DE69302661T2

DE69302661T2 - Leistungsversorgung

Info

Publication number: DE69302661T2
Application number: DE69302661T
Authority: DE
Inventors: Kazuhiro Nishimoto; Masahiro Yamanaka; Yukio Yamanaka; Tokushi Yamauchi
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-11-20
Filing date: 1993-09-08
Publication date: 1997-01-09
Anticipated expiration: 2013-09-09
Also published as: CN1118120A; KR960016605B1; CN1037649C; US5517399A; DE69302661D1; EP0599000A1; KR940012768A; EP0599000B1

Description

TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Leistungsversorgung und genauer gesagt eine einen Zerhacker enthaltende Leistungsversorgung, die ausgehend von einer Wechselstrom- Leistungsquelle eine Gleichspannung mit einem verbesserten Leistungsfaktor liefert.

STAND DER TECHNIK

Im Stand der Technik sind einen Zerhacker enthaltende Leistungsversorgungen wohlbekannt, die eine Gleichspannung von einer Wechselspannungsquelle zum Betreiben einer Last, wie beispielsweise einer Entladungslampe über einen Inverter liefern, der die Gleichspannung in eine andere hochfrequente Wechselspannung umwandelt. In FIG. 1 ist eine typische Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik dargestellt, die einen Vollwellen-Gleichrichter 2 enthält, der ausgehend von der Wechselspannungsquelle 1 in der Art eines Wechselstromnetzes eine pulsierende Ausgangsgleichspannung liefert, sowie einen Zerhacker CH, der ausgehend von der pulsierenden Gleichspannung eine herauftransformierte Gleichspannung liefert. Der Zerhacker CH enthält eine Induktivität 4, einen MOSFET 5 und einen Glättungskondensator 7. Der MOSFET 5 ist in Reihe mit der Induktivität 4 an den Gleichrichter 2 angeschlossen und wird zum Durchschalten und Sperren so angesteuert, daß er eine periodisch unterbrochene Spannung liefert, die an eine den Glättungskondensator 7 überbrückende Sperrdiode 6 angelegt ist, um einer Last 3 eine geglättete Gleichspannung zu liefern. Der MOSFET 5 wird durch eine Zerhacker-Steuereinheit 10 gesteuert, die einen astabilen Multivibrator 11 (µPC1555, erhältlich bei Nippon Denki Kabushiki Kaisha) zum Steuern des Durchschaltens und Sperrens des MOSFETS 5 bei einer festen Frequenz enthält. Der Multivibrator 11 empfängt am Steuerspannungsanschluß (Anschlußstift 5) eine Betriebsspannung und liefert zu einem durch eine durch die Widerstände 12 und 13 und einen Kondensator 14 gegebene Zeitkonstante festgelegten Zeitpunkt an einem Ausgangsanschluß (Anschlußstift 3) ein Steuersignal auf hohem bzw. niedrigem Pegel. Das Steuersignal wird über einen Puffer 15 geleitet, um den MOSFET 5 bei einem festen Tastverhältnis so durchzuschalten bzw. zu sperren, daß Energie aus der Ausgabe des Gleichrichters gespeichert wird, wenn der MOSFET 5 durchgeschaltet ist, und ein Strom durch die Induktivität 4 und den MOSFET 5 fließt, und daß die Energie von der Induktivität 4 freigegeben und zum Kondensator 7 übertragen wird, wenn der MOSFET 5 gesperrt ist, um zuzulassen, daß der Strom von der Induktivität 4 stetig zum Kondensator 7 fließt. Der durch die Induktivität 4 fließende Strom ist in FIG. 2A dargestellt. Wie aus der Figur ersichtlich ist, steigt der Strom, wenn der MOSFET 5 zu einem Zeitpunkt t, durchgeschaltet wird. Nach dem Sperren des MOSFET 5 zu einem Zeitpunkt t&sub2; sinkt der Strom zu einem Zeitpunkt t&sub3; auf Null und schwingt um Null bis der MOSFET 5 nachfolgend zu einem Zeitpunkt t&sub4; durchgeschaltet wird. Diese Schwingung wird dadurch bewirkt, daß die Induktivität 4 mit einer im Zerhacker von vornherein vorhandenen Streukapazität, also einer den MOSFET 5 überbrückenden Kapazität C1, einer die Diode 6 überbrückenden Kapazität C2 und einer den Gleichrichter 2 überbrückenden Kapazität C3 unter Bildung eines Schwingkreises zusammenwirkt. Auf diese Weise wird ein Schwingkreis gebildet, der das Schwingen des Stroms um Null zuläßt und durch den eine entsprechende oszillierende Spannung an den MOSFET 5 und die Diode 6 angelegt wird, was eine übermäßige Beanspruchung der Bauteile bewirkt. Zusätzlich zu dieser unerwünschten Beanspruchung tritt bei der Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik in der Hinsicht eine Schwierigkeit auf, daß ein Eingangsstrom von der Wechselspannungsquelle 1 einen erhöhten Oberschwingungsanteil aufweist und dadurch in erhöhtem Maße verzerrt wird, da der oszillierende Strom während einer längeren Totzeit (t&sub3; - t&sub4;) fortbesteht. Die genannte Totzeit (t&sub3; - t&sub4; ist beim niedrigeren Ausgangssignal des Gleichrichters länger als beim höheren Ausgangssignal des Gleichrichters, da der Versorgungsstrom bei einem hohen Gradienten des Ausgangs signals des Gleichrichters an der Induktivität 4 auftritt und der von der Induktivität 4 abgegebene Strom bei einem niedrigen Gradienten zum Glättungskondensator 7 fließt, wenn die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters 2 hoch ist, und da der Versorgungsstrom bei einem niedrigen Gradienten des Ausgangssignals des Gleichrichters an der Induktivität 4 auftritt und der von der Induktivität 4 abgegebene Strom bei einem hohen Gradienten zum Glättungskondensator fließt, wenn die pulsierende Gleichspannung niedrig ist. Dementsprechend wird der Eingangsstrom in bezug auf die in FIG. 3A dargestellte Eingangsspannung der Wechselspannungsquelle infolge der langen Totzeit, während der die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters niedrig ist, wie in FIG. 3B dargestellt, durch die Oberschwingungen verzerrt, wodurch der Leistungsfaktor verringert wird.
Um das vorausgehend beschriebene Problem zu vermeiden, wird erwogen, die genannte Totzeit dadurch zu beseitigen, daß der MOSFET 5 aus der in FIG. 1 dargestellten Schaltung so gesteuert wird, daß er durchschaltet, bevor die Induktivität 4 ihre Energie vollständig abgegeben hat, wie in den FIGUREN 4A und 4B dargestellt ist. Bei diesem Verfahren wird der MOSFET 5 jedoch durchgeschaltet, während der Strom von der Diode 6 zum Glättungskondensator 7 fließt, so daß der Kondensator 7 das Anlegen einer der Diode 6 entgegengerichteten Spannung bewirkt. Folglich fließt ein Erholungsstrom Ir durch die Diode 6 und erzeugt eine auf sie wirkende Belastung. Da der Strom weiterhin ständig durch die Induktivität 4 fließt, so daß die darin gespeicherte Energie (L x I² /2) stetig anwächst, sättigt die Induktivität Angesichts dieser und der vorausgehend beschriebenen Schwierigkeiten ist es daher anzuraten, die in der Induktivität gespeicherte Energie freizugeben, bevor diese mit Energie versorgt wird, und gleichzeitig die Totzeit, in der der durch die Induktivität fließende Strom insbesondere beim niedrigen Pegel der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters oszilliert, zu minimieren.
Hierzu wurde eine andere Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik vorgeschlagen, die, wie in Fig. 5 dargestellt ist, eine spezielle, in einer integrierten Schaltung (UC 1852 von UNITRODE Integrated Circuits) ausgeführte Steuereinrichtung 40 sowie einen entsprechenden Zerhacker 30 aufweist, der eine Induktivität 31, einen MOSFET 32, eine Sperrdiode 33 sowie einen Glättungskondensator 34 enthält, um den MOSFET 32 so zu steuern, daß er unmittelbar, nachdem die Induktivität 31 ihre Energie abgegeben hat, durchschaltet. Die Steuereinrichtung 40 enthält einen Flipflop 41, dessen Q-Ausgang mit dem Gateanschluß des MOSFETs 32 verbunden ist, sowie einen Strommeßfühler 42, der den durch einen Stromfühlwiderstand 35 fließenden Strom überwacht, der den durch die Induktivität 31 fließenden Strom anzeigt und ein auf hohem Pegel liegendes Ausgangssignal an den Setzeingang 5 des Flipflops 41 anlegt, nachdem der durch die Induktivität 31 fließende Strom auf Null abgesunken ist, wodurch dieser ein auf hohem Pegel liegendes Gate-Signal erzeugt und den MOSFET 32 durchschaltet, so daß über den vom Gleichrichter 22 fließenden Strom Energie in die Induktivität 31 eingespeichert wird. Der Q-Ausgang des Flipflops 41 ist mit der Basis eines bipolaren Transistors 48 verbunden, so daß dieser synchron mit dem Durchschalten des MOSFETs 32 