DE69306764T2

DE69306764T2 - Abschaltbarer Halbbrücken-Austragszeit-Regler unter Verwendung eines einzelnen Kondensators

Info

Publication number: DE69306764T2
Application number: DE69306764T
Authority: DE
Inventors: Giona Fucili; Maurizio Nessi
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1993-05-31
Filing date: 1993-05-31
Publication date: 1997-04-10
Anticipated expiration: 2013-06-01
Also published as: DE69306764D1; EP0627810B1; EP0627810A1; US5469096A; JPH0799792A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Kippgeschwindigkeit-Steuervorrichtung von Leistungstransistoren in einer Halbbrücken-Ausgangsstufe, die ein komplementäres Transistorpaar verwendet.
Wenn in Elektromotoren induktive Lasten in einem Schaltmodus angesteuert werden, können plötzliche Stromänderungen in den Wicklungen neben Drehmoment-Ungleichmäßigkeiten, die einen geräuschintensiven Betrieb verursachen, die Aussendung elektromagnetischer Strahlung bewirken.
Eine typische Situation ist in Fig. 1 dargestellt, die drei getrennte Halbbrücken-Ausgangsstufen zeigt, wovon jede eine Wicklung (L1, L2, L3) eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors ansteuert. Falls es beispielsweise notwendig ist, den Strom vom Leistungstransistor M1 zum Leistungstransistor M2 umzuschalten, bewirkt ein plötzliches Abschalten von M1 eine Entladung der Induktivität der Wicklung L1 auf die Versorgungsschiene durch die Diode D4. Dies bewirkt einen Stromabfall durch den Lesewiderstand Rs des Steuersystems und eine daraus sich ergebende Änderung des durch die Erregerwicklung des Motors fließenden Stroms Tatsächlich antwortet die Stromsteuerschaltung in der Weise, daß die Spannung über dem Lesewiderstand Rs konstantgehalten wird, indem sie die Vorspannungsbedingungen an den Ausgangstransistoren verändert und somit den Strom in den Motorwicklungen verändert. Dies bewirkt eine unerwünschte Veränderung des Drehmoments.
Gleichzeitig bewirkt die Einleitung des Entladungsstroms der Wicklungen der Induktivität in die Versorgungsschiene Störungen auf der Leitung. Es ist allgemein bekannt, daß diese Probleme durch die Steuerung der Abschaltzeit des Leistungstransistors erheblich reduziert werden können. Hierbei sollte folgendes berücksichtigt werden:
a) Die Abschaltzeit muß lang genug sein, damit sich die Induktivität vollständig entlädt;
b) eine übermäßig lange Abschaltverzögerung würde die Geschwindigkeit negativ beeinflussen, wenn ein Motor angesteuert wird.
Üblicherweise ist eine Abschalt-Kippgeschwindigkeitssteuerung einzeln für jeden Ausgangsleistungstransistor der Stufe implementiert (siehe US-A-5,191,261)
Andererseits werden in Abhängigkeit von den Charaktenstiken des Fertigungsprozesses der integrierten Schaltung komplementäre und strukturell ähnliche Architekturen wegen der Vorteile eines verhältnismäßig einfacheren Entwurfs und Layouts und einer höheren Gesamtleistung stark bevorzugt. Eine Halbbrücken-Ausgangsstufenarchitektur, die ein Paar von komplementären Leistungstransistoren in Gegentaktanordnung verwendet, bietet im Vergleich zu Architekturen, die Transistoren lediglich eines Typs verwenden, welche Treiberschaltungen in einer Brükkenkonfiguration erfordern, die nicht zueinander "spiegelbildlich" sind, erhebliche Vorteile.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Halbbrücken-Ausgangsstufe zu schaffen, die ihrerseits bei der Steuerung der Abschalt-Kippgeschwindigkeit der Ausgangstransistoren einer Halbbrücken-Ausgangsstufe besonders wirksam ist, äußerst einfach herzustellen ist und kostengünstig ist.
Diese Aufgabe wird durch die Ausgangsstufe nach Anspruch 1 gelöst.
Nun ist eine Kippgeschwindigkeit-Steuervorrichtung erdacht worden und bildet den Gegenstand der vorliegenden Erfindung. Die Ausgangsstufe verwendet ein Paar von komplementären Leistungstransistoren in Gegentaktanordnung. Ein Hauptvorteil der neuen Vorrichtung der Erfindung besteht darin, daß ein einzelner Kondensator von zwei strukturell ähnlichen integrierten Stufen verwendet wird, die dazu verwendet werden, die zwei komplementären Ausgangstransistoren anzusteuern, um so deren Kippgeschwindigkeiten während der Abschaltphase zu steuern. Ein einzelner integrierter Kondensator wird an jede der Stufen mittels zweier Schalter gekoppelt, welche gegenphasig zueinander durch ein Paar von Steuersignalen gesteuert werden, die ihrerseits in bezug auf das Paar von Logiksignalen, die entsprechend die zwei komplementären Ausgangstransistoren ansteuern, geeignet außer Phase sind.
Ein weiterer wichtiger Vorteil der Vorrichtung der Erfindung besteht in dem Fall, in dem sie in der Treiberschaltungsanordnung eines bürstenlosen Mehrphasen-Gleichstrommotors verwendet wird, darin, daß sie keine besondere Schaltung für die Erzeugung der Steuersignale (Zeitablaufsignale) für das Paar von Schaltern, die in der Kippgeschwindigkeit-Steuerschaltung verwendet werden, erfordert. Hierzu kann nämlich vorteilhaft ein Paar von Treibersignalen einer anderen Erregungsphase des Motors verwendet werden. Diese sind im Motorantriebssystem selbst ohne weiteres verfügbar.
Die verschiedenen Aspekte und Vorteile der Vorrichtung der Erfindung werden deutlich anhand der folgenden Beschreibung einer wichtigen Ausführungsform, deren Beschreibung hier durch ausdrückliche Bezugnahme enthalten ist.
Fig. 1 zeigt wie bereits erwähnt ein Treiberschaltungs- Schaltbild der Wicklungen eines bürstenlosen Dreiphasen- Gleichstrommotors.
Fig. 2 zeigt das funktionale Schaltbild einer einzelnen Halbbrückenstufe, die mit einer Abschalt-Kippgeschwindigkeit-Steuervorrichtung für das Paar von komplementären Ausgangstransistoren in Gegentaktanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung versehen ist.
Fig. 3 zeigt das Schaltbild einer Treiberschaltung eines bürstenlosen Dreiphasen-Gleichstrommotors, der drei Halbbrückenstufen mit Abschalt-Kippgeschwindigkeit-Steuervorrichtungen der vorliegenden Erfindung verwendet.
Fig. 4 zeigt das Zeitablaufdiagramm der Signale (Zustände) der drei komplementären Transistorpaare der Halbbrücken-Ausgangsstufen, die die in Fig. 3 gezeigte Treiberschaltung aufbauen.
Obwohl in den Figuren die Verwendung von MOS-Transistoren gezeigt ist, bleibt dies eine Frage der Entwurfswahl und sollte nicht als Begrenzung angesehen werden. Bipolartransistoren können ebensogut verwendet werden.
Ein besseres Verständnis, wie das System der Erfindung arbeitet, kann mit Bezug auf die in Fig. 4 gezeigten Zeitablaufdiagramme und mit Bezug auf die Schaltung von Fig. 3 und/oder das funktionale Schaltbild einer einzelnen Halbbrückenstufe wie in Fig. 2 gezeigt erhalten werden, wobei zur Erleichterung des Querbezugs die gleichen Symbole verwendet werden.
Nach Konvention entspricht einem "niedrigen" Zustand ("0" auf einer Potentialskala) der Signale in den Zeitablaufdiagrammen von Fig. 4 ein AUS-Zustand des entsprechenden Ausgangstransistors; umgekehrt entspricht einem "hohen" Zustand (Vdd-Potential) eines Signals ein EIN-Zustand des entsprechenden Ausgangstransistors.
Um die Erläuterung zu vereinfachen, ist in Fig. 3 nur die Halbbrücke im einzelnen gezeigt, die die U-Phasenwicklung des Dreiphasen-Motors ansteuert, während die beiden anderen Halbbrücken der V- bzw. W-Phasenwicklungen als Schaltungsblöcke dargestellt sind. Selbstverständlich stimmen alle drei in Fig. 3 gezeigten Halbbrückenstufen miteinander überein, wobei die für die U-Halbbrücke gemachten Bemerkungen ebenso auf die zwei anderen, ähnlichen Halbbrücken-Schaltungen Anwendung finden.
Bezüglich der U-Halbbrücke muß das gesteuerte Abschalten des Transistors PU im Zeitpunkt t2 erfolgen, während der Transistor NU zum späteren Zeitpunkt t5 abgeschaltet wird.
Die Zeitablaufdiagramme von Fig. 4 zeigen, daß während des Intervalls T2, das dem Abschaltzeitpunkt t2 des Transistors PU vorhergeht, die Zustände der Ausgangstransistoren die folgenden sind: PU = EIN, NW = EIN. Das bedeutet, daß der Strom durch die Lu- und Lw-Wicklungen fließt.
Während des Intervalls T2 liegt der Knoten A der in Fig. 3 gezeigten Schaltung auf Massepotential, während der Knoten C auf dem Versorgungspotential (Vdd-Potential) abzüglich des ohmschen Spannungsabfalls, der durch den leitenden Transistor PU bewirkt wird, liegt.
Um wegen der Tatsache, daß die beiden Schalter Sl und S2 AUS sind, zu verhindern, daß der Kondensator CU im Schaltzeitpunkt t2 (Beginn) auf einem "schwebenden" Potential liegt und um umgekehrt sicherzustellen, daß der Kondensator CU entsprechend den Arbeitsbedingungen des Ausgangsleistungstransistors auf ein gegebenes Potential korrekt vorgespannt wird, muß Sl mit einer bestimmten Voreilung in bezug auf den Schaltzeitpunkt t2 eingeschaltet werden. Hierzu können bequem vorhandene Logiksteuersignale, die eine andere Phasenwicklung des Motors betreffen, verwendet werden.
Wenn nämlich der Schalter Sl mit dem Steuersignal des Transistors NW gesteuert wird, ist die gewünschte Vorspannung des Kondensators CU beginnend beim Zeitpunkt t1 (während des Intervalls T2) sichergestellt. Dies verhindert auch die Erzeugung irgendeiner weiteren Störung, da S1 tatsächlich zum gleichen Zeitpunkt wie die Ausgangsstufen schaltet.
Im Zeitpunkt t2 bestimmt das PU-Steuersignal den Beginn einer Abschaltphase des PU-Transistors, indem der Ausgang des Logiksteuerpuffers Buffau in einen "Tristate"-Zustand (hohe Ausgangsimpedanz) versetzt wird. Daher wird der Knoten A nur mit dem Generator I1 verbunden, der einen Strom in den Anschluß des Kondensators CU auf dem niedrigsten Potential einleitet. Der Knoten C erreicht somit das Potential, das sich aus der folgenden Formel ergibt:
Vc = Vin - K t, wobei Vin die Spannung am Knoten C ist und die Zeitkonstante K bestimmt ist durch das Verhältnis:
K = I1/CU (V/µs).
Auf diese Weise wird die gewünschte Kippgeschwindigkeit- Steuerung des PU-Transistors während der Abschaltphase erzielt. Tatsächlich ist der Kippgeschwindigkeitswert gleich K und kann durch Einstellen des I1-Stroms einfach verändert werden.
Durch Anlegen des Signals PW, das den PW-Transistor der W-Halbbrücke des in Fig. 3 gezeigten Dreiphasen Treibersystems ansteuert, an den Steueranschluß des Schalters S2 gelten die gleichen Bemerkungen, die in Verbindung mit einer Abschaltphase des PU-Transistors beginnend im Zeitpunkt t2 gemacht wurden, auch für eine Abschaltphase des NU-Transistors, beginnend in einem Zeitpunkt t5. In diesem Fall findet während des Intervalls T5, das dem Schaltzeitpunkt t5 vorhergeht, eine Vorspannung des Kondensators CU statt, die durch einen in bezug auf den Schaltzeitpunkt t5 (Abschaltphase des NU- Transistors) vorhergehenden Übergang des PW-Signals, das den Schalter S2 ansteuert, bedingt ist.
Selbstverständlich ist die Kippgeschwindigkeit-Steuervorrichtung der vorliegenden Erfindung, wie sie in Fig. 2 dargestellt ist, auch zum Ansteuern von einphasigen Lasten nützlich. Falls für die Steuerung der zwei Schalter S1 und S2 der Schaltung der Erfindung kein Logiksignal verfügbar ist, ist selbstverständlich eine entsprechende Logikschaltungsanordnung für die Erzeugung eines Paars von komplementären Steuersignalen erforderlich: sr und sr' für die gegenphasige Steuerung der Schalter S1 und S2. Übliche Schaltungen können das erforderliche Paar von; Signalen sr und sr' erzeugen, die eine bestimmte Voreilung in bezug auf ein Paar von Logiksignalen s1 und s1' besitzen, die das Ausgangstransistorpaar der Halbbrückenstufe ansteuern.
Insbesondere können die Signale sr und sr' zwei nicht überlappende Signale sein, d. h. sie können beide während eines Intervalls des Zyklus "niedrig" sein, in keinem Fall sollten sie jedoch beide in einem hohen" logischen Zustand sein. Übliche Logikzeitablaufschaltungen, die diesen letztgenannten hohen logischen Züstand sicher ausschließen, sind im Stand der Technik wohlbekannt und bedürfen keiner besonderen Beschreibung.

Claims

Halbbrücken-Ausgangsstufe, mit einem Paar von komplementären Leistungstransistoren (PU, NU) in Gegen taktanordnung, wovon jeder durch einen Logiktreiberpuffer und durch eine integrierte Stufe angesteuert wird, die die Kippgeschwindigkeit des angesteuerten Leistungstransistors durch ein Paar von Treibersignalen (s1, s1') steuert, gekennzeichnet durch die Tatsache, daß

die die Kippgeschwindigkeit steuernden integrierten Stufen gemeinsam einen einzelnen integrierten Kondensator (C) nutzen, wovon ein Anschluß (B) mit einem Eingang jeder der integrierten Stufen mittels zweier Schalter (S1, S2) gekoppelt wird, welche gegenphasig durch ein Paar von Steuersignalen (sr, sr') gesteuert werden, die eine bestimmte Voreilung in bezug auf die Übergänge des Paars von Treibersignalen (s1, s1') besitzen.
2. Ausgangsstufe nach Anspruch 1 als Teil einer Treiberschaltung einer Mehrphasen-Maschine, gekennzeichnet durch die Tatsache, daß das Paar von Signalen für die Steuerung der beiden Schalter (S1, S2) das Paar von Signalen (sr, sr') ist, die die Leistungstransistoren einer anderen Halbbrücken-Ausgangsstufe der Mehrphasen- Treiberschaltung ansteuern.
3. Ausgangsstufe nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Tatsache, daß das Paar von Signalen, die die Schalter (S1, S2) des gemeinsam genutzten integrierten Kondensators (C) steuern, nicht überlappende gegenphasige Signale sind, die einen Zustand annehmen, um beide Schalter während eines Intervalls eines Steuerzyklus in einem AUS-Zustand zu halten.
4. Ausgangsstufe nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Tatsache, daß die komplementären Transistoren Feldeffekttransistoren sind.
Ausgangsstufe nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Tatsache, daß die komplementären Transistoren Bipolartransistoren sind.
6. Ausgangsstufe nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Tatsache, daß jede der integrierten Stufen, die die Kippgeschwindigkeit steuern, aus einem Puffer aufgebaut ist, dessen Ausgangsanschluß mit einem Steueranschluß eines entsprechenden Leistungstransistors verbunden ist und der einen Eingangsknoten (A) besitzt, an den ein logisches Treibersignal (S1) geliefert wird und der mit einem Ladestromgenerator (Ip) verbunden ist, der funktional mit dem Eingang des integrierten Kondensators gekoppelt wird.