 verbunden, dessen anderes Ende mit Masse verbunden ist.
Beim Betrieb wird der Strom von dem Stromspiegelschaltung an der Kollektorelektrode des Transistors Q22 durch das Transistorpaar Q23 und Q24 dazwischen gesteuert, Schwanzstrom für die Differenzverstärkeriransistoren Q25 und Q26 einerseits zu liefern und Vorstrom für die diodengeschalteten Transistoren Q27 und Q28 andererseits zu liefern. Wenn die diodengeschalteten Transistoren Q27 und Q28 keinen Strom führen, ist die Verstärkung an ihrem maximalen Wert, der durch den maximalen Schwanzstrom und durch die Kollektorlastwiderstände R24 und R25 bestimmt ist. Wenn das Potential GC2 für die automatische Verstärkungssteuerung ausreichen positiv gemacht wird, um den Transistor Q23 zur Leitung vorzuspannen, werden die diodengeschalteten Transistoren Q27 und Q28 zur Leitung vorgespannt, die Kollektorwiderstände R24 und R25 der Transistoren Q25 und Q26 zu überbrücken, um deren Verstärkung zu verringern. Gleichzeitig verringert die Leitung des Transistors Q23 den Strom, der zum Fluß durch Q24 hindurch und als Schwanzstrom für die Transistoren Q25 und Q26 zur Verfügung steht, wobei der verringerte Schwanzstrom sie bei einer verringerten Transkonduktanz betreibt und somit ihre Verstärkung weiter verringert. Jedenfalls wird der Gleichstrom durch jeden der Widerstände R24 und R25 hindurch durch den Betrieb der Verstärkungssteuerung nicht gestört. Wenn jedoch mehr als die Hälfte des Arbeitsschwanzstroms für das Differenzverstärkerpaar in die diodengeschalteten Transistoren Q27 und Q28 gesteuert wird, beginnt die Rauschleistung, sich zu verschlechtern. Der Grund sind die schlechteren Rauschwerte der Transistoren Q25 und Q26, wenn sich ihre internen Emitterwiderstände in Reaktion auf die verringerte Stromleitung durch den Hauptleitungsweg des Transistors Q24 erhöhen. Demgemäß ist die Verringerung der Stufenverstärkung durch Überbrücken der Kollektorlastwiderstände R24 und R25 durch die diodengeschalteten Transistoren Q27 und Q28 der Mechanismus der Verstärkungsverringerung, auf den man sich hauptsächlich verläßt, statt der Verringerung der Leitung von Q25 und Q26 durch Verarmung ihres Schwanzstroms. Der normale Bereich der Verstärkungssteuerung ist von ungefähr 0 dB bis dann zu 26 dB oder so aufwärts.
Der Verstärker mit einstellbarer Verstärkung der Fig. 2 ist nicht besonders gut zur Verwendung als Anfangsstufe eines mehrstufigen ZF-Verstärkers geeignet, weil er sehr schnell bei übergroßen Eingangssignalen übersteuert. Da sich der Verstärker mit einstellbarer Verstärkung der Fig. 2 mehr auf eine Diodenüberbrückung der Kollektorlasten der emittergekoppelten Transistoren Q25 und Q26 als auf eine Verringerung ihrer Transkonduktanzen durch Verarmung ihres Schwanzstroms verläßt, kann dieser Nachteil merklich überwunden worden, indem Emitterdegenorationswiderstände für die Transistoren Q25 und Q26 an ihren Emitterverbindungen eingeschlossen werden. Die abgeänderte Stufe arbeitet weiterhin nicht so gut als erste Stufe eine ZF-Verstärkers, wie es der Verstärker mit einstellbarer Steuerung der Fig. 1 tut, weil das oben angegebene Problem des Rauschwerts verschlechtert wird, wenn die Verstärkung auf unterhalb von 0 dB abgeschnitten wird. In den späteren Stufen eines ZF-Verstärkers jedoch, wo der dynamische Bereich des Eingangssignals zu der Stufe (n) verringert ist, macht die einfache Konstruktion des Verstärkers mit einstellbarer Steuerung der Fig. 2 ihn zur bevorzugten Wahl gegenüber dem Verstärker mit einstellbarer Verstärkung der Fig. 1.
Fig. 3 zeigt eine Stufenverbindung der Verstärker mit einstellbarer Verstärkung der Fig. 1 und der Fig. 2. Beim Betrieb, typischerweise als ZF-Verstärker beim Fernsehen, werden die zwei Verstärkungssteuersignale an dem Eingang T1 bzw. T22 so ausgebildet, daß sie derart zusammenarbeiten, daß, wenn die Verstärkungsverringerung anfängt, angewendet zu werden, die Verstärkung des zweiten Verstärkers zuerst verringert wird, ohne die Verstärkung des ersten Verstärkers zu verringern. Wenn die Verstärkung des zweiten Verstärkers um eine vorbestimmte Größe verringert worden ist, verringern nachfolgende Größen der Verstärkungsverringerung die Verstärkung des ersten und des zweiten Verstärkers in einer vorbestimmten Beziehung. Somit fährt bei geringen Werten der Verstärkungsverringerung die erste Verstärkerstufe fort, bei ihrer vollen Verstärkung zu arbeiten, während die gesamte Verstärkungsverringerung erreicht wird, indem die Verstärkung des zweiten Verstärkers verringert wird. Wie es bekannt ist, ist eine solche Betriebsart, die als verzögerte Verstärkungssteuerung bekannt ist, für die Gesamtrauschleistung von Vorteil, weil der Beitrag des zweiten Verstärkers dadurch für kleinere Signale gering gehalten wird, wo Verstärkerrauschen noch merklich sein kann. In der Praxis kann eine solche Verzögerung ohne weiteres durch verschiedene Mittel erreicht werden, die hier nicht gezeigt sind, wie z.B. die Einführung einer Spannungsverzögerung für das Signal zu dem ersten Verstärker.
Die Verstärker der Fig. 1 und der Fig. 2 sind zum Betrieb von einer einzigen, positiven Spannungsversorgung geeignet, und Fig. 3 zeigt demgemäß die Versorgungsklemme T27, die mit der Versorgungsklemme T2 verbunden ist. In der Praxis werden die Batterien B3 und B4 durch Schaltungen innerhalb derselben integrierten Schaltung wie der erste und der zweite Verstärker mit einstellbarer Verstärkung ersetzt, wobei die Schaltungen bekannter Art sind, um Vorspannungspotentiale von einem Betriebsversorgungspotential abzuleiten, wie es über die Versorgungsklemme T2 zugeführt wird.
Fig. 4 zeigt diejenigen Abschnitte eines Fernsehempfängers oder Videobandrecorders, die verwendet werden, um einen Audiosignal-, Videosignal- und Synchronisiersignalanteil eines gesendeten Fernsehsignals wiederzugewinnen, wobei der Fernsehempfänger Zwischenfrequenzverstärker der Art verwendet, wie sie in Fig. 3 gezeigt ist. Fig. 4 ist zweckmäßig beim Verständnis, wie eine verzögerte, automatische Verstärkungssteuerung bei Zwischenfrequenzverstärkern der in Fig. 3 gezeigten Art angewendet werden kann.
Fernsehsignale, die von einer Antenne 10 aufgenommen werden, werden einem Hochfrequenzverstärker 12 zugeführt. Ein Abwärtswandler 14, der typischerweise einen oder mehrere abstimmbare Oszillatoren enthält, die bei Frequenzen oberhalb jener in den Fernsehsignalbändern schwingen, reagiert auf das verstärkte Fernsehsignal, das von dem Hochfrequenzverstärker 12 zugeführt wird, um ZF-Signale mit dem Tonträger bei 41,25 MHz und dem Bildträger bei 45,75 MHz zu erzeugen. Diese ZF-Signale werden einem Blocktilter 16 zugeführt, der den Tonträger und seine FM-Seitenbänder sowie den Bildträger zur Anwendung auf eine Stufenverbindung einer ersten Ton-ZF-Stufe 18 und einer zweiten Ton-ZF-Stufe 20 trennt; und diese ZF-Signale werden auch einem Blocktilter 22 relativ weiter Bandbreite zugeführt, der den Restbildträger und sein AM-Seitenband zur Anwendung auf eine Stufenverbindung einer ersten Bild-ZF-Stufe 24 und einer zweiten Bild-ZF-Stufe 26 trennt.
Ein zweiter Wandler 28 vom Zwischenträgertyp erhält verstärkte ZF Signale von der zweiten Ton-ZF-Stufe 20 und reagiert, eine frequenzmodulierte 4,5 MHz Zwischenträger-Tonzwischenfrequenz zu erzeugen, die von einem Bandpaßfilter 30 ausgewählt wird, dessen Durchgangsband bei 4,5 MHz zentriert ist. Das Bandpaßfilter 30 unterdrückt die Bildfrequenzen, die sonst die frequenzmodulierte 4,5 MHz Zwischenträger- Tonzwischenfrequenz begleiten würde, da sie an einem Begrenzer 32 angelegt werden. Der Begrenzer 32 unterdrückt eine unerwünschte Amplitudenmodution des frequenzmodulierten 4,5 MHz Trägers, den er als Tonzwischenfrequenzreaktion einem FM-Tondiskriminator 34 zuführt, wobei der Diskriminator die Frequenzmodulation des 4,5 MHz Trägers erfaßt, um das Audiosignal zu erzeugen, das dem Rest des Fernsehempfängers oder des Videobandrecorders zugeführt wird. Es gibt andere bekannte Einrichtungen zur Erfassung von tonbeschreibenden Informationen, die in der Frequenzmodulation der Ton-Zwischenfrequenzreaktion erhalten sind, wobei die Einrichtungen Einrichtungen einschließen, um die Reaktion der genannten Einrichtung zur Erfassung tonbeschreibenden Informationen aus Änderungen der Amplitude der Ton-Zwischenfrequenzreaktion zu unterdrücken, wie den gut bekannten Ratiodetektor.
Eine Tonübersteuerungserfassungseinrichtung 36 reagiert auf die verstärkten ZF Signale von der zweiten Ton-ZF-Stufe 20, die einen Pegel überschreiten, der als Eingangssignal für den Abwärtswandler 28 geeignet ist, um ein zusätzliches automatisches Verstärkungssteuersignal für die erste Ton-ZF-Stufe 18 bereitzustellen, wodurch während anomalen Bedingungen ein normales automatisches Verstärkungssteuersignal erhöht wird, das in Reaktion auf das Bildpunkt-ZF-Signal erzeugt wird. Bei normalen Bedingungen jedoch werden die Ton-ZF- und Bildpunkt-ZF-Kette nur in Reaktion auf das normale automatische Verstärkungssteuersignal gesteuert, das in Reaktion auf das Bildpunkt- ZF-Signal erzeugt wird. Um die automatische Verstärkungssteuerverfolgung zwischen der Ton-ZF- und der Bildpunkt-ZF-Kette zu verfolgen, sind die Ton-ZF-Verstärker 18 und 20 innerhalb der Begrenzungen derselben integrierten Schaltung wie die Bildpunkt- ZF-Verstärker 24 und 26 konstruiert. Der Abwärtswandler 28, die Übersteuerungserfassungseinrichtung 36, eine Videoerfassungseinrichtung 38, eine automatische Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 und automatische Steuerverzögerungsschaltungen 42 und 44 sind vorteilhafterweise ebenso in derselben integrierten Schaltung einge schlossen.
Die Videoerfassungseinrichtung 38, die verstärkte ZF-Signale von der zweiten Bild-ZF- Stufe 26 erhält, erfaßt ein zusammengesetztes Videosignal. Die automatische Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 erzeugt ein automatisches Verstärkungssteuersignal, indem die Spitzen der Synchronisierimpulse erfaßt werden, die in dem zusammengesetzten Videosignal enthalten sind. Wenn die Videoerfassungseinrichtung 38 eine Umhüllungserfassungseinrichtung ist, ist die automatische Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 normalerweise eine getastete, automatische Verstärkungssteuererfassungseinrichtung, um die automatische Verstärkungssteuerung gegenüber Impulsrauschen unempfindlich zu machen. Wenn die Videoerfassungseinrichtung 38 eine synchrone Erfassungseinrichtung ist, was der moderne Trend bei der Konstruktion von Fernsehempfängem ist, enthält die automatische Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 vorzugsweise das Filtern ihres Eingangssignals, um eine Reaktion auf die 2 MHz oder so Komponente des zusammengesetzten Videosignals zu unterdrücken, die durch die Videoerfassungseinrichtung 38 erfaßt wird, wobei die Komponente von dem Klingeln des Blocktilters 22 bei seiner natürlichen Mittelbandfrequenz herstammt. Dieses Filtern des Eingangssignals der automatischen Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 sollte Frequenzen bis ungefähr 500 KHz hindurchlassen; das dient dazu, daß Ausgleichsimpulse spitzenmäßig erfaßt werden können und daß das oberste Ende des Videobildes nicht unerwünscht in der Helligkeit in bezug auf den Rest des Videobildes erhöht wird. Die automatische Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 enthält jedenfalls das Filtern ihres Ausgangssignals auf eine Rauschbandbreite von 400 Hz oder so.
Das automatische Verstärkungssteuersignal, das von der automatischen Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 erzeugt worden ist und von dem zusammengesetzten Videosignal herkommt, das von der Videoerfassungseinrichtung 38 erfaßt worden ist, wird verwendet, die Verstärkung sowohl in dem Bildpunkt-ZF- als auch in dem Ton-ZF- Verstärker sowie die Verstärkung in dem HF-Verstärker 12 zu steuern. Die Erzeugung der automatischen Verstärkungssteuerung, die von dem zusammengesetzten Videosignal herkommt, erlaubt eine genaue Verstärkungssteuerung der Bildpunkt-ZF-Verstärker, die die AM Seitenwände linear verstärken müssen. Die Ton-ZF-Verstärker müssen nur FM Seitenbänder ohne zuviel Verstärkung verstärken, den Abwärtswandler 28 zu übersteuern, wobei dessen starke Übersteuerung jedenfalls durch die Tonübersteuerungserfassungseinrichtung 36 verhindert wird. Das Bandpaßfilter 30 und der Begrenzer 32 unterdrücken die Wirkungen irgendwelcher Verstärkungsfehler in der Ton-ZF-Verstärkerkette sowie in dem Abwärtswandler 28. So ist es einfach, eine annehmbare automatische Verstärkungssteuerverfolgung der Ton-ZF-Verstärker 18 und 20 bis zu den Bildpunkt-ZF-Verstärkern 24 und 26 zu erhalten. Das durch die automatische Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 erzeugte automatische Verstärkungssteuersignal wird parallel, ohne Verzögerung an die zweiten Stufen 20 und 26 des Ton- und Bildpunkt-ZF-Verstärkers angelegt. Das durch die automatische Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 erzeugte automatische Verstärkungssteuersignal wird parallel, ohne Verzögemng an die erste Stufen 18 und 24 der Ton- und Bildpunkt-ZF-Verstärker angelegt. Vorzugsweise haben, wie es in Fig. 4 gezeigt ist, die ersten Stufen 18 und 24 der Ton- und Bildpunkt-ZF-Verstärker eine verzögerte automatische Verstärkungssteuerung, die an sie über Verzögerungsschaltungen 42 und 44 für die automatische Verstärkungssteuerung angelegt werden, so daß nur eine einzelne automatische Verstärkungssteuerleitung von dem Abschnitt der integrierten Schaltung, in dem sich die Bildpunkt-ZF befindet, und dem Abschnitt der integrierten Schaltung laufen muß, in dem sich die Ton- ZF befindet.
Das von der automatischen Verstärkungssteuererfassungseinrichtung 40 erzeugte automatische Verstärkungssteuersignal wird an den HF Verstärker 12 mit einer noch weiteren Verzögerung angelegt, wie sie durch die Verzögerungsschaltung 46 für die Verstärkungssteuerung des Abstimmgeräts geliefert wird, die sich üblicherweise auf dem integrierten Schaltungschip des ZF Verstärkers befindet. Bei schwachen Signalempfangsbedingungen findet irgendeine Verringerung der Verstärkung durch die HF und ZF-Verstärkerketten in den zweiten Stufen 20 und 26 des Ton- und Bildpunkt-ZF-Verstärkers statt. Der HF Verstärker 12 und die ersten Stufen 18 und 20 des Ton- und Bildpunkt-ZF-Verstärkers arbeiten bei voller Verstärkung, um am besten das Signall Rauschverhältnis bei den den zweiten Stufen 20 und 26 des Ton- und Bildpunkt-ZF- Verstärkers zugeführten Signals sicherzustellen.
Hier fehft Text Der Verstärker der Fig. 1 mit einstellbarer Verstärkung kann auch so abgeändert werden, daß die Verstärkungsverringerung im zunehmenden Maß durch eine automatische Verstärkungssteuerspannung ausgeführt wird, die zunehmend negativ wird. Eine Möglichkeit dies zu machen, ist, die Stromquelle und Senke, die zusammen die Elemente R1, Q2, Q3, R13, R14, Q14 und Q15 umfassen, durch eine Stromspiegelschaltung mit einem einzigen Ausgang zu ersetzen, um über den Widerstand R12 die kombinierten Emitterströme des Q10 und Q12 eines Ausgangsstroms zu senken, der gegenüber einem Eingangsstrom skaliert wird, der dieser Stromspiegelschaltung zugeführt wird; mit einer Stromspiegelschaltung mit doppeltem Ausgang, die eine Eingangsverbindung aufweist, die mit dem Potential auf VB2 bezogen ist, eine erste Ausgangsverbindung hat, um den Eingangsstrom der Stromspiegelschaltung mit einzigem Eingang zuzuführen, und eine zweite Ausgangsverbindung hat, um einen Strom gleich dem Ausgangsstrom der Stromspiegelschaltung mit einzigem Eingang als Stromquelle für die kombinierten Basis- und Kollektorströme des Q11 und Q13 vorzusehen; und einen Widerstand, der zwischen der Klemme T1 und der Eingangsverbindung der Stromspiegelschaltung mit doppeltem Ausgang verbunden ist, um einen Eingangsstrom für diesen Stromspiegel zu erzeugen, der direkt mit dem automatischen Verstärkungssteuerpotential in Beziehung steht, das an die Klemme T1 angelegt wird.
Fig. 5 zeigt eine Abänderung, die bei dem Verstärker mit einstellbarer Verstärkung der Fig. 1 gemacht werden kann, wobei bei der Abänderung die T-Verbindung der Widerstände R5, R6 und R7 durch eine äquivalente π-Verbindung der Widerstände R61, R62 und R63 ersetzt wird. Der Widerstandswert von R51 ist gleich der Summe der Widerstandswerte von R5 und R6; der Widerstandswert von R62 ist gleich der Summe der Widerstände von R5 und R7; der Widerstandswert des R63 ist gleich der Summe der Widerstandswerte von R6 und R7.
Fig. 5 zeigt eine Abänderung, die bei dem Verstärker mit einstellbarer Verstärkung der Fig. 1 gemacht werden kann, wobei bei der Abänderung die T-Verbindung der Widerstände R44, R65 und der Konstantstromquelle, die durch den Transistor Q42 und dem Widerstand R43 gebildet ist, durch eine äquivalente π-Verbindung des Widerstands R64 und von zwei Konstantstromquellen ersetzt wird, von denen eine durch den Transistor Q61 und den Widerstand R65 gebildet ist und die andere durch den Transistor Q62 und den Widerstand R66 gebildet ist. Das heißt, die Stromspiegelschaltung mit einzigem Ausgang, die die Elemente Q41, R41, Q42 und R43 umfaßt, ist durch eine Stromspiegelschaltung mit zwei Ausgängen ersetzt, die die Elemente Q41, R41, Q61, R65, Q62 und R66 umfaßt.
Die vorliegende Erfindung ist hier geoffenbart und ihre Prinzipien sind durch beispielhafte Ausführungsformen erläutert. Jedoch ist die Erfindung in keinerlei Weise auf solche Ausführungsformen beschränkt, wie es sich für den Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet ergibt. Verschiedene Änderungen und Abänderungen können eingeschlossen werden. Beispielsweise verwenden die hier beschriebenen Ausführungsformen NPN Verstärkungstransistoren; selbstverständlich können sie durch PNP Transistoren mit geeigneten Schaltungsabänderungen ersetzt werden, wie es dem Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet bekannt ist, oder Feldeffekttransistoren können statt bipolarer Transistoren verwendet werden, wobei wiederum geeignete Schaltungsabänderungen für den Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet bekannt sind. Des weiteren können andere Formen von Stromspiegelschaltungen die besonderen Formen ersetzen, die hier zur Erklärung verwendet werden. Es kann auch überlegt werden, daß eine Stromsteuerung nicht durch herkömmliche differenzgekoppelte Paare erreicht werden muß, obgleich diese Vorteile der Einfachheit haben, wobei sie aber auch durch andere Schaltungen ausgeführt werden kann, die einen Eingangsstrom in zwei Bestandteile mit einem veränderbaren Verhältnis aufteilen. Während die vorstehenden, beispielhaften Ausführungsformen in dem Zusammenhang eines Bildpunkt-ZF-Verstärkers beschrieben worden sind, sind sie zur Verwendung mit anderen Frequenzen, wie Basisbandfrequenzen, anpaßbar. Diese und ähnliche Änderungen werden als innerhalb des Bereiches der Erfindung angesehen, wie sie durch die folgenden Ansprüche festgelegt ist.

Claims

1.Ein Verstärker mit gesteuerter Verstärkung, umfassend: einen ersten und zweiten Transistor (Q&sub4;, Q&sub5;), die als ein erster, emittergekoppelter Differenzverstärker verbunden sind, wobei der erste und der zweite Transistor (Q&sub4;, Q&sub5;) eine Basisgleichvorspannung (VB1) aufweisen, die an ihre entsprechenden Basiselektroden angelegt ist, wobei der Differenzverstärker ausgestaltet ist, auf HF-Eingangssignale (S&sub1;, S&sub2;) zu reagieren, die zwischen den Basiselektroden des ersten und zweiten Transistors (Q&sub4;, Q&sub5;) angelegt werden, und entsprechende Kollektorelektroden aufweisen, um entsprechende Kollektorströme zuzuführen, die entsprechende Allgemeinmodus-Gleichstromkomponenten aufweisen und entsprechende Differenzmodus-HF-Komponenten aufweisen, wobei der Verstärker dadurch gekennzeichnet ist, daß Brückendiodenlasteinrichtungen (Q&sub1;&sub0;-Q&sub1;&sub3;) vorgesehen sind, die einen ersten, zweiten, dritten und vierten Knoten aufweisen, wobei der genannte erste und zweite Knoten in bezug auf den genannten drillen und vierten Knoten abgeglichen sind, der genannte erste und zweite Knoten mit entsprechenden der genannten Kollektorelektroden verbunden sind, die genannten Diodenlasteinrichtungen (Q&sub1;&sub0;-Q&sub1;&sub3;) zwischen dem genannten ersten und zweiten Knoten eine steuerbare lmpedanz darstellen, die einen durch den Stromfluß zwischen dem genannten drillen und vierten Knoten gesteuerten Wert aufweist, und eine Einrichtung für einen veränderbaren Steuerstrom vorgesehen ist, die einen Stromquellenausgang (Q&sub1;&sub4;), der mit dem dritten Knoten verbunden ist, und einen Stromsenkenausgang (Q&sub3;) umfaßt, der mit dem genannten vierten Knoten verbunden ist, wobei der genannte Stromquellen- und Senkenausgang gleiche Stromgrößen liefern.

2. Eine Verstärkerstufe mit einstellbarer Verstärkung, wie in Anspruch 1 angegeben, wobei die genannte Brückendiodenlasteinrichtung ein erstes Paar Dioden (Q&sub1;&sub1;, Q&sub1;&sub3;) dessen entsprechende Anoden mit dem genannten dritten Knoten verbunden sind und deren entsprechende Kathoden mit dem genannten ersten bzw. dem genannten zweiten Knoten verbunden sind, und ein zweites Paar Dioden (Q&sub1;&sub0;, Q&sub1;&sub2;) umfaßt, deren entsprechende Kathoden mit dem genannten vierten Knoten verbunden sind und deren entsprechende Anoden mit dem genannten ersten bzw. dem genannten zweiten Knoten verbunden sind.

3. Eine Verstärkerstufe mit einstellbarer Verstärkung, wie in Anspruch 1 oder 2 angegeben, worin vorgesehen sind:

ein erster und zweiter Widerstand (R&sub8;, R&sub9;), deren entsprechende erste Enden mit den entsprechenden Kollektoreleketroden des genannten ersten und zweiten Transistors (Q&sub4;, Q&sub5;) verbunden sind und deren entsprechende zweite Enden mit einer Klemme (T&sub2;) zum Erhalten einer Arbeitsgleichspannung (VB2) verbunden sind.

4. Eine Verstärkerstufe mit einstellbarer Verstärkung, wie in Anspruch 3 angegeben, worin die genannte Stromquelle (Q&sub1;&sub4;) einen Quellenimpedanzwert innerhalb eines Bereiches zeigt, der sich von einem Wert mit der lmpedanz des genannten ersten und zweiten Widerstands (R&sub8;, R&sub9;) vergleichbaren Wert aufwärts erstreckt.

5. Eine Verstärker gemäß irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die genannte Stromsenke (Q&sub3;) einen Quellenimpedanzwert innerhalb eines Bereiches zeigt, der sich von einem ersten, mit der lmpedanz des genannten ersten und zweiten Widerstands (R&sub8;, R&sub9;) vergleichbaren Wert zu einem zweiten, in Vergleich damit hohen Wert erstreckt.

6. Ein zweistufiger Verstärker mit einstellbarer Verstärkung, der eine erste Stufe aufweist, die einen Verstärker mit einstellbarer Verstärkung gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5 und eine zweite Stufe umfaßt, die aufweist: einen dritten und vierten Transistor (Q&sub2;&sub5;, Q&sub2;&sub6;) mit entsprechenden Basis-, Emitterund Kollektorelektroden;

eine Einrichtung zur Verbindung des genannten dritten Transistors und des genannten vierten Transistors (Q&sub2;&sub5;, Q&sub2;&sub6;) in der Ausgestaltung eines zweiten, emittergekoppelten Differenzverstärkers, um zu bewirken, daß der genannte dritte und vierte Transistor (Q&sub2;&sub5;, Q&sub2;&sub6;) von ihren entsprechenden Kollektorelektroden entsprechende Kollektorströme zuführen, die entsprechende Allgemeinmodus- Gleichstromkomponenten aufweisen und entsprechende Differenzmodus-HF- Komponenten aufweisen, die auf HF-Signale reagieren, die zwischen ihren Basiselektroden erhalten werden;

einen ersten, steuerbaren Stromteiler (Q&sub2;&sub3;, Q&sub2;&sub4;), der einen Eingang aufweist, um einen Betriebsgleichstrom zu leiten, einen ersten und zweiten Ausgang hat, die verbunden sind, um einen ersten und zweiten Bruchteil des genannten Arbeitsgleichstroms zu liefern, der in einen ersten und zweiten Bruchteil in einem Verhältnis aufgeteilt werden soll, das gemäß einem ersten Steuersignal (GC2) an den genannten Emitterelektroden des genannten dritten bzw. vierten Transistors (Q&sub2;&sub5;, Q&sub2;&sub6;) bestimmt wird;

einen dritten Widerstand (R&sub2;&sub4;), der zwischen der genannten Kollektorelektrode des genannten dritten Transistors (Q&sub2;&sub5;) und einem Punkt des Arbeitspotentials (T&sub2;&sub7;) verbunden ist;

einen vierten Widerstand (R&sub2;&sub5;), der zwischen der genannten Kollektorelektrode des genannten vierten Transistors (Q&sub2;&sub6;) und dem genannten Punkt des Arbeitspotentials (T&sub2;&sub7;) verbunden ist;

eine erste Diodeneinrichtung (Q&sub2;&sub7;) mit einer ersten Elektrode, mit der die genannte Kollektorelektrode des genannten dritten Transistors (Q&sub2;&sub5;) verbunden ist, und mit einer zweiten Elektrode;

eine zweite Diodeneinrichtung (Q&sub2;&sub8;) mit einer ersten Elektrode, mit der die genannte Kollektorelektrode des genannten vierten Transistors (Q&sub2;&sub6;) verbunden ist, und mit einer zweiten Elektrode; und

eine Verbindung zwischen den genannten zweiten Elektroden der genannten ersten und zweiten Diodeneinrichtungen (Q&sub2;&sub7;, Q&sub2;&sub8;), mit der der genannte zweite Ausgang des genannten ersten Stromteilers (Q&sub2;&sub3;, Q&sub2;&sub4;) verbunden ist.

7. Ein Fernsehempfänger, der einen Verstärker mit gesteuerter Verstärkung gemäß irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5 einschließt oder einen zweistufigen Verstärker gemäß Anspruch 6 einschließt.