sperrt. Die Steuereinrichtung 40 enthält einen aus Transistoren 43 und 44 bestehenden Stromspiegel, der einen durch eine Gleichstromversorgung 45 und einen Widerstand 46 festgelegten konstanten Strom zum Laden eines Zeitgeberkondensators 47 liefert. Der Kondensator 47 ist parallel zum Transistor 48 an den nichtinventierenden Eingang eines Vergleichers 50 angeschlossen. Ein aus Widerständen 36 und 37 bestehender Spannungsteiler überbrückt den Glättungskondensator 34 und legt eine entsprechende Spannung an den invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 51 an, wobei ein an den invertierenden Eingang und den Ausgang des Verstärkers 51 angeschlossener Kondensator 53 als Rückkopplungsimpedanz wirkt. Der nichtinvertierende Eingang des Differenzverstärkers 51 ist so angeschlossen, daß er eine feste Bezugsspannung von einer anderen Gleichstromversorgung 52 empfängt, um eine Spannung zu liefern, die eine Funktion der Differenz zwischen den Eingängen ist. Die sich ergebende im wesentlichen konstante Spannung wird als eine den Zeitpunkt, zu dem der MOSFET 32 gesperrt wird, festlegende Schwellenspannung VTH an den invertierenden Eingang des Vergleichers 50 angelegt. Der Vergleicher 50 legt also eine auf hohem Pegel liegende Ausgangsspannung an den Rücksetzeingang R des Flipflops 41 an, wenn der Kondensator 47 bis zur Schwellenspannung VTH des Vergleichers 50 aufgeladen ist, wodurch am Q-Ausgang ein auf niedrigem Pegel liegendes Gate-Signal erzeugt wird, das den MOSFET 32 sperrt, so daß der Strom von der Induktivität 31 über eine Diode 33 zum Glättungskondensator 34 fließt. Gleichzeitig liefert der Flipflop 41 am Q-Ausgang einen hohen Pegel, so daß der Transistor 48 durchschaltet. Hierbei wird der Kondensator 47 durch den nun leitend gemachten Transistor 48 nebengeschlossen und entladen, so daß er für ein nachfolgendes Aufladen bereit wird, nachdem der Strommeßfühler 42 als Reaktion auf das Abfallen des durch die Induktivität 31 fließenden Stroms auf Null ein auf hohem Pegel liegendes Signal an den Setzeingang 5 des Flipflops 41 anlegt. Auf diese Weise wird der MOSFET 32 infolge des Abfallens des durch die Induktivität 31 fließenden Stroms auf Null durchgeschaltet und bleibt für eine feste Zeitspanne durchgeschaltet, die durch eine durch den Widerstand 46 und den Kondensator 47 gegebene Zeitkonstante festgelegt ist.
In diesem Zusammenhang sei bemerkt, daß eine Antwortverzögerung zwischen einem Zeitpunkt, zu dem der durch die Induktivität 31 fließende Strom auf Null abgefallen ist, bis zu einem Zeitpunkt, zu dem der MOSFET 32 tatsächlich durchgeschaltet wird, in der Schaltung unvermeidlich ist. Die Arbeitsweise der in FIG. 5 dargestellten Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik wird unter Berücksichtigung dieser Verzögerung detailliert unter Bezugnahme auf FIG. 6 erklärt, in der die pulsierende Gleichspannung vom Gleichrichter 22, der durch die Induktivität 31 fließende Strom, die am Kondensator 47 auftretende Spannung sowie ein Gate-Signal am MOSFET 32 dargestellt sind. Der MOSFET 32 wird zum Zeitpunkt t1 durchgeschaltet, und der Strom beginnt nach der Antwortverzögerung nach einem Zeitpunkt, zu dem der durch die Induktivität 31 fließende Strom auf Null abgesunken ist, durch die Induktivität 31 zu fließen, was durch den Strommeßfühler 42 erfaßt wird. Gleichzeitig sperrt der Flipflop 41 den Transistor 48, und das Aufladen des Kondensators 47 durch den Stromspiegel beginnt. Zum Zeitpunkt t&sub2;, zu dem der Kondensator 47 auf die Schwellenspannung VTH des Komparators 50 aufgeladen ist, reagiert der Flipflop 41 mit dem Durchschalten des MOSFETs 32 und dem gleichzeitigen Durchschalten des Transistors 48 auf das an seinen Rücksetzeingang R durch den Vergleicher 50 angelegte auf hohem Pegel liegende Signal, wodurch ermöglicht wird, daß der Strom von der Induktivität 31 zum Glättungskondensator 34 zu fließen beginnt und dieser aufgeladen wird, während der Kondensator 47 durch den nun leitend gemachten Transistor 48 aufgeladen wird. Das Aufladen des Glättungskondensators 34 dauert an, bis der MOSFET 32 mit der Verzögerung von einem Zeitpunkt an, zu dem der durch die Induktivität 31 fließende Strom auf Null abgesunken ist, erneut durchgeschaltet wird. Auf diese Weise kann diese Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik den MOSFET 32 abhängig von einem Zeitpunkt, zu dem der durch die Induktivität 31 fließende Strom auf Null abgefallen ist, durchschalten und daher die Totzeit verringern, in der der durch die Induktivität fließende Strom oszilliert.
Dennoch tritt bei dieser Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik in der Hinsicht eine Schwierigkeit auf, daß die Kurvenform des Eingangsstroms während einer in FIG. 7C dargestellten Zeitspanne Tx, die einem Bereich entspricht, in dem sich die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters 22 auf niedrigem Pegel befindet, verzerrt ist oder nicht gut mit der Eingangsspannung übereinstimmt. Da der durch die Induktivität fließende Strom infolge des in der Zerhackerschaltung notwendigerweise gebildeten Resonanzkreises und der Anwortverzögerung zwischen dem Zeitpunkt, zu dem der Strom auf Null absinkt und dem Zeitpunkt, zu dem der MOSFET 32 tatsächlich durchgeschaltet wird, negativ wird, fließt der Strom aus der Induktivität 31 zunächst in negativer Richtung. In diesem Zusammenhang sei bemerkt, daß der Gradient des durch die Induktivität fließenden Stroms in der Zeit, in der die Energie vom Gleichrichter zur Induktivität geliefert wird, durch VIN/L gegeben ist (wobei VIN die vom Gleichrichter 22 an den Zerhacker CH angelegte Eingangsspannung ist und L den Wert der Induktivität bezeichnet), und der in der Zeit, in der die Energie von der Induktivität freigegeben wird, durch die Induktivität 31 fließende Strom durch (VOUT - VIN)/L gegeben ist (wobei VOUT eine Ausgangsspannung des Zerhackers ist). Aus den genannten Beziehungen erkennt man, daß der Versorgungsstrom mit einem hohen Gradienten anwächst und der abgegebene Strom mit einem geringeren Gradienten abfällt, wenn sich die pulsierende Gleichspannung vom Gleichrichter 22 um einen hohen Pegel bewegt (FIG. 7A), und daß der Versorgungsstrom mit einem niedrigen Gradienten anwächst und der abgegebene Strom mit einem hohen Gradienten abfällt, wenn sich die pulsierende Gleichspannung um einen niedrigen Pegel bewegt (FIG. 7B), da VOUT im wesentlichen auf einem konstanten Pegel gehalten wird. Dies bedeutet, daß der abgegebene Strom innerhalb der gleichen Antwortverzögerung ts, nachdem der durch die Induktivität fließende Strom auf Null abgesunken ist, in höherem Maße in negativer Richtung fließt (FIG. 7B) und beim auf niedrigerem Pegel liegenden Ausgangssignal des Gleichrichters (FIG. 7B) langsamer anwächst als beim auf höherem Pegel liegenden Ausgangssignal des Gleichrichters (FIG. 7A). Demzufolge wird der Wert J&sub1; des unmittelbar nach dem Durchschalten des MOSFETs 32 in negativer Richtung stetig fließenden Stroms während der festen EIN-Zeitspanne T&sub1; des MOSFETs 32 größer als der Wert J&sub2; des in positiver Richtung fließenden Stroms, dessen Zeitdauer in den Figuren mit T&sub2; bezeichnet ist, wenn der Ausgang des Gleichrichters auf niedrigem Pegel liegt, wie in FIG. 7B dargestellt ist. Anders ausgedrückt verringert sich die effektive Zeitdauer T&sub2;, in der der positive Strom durch die Induktivität fließt und dort Energie speichert, weshalb die Beziehung J&sub1; < J&sub2; nicht erfüllt ist. Während der Zeitspanne Tx, in der J&sub1; ≥ J&sub2; ist, stimmt die Kurve des Eingangsstroms nicht gut mit der Eingangsspannung überein, wodurch unerwünschte Oberschwingungen erzeugt werden und ein verringerter Leistungsfaktor auftritt.
In dieser Hinsicht wurde weiterhin herausgefunden, daß diese Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik die unerwünschten Oberschwingungen insbesondere im Bereich des auf niedrigem Pegel liegenden und zum Zerhacker übertragenen Ausgangssignals des Gleichrichters nicht unterdrücken kann und daher den Leistungsfaktor nicht verbessern kann.

OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Angesichts der vorausgehend beschriebenen Schwierigkeiten wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine Leistungsversorgung geschaffen, die ausgehend von einer Wechselspannungsquelle bei einem verbesserten Leistungsfaktor eine Gleichspannung liefert. Diese Aufgabe wird durch die in Anspruch 1 ausgeführte Leistungsversorgung gelöst. Die Leistungsversorgung gemäß einer Verwirklichung der vorliegenden Erfindung enthält einen Vollwellen-Gleichrichter, der ausgehend von einer Wechselstrom-Leistungsquelle eine gleichgerichtete pulsierende Gleichspannung liefert, sowie einen Zerhacker mit einer Induktivität und einem Schaltelement, die in Reihe geschaltet sind und den Gleichrichter überbrücken. Das Schaltelement wird zum Ein- und Ausschalten angesteuert, um eine periodisch unterbrochene Spannung zu liefern, die über eine Sperrdiode an einen Glättungskondensator angelegt wird, um eine geglättete Gleichspannung zum Betreiben einer Last zu erzeugen. Die Induktivität speichert die Energie aus dem Gleichrichter aufgrund eines Einschaltens des Schaltelements und gibt diese aufgrund eines Ausschaltens des Schaltelements wieder frei, während ein Strom in positiver Richtung durch die Induktivität fließt. Die Induktivität wirkt mit einer in dem Zerhacker von vornherein vorhandenen Störkapazität unter Bildung eines Schwingkreises zusammen, der einen Stromfluß durch die Induktivität in negativer Richtung zuläßt. Eine Stromerfassungseinrichtung ist zum Erfassen des durch die Induktivität fließenden Stromes vorgesehen und erzeugt ein Startsignal, wenn der Strom unter einen gewissen Wert absinkt. Die Leistungsversorgung ist mit einer Steuereinrichtung ausgestattet, die auf das Startsignal anspricht, um das Schaltelement zu einem Zeitpunkt einzuschalten, zu dem der genannte Strom in negativer Richtung fließt, und das Schaltelement dann nach einer vorbestimmten EIN-Zeitspanne wieder auszuschalten, um den Strom aus der Induktivität freizugeben, wodurch der Stromfluß während der EIN-Zeitspanne zunächst in negativer und dann in positiver Richtung bewirkt wird. Die Leistungsversorgung ist dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung aufweist, die bewirkt, daß der Betrag des unmittelbar nach dem Einschalten des Schaltelements in negativer Richtung stetig durch die Induktivität fließenden Stroms in jeder EIN-Zeitspanne des Schaltelements stets kleiner ist als der Wert des unmittelbar danach in positiver Richtung stetig durch die Induktivität fließenden Stroms. Mit der Einführung der Eingangsstrom- Wellenformungseinrichtung ist es möglich, daß der Strom selbst dann, wenn die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters sich im Bereich eines niedrigen Pegels befindet, in stärkerem Maße in positiver Richtung durch die Induktivität fließt als in negativer Richtung, wodurch unerwünschte Oberschwingungen im Eingangsstrom von der Wechselspannungsquelle minimiert werden. Die Kurvenform des Eingangsstroms kann daher gut an die Kurvenform der Eingangsspannung angepaßt werden, um den Leistungsfaktor der Leistungsversorgung zu verbessern, was daher eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung ist.
In den bevorzugten Ausführungsformen wirkt die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung mit der Steuereinrichtung so zusammen, daß das Schaltelement so betrieben wird, daß die EIN-Zeitspanne vergrößert wird, wenn sich die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters verringert. Dementsprechend kann der Strom von der Induktivität durch Verlängern der EIN- Zeitspanne des Schaltelements zum Ausgleich für den verringerten Strom in positiver Richtung, der auftritt, wenn sich die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters verringert, in erhöhtem Maße in positiver Richtung fließen, was daher eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist.
In weiteren bevorzugten Ausführungsformen ist die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung so aufgebaut, daß sie mindestens eine weitere Induktivität aufweist, die mit der ersten Induktivität in Reihe geschaltet ist, sowie einen Überbrückungsschalter, der die zusätzliche Induktivität überbrückt, und einen Spannungsüberwacher, der an den Vollwellen- Gleichrichter angeschlossen ist, um eine die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters angebende Überwachungsspannung zu liefern. Ein Vergleicher ist zum Vergleich der Überwachungsspannung mit einer vorbestimmten Bezugsspannung vorgesehen, um ein Nebenschlußsignal zu erzeugen, wenn die Überwachungsspannung auf die Bezugsspannung absinkt. Das Nebenschlußsignal bewirkt ein Schließen des Überbrückungsschalters, so daß die zusätzliche Induktivität überbrückt wird und sie von der ersten Induktivität getrennt wird, wodurch sich der Induktivitätswert des Zerhackers verringert und sich der während der EIN-Zeitspanne des Schaltelements in positiver Richtung durch die erste Induktivität fließende Strom erhöht. Auf diese Weise wird dafür gesorgt, daß der Strom mit einem vergrößerten Gradienten in positiver Richtung fließt, wenn die pulsierende Gleichspannung absinkt, wodurch der Strom im Ausgleich für die Verringerung des Stroms, die auftritt, wenn sich die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters im Bereich eines niedrigen Pegels befindet, in verstärktem Maße in positiver Richtung fließt, was daher eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist.
Statt dessen kann die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung so aufgebaut sein, daß sie mindestens eine zusätzliche Induktivität aufweist, die in Reihe mit der ersten Induktivität geschaltet ist, sowie ein zusätzliches Schaltelement, das in Reihe mit der zusätzlichen Induktivität parallel zum ersten Schaltelement über den Vollwellen-Gleichrichter geschaltet ist, und einen Spannungsüberwacher, der an den Vollwellen- Gleichrichter zur Lieferung einer die pulsierende Gleichspannung angebenden Überwachungsspannung angeschlossen ist. Ein Wähler ist vorgesehen, der so angeschlossen ist, daß er wahlweise entweder das erste oder das zweite Schaltelement frei gibt. Eine Wählsteuerung ist so angeschlossen, daß sie den Wähler betätigt, um in Abhängigkeit vom Pegel der Überwachungsspannung wahlweise entweder das erste oder das zweite Schaltelement freizugeben, so daß entweder die erste oder die zusätzliche Induktivität zur Energiespeicherung vorgesehen ist, um den Induktivitätswert des Zerhackers zu verringern und somit den durch die Induktivität fließenden Strom zu erhöhen, wenn sich die Überwachungsspannung verringert. Dementsprechend ist es auch möglich, den Strom mit einem erhöhten Gradienten in positiver Richtung fließen zu lassen, wenn die pulsierende Gleichspannung sinkt, um dadurch den Wert des in positiver Richtung fließenden Stroms zum Ausgleich für die andernfalls im Bereich des niedrigen Pegels der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters auftretende Verringerung des Stroms zu erhöhen, was daher eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist.
In weiteren Ausführungsformen ist die Eingangsstrom Wellenformungseinrichtung so aufgebaut, daß sie einen Spannungsüberwacher enthält, der unter Lieferung einer die pulsierende Gleichspannung angebenden Überwachungsspannung an den Gleichrichter angeschlossen ist, sowie eine Einstelleinrichtung, die den Wert der Induktivität so ändert, daß sich der während der EIN-Zeitspanne des Schaltelements in positiver Richtung fließende Strom erhöht, wenn die Überwachungsspannung abnimmt. Hierzu ist eine Sekundärwicklung magnetisch mit der Induktivität vom sättigbaren Typ gekoppelt und wird so gesteuert, daß sie abhängig von der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters einen veränderlichen Strom abgibt, wodurch der Wert der Induktivität geändert wird, um den in positiver Richtung fließenden Strom zu erhöhen, wenn die pulsierende Gleichspannung abnimmt, was daher eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist.
In weiteren Ausführungsformen ist die Eingangsstrom- Wellenformungseinrichtung so aufgebaut, daß sie einen Stromüberwacher enthält, der eine den durch die Induktivität fließenden Strom angebende Überwachungsspannung liefert, sowie einen Spannungsüberwacher, der eine veränderliche Bezugsspan nung liefert, die die pulsierende Gleichspannung des Vollwellen-Gleichrichters angibt, und zunimmt, wenn die pulsierende Gleichspannung abnimmt. Ein Vergleicher ist dafür vorgesehen, die Überwachungsspannung mit der veränderlichen Bezugsspannung zu vergleichen, um das Startsignal abzugeben, wenn die Überwachungsspannung auf die Bezugsspannung abfällt. Der Vergleicher ist mit der Steuereinrichtung verbunden, wobei die Steuerung auf das Startsignal anspricht, um das Schaltelement bei abnehmender pulsierender Gleichspannung früher einzuschalten, so daß das Schaltelement, unabhängig von dem veränderlichen Pegel der pulsierenden Gleichspannung, zu einem Zeitpunkt eingeschaltet wird, der unmittelbar nach dem Absinken des durch die Induktivität fließenden Stroms auf Null liegt. Es ist daher möglich, den Wert des zu Beginn der EIN-Zeitspanne, wenn sich die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters im Bereich eines niedrigen Pegels befindet, in negativer Richtung durch die Induktivität fließenden Stroms zu minimieren, wodurch sichergestellt wird, daß der Strom während der EIN- Zeitspanne des Schaltelements in höherem Maße in positiver Richtung als in negativer Richtung fließt, was daher eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist.
In weiteren bevorzugten Ausführungsformen ist die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung so aufgebaut, daß sie einen Stromüberwacher enthält, der eine den durch die Induktivität fließenden Strom angebende Überwachungsspannung liefert, sowie einen Spannungsüberwacher, der eine veränderliche erste Spannung liefert, die die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters angibt, und die abnimmt, wenn die pulsierende Gleichspannung zunimmt. Ein Vergleicher ist dafür vorgesehen, die Überwachungsspannung mit einem vorbestimmten Pegel zu vergleichen, um das Startsignal abzugeben, wenn der durch die Induktivität fließende Strom im wesentlichen auf den Null- Pegel abnimmt. Weiterhin ist ein Zeitgeber vorgesehen, der das Startsignal vom Vergleicher empfängt und es mit einer Verzögerung an die Steuereinrichtung weitergibt, deren Wert bei Zunahme der ersten Spannung abnimmt, so daß die Steuereinrichtung bei Abnahme der pulsierenden Gleichspannung mit einem früheren Einschalten des Schaltelements reagiert. Mit dieser Anordnung ist es weiterhin möglich, den Wert des zu Beginn der EIN-Zeitspanne, wenn sich die pulsierende Gleichspannung vom Gleichrichter im Bereich des niedrigen Pegels befindet, in negativer Richtung durch die Induktivität fließenden Stroms zu minimieren, wodurch sichergestellt wird, daß der Strom während der EIN-Zeitspanne des Schaltelements in höherem Maße in positiver Richtung fließt als in negativer Richtung, was daher eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist. Der Stromüberwacher kann einen Stromfühlwiderstand enthalten, der mit der Induktivität in Reihe geschaltet ist, und kann statt dessen eine Sekundärwicklung sein, die magnetisch mit der Induktivität gekoppelt ist, so daß eine dem durch die Induktivität fließenden Strom entsprechende Spannung induziert wird.
Diese und weitere Aufgaben und vorteilhafte Merkmale der vorliegenden Erfindung werden beim Lesen der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen deutlich, die zusammen mit der beigefügten Zeichnung gelesen werden sollte.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

FIG. 1 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik;
die FIGUREN 2A und 2B sind Kurvenformendiagramme, in denen die Arbeitsweise der in FIG. 1 dargestellten Leistungsversorgung gezeigt ist;
in den FIGUREN 3A und 3B sind Kurvenformen einer Eingangsspannung und eines Eingangsstroms dargestellt, die jeweils von einer Wechselspannung zu einem Vollwellen-Gleichrichter der in FIG. 1 dargestellten Leistungsversorgung übertragen werden;
die FIGUREN 4A und 4B sind Kurvenformendiagramme, in denen ein bei einer Abänderung der in FIG. 1 dargestellten Leistungsversorgung erwartete Schwierigkeit erläutert wird;
FIG. 5 ist ein Schaltungsdiagramm einer weiteren Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik;
FIG. 6 ist ein Kurvenformendiagramm, in dem die Arbeitsweise der Leistungsversorgung aus FIG. 5 dargestellt ist; in den FIGUREN 7A bzw. 7B sind vergrößerte Kurvenformen eines durch eine Induktivität der Leistungsversorgung aus FIG. 5 fließenden Stroms dargestellt, wobei eine pulsierende Gleichspannung eines Vollwellen-Gleichrichters auf hohem bzw. nied rigem Pegel liegt;
in FIG. 7C ist eine Kurvenform eines von einer Wechselspannungsquelle zum Gleichrichter in der Schaltung aus FIG. 5 übertragenen Eingangsstroms dargestellt;
FIG. 8 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
FIG. 9 ist ein Kurvenformendiagramm, in dem die Arbeitsweise der Leistungsversorgung aus FIG. 8 dargestellt ist,
in FIG. 10 ist eine vergrößerte Kurvenform eines bei einer auf niedrigem Pegel liegenden pulsierenden Gleichspannung der Wechselspannungsquelle durch eine Induktivität der Leistungsversorgung aus FIG. 8 fließenden Stroms dargestellt;
FIG. 11 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
FIG. 12 ist ein Kurvenformendiagramm, in dem die Arbeitsweise der Leistungsversorgung aus FIG. 11 dargestellt ist;
FIG. 13 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
FIG. 14 ist ein Kurvenformendiagramm, in dem die Arbeitsweise der Leistungsversorgung aus FIG. 13 dargestellt ist;
FIG. 15 ist ein Schaltungsdiagramm einer Abänderung der dritten Ausführungsform;
FIG. 16 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
FIG. 17 ist ein Kurvenformendiagramm, in dem die Arbeitsweise der Leistungsversorgung aus FIG. 16 dargestellt ist;
FIG. 18 ist ein Schaltungsdiagramm einer Abänderung der vierten Ausführungsform;
FIG. 19 ist ein Schaltungsdiagramm gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
FIG. 20 ist ein Kurvenformendiagramm, in dem die Arbeitsweise der Leistungsversorgung aus FIG. 19 dargestellt ist;
in FIG. 21 ist eine vergrößerte Kurvenform eines bei einer auf niedrigem Pegel liegenden pulsierenden Gleichspannung der Wechselspannungsquelle durch eine Induktivität der Leistungsversorgung aus FIG. 19 fließenden Stroms;
FIG. 22 ist ein Schaltungsdiagramm einer Abänderung der fünften Ausführungsform;
FIG. 23 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
FIG. 24 ist ein Schaltungsdiagramm einer Abänderung der sechsten Ausführungsform;
FIG. 25 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
FIG. 26 ist eine graphische Darstellung, in der der Wert einer Induktivität im Verhältnis zu einem Strom dargestellt ist, der durch eine mit der Induktivität in der Schaltung aus FIG. 25 gekoppelte Sekundärwicklung fließt;
FIG. 27 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; in den FIG. 28A und 28B sind Kurvenformen einer Emitterspannung und eines Basisstroms für einen in der Schaltung aus FIG. 27 verwendeten Transistor 101 dargestellt;
FIG. 29 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
in den FIG. 30A und 30B sind Kurvenformen einer pulsierenden Gleichspannung eines Gleichrichters bzw. einer veränderlichen Schwellenspannung zur Bestimmung eines Zeitpunkts, zu dem ein Schaltelement in der Schaltung aus FIG. 29 durchgeschaltet wird, dargestellt;
in den FIG. 31A und 31B sind vergrößerte Kurvenformen eines durch eine Induktivität der Leistungsversorgung aus FIG. 29 fließenden Stroms dargestellt, wenn die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters auf hohem bzw. niedrigem Pegel liegt;
FIG. 32 ist ein Schaltungsdiagramm einer Leistungsversorgung gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
FIG. 33 ist eine graphische Darstellung, in der eine veränderliche Zeitspanne zwischen einem Zeitpunkt, zu dem ein durch eine Induktivität fließender Strom auf Null absinkt, und einem Zeitpunkt, zu dem das Schaltelement tatsächlich eingeschaltet wird, in bezug auf die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters für die Schaltung aus FIG. 32 dargestellt ist;
in den FIG. 34A bzw. 348 sind vergrößerte Kurvenformen eines durch die Induktivität der Leistungsversorgung aus FIG. 32 fließenden Stroms dargestellt, wenn die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters auf hohem bzw. niedrigem Pegel liegt; und
FIG. 35 ist ein Schaltungsdiagramm einer Abänderung der zehnten Ausführungsform

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Erste Ausführungsform < FIGUREN 8 bis 10>

In FIG. 8 ist eine Leistungsversorgung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die Leistungsversorgung enthält einen Vollwellen-Gleichrichter 22 in Form einer Diodenbrücke zum Bereitstellen einer pulsierenden Gleichspannung von einer Wechselspannungsquelle 21 in der Art eines Wechselstromnetzes sowie einen Zerhacker 30, der eine herauftransformierte Gleichspannung aus der pulsierenden Gleichspannung erzeugt. Der Zerhacker 30 enthält eine Induktivität 31, einen MOSFET 32 sowie einen Glättungskondensator 34. Der MOSFET 32 ist den Gleichrichter 22 überbrückend mit der Induktivität 31 in Reihe geschaltet und wird durch eine Steuereinrichtung 40 so angesteuert, daß er abwechselnd durchschaltet und sperrt, um eine periodisch unterbrochene Spannung zu liefern, die über eine den Glättungskondensator 34 überbrückende Sperrdiode 33 angelegt wird, um einer Last 23 eine sich ergebende geglättete Gleichspannung zu liefern. Ein Kondensator 38 mit einer relativ geringen Kapazität überbrückt den Gleichrichter 22. Die Last 23 kann einen Inverter umfassen, der ausgehend von der Ausgangsgleichspannung der Leistungsversorgung eine hochfrequente Wechselspannung zum Betreiben einer Entladungslampe, wie beispielsweise einer Leuchtstofflampe, liefert.
Die Steuereinrichtung 40 ist im wesentlichen zu der aus der vorausgehend in bezug auf FIG. 5 erklärten Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik identisch, abgesehen davon, daß sie weiterhin einen Stromkompensator enthält, der einen zusätzlichen Strom Ib erzeugt, der im Verhältnis zur pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22 schwankt. Der Stromkondensator weist einen Widerstand 61 und eine Diode 62 auf, die in Reihe zum Zeitgeberkondensator 47 geschaltet sind, um den zusätzlichen Strom Ib zusätzlich zum von der Gleichstromversorgung 45 durch den aus den Transistoren 43 und 44 und dem Widerstand 46 bestehenden Stromspiegel gelieferten Strom Ia bereitzustellen. Wenn daher die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters 22 sinkt, verringert sich der zusätzliche Strom Ib, wodurch sich die Zeitdauer erhöht, in der der Zeitgeberkondensator 47 bis zur Schwellenspannung VTH aufgeladen wird, und sich daher die EIN-Zeitspanne des MOSFETs 32 erhöht, wie in FIG. 9 dargestellt ist. Wie in FIG. 10 dargestellt ist, wird hierdurch die EIN-Zeitspanne T&sub1; des MOSFETs 32 so verlängert, wenn die pulsierende Spannung auf dem niedrigen Pegel liegt, daß sie statt zum Zeitpunkt t&sub2;', zu dem der MOSFET 32 ansonsten bei Abwesenheit des Stromkondensators ausgeschaltet würde, zum Zeitpunkt t&sub2; endet, wodurch die effektive Zeitdauer T&sub2; erhöht wird, in der der Strom in positiver Richtung durch die Induktivität 31 fließt. Wie in den Figuren dargestellt ist, beginnt die EIN-Zeitspanne T&sub1; zum Zeitpunkt t&sub1; mit der Antwortverzögerung ts von einem Zeitpunkt an, zu dem der durch die Induktivität 31 fließende Strom auf Null abgefallen ist, und der MOSFET 32 wird durchgeschaltet, wenn der Strom infolge der Oszillation aus dem vorausgehend bezüglich der Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik erklärten Grund in negativer Richtung fließt. Selbst wenn die pulsierende Gleichspannung auf einen so niedrigen Pegel abfällt, daß der Wert J&sub1; des in negativer Richtung stetig durch die Induktivität 31 fließenden Stroms größer wäre als der Wert J&sub2; des in positiver Richtung stetig fließenden Stroms, so daß die Kurve des Eingangsstroms verzerrt wird und der Leistungsfaktor verringert wird, kann der Stromkompensator den Wert J&sub2;' des in positiver Richtung fließenden Stroms hinzufügen, so daß die Beziehung J&sub1; < J&sub2; + J&sub2;' gilt und die Kurvenform des Eingangsstroms der Kurvenform der Eingangsspannung entspricht und sich ein verbesserter Leistungsfaktor ergibt. Die anderen Merkmale der vorliegenden Ausführungsform sind zu denen der in bezug auf FIG. 5 erörterten Leistungsversorgung aus dem Stand der Technik identisch. Dies soll daher an dieser Stelle nicht noch einmal erklärt werden. Es sei jedoch erwähnt, daß die dem Vergleicher 50 zugeführte Schwellenspannung VTH durch eine Rückkopplungsregelung zum Bereitstellen einer festen Spannung am Glättungskondensator 34 im wesentlichen auf einem konstanten Pegel gehalten wird.

Zweite Ausführungsform < Figuren 11 und 12>

In FIG. 11 ist eine Leistungsversorgung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die abgesehen davon der ersten Ausführungsform ähnelt, daß eine Steuereinrichtung 40A so ausgelegt ist, daß sie eine Schwellenspannung VTH des Vergleichers 50A, abhängig von der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22A, ändert, um die EIN-Zeitspanne des MOSFETs 32A zu verlängern, wenn die pulsierende Gleichspannung, wie in der ersten Ausführungsform, abnimmt. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet, die mit einem angehängten Buchstaben "A" versehen sind. Die Steuereinrichtung 40A enthält einen Stromkondensator in Form eines aus einem Widerstand 64 und Transistoren 65 und 66 zusammengesetzten Stromspiegel, der einen Strom Ic abgibt, dessen kurvenform mit der der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22A übereinstimmt. Der Kollektor des Transistors 66 ist an den inventierenden Eingang des Vergleichers 50A angeschlossen, an den weiterhin die feste Spannung Vf des Differenzverstärkers 51A angelegt ist, so daß der Vergleicher 50A eine Schwellenspannung VTH aufweist, die nach der Beziehung VTH = Vf - Ic x R (Widerstand 64) abnimmt, wenn die pulsierende Gleichspannung wächst, wie in FIG. 12 dargestellt ist. Der Zeitgeberkondensator 47A wird durch die feste Gleichstromversorgung 45A mit einer festen Geschwindigkeit über den aus einem Widerstand 46A und Transistoren 43A und 44A bestehenden Stromspiegel geladen. Der Vergleicher 50A überträgt daher das auf hohem Pegel liegende Ausgangssignal zu einem Zeitpunkt, der auf das Absinken der pulsierenden Gleichspannung folgt, zum Rücksetzeingang R eines Flipflops 41A. Auf diese Weise ist die EIN-Zeitspanne T&sub1; des MOSFETs 32A zeitgleich zum Absinken der pulsierenden Gleichspannung, um den Wert J&sub2;' des in positiver Richtung fließenden Stroms hinzuzufügen, so daß die vorausgehend erwähnte Beziehung J&sub1; < J&sub2; + J&sub2;' selbst in dem Bereich gültig ist, in dem die pulsierende Gleichspannung auf niedrigem Pegel liegt, wie in FIG. 10 dargestellt ist.

Dritte Ausführungsform < FIGUREN 13 und 14>

In FIG. 13 ist eine Leistungsquelle gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die abgesehen davon der ersten Ausführungsform ähnelt, daß eine Steuereinrichtung 40B so ausgelegt ist, daß der durch den aus den Transistoren 43B und 44B und einem Widerstand 46B bestehende Stromspiegel entsprechend der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22B zum Verlängern der EIN-Zeitspanne eines MOSFETs 32B geändert wird, wenn die pulsierende Gleichspannung niedrig ist. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen versehen, jedoch mit einem zur Erleichterung des Bezugs angehängten Buchstaben "B". Ein aus Widerständen 68 und 69 bestehender Spannungsteiler überbrückt den Gleichrichter 22B, um einer Spannungserfassungseinrichtung 70 mit einer internen Bezugsspannung eine Teilspannung zu liefern. Wenn gemessen wurde, daß die Teilspannung die Bezugsspannung überschreitet, erzeugt die Erfassungseinrichtung 70 eine Vorspannung, um einen bipolaren Transistor 71 durchzuschalten. Der Transistor 71 ist so in Reihe mit einem Widerstand 72 geschaltet, daß sie den Widerstand 46B überbrücken, der einen Strom von der festen Gleichstromversorgung 45B zum Laden des Kondensators 47B liefert. Wenn der Transistor 71 durchgeschaltet wird, um den Widerstand 72 parallel zum Widerstand 46B zu schalten, bewirkt die Parallelkombination der Widerstände 71 und 46B daher das Verringern des Widerstandswerts des Stromspiegels, wodurch der zum Kondensator 47B fließende Strom erhöht wird. Der Kondensator 47B wird hierdurch innerhalb einer kurzen Zeitspanne bis zur Schwellenspannung VTH des Vergleichers 50B aufgeladen, wenn die Erfassungseinrichtung 70 erkennt, daß die pulsierende Gleichspannung auf einen kritischen Pegel wächst, wie in FIG. 14 dargestellt ist. Der Kondensator 47B wird mit anderen Worten über eine längere Zeitspanne bis zur Schwellenspannung VTH aufgeladen, um die EIN- Zeitspanne des MOSFETs 32B zu verlängern, wenn die pulsierende Gleichspannung niedriger ist als der kritische Pegel. Der kritische Pegel ist so gewählt, daß die EIN-Zeitspanne verlängert wird, um den Wert J&sub2;' des in positiver Richtung fließenden Stroms zum Erfüllen der vorausgehend erklärten Beziehung J&sub1; < J&sub2; + J&sub2;' in einem Bereich Tx, in dem wegen der verringerten pulsierenden Gleichspannung J&sub1; ≥ J&sub2; gilt, hinzuzufügen. Daher gilt während der gesamten Periode der pulsierenden Gleichspannung J&sub1; < J&sub2; + J&sub2;' oder J&sub1; < J&sub2;.
In FIG. 15 ist eine Abänderung der dritten Ausführungsform dargestellt, die abgesehen davon zur dritten Ausführungsform identisch ist, daß die Spannungserfassungseinrichtung 70C mehrere Bezugsspannungen zum schrittweisen Ändern der Ladezeit eines Kondensators 47C oder der EIN-Zeitspanne eines MOSFETs 32C entsprechend dem sich ändernden Pegel der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22C aufweist. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet, die mit einem angefügten Buchstaben "C" versehen sind. Mehrere in Reihe geschaltete Kombinationen von Transistoren 71C&sub1; bis 71Cn und Widerständen 72C&sub1; bis 72Cn sind parallel zu einem Widerstand 46C geschaltet, während die Basen der Transistoren 71C&sub1; bis 71Cn jeweils mit der Erfassungseinrichtung 70C verbunden sind. Ein gleicher aus Widerständen 68C und 69C bestehender Spannungsteiler überbrückt den Gleichrichter 22C, um der Erfassungseinrichtung 70C eine Teilspannung der pulsierenden Gleichspannung zu liefern. Die Erfassungseinrichtung 70C schaltet die Transistoren 71C&sub1; bis 71Cn der Reihe nach summierend durch, wenn die Teilspannung von der niedrigsten zur höchstens Bezugsspannung anwächst, um die zueinander parallel geschalteten Widerstände 72C&sub1; bis 72Cn zum Widerstand 46C hinzuzufügen, um den durch den Stromspiegel fließenden Strom zu erhöhen, wenn die pulsierende Gleichspannung wächst. Die Ladegeschwindigkeit des Kondensators 47C sinkt daher, um die EIN- Zeitspanne des MOSFETs 32C schrittweise zu verlängern, wenn die pulsierende Gleichspannung sinkt, um ein genaueres Steuern zum Erfüllen der obengenannten Beziehung J&sub1; < J&sub2; + J&sub2;' für einen vergrößerten Bereich der pulsierenden Gleichspannung zu bewirken.

Vierte Ausführungsform < FIGUREN 16 und 17>

In FIG. 16 ist eine Leistungsversorgung gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die abgesehen davon der ersten Ausführungsform ähnelt, daß eine Steuereinrichtung 40D so ausgelegt ist, daß die Schwellenspannung VTH des Vergleichers 50D entsprechend der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22D geändert wird, während ein Kondensator 47D mit konstanter Geschwindigkeit über einen aus Transistoren 43D und 44D und einem Widerstand 46D bestehenden Stromspiegel durch die Gleichstromversorgung 45D geladen wird. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet, die mit einem angehängten "D" versehen sind. Hierzu enthält die Steuereinrichtung 40D einen aus einen Gleichrichter 22D überbrückenden Widerständen 68D und 69D bestehenden Spannungsteiler, um eine die pulsierende Gleichspannung vom Gleichrichter 22D anzeigende Teilspannung zu liefern. Die Teilspannung wird einer Spannungserfassungseinrichtung 70D zugeführt, die die Teilspannung mit einer internen Bezugsspannung vergleicht, um ein Vorspannungssignal an einen bipolaren Transistor 73 anzulegen, wenn die Teilspannung die Bezugsspannung überschreitet oder die pulsierende Gleichspannung eine kritische Spannung überschreitet. Der Transistor 73 ist einen Widerstand 37D überbrückend in Reihe mit einem Widerstand 74 geschaltet, so daß der Widerstand 74 parallel mit dem Widerstand 37D geschaltet wird, wenn der Transistor 73 durchgeschaltet wird, um die an den invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 51D angelegte Spannung am Punkt A in FIG. 16 zu verringern, was wiederum das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 51D, also die an den Vergleicher 50D angelegte Schwellenspannung VTH, erhöht. Wenn die pulsierende Spannung mit anderen Worten den kritischen Pegel unterschreitet, hält die Erfassungseinrichtung 70D den Transistor 73 im durchgeschalteten Zustand, wodurch die Schwellenspannung VTH auf einem höheren Pegel gehalten wird, was zu einer verlängerten EIN-Zeitspanne eines MOSFETs 320 führt, wie in FIG. 17 dargestellt ist. Auf diese Weise fügt die Steuereinrichtung 40D den Wert J&sub2;' hinzu, um dadurch die Gültigkeit der Beziehung J&sub1; < J&sub2; + J&sub2;' zum Verbessern des Leistungsfaktors selbst in dem Bereich Tx sicherzustellen, in dem die pulsierende Gleichspannung einen niedrigen Pegel annimmt und J&sub1; ≥ J&sub2; erwartet wird, was in der dritten Ausführungsform erreicht wird.
In FIG. 18 ist eine Abänderung der vierten Ausführungsform dargestellt, die abgesehen davon zur vierten Ausführungsform identisch ist, daß die Spannungserfassungseinrichtung 70E mehrere Bezugsspannungen aufweist, um die Ladezeit eines Kondensators 47E schrittweise zu ändern, oder die EIN-Zeitspanne eines MOSFETs 32E entsprechend dem veränderlichen Pegel der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22C durch Ändern der Schwellenspannung VTH des Vergleichers 50E zu ändern. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet, die mit einem angehängten Buchstaben "E" versehen sind. Mehrere in Reihe geschaltete Kombinationen von Transistoren 73E&sub1; bis 73En und Widerständen 74E&sub1; bis 74En sind parallel zu einem Widerstand 37E geschaltet, während die Basen der Transistoren 74E&sub1; bis 74En jeweils mit der Erfassungseinrichtung 70E verbunden sind. Ein gleicher aus Widerständen 68E und 69E bestehender Spannungsteiler überbrückt den Gleichrichter 22E, um eine Teilspannung der pulsierenden Gleichspannung der Erfassungseinrichtung 70E zu liefern. Die Erfassungseinrichtung 70E schaltet die Transistoren 73E&sub1; bis 73En der Reihe nach summierend durch, wenn die Teilspannung von der niedrig sten zur höchstens Bezugsspannung anwächst, um die zueinander parallel geschalteten Widerstände 74E&sub1; bis 74En zum Widerstand 37E hinzuzufügen und die an den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 51E angelegte Spannung am Punkt A in FIG. 18 zu verringern, wenn die pulsierende Gleichspannung sinkt. Mit anderen Worten wird der Kondensator 47E während einer schrittweise wachsenden Zeitdauer bis zum Schwellenpegel VTH aufgeladen, um die EIN-Zeitspanne des MOSFETs 32E zu verlän gern, wenn die pulsierende Gleichspannung sinkt, um ein genaueres Steuern zum Erfüllen der obengenannten Beziehung J&sub1; < J&sub2; + J&sub2;' für einen vergrößerten Bereich der pulsierenden Gleichspannung zu bewirken.

Fünfte Ausführungsform < Figuren 19 bis 21>

In FIG. 19 ist eine Leistungsversorgung gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die abgesehen davon der ersten Ausführungsform ähnelt, daß ein Stromkondensator hinzugefügt wurde, um die Induktivität des Zerhackers so zu ändern, daß der in positiver Richtung durch die Induktivität fließende Strom anwächst, wenn die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters 22F im Bereich des niedrigen Pegels liegt. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet, die mit einem angehängten Buchstaben "F" versehen sind. In dieser Ausführungsform steuert der Flipflop 41F das Durchschalten und Sperren eines MOSFETs 32F mit einer konstanten EIN-Zeitspanne, wenn der Zeitgeberkondensator 47F während einer konstanten Zeitspanne durch eine feste Gleichstromversorgung 45F bis auf die im wesentlichen auf konstantem Pegel gehaltene Schwellenspannung VTH aufgeladen ist. Der Kompensator umfaßt eine zusätzliche Induktivität 81, die in Reihe mit der ersten Induktivität 31F geschaltet ist, einen an die zusätzliche Induktivität 81 angeschlossenen Überbrückungsschalter 82, einen aus den Gleichrichter 22F Überbrückenden Widerständen 68F und 69F bestehenden Spannungsteiler zum Liefern einer die pulsierende Gleichspannung angebenden Teilspannung und eine Erfassungseinrichtung 70F, die die Teilspannung mit einer Bezugsspannung von der Gleichstromversorgung 83 vergleicht, um ein Auslösesignal zu liefern, wenn die Teilspannung niedriger ist als die Bezugsspannung, was anzeigt, daß die pulsierende Gleichspannung niedriger ist als eine kritische Spannung. In Abwesenheit des Auslösesignals oder wenn die pulsierende Gleichspannung höher ist als der kritische Pegel, wird die zusätzliche Induktivität 81 in Reihe geschaltet mit der ersten Induktivität 31F gelassen, um den Strom 1 durch die Zerhackerschaltung zu leiten, dessen Gradient durch die folgende Beziehung dI/dt = VIN / (L&sub1; + L&sub2;) ausgedrückt wird, wenn die Energie in die Induktivität eingespeichert wird, und durch dI/dt = (VOUT - VIN) / (L&sub1; + L&sub2;), wenn die Energie von der Induktivität abgegeben wird, wobei VIN die Eingangsspannung des Zerhackers ist, VOUT eine Ausgangsspannung des Zerhackers ist, L&sub2; ein Wert der ersten Induktivität 31F ist und L&sub2; ein Wert der zusätzlichen Induktivität 81 ist. Wenn das Auslösesignal einerseits erzeugt wird, um den Treiber 84 zu betätigen und den Überbrückungsschalter 82 als Folge davon, daß die pulsierende Gleichspannung niedriger ist als der kritische Pegel innerhalb des in FIG. 20 dargestellten Bereichs Tx, zu schließen, wird die zusätzliche Induktivität 81 von der Schaltung getrennt, um die Induktivität zu verringern, wie aus der Beziehung dI/dt = VIN / L&sub1; folgt, wenn die Energie in die Induktivität eingespeichert wird, und aus dI/dt = Vout - VIN) / L&sub1;, wenn die Energie von dieser freigegeben wird. Hierdurch wird der durch die Induktivität 31F fließende Strom erhöht, wie in FIG. 21 dargestellt ist, um die Beziehung J&sub1; < J&sub2; selbst in dem Bereich Tx, in dem die pulsierende Gleichspannung auf niedrigem Pegel liegt, zu erfüllen, in dem andernfalls J&sub1; ≥ J&sub2; erwartet würde, wie in FIG. 21 durch gepunktete Linien angedeutet ist.
In FIG. 22 ist eine Abänderung der fünften Ausführungsform dargestellt, die abgesehen davon zur fünften Ausführungsform aus FIG. 21 identisch ist, daß mehrere zusätzliche Induktivitäten 81G&sub1; bis 81Gn in Reihe mit der ersten Induktivität 31G geschaltet sind, wobei eine entsprechende Anzahl von Überbrückungsschaltern 82G&sub1; bis 82Gn an die jeweiligen der zusätzlichen Induktivitäten 81G&sub1; bis 81Gn angeschlossen sind. Weiterhin ist eine entsprechende Anzahl von Erfassungseinrichtungen 70G&sub1; bis 70Gn vorgesehen, an deren nichtinvertierende Eingänge unterschiedliche Bezugsspannungen von jeweiligen Gleichstromversorgungen 83G&sub1; bis 83Gn angelegt sind. Ein aus Widerständen 68G und 69G bestehender gleicher Spannungsteiler liefert eine an allen invertierenden Eingängen der Erfassungseinrichtungen 70G&sub1; bis 70Gn anliegende Teilspannung, so daß die Erfassungseinrichtungen 70G&sub1; bis 70Gn die Überbrückungsschalter 82G&sub1; bis 82Gn nacheinander schließen, wenn die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters 22G sinkt, wodurch die Induktivität des Zerhackers schrittweise verringert wird, um den durch die Induktivität des Zerhackers fließenden Strom zu vergrößern. Hierdurch kann eine genauere Steuerung über einen weiten Bereich der Eingangsgleichspannung bewirkt werden, um die genannte Beziehung J&sub1; < J&sub2; für einen weiter verbesserten Leistungsfaktor zu erfüllen, wobei der Eingangsstrom der Wechselspannungsquelle 21C frei von Oberschwingungen ist.

Sechste Ausführungsform < FIG. 23>

In FIG. 23 ist eine Leistungsversorgung gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die der fünften Ausführungsform ähnelt, in der jedoch ein Stromkompensator eines anderen Aufbaus zum Ändern der Induktivität des Zerhackers, abhängig von der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22H offenbart ist. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet, die mit einem angehängten Buchstaben "H" versehen sind. In dieser Ausführungsform steuert der Flipflop 41H das Durchschalten und das Sperren eines MOSFETs 32H mit einer konstanten EIN-Zeitspanne, wenn der Zeitgeberkondensator 47H während einer konstanten Zeitspanne durch eine feste Gleichstromversorgung 45H bis auf die im wesentlichen auf konstantem Pegel gehaltene Schwellenspannung VTH aufgeladen ist. Der Vergleicher enthält ein den Gleichrichter 22H überbrückendes in Reihe geschaltetes Paar aus einer zusätzlichen Induktivität 81H und einem MOSFET 86, das parallel zum Paar aus der ersten Induktivität 31H und dem MOSFET 32H geschaltet ist, wobei der aus Widerständen 68H und 69H bestehende Spannungsteiler eine die pulsierende Gleichspannung anzeigende Teilspannung liefert, sowie eine Erfassungseinrichtung 70H, die die Teilspannung mit einer Bezugsspannung der Gleichspannungsversorgung 83H vergleicht und ein Auslösesignal erzeugt, wenn die Teilspannung auf die Bezugs spannung absinkt, was anzeigt, daß die pulsierende Gleichspannung niedriger wird als eine vorbestimmte Spannung. Der Ausgang Q des Flipflops 41H der Steuereinrichtung 40H ist über einen Wähler 87 an den Gateanschluß des ersten und des zweiten MOSFETs 32H bzw. 86H angeschlossen, um wahlweise einen der MOSFETs durchzuschalten bzw. zu sperren. Wenn kein Auslösesignal an den Wähler 87 angelegt ist, wird der zusätzliche MOSFET so durch das Flipflop 41H angesteuert, daß die erste Induktivität 31H und die zusätzliche Induktivität 81H so zusammenwirken, daß sie die Energie speichern und freigeben, während das Fließen eines Stroms eines entsprechenden Pegels veranlaßt wird. Wenn das Auslösesignal andererseits als Reaktion darauf, daß die pulsierende Gleichspannung niedriger wird als der kritische Pegel, erzeugt wird, wird nur der erste MOS- FET 31H freigegeben und aktiviert ausschließlich die erste Induktivität 31H, um die Energie zu speichern bzw. freizugeben und dadurch den durch die Induktivität 31H fließenden Strom zu erhöhen. Es ist daher auch in dieser Ausführungsform möglich, die genannte Beziehung J&sub1; < J&sub2; über den gesamten Bereich der pulsierenden Gleichspannung durch geeignetes Auswählen der Induktivitätswerte zu erfüllen.
In FIG. 24 ist eine Abänderung der sechsten Ausführungsform dargestellt, die abgesehen davon zur sechsten Ausführungsform identisch ist, daß mehrere in Reihe geschaltete Kombinationen zusätzlicher Induktivitäten 81J&sub1; bis 81Jn und MOS FETs 86J&sub1; bis 86Jn in die Schaltung aufgenommen sind, wobei jeder Satz parallel zur in Reihe geschalteten Kombination aus der ersten Induktivität 31J und dem MOSFET 32J an den Gleichrichter 22J angeschlossen ist. Ein Wähler 87J ist zwischen den Gateanschlüssen des ersten und des zusätzlichen MOSFETS und dem Ausgang Q des Flipflops 41J angeschlossen, um wahlweise einen der MOSFETs durch das Flipflop 41J gesteuert durchzuschalten oder zu sperren. Ein aus Widerständen 68J und 69J bestehender gleicher Spannungsteiler ist vorgesehen, um eine die pulsierende Gleichspannung des Gleichrichters 22J angebende Teilspannung zu erzeugen. Eine Erfassungseinrichtung 70J vergleicht die Teilspannung mit mehreren internen Bezugspegeln, um dem Pegel der Teilspannung entsprechende Auslösesignale zu liefern und einen der MOSFETs selektiv freizugeben, so daß die Anzahl der für das Speichern und das Freigeben der Energie verantwortlichen Induktivitäten abnimmt, wenn die pulsierende Gleichspannung abnimmt, wodurch der durch den Zerhacker fließende Strom schrittweise erhöht wird. Daher kann eine in der in FIG. 22 dargestellten Schaltung vorgenommene genauere Steuerung über einen weiten Bereich der Eingangsgleichspannung vorgenommen werden, um die genannte Beziehung J&sub1; < J&sub2; zum Erreichen eines weiter verbesserten Leistungsfaktors zu erfüllen, wobei der Eingangsstrom der Wechselspannungsversorgung 21C frei von Oberschwingungen ist.

Siebte Ausführungsform < FIG. 25>

In FIG. 25 ist eine Leistungsversorgung gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die abgesehen davon der ersten Ausführungsform ähnelt, daß ein Stromkompensator zum Ändern des Werts der Induktivität 31K oder des abhängig von der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22K durch diese fließenden Stroms vorgesehen ist. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet, die mit einem angehängten Buchstaben "K" versehen sind. In dieser Ausführungsform steuert der Flipflop 41K das Durchschalten und das Sperren des MOSFETs 32K mit einer konstanten EIN-Zeitspanne, wenn der Zeitgeberkondensator 47K während einer konstanten Zeitspanne durch eine feste Gleichstromversorgung 45K bis zur im wesentlichen auf einem konstanten Pegel gehaltenen Schwellenspannung VTH aufgeladen wird. Die in der vorliegenden Ausführungsform verwendete Induktivität 31K ist eine sättigungsfähige Induktivität, deren Induktivitätswert, wie in FIG. 26 dargestellt ist, in einem im allgemeinen linearen Verhältnis zum Anwachsen eines durch eine Sekundärwicklung 91 fließenden Gleichstroms, der über einen von I&sub1; bis I&sub2; reichenden weiten Bereich des Gleichstroms in diese eingekoppelt wird, sinkt. Die Sekundärwicklung 91 ist an eine feste Gleichstromversorgung 92, einen Regelwiderstand 93 und einen Schalter 94 angeschlossen, wobei eine Stromschleife gebildet wird, die durch den Schalter 94 geöffnet und geschlossen wird. Ein aus Widerständen 68K und 69K bestehender gleicher Spannungsteiler liefert eine die pulsierende Gleichspannung anzeigende Teilspannung an eine Erfassungseinrichtung 70K, die mit dem Schließen des Schalters 94 reagiert, wenn die pulsierende Gleichspannung niedriger wird als ein kritischer Pegel, wodurch der Strom durch die Sekundärwicklung 91 geleitet wird, um den Wert der Induktivität 31K zu verringern und daher den durch die Induktivität 31K fließenden Strom zu erhöhen. Mit dieser Anordnung ist es weiterhin möglich, den Wert des durch die Induktivität 31K fließenden Stroms in gleicher Weise, wie in FIG. 21 dargestellt, zu vergrößern, um die Beziehung J&sub1; < J&sub2; selbst im Bereich des niedrigen Pegels der pulsierenden Gleichspannung zu erfüllen, in dem andernfalls J&sub1; ≥ J&sub2; erwartet würde, wie in FIG. 21 durch gepunktete Linien angedeutet ist. Wenngleich in FIG. 25 nicht gezeigt, kann eine genauere Steuerung durch Verwenden einer oder mehrerer zusätzlicher Sekundärwicklungen erreicht werden, die wahlweise unter Strom gesetzt werden, um den Wert der Induktivität 31K, abhängig von den unterschiedlichen Pegeln der pulsierenden Gleichspannung, zu ändern.

Achte Ausführungsform < FIGUREN 27, 28A und 28B>

In FIG. 27 ist eine Leistungsversorgung gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die abgesehen davon der siebten Ausführungsform aus FIG. 25 ähnelt, daß ein Stromkompensator den durch die Sekundärwicklung 91L fließenden Gleichstrom stetig verändert, um den Wert der Induktivität 31L unter Verwendung der in FIG. 26 dargestellten Kennlinie stetig zu ändern. Hierzu ist die Sekundärwicklung 91L mit einer Gleichstromversorgung 92L und einem bipolaren Transistor 101 als Schleife geschaltet, wobei der Kollektor des Transistors 101 über einen Widerstand 102 und eine Sekundärwicklung 91L an einen positiven Anschluß der Gleichstromversorgung 92L angeschlossen ist und der Emitter des Transistors 101 über einen Widerstand 103 an den negativen Anschluß der Gleichstromversorgung 92L angeschlossen ist. Die Basis des Transistors 101 ist über einen Widerstand 104 an eine weitere Gleichstromversorgung 105 angeschlossen und empfängt von dieser eine Vorspannung. Der Emitter des Transistors 101 ist über einen Widerstand 106 an den Gleichrichter 22L angeschlossen, so daß er eine Emitterspannung Ve aufweist, die mit der pulsierenden Spannung zusammenfällt, wie in FIG. 28A dargestellt ist, so daß der Transistor 101 einen Basisstrom empfängt, der gleich dem Gleichstrom minus dem pulsierenden Strom ist, wie in FIG. 28B dargestellt ist. Hierdurch steuert der Transistor 101 das Anwachsen des durch die Sekundärwicklung 91L fließenden Stroms, wenn die pulsierende Gleichspan nung anwächst, wodurch wiederum der Wert der Induktivität 31L erhöht wird und daher der durch die Induktivität 31L fließende Strom erhöht wird. Hierdurch kann über den gesamten Bereich der pulsierenden Gleichspannung durchweg eine genaue Steuerung zum Erfüllen der genannten Beziehung J&sub1; < J&sub2; während der EIN- Zeitspanne des MOSFETs 32L zum Verbessern des Leistungsfaktors durchgeführt werden.

Neunte Ausführungsform < FIGUREN 29, 30, 31A und 31B>

In FIG. 29 ist eine Leistungsversorgung gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die abgesehen davon der ersten Ausführungsform ähnelt, daß eine Steuereinrichtung 40M einen Zeitpunkt ändert, zu dem der Flipflop 41M einen MOSFET 32M als Reaktion auf das Absinken des durch die Induktivität 31M fließenden Stroms durchschaltet. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet, die mit einem angehängten Buchstaben "M" versehen sind. In dieser Ausführungsform steuert der Flipflop 41M das Durchschalten und Sperren des MOSFETs 32M mit einer konstanten EIN- Zeitspanne, wenn der Zeitgeberkondensator 47M durch eine feste Gleichstromversorgung 45M während einer konstanten Zeitspanne bis zur im wesentlichen auf einem konstanten Pegel gehaltenen Schwellenspannung VTH aufgeladen wird. Die Steuereinrichtung 40M enthält einen Strommeßfühler 42M in Form eines Vergleichers, an dessen invertierenden Eingang eine am Stromfühlwiderstand 35M abfallende Spannung angelegt ist, die den durch die Induktivität 31M fließenden Strom anzeigt. An den nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 42M ist über einen Widerstand 111 eine feste Spannung von der Gleichspannungsversorgung 45M angelegt, und er ist weiterhin an einen aus einem Widerstand 112 sowie Transistoren 113 und 114 aufgebauten Stromspiegel angeschlossen. Der Stromspiegel ist in der Schaltung so angeschlossen, daß er einen Strom Ic mit einer der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22M entsprechenden Kurvenform abgibt. Der Kollektor des Transistors 114 ist an den nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 42M angeschlossen, so daß der Vergleicher 42M eine Schwellenspannung Vz aufweist, die anwächst, wenn die pulsierende Gleichspannung sinkt, wie in FIG. 30B dargestellt ist. Wenn die pulsierende Gleichspannung daher einen gewissen Pegel überschreitet, an dem der von der Induktivität 31M abgegebene Strom bei einem vergleichsweise geringen Gradienten sinkt, wie in FIG. 31A dargestellt ist, weist der Vergleicher 42M eine geringere Schwellenspannung Vz auf, als wenn die pulsierende Gleichspannung niedriger ist als der genannte Pegel, an dem der von der Induktivität 31M abgegebene Strom mit einem hohen Gradienten fällt, wie in FIG. 31B dargestellt ist. Wenn gemessen wurde, daß der Strom bis zur Schwellenspannung Vz abgefallen ist, legt der Vergleicher 42M ein Startsignal zum Durchschalten des MOSFETs 32M an den Setzeingang des Flipflops 41M an. Angesichts der in der Schaltung von vornherein vorhandenen Antwortverzögerung ts zwischen einem Zeitpunkt, zu dem der Strom auf die Schwellenspannung Vz absinkt, und einem Zeitpunkt, zu dem der MOSFET 32M tatsächlich durchgeschaltet wird, wird die Schwellenspannung Vz so gewählt, daß der MOSFET 32M selbst im niedrigen Bereich der pulsierenden Gleichspannung durchgeschaltