DE3610253C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine monolithisch integrierbare Steuerschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 (JP-Abstract 57-43 588).

Eine derartige Steuerschaltung eignet sich für die Steuerung kommutatorloser Gleichstrommotoren, die sehr genau geregelt werden müssen. Für die Motorregelung wird vorzugsweise ein Microcomputer verwendet. Derartige Motoren werden typischerweise eingesetzt als Kopfrad-Motoren von Videorecordern und Antriebsmotoren für Plattenspieler, CD-Spieler (Compakt-Disk- Spieler) und Magnetplatten-Einheiten, z. B. Diskettenstationen.

An den Treiberausgängen einer Steuerschaltung für einen solchen Motor werden Treibimpulse in derartiger Folge erzeugt, daß in der Motorwicklung ein rotierendes Magnetfeld entsteht. Die Zeitlage der einzelnen Treibimpulse bestimmt die Kommutierungsfolge und die Amplitude der Treibimpulse bestimmt die Motorleistung.

Ein typisches Servo-System für einen vierphasigen kommutatorlosen Motor, wie es z. B. aus Industrie-Elektrik und Elektronik, Nr. 19, 1974, S. 405-410 bekannt ist, ist in Fig. 1 gezeigt. Es umfaßt den Motor 1, einen Motorregler 3 und eine Steuerschaltung 4. Der Motor 1 ist mit einem Positionssensor PS und mit einem Geschwindigkeitssensor G _S versehen, die dem Regler 3 über Verbindungsleitungen 2 Motordrehstellungssignale bzw. Motorgeschwindigkeitssignle zuführen. Der Regler 3 leitet aus den Motordrehstellungssignalen und den Motorgeschwindigkeitssignalen ein analoges Regelsignal 6 und Kommutierungssignale 5 ab. Diese werden einer zur Steuerschaltung 4 gehörenden Signalverarbeitungsschaltung S _V zugeführt. Die Signalverarbeitungsschaltung S _V erzeugt Treibersteuerimpulse 12 und Schaltsteuersignale 14, die einer ebenfalls zur Steuerschaltung 4 gehörenden Treiberschaltung T _S zugeführt werden. Vier Ausgänge 16 A bis 16 D der Treiberschaltung T _S sind mit Wicklungsanschlüssen A bis D des Motors 1 verbunden. Zwischen dem Regler 3 und der Treiberschaltung T _S befindet sich eine Sonderfunktionsschaltung SF, die beispielsweise eine allgemeine Freigabe- oder eine Bremsfunktion bewirkt.

Solche Steuerschaltungen erzeugen an den Treiberausgängen 16 A bis 16 D Rechteck-Treibimpulse, die in den Wicklungen zu Stromimpulsen mit einem von der Höhe der Treibimpulse, der Wicklungsinduktivität und der Motorspannung (EMK-Spannung) abhängenden Stromverlauf führen. Die durch die rechteckigen Treibimpulse verursachten schnellen Spannungs- und Stromänderungen an den Treiberausgängen führen zu Rückschlagimpulsen oder Flyback-Impulsen, die bekanntlich ihre Ursache in der plötzlichen magnetischen Entladung einer schlagartig abgeschalteten Induktivität haben.

Typische Spannungs- und Stromverläufe an den Ausgängen der Treiberschaltung einer solchen Steuerschaltung sind in Fig. 5a gezeigt. Dabei sind V _OA und V _OB die Spannungsverläufe und I _OA und I _OB die Stromverläufe an den Treiberausgängen 16 A und 16 B. Die zum Treiberausgang 16 A gehörenden Spannungs- und Stromverläufe sind in Form durchgehender Linien und die zum Treiberausgang 16 B gehörenden Spannungs- und Stromverläufe sind in Form gestrichelter Linien dargestellt. Die Kurven V _MA und V _MB stellen die zugehörigen Motorspannungsverläufe dar.

Fig. 5a zeigt das Beispiel für eine in "Tri-State-Technik" ausgebildete Treiberschaltung, d. h. eine Treiberschaltung mit Tri-State-Ausgängen. Beispielsweise befindet sich der Treiberausgang 16 A während der Kommutierungstaktzeit T₁ im H-Zustand, während des Kommutierungszeittaktes T₃ im L-Zustand und in den restlichen Kommutierungszeittakten T₂ und T₄ im offenen oder hochohmigen Zustand. Für den Treiberausgang 16 B gilt das gleiche mit einer zeitlichen Versetzung mit einer Kommutierungstaktzeit.

Ein Beispiel einer zu derartigen Impulsformen führenden, mit Rechteckimpulsen angesteuerten und mit Tri-State- Ausgangsstufen arbeitenden Steuerschaltung ist in der US-PS 42 70 074 dargestellt.

Man sieht in Fig. 5a deutlich die stark ausgeprägten Flyback-Impulse, die beim schlagartigen Umschalten der Treiberaussgänge vom H-Zustand bzw. vom L-Zustand in den Tri-State-Zustand auftreten.

Die Flyback-Impulse verursachen Probleme. Einerseits verursachen sie ein lautes Motorgeräusch, das für den Benutzer beispielsweise eines Videorecorders störend ist. Andererseits verursachen die Flyback-Impulse aufgrund ihrer hohen Frequenzanteile eine starke elektromagnetische Abstrahlung. Diese kann zu erheblichen Störungen in dem mit dem Motor bestückten Gerät und in anderen Geräten führen. Im Fall eines Kopfrad-Motors für einen Videorecorder befinden sich die auf dem Kopfrad angeordneten Mgnetköpfe in dichter Nähe dieser Störstrahlungsquelle.

Eine Möglichkeit, diesen Störungen entgegenzuwirken, besteht darin, bei einer solchen Steuerschaltung - zwischen jeden Treiberausgang und den zugehörigen Wicklungsanschluß des Motors ein RLC-Filter zu schalten. Durch diese Filter kann man eine Abschrägung der Flanken der auf die Motorwicklung gelangenden Treibimpulse erreichen. Damit kann man das Auftreten elektromagnetischer Störungen auf den Zuleitungen zu den Motorwicklungen und an den Motorwicklungen vermeiden. Aufgrund der Induktivitäten der RLC-Filter treten jedoch an den Treiberausgängen der Steuerschaltung noch immer Flyback-Impulse auf. Am Ort der Treiberausgänge treten somit weiterhin elektromagnetische Störabstrahlungen auf. Den Vorteil, Störabstrahlungen nicht mehr am Ort des Motors und auf den Motorzuleitungen zu haben, sondern nur noch an den Treiberausgängen, muß man sich durch den hohen Schaltungsaufwand erkaufen, den ein RLC-Filter pro Treiberausgang darstellt.

Es ist üblich (JP-Abstract 58-1 36 291), die Treiberstufentransistoren durch Freilaufspannungsbegrenzung vor zu hohen Spannungen zu schützen. Störende Freilaufimpulse sind dadurch aber nicht vermieden.

Es sind mehrere Vorschläge bekannt geworden, den störenden Flybackimpulsen dadurch entgegenzutreten, daß man den Treiberstufen abgeschrägte Treibersteuerimpulse zuführt (JP-Abstracts 57-43 588, 58-69 489, 58-69 490, 60-1 39 189 und DE-OS 31 07 623). In allen diesen Fällen bewirken die Treiberstufen eine Stromsteuerung, wobei die abgeschrägten Treibersteuerimpulse den Sollwert für die jeweiligen Phasenströme des Motors vorgeben. Diese bekannten Schaltungen benötigen einen Stromregelkreis mit entsprechendem Schaltungsaufwand und Kompensationsglieder zur Frequenzgangkompensation, was zusätzlichen Schaltungsaufwand mit sich bringt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuerschaltung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 verfügbar zu machen, die bei geringem Schaltungsaufwand eine weitgehende Beseitigung elektromagnetischer Störabstrahlung ermöglicht. Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale im Anspruch 1 gelöst.

Rückgekoppelte Verstärkerstufen benötigen üblicherweise zur Frequenzkompensation Boucherot-Glieder, die an die Treiberausgänge der integrierten Schaltung als externe Komponenten angeschlossen werden müssen. Da die Spannungssteuerung im Gegensatz zur Stromsteuerung ohne Rückkopplung möglich ist, kann die erfindungsgemäße Steuerschaltung Treiberstufen verwenden, die als rückkopplungsfreie Verstärkerstufen ausgebildet sind. Es sind daher weder Regelkreise noch Boucherot-Glieder erforderlich. Der damit einhergehende verringerte Schaltungsaufwand führt zu einer Reduzierung der für die monolithische Integration der Steuerschaltung erforderlichen Chipfläche und zu einer Verringerung der erforderlichen externen Schaltungskomponenten.

Durch geeignete Dimensionierung der Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung erreicht man, daß die Abschaltung der jeweiligen Treiberstufe erst dann erfolgt, wenn der Treiberausgangsstrom auf Null abgefallen und somit das in der Motorwicklung gespeicherte Magnetfeld gänzlich abgebaut ist.

Da die Form der Flankenabschrägung der Treibersteuerimpulse durch eine externe Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung bewirkt wird, ist die Steuerschaltung flexibel hinsichtlich der Anpassung der Form der Treibersteuerimpulse an verschiedenen Motoren oder Betriebsarten.

Man kann die abgeschrägten Treibersteuerimpulse mehreren oder auch allen Treiberstufen zu der Steuerung zuführen. Man braucht daher nicht eine Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung pro Treiberstufe, sondern kann mit einem Minimum von einer einzigen Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung für die gesamte Steuerschaltung auskommen. Dies ermöglicht bei mehrphasigen Motoren eine weitere Reduzierung des Schaltungsaufwandes.

Da der abgeschrägte Treibersteuerimpuls für die jeweilige Motorphase im wesentlichen durch die Beendigung des abgeschrägten Treibersteuerimpulses für die jeweils vorausgehende Motorphase ausgelöst wird, werden die Phasenübergänge so gesteuert, daß eine Phasenstromüberlappung vermieden wird.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Bei einer Ausführungsform gemäß Anspruch 3 hat man es durch Wahl der Höhe der Referenzspannung in der Hand, den Phasenwechsel zwischen den Treibimpulsen zweier aufeinander folgenden Phasen erst dann stattfinden zu lassen, wenn der Treiberausgangsstrom für die jeweils vorausgehende Phase auf 0 oder im wesentlichen auf 0 abgefallen ist.

Da man Treiberstufen mit je einer Source-Stufe und einer Sink-Stufe verwendet, die je als unabhängig voneinander steuerbare Schalter ausgebildet sind und deren Source-Stufen im eingeschalteten Zustand mit dem abgeschrägten Treibersteuerimpuls analog steuerbar sind, kann man eine optimale Übereinstimmung der Einschaltzeiten der Source- bzw. Sink-Stufen dadurch erreichen, daß man gemäß Anspruch 1 die Schaltsteuersignale für die Source- bzw. die Sink-Stufen durch einen Vergleich der abgeschrägten Treibersteuerimpulse mit der Referenzspannung erzeugt.

Die Maßnahme nach Anspruch 5 gibt die Möglichkeit, die von der Impulsformungsschaltung erzeugten abgeschrägten Treibersteuerimpulse auf mehrere oder auch alle Treiberstufen zu geben und diejenige Treiberstufe, welche jeweils von dem Treibersteuerimpuls gesteuert werden soll, durch Einschalten von deren Source-Stufe zu bestimmen. Man kann dann im Extremfall mit einer einzigen externen Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung auskommen, und zwar unabhängig von der Anzahl der zu steuernden Motorphasen.

Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist der Source-Stufe eine Emitterfolgerkaskade vorgeschaltet, deren Eingang die abgeschrägten Treibersteuerimpulse, deren Amplitude von einer Motorregelgröße abhängt, zugeführt werden. Dabei wird im Einschaltzustand der Source-Stufe in rückkopplungsfreier Weise die Treiberausgangsspannung einerseits den abgeschrägten Flanken der Treibersteuerimpulse nachgeführt und andererseits bezüglich ihrer Amplitude in Abhängigkeit von der Motorregelgröße gesteuert. Dabei kann in besonders bevorzugter Weise durch die Emitterfolgerkaskade und eine Diode der Treiberausgang gesperrt werden, solange die Motorspannung die am Eingang der Emitterfolgerkaskade anliegende Treibersteuerimpulsspannung um einen vorbestimmten Wert übersteigt.

Die Erfindung sowie weitere Aufgabenaspekte und Weiterbildungen der Erfindung werden anhand einer Ausführungsform näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines typischen Servo-Systems mit einem kommutatorlosen Motor,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines derartigen Servo-Systems mit erfindungsgemäßer Steuerschaltung,

Fig. 3a Schaltungsdetails der Impulsformungsschaltung und der Zustandssteuerschaltung der in Fig. 2 enthaltenen Steuerschaltung,

Fig. 3b Signalverläufe, die in den in Fig. 3a gezeigten Schaltungsteilen auftreten,

Fig. 4 Schaltungsdetails der Impulsformungsschaltung und der Treiberschaltung der in Fig. 2 gezeigten Steuerschaltung,

Fig. 5a Spannungs- und Stromverläufe bei einer herkömmlichen Steuerschaltung, und

Fig. 5b Spannungs- und Stromverläufe bei einer erfindungsgemäßen Steuerschaltung.

In den einzelnen Figuren werden für gleiche Komponenten gleiche Bezugszeichen verwendet.

Das in Fig. 1 gezeigte Servo-System mit einem kommutatorlosen vierphasigen Motor ist bereits in der Beschreibungseinleitung erläutert worden.

Fig. 2 zeigt eine Blockschaltungsdarstellung eines solchen Servo-Systems, das mit einer erfindungsgemäßen Steuerschaltung für einen vierphasigen Motor ausgebildet ist. In Fig. 2 können einzelne Verbindungslinien zwischen Komponenten des Servo-Systems Mehrfachleitungen repräsentieren.

Ein Motor 1 mit einem Positionssensor und einem Geschwindigkeitssensor, die in Fig. 1 nicht extra dargestellt sind, gibt über eine (Mehrfach-)Leitung 2 Motordrehstellungs- und Motordrehgeschwindigkeitssignale an den Regler 3. Dieser gibt über Leitungen 5 und 6 Kommutierungssignale bzw. ein Regelsignal an eine zur Steuerschaltung 4 gehörende Signalverarbeitungsschaltung SV, die ihrerseits eine Kommutierungslogik 7, eine Impulsformungsschaltung 10 und eine Zustandssteuerschaltung 13 aufweist. Unter Steuerung der Kommutierungssignale erzeugt die Kommutierungslogik 7 einerseits Kommutierungssteuersignale, die über eine Leitung 8 der Zustandssteuerschaltung zugeführt werden, und andererseits Kommutierungszeitsignale C _T , die über eine Leitung 9 der Impulsformungsschaltung 10 zugeführt werden. Unter Steuerung der Kommutierungszeitsignale C _T und des Regelsignals 6 erzeugt die Impulsformungsschaltung 10 Treibersteuerimpulse V _CA , V _CB , die über eine Leitung 12 einerseits auf einen ersten Eingang einer zu Steuerschaltung 4 gehörenden Treiberschaltung TS und andererseits auf einen weiteren Eingang der Zustandssteuerschaltung 13 gegeben werden. Die Zustandssteuerschaltung 13 erzeugt in Abhängigkeit von den Kommutierungssteuersignalen und den Treibersteuerimpulsen Schaltsteuersignale, die auf einen als Vielfacheingang ausgebildeten weiteren Eingang der Treiberschaltung TS gegeben werden. Die Treiberschaltung TS enthält vier Treiberstufen 15 A, 15 B, 15 C, 15 D, die je einen Eingang für von der Impulsformungschaltung 10 gelieferte Treibersteuerimpulse und einen Doppeleingang für von der Zustandssteuerschaltung gelieferte Schaltersteuersignale aufweisen. Die Treiberausgänge 16 A, 16 B, 16 C, 16 D sind an vier Wicklungsanschlußpunkte A, B, C, D des Motors 1 angeschlossen, wie sie in Fig. 1 gezeigt sind.

Bei der in einem gestrichelten Block zusammengefaßten Steuerschaltung 4 handelt es sich um eine monolithisch integrierte Schaltung. Die Impulsformungsschaltung 10 ist mit zwei außerhalb dieses gestrichelten Blockes befindlichen, also externen Kondensatoren C _A und C _B verbunden, mit deren Hilfe die Impulsabschrägung erreicht wird.

Nähere Einzelheiten der Impulsformungsschaltung 10 und der Zustandssteuerungsschaltung 13 werden nun anhand der Fig. 3a und 3b erläutert.

Die Impulsformungsschaltung 10 enthält zwei schaltbare bipolare Stromquellen CS₁ und CS₂, deren Ausgangsstromrichtung vom jeweiligen Schaltzustand abhängt, der wiederum von den Spannungen an den Eingängen der Stromquellen abhängt. An den Ausgang von CS₁ ist ein Kondensator C _A und an den Ausgang von CS₂ ist ein Kondensator C _B angeschlossen. Die Kommutierungszeitsignale C _T auf Leitung 9 werden dem nicht-invertierenden Eingang der Stromquelle CS₂ über einen Inverter INV zugeführt. Die invertierenden Eingänge beider Stromquellen CS₁ und CS₂ sind an eine erste Referenzspannungsquelle V _IR angeschlossen, die anderen Endes an Masse liegt. Parallel zu den Kondensatoren C _A und C _B sind die Emitter-Kollektor-Strecken eines ersten Begrenzungstransistors Q _1A bzw. eines zweiten Begrenzungstransistors Q _1B geschaltet, deren Basisanschlüsse an den Ausgang eines Operationsverstärkers OV₁ angeschlossen sind. Der invertierende Eingang von OV₁ ist über einen Widerstand R₁ mit dessen Ausgang und über einen Widerstand R₂ mit Masse verbunden. Dem nicht-invertierenden Eingang von OV₁ wird über Leitung 6 das vom Regler 3 gelieferte Regelsignal V _IN zugeführt.

Die an die Impulsformungschaltung anschließende Zustandssteuerungsschaltung 13 umfaßt zwei Komparatoren C₁ und C₂, deren invertierende Eingänge gemeinsam an eine zweite Referenzspannungsquelle V _CR angeschlossen sind, die anderen Endes mit Masse verbunden ist. Der nicht-invertierende Eingang von C₁ ist an den Ausgang von CS₁ angeschlossen, während der nicht-invertierende Eingang von C₂ mit dem Ausgang von CS₂ verbunden ist. Parallel zum Kondensator CB, also zwischen den Ausgang von CS₂ und Masse, ist ein erster steuerbarer Schalter S₁ geschaltet, dessen Steuereingang an den Ausgang des Komparators C₁ angeschlossen ist. Parallel zum Kondensator CA, also zwischen den Ausgang von CS₁ und Masse, ist ein zweiter steuerbarer Schalter S₂ geschaltet, dessen Steueranschluß an den Ausgang des Komparators C₂ angeschlossen ist. Bei der in Fig. 3 dargestellten Ausführungsform sind die Schalter S₁ und S₂ je durch einen NPN-Transistor gebildet, deren Kollektor-Emitter-Strecken zum Kondensator CB bzw. CA parallel geschaltet sind und deren Basisanschlüsse über je einen Widerstand an den Ausgang von C₁ bzw. C₂ angeschlossen sind.

An der an den Ausgang von CS₁ angeschlossenen Leitung 12 A tritt ein Treibersteuerimpuls V _CA auf. Auf der an den Ausgang von CS₂ angeschlossenen Leitung 12 B tritt ein Treibersteuerimpuls V _CB auf. An den Ausgängen der Komparatoren C₁ und C₂ entstehen Freigabeimpulse EN _AC bzw. EN _BD , die zwei Eingängen einer Steuerlogik SL zugeführt werden. In Abhängigkeit von den Freigabeimpulsen EN _AC und EN _BD und den von der Kommutierungslogik 7 gelieferten Kommutierungssteuersignalen erzeugt die Steuerlogik SL an einem Mehrfachausgang 14 Schaltsteuersignale A _H , A _L . . ., die Schaltsteueranschlüssen der Treiberstufen 15 A bis 15 D der Treiberschaltung TS zugeführt werden.

Es wird nun die Funktionsweise der in Fig. 3a dargestellten Steuerschaltungsteile beschrieben.

Je nach Stromrichtung der umschaltbaren Stromquellen CS₁ und CS₂ werden die Kondensatoren C _A bzw. C _B mit einem konstanten Strom aufgeladen oder entladen. Die Ladespannungen der Kondensatoren C _A und C _B werden durch die Begrenzungstransistoren Q _1A bzw. Q _1B auf Maximalwerte begrenzt, die von den Basisspannungen um die Basis- Emitter-Spannungen dieser Begrenzungstransistoren höher sind als die von dem Regelsignal V _IN abhängende Steuerspannung V _C am Ausgang von OV₁. Über die Kondensatoren C _A und C _B entstehen daher Impulse V _CA bzw. _CB mit abgeschrägten Anstiegs- und Abfallflanken, wie sie in der Mitte von Fig. 3b gezeigt sind. Dabei ist V _CA mit einem durchgezogenen und V _CB mit einem gestrichelten Kurvenverlauf gezeigt.

Im oberen Teil der Fig. 3b sind die rechteck-impulsförmigen Kommutierungszeitsignale C _T gezeigt. Aufgrund des Inverters INV reagieren die Stromquellen CS₁ und CS₂ im Gegentakt auf die Kommutierungszeitsignale C _T . Daher treten die über C _A entstehenden abgeschrägten Treibersteuerimpulse V _CA während der H-Zustände und die über C _B entstehenden Treibersteuerimpuse V _CB während der L-Zustände der Kommutierungszeitsignale C _T auf.

Wie ein Vergleich des oberen und des mittleren Teils von Fig. 3b zeigt, beginnen zwar die Abfallflanken von V _CA und V _CB an den Impulsübergängen von C _T . Die Anstiegsflanken von V _CA und V _CB beginnen jedoch nicht an den entsprechenden Impulsübergängen von C _T , sondern diesen Impulsübergängen gegenüber mit zeitlicher Verzögerung. Dies wird mit Hilfe der Komparatoren C₁, C₂ und der Schalter S₁, S₂ erreicht. Betrachtet man den am linken Ende von Fig. 3b vorhandenen Zustand, so befindet sich C _T im L-Zustand, V _CB auf seinem Maximalwert und V _CA auf 0. Bei dem darauf folgenden Übergang von C _T in den H-Zustand werden die Stromquellen CS₁ und CS₂ umgeschaltet, woraufhin die Entladung des Kondensators C _B und damit die abfallende Flanke des Treibersteuerimpulses V _CB beginnt.

Mit dem Übergang von C _T in den H-Zustand ist auch die Stromquelle CS₁ umgeschaltet worden, und zwar zur Abgabe eines den Kondensator C _A aufladenden Stromes. Ein Anstieg der Ladespannung von C _A wird allerdings noch verhindert, und zwar dadurch, daß der Schalter S₂ leitend geschaltet und damit die Leitung 12 A etwa auf Massepotential festgehalten wird. Dies deswegen, weil die Ladespannung V _CB des Kondensators C _B noch höher ist als die Referenzspannung V _CR , die in Fig. 3b als strichpunktierte Linie eingezeichnet ist. Solange V _CB größer ist als V _CR , befindet sich der Ausgang des Komparators C₂ im H-Zustand, so daß der den Schalter S₂ bildende Transistor sich im Einschaltzustand befindet.

Sobald die Ladespannung V _CB des Kondensators C _B die Referenzspannung V _CR unterschreitet, geht der Ausgang des Komparators C₂ in den L-Zustand über, was zum Sperren des den Schalter S₂ bildenden Transistors führt. Von diesem Zeitpunkt an kann die Spannung über dem Kondensator C _A entsprechend dem von der Stromquelle CS₁ gelieferten konstanten Ladestrom ansteigen, bis sie den von dem Regelsignal V _IN abhängenden Maximalwert erreicht.

Beim nächsten Impulsübergang von C _T beginnt dann die Entladung des Kondensators C _A mit der daraus resultierenden schrägen Abfallflanke des Treibersteuerimpulses V _CA . Bis V _CA auf die Referenzspannung V _CR abgefallen ist, hält nun das Ausgangssignal des Komparators C₁ den Schalter S₁ im leitenden Zustand, so daß die Spannung über dem Kondensator C _B trotz Ladestroms von der Stromquelle C₂ nicht ansteigen kann, solange V _CA nicht die Referenzspannung V _CR unterschritten hat.

Der Beginn der Anstiegsflanken der zeitlich aufeinander folgenden Treibersteuerimpulse V _CA und V _CB hängt somit immer etwa vom Ende der Abfallflanke des jeweils vorausgehenden Treibsteuerimpulses ab. Durch die Höhe der Referenzspannung V _CR kann man steuern, wie weit der Spannungswert der Abfallflanke abgesunken sein muß, um den Beginn des jeweils nachfolgenden Treibsteuerimpulses auszulösen.

Die Ausgangssignale der Komparatoren C₁ und C₂ bilden gleichzeitig die Freigabesignale EN _AC bzw. EN _BD , die der Steuerlogik SL zugeführt werden. Da die Ausgangssignale der Komparatoren C₁ und C₂ von den Zeitpunkten abhängen, zu welchen die Treibsteuerimpulse V _CA und V _CB jeweils die Referenzspannung V _CR unterschreiten, sind die Freigabeimpulse EN _AC und EN _BD nicht phasengleich mit dem Kommutierungszeitsignal C _T . Deren Zeitlage bezieht sich auf die Schnittpunkte zwischen den Treibersteuerimpulsflanken und der Referenzspannung V _CR . Dabei treten zwischen je zwei aufeinander folgenden Freigabeimpulsen EN _AC und EN _BD kurze Lücken auf. Diese stimmen mit denjenigen Zeiten überein, zu welchen sowohl V _CA als auch V _CB die Referenzspannung V _CR unterschreiten.

In Fig. 4 ist eine der Treiberstufen 15 der Treiberschaltung TS und deren Zusammenschaltung mit der Impulsformungsschaltung 10 dargestellt. Zur besseren Übersichtlichkeit ist von der Impulsformungsschaltung nur der eine Kondensator C _A , der eine Begrenzungstransistor Q _1A und die eine schaltbare Stromquelle CS dargestellt.

Die Treiberstufe 15 weist eine Source-Stufe mit zwei Darlington-Transistoren Q₄, Q₅ und eine dazu in Reihe geschaltete Sink-Stufe mit zwei Darlington-Transistoren Q₆, Q₇ auf. Die Source-Stufe ist an eine Spannungsquelle V _S und die Sink-Stufe ist an Masse angeschlossen. Der Verbindungspunkt zwischen Source-Stufe und Sink-Stufe bildet den Ausgang 16 A dieser Treiberstufe.

Der Basis des Transistors Q₆ wird über einen Anschluß 14 L ein Schaltsteuersignal A _L von der Steuerlogik SL zugeführt. Die Basis des Transistors Q₄ ist über eine steuerbare Sromquelle I₄ an die Spannungsquelle V _S und über die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors Q₃ an Masse angeschlossen. Die Stromquelle I₄ wird mit Schaltsteuersignalen A _H gesteuert, die ihr über einen Anschluß 14 H von der Steuerlogik SL zugeführt werden.

Die Basis von Q₃ ist einerseits über eine Reihenschaltung aus einer Diode D₁ und einer Stromquelle I₂ an die Spannungsquelle V _S , andererseits über eine Stromquelle I₃ an Masse und des weiteren über eine Diode D₂ an den Treiberausgang 16 A angeschlossen. An den Verbindungspunkt zwischen Diode D₁ und Stromquelle I₂ ist der Emitter eines weiteren Transistors Q₂ angeschlossen, dessen Kollektor mit Masse verbunden ist und dessen Basis die abgeschrägten Treibersteuerimpulse V _CA als Steuerspannung zugeführt werden.

Mit dem Schaltsteuersignal A _L wird die Sink-Stufe Q₆, Q₇ ein- und ausgeschaltet. Mit dem Schaltsteuersignal A _H wird die Source-Stufe Q₄, Q₅ ein- und ausgeschaltet. Im eingeschalteten Zustand wird die Ausgangsspannung der Treiberstufe 15 in Abhängigkeit vom Verlauf des Treibersteuerimpulses V _CA analog gesteuert.

Im folgenden wird die Funktionsweise der Treiberstufe 15 erläutert.

Die in Fig. 4 gezeigte Treiberstufe weist einen Tri-State- Ausgang auf. Wenn die Source-Stufe Q₄, Q₅ eingeschaltet ist, befindet sich der Ausgang 16 A im H-Zustand. Ist die Sink-Stufe Q₆, Q₇ eingeschaltet, befindet sich der Ausgang 16 A im L-Zustand. ist weder die Source-Stufe Q₄, Q₅ noch die Sink-Stufe Q₆, Q₇ eingeschaltet, ist der Ausgang 16 A hochohmig.

Das Einschalten der Source-Stufe Q₄, Q₅ geschieht dadurch, daß die Stromquelle I₄ mittels des Schaltsteuersignals A _H eingeschaltet wird. Die Sink-Stufe Q₆, Q₇ ist eingeschaltet, wenn das Schaltsteuersignal A _L den H-Zustand aufweist.

Bei der Treiberendstufe 15 handelt es sich somit um eine Gegentaktendstufe mit unabhängig voneinander steuerbaren Source- und Sinkstufen. Dadurch, daß keine der beiden Stufen leitend gesteuert wird, erreicht man den hochohmigen Tri-State-Zustand.

Wenn die Source-Stufe Q₄, Q₅ leitend geschaltet ist, kann die Ausgangsspannung am Ausgang 16 A mit dem abgeschrägten Treibersteuerimpuls V _CA gesteuert werden, deren Amplitude von dem Regelsignal V _IN abhängt.

Im eingeschwungenen H-(HIGH-)Zustand erreicht V _CA den Wert

V _CA = V _C + V _{BE 1A} . (1)

Dabei ist V _{BE 1A} die Basis Emitter-Spannung des Transistors Q _1A . Die Ausgangsspannung V _OA am Ausgang 16 A wird über die in einer rückkopplungsfreien Schleife arbeitenden Emitterfolgerstufen Q 1 A, Q 2, Q 3, Q 4, Q 5 und die eine Regelverschiebung bewirkende Diode D₁ mit der zwischen der Basis von Q 1 A und Masse auftretenden Steuerspannung V _C gesteuert. Das gilt dann, wenn die Source-Stufe Q₄, Q₅ eingeschaltet ist und einen Strom liefert, d. h. bei

I _OA < 0. (2)

Die Ausgangsspannung V _OA als Funktion der Steuerspannung V _C ist dann

V _OA = V _C + V _{BE 1A} + V _{BE 2} + V _{BE 3} - V _{D 1} - V _{BE 4} - V _{BE 5}. (3)

Dabei sind V _{BE 2}, V _{BE 3}, V _{BE 4} und V _{BE 5} die Basis-Emitterspannungen der Transistoren Q₂, Q₃, Q₄ bzw. Q₅ und ist V _{D 1} die Spannung über der Diode D₁.

Der Übertragungsfehler zwischen der Steuerspannung V _C und der Ausgangsspannung V _OA ergibt sich als die Offsetspannungssumme der in Gleichung (3) aufgeführten Basis- Emitter-Spannungen und der Diodenspannung von D₁. Diese Offsetspannungssumme ist eine Funktion der Strom- und Temperaturdifferenz der an der Spannungsübertragung beteiligten Komponenten. Die Ausgangsspannung V _OA ändert sich daher in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom I _OA und dem Temperaturgradienten. Im normalen Arbeitsbereich liegt diese Änderung jedoch unter der Auflösung des Regelsystems und beeinflußt somit nicht die Genauigkeit der Regelung.

Liegt am Ausgang 16 A eine externe Spannung an (die vom Motor erzeugte EMK-Spannung), die höher ist als die Steuerspannung V _C , sperrt die Source-Stufe. Denn für die Ausgangsspannung

V _OA ≧ V _C + V _{BE 1A} + V _{BE 2} - V _{D 1} + V _{D 2} (4)

wird die Diode D₂ leitend und wird die Source-Stufe abgeschaltet. Der Strom von der Stromquelle I₃, der in diesem Zustand durch die Diode D₂ fließt, muß von der externen Spannungsquelle geliefert werden. Die Diode D₁ ist dann in Sperrichtung vorgespannt und daher ist der Treiberausgang 16 A von der Steuerspannung V _C und von der Treibersteuerimpulsspannung V _CA entkoppelt.

Da die Emitter-Basis-Durchbruchspannung der NPN-Transistoren Q₄, Q₅, kleiner sein kann als die auftretende Ausgangsspannung, ist es notwendig, in den Spannungsübertragungspfad die Diode D₁ mit hoher Sperrspannung einzufügen. Der Transistor Q₃ kompensiert dann die Durchlaßspannung der Diode D₁. Somit erreicht man eine Gleichspannungsübertragung der Steuerspannung V _C auf den Ausgangspunkt.

Zur Steuerung des in Fig. 1 dargestellten vierphasigen Motors wirken die vier Treiberstufen paarweise zusammen. Dabei wirken die an die diagonalen Wicklungsanschlußpunkte A und C angeschlossenen Treiberstufen 15 A und 15 C als ein erstes Treiberstufenpaar und die an die diagonal gegenüberliegenden Anschlußpunkte B und D angeschlossenen Treiberstufen 15 B und 15 D als ein zweites Treiberstufenpaar zusammen. Die beiden Treiberstufenpaare werden immer abwechselnd aktiviert. Von dem jeweils aktivierten Treiberstufenpaar wird jeweils die Source-Stufe der einen und die Sink-Stufe der anderen Treiberstufe leitend geschaltet. Die Treiberstufen des jeweils nicht aktivierten Treiberstufenpaares befinden sich im hochohmigen Zustand oder Tri-State-Zustand. Die einzelnen Treiberstufen wechseln in ihren aufeinanderfolgenden Aktivierungsphasen zwischen dem Leitendschalten der Source-Stufe und dem Leitendschalten der Sink-Stufe ab. Bei welcher der vier Treiberstufen jeweils die Source-Stufe, die Sink-Stufe oder gar keine Stufe eingeschaltet ist, wird durch die Steuerlogik SL bestimmt.

Anhand von Fig. 5b wird nun die Wirkung der erfindungsgemäßen Maßnahmen betrachtet.

Im oberen Teil der Fig. 5b sind die Spannungen V _OA und V _OB an den Ausgängen der Treiberstufen 15 A und 15 B für vier aufeinanderfolgende Kommutierungstaktzeiten T₁ bis T₄ dargestellt. Der untere Teil von Fig. 5b zeigt die zugehörigen Ausgangsströme I _OA und I _OB der Treiberausgänge 16 A und 16 B.

Während der Kommutierungstaktzeit T₁ sind die Source- Stufe der Treiberstufe 15 A und die Sinkstufe der Treiberstufe 15 C eingeschaltet. Die Source-Stufe der Treiberschaltung 15 A wird während dieses Schaltzustandes von der Spannung des abgeschrägten Treibersteuerimpulses V _CA analog gesteuert. Die Treiberausgänge 16 B und 16 D befinden sich während dieser Kommutierungstaktzeit im nicht-eingeschalteten, hochohmigen Zustand.

Sobald die Anstiegsflanke V _CA einen derartigen Spannungswert gegenüber der am Treiberausgang 16 A wirksamen externen Motorspannung erreicht hat, daß die Diode D₂ die Source-Stufe nicht mehr sperrt, folgt die Ausgangsspannung V _OA dem Spannungsverlauf des Treibersteuerimpulses V _CA . Am Ende der Kommutierungstaktzeit beginnt die Treiberausgangsspannung V _OA entsprechend der schrägen Abfallflanke von V _CA abzufallen. Die Schräge der Abfallflanke von V _OA ist mittels des Kondensators C _A und der Stromquelle CS₁ so eingestellt, daß der Ausgangsstrom I _OA bereits auf 0 abgefallen ist, wenn die Source-Stufe der Treiberstufe 15 A mit Hilfe der Diode D₂ wieder abgeschaltet wird, weil die Motorspannung am Ausgang 16 A wieder um den durch die Emitterfolgerkaskade bedingten Wert über der Treibersteuerimpulsspannung liegt. Da zu diesem Abschaltzeitpunkt kein Treiberstrom mehr fließt, kann auch kein abschaltungsbedingter Flyback-Impuls auftreten.

Entsprechendes gilt, wenn in der darauf folgenden Kommutierungstaktzeit T₂ der Treiberausgang 16 B ein- und ausgeschaltet wird. in der Kommutierungstaktzeit T₃ werden dann die Sink-Stufe der Treiberstufe 15 A und die Source-Stufe der Treiberstufe 15 C eingeschaltet und die Source-Stufe von 15 C mit dem abgeschrägten Treibersteuerimpuls V _CA analog gesteuert.

Dadurch, daß gemäß Fig. 3b der Beginn der Anstiegsflanke eines jeden Treibersteuerimpulses V _CA , V _CB und die die Schaltsteuersignale A _H , A _L , . . ., steuernden Freigabesignale EN _AC , EN _BD erst beginnen können, wenn die Abfallflanke des jeweils zu Ende gehenden Treibersteuerimpulses unter die Referenzspannung V _CR abgefallen ist, die so gewählt ist, daß der zugehörige Treiberausgangsstrom zum Zeitpunkt des Unterschreitens von V _CR auf 0 abgefallen ist, kommt es in Fig. 5b nicht zu einer Überlappung der Treiberausgangsströme I _OA und I _OB . Vielmehr beginnt der Treiberstrom an einem Treiberausgang erst dann zu fließen, wenn der Treiberstrom am phasenmäßig vorausgehenden Ausgang auf im wesentlichen 0 zurückgegangen ist.

Durch einen äußerst geringen externen Schaltungsaufwand, nämlich durch lediglich zwei externe Kondensatoren, hat man somit sowohl die störenden Flyback-Impulse bekannter Steuerschaltungen überwunden. Der externe Schaltungsaufwand kann sogar noch vermindert werden, indem man zur Impulsformung lediglich einen einzigen externen Kondensator nimmt und die von der Ladespannung dieses Kondensators abgeleiteten Treibersteuerimpulse nicht nur zwei, sondern allen Treiberstufen anbietet. Dieser fordert lediglich einen etwas höheren Schaltungaufwand innerhalb der monolithisch integrierten Steuerschaltung. Dies ist jedoch praktisch ohne Bedeutung, da sich der schaltungsmäßige Mehraufwand lediglich beim Entwurf der integrierten Schaltung bemerkbar macht.

Claims (15)

1. Monolithisch integrierbare Steuerschaltung für einen kommutatorlosen Gleichstrommotor,
mit einer von Motordrehstellungssignalen gesteuerten Kommutierungssignalquelle,
mit einer in Abhängigkeit von den Kommutierungssignalen gesteuerten Treiberschaltung zur Beaufschlagung der Motorwicklungen mit zu einem rotierenden Magnetfeld führenden Treibimpulsen, wobei pro Motorwicklungsphase eine Treiberstufe vorgesehen ist, und
mit einer Impulsformungsschaltung, die eine Abschrägung der Treibersteuerimpulsflanken bewirkt, der Treiberschaltung vorgeschaltet ist und mit einer externen Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet,
daß der abgeschrägte Treibersteuerimpuls (V _CA , V _CB ) für die jeweilige Motorphase dadurch ausgelöst wird, daß der Treibersteuerimpuls (V _CA , V _CB ) der jeweils vorausgehenden Motorphase einen bestimmten Schwellenwert (V _CR ) unterschreitet, wobei der Zeitpunkt des Erreichens des Schwellenwertes (V _CR ) so gewählt ist, daß bis dahin der Strom der vorausgehenden Motorphase im wesentlichen auf Null abgefallen ist, und
daß die Treiberstufen (15) als rückkopplungsfreie Spannungsverstärkerstufen ausgebildet sind, die je eine Strom in die angeschlossene Motorwicklung hineinliefernde Sourcestufe (Q₄, Q₅) und eine Strom von der angeschlossenen Motorwicklung aufnehmende Sinkstufe (Q₆, Q₇) aufweisen, wobei jeweils die Sourcestufe (Q₄, Q₅) und die Sinkstufe (Q₆, Q₇) unabhängig voneinander steuerbar sind, die Sinkstufe (Q₆, Q₇) als Schalter ausgebildet ist und die Sourcestufe (Q₄, Q₅) im eingeschalteten Zustand mit dem abgeschrägten Treibersteuerimpuls (V _CA , V _CB ) analog steuerbar ist.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Flankenabschrägungsimpedanzeinrichtung mindestens einen externen Kondensator (C _A , C _B ) der im Zusammenwirken mit einer von Kommutierungszeisignalen (C _T ) gesteuerten schaltbaren Stromquellenschaltung (CS₁, CS₂) im wesentlichen trapezförmige Treibersteuerimpulse bewirkt.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Impulsformungsschaltung (10) und die Treiberschaltung eine Zustandssteuerschaltung (13) geschaltet ist, die durch Vergleich der abgeschrägten Treibersteuerimpulse (V _CA , V _CB ) mit der Referenzspannung (V _CR ) Schaltsteuersignale (A _H , A _L ) für die Source-Stufen (Q₄, Q₅) und die Sinkstufen (Q₆, Q₇) der Treiberschaltung erzeugt.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die abgeschrägten Treibersteuerimpulse (V _CA , V _CB ) auf die Steuereingänge mehrerer Treiberstufen (15) gegeben werden und die Auswahl derjenigen Treiberstufe (15), die jeweils von dem abgeschrägten Treibersteuerimpuls (V _CA , V _CB ) analog gesteuert wird, durch Einschalten von deren Source-Stufe (Q₄, Q₅) bewirkt wird.

5. Steuerschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kommutierung durch die Zustandssteuerschaltung (13) bewirkt wird, indem die Treiberstufen (15) paarweise derart angesteuert werden, daß gleichzeitig die Source-Stufe (Q₄, Q₅) der einen und die Sinkstufe (Q₆, Q₇) der anderen Treiberstufe (15) des jeweiligen Paares eingeschaltet werden.

6. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude der Treibimpulse in Abhängigkeit von einem eine Motorregelgröße bildenden Analogsignal gesteuert wird.

7. Steuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Motorregelgröße eine Funktion der Motordrehzahl ist.

8. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die in der Impulsformungsschaltung (10) vorgesehene Stromquellenschaltung zwei schaltbare bipolare Stromquellen (CS₁, CS₂) aufweist, an die je ein externer Kondensator (C _A , C _B ) angeschlossen ist und deren Stromrichtungen in Abhängigkeit von einem Kommutierungszeitsignal (C _T ) im Gegentakt umgeschaltet werden, und daß jedem Kondensator (C _A , C _B ) eine Amplitudenbegrenzungsschaltung (Q _1A , Q _1B ) zugeordnet ist.

9. Steuerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzungsschwelle der Amplitudenbegrenzungsschaltung (Q _1A , Q _1B ) in Abhängigkeit von der Motorregelgröße steuerbar ist.

10. Steuerschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Applitudenbegrenzungsschaltung zwei Transistoren (Q _1A , Q _1B ) aufweist, deren Hauptstromwege je einem der beiden externen Kondensatoren (C _A , C _B ) parallelgeschaltet sind und deren Steueranschlüssen ein von der Motorregelgröße abhängendes Begrenzungssteuerungssignal (V _C ) zugeführt wird.

11. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß jedem der beiden externen Kondensatoren (C _A , C _B ) ein steuerbarer Schalter S₁, S₂) parallelgeschaltet ist, dessen Schaltzustand von dem Ausgangssignal eines Komparators (C₁, C₂) gesteuert wird, der die Ladespannung des jeweils anderen Kondensators (C _A , C _B ) mit der Referenzspannung (V _CR ) vergleicht und den von ihm gesteuerten Schalter (S₁, S₂) in den leitenden Zustand schaltet, wenn die Ladespannung des anderen Kondensators (C _A , C _B ) gleich oder größer als die Referenzspannung (V _CR ) ist.

12. Steuerschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Zustandssteuerschaltung (13) eine Steuerlogikschaltung (S _L ) aufweist, welche die Schaltsteuersignale (A _H , A _L ) unter der Taktsteuerung durch die Ausgangssignale (EN _AC ; EN _BD ) der Komparatoren (C₁, C₂) erzeugt.

13. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Source-Stufe (Q₄, Q₅) einer jeden Treiberstufe (15) eine Source-Sperrschaltung (Q _1A , Q₂, D₁, Q₃, D₂) zugeordnet ist, welche dann, wenn die am Ausgang der Treiberstufe (15) auftretende externe Lastspannung die Treibersteuerimpulsspannung um einen vorbestimmten Betrag überschreitet, die eingeschaltete Source-Stufe (Q₄, Q₅) sperrt und dadurch den Treiberstufenausgang von dem Treibersteuerimpuls (V _CA , V _CB ) entkoppelt.

14. Steuerschaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Source-Stufe (Q₄, Q₅) einer jeden Treiberstufe (15) eine Emitterfolgekaskade (Q _1A , Q₂, Q₃, Q₄, Q₅) vorgeschaltet ist, über welche bei eingeschalteter Source-Stufe (Q₄, Q₅) die Treiberausgangsspannung gesteuert wird.

15. Steuerschaltung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Source-Stufe (Q₄, Q₅) und die Sinkstufe (Q₆, Q₇) je durch eine Darlington-Schaltung gebildet sind und die Darlington-Transistoren (Q₄, Q₅) der Source-Stufe einen Teil der Emitterfolgerkaskade bilden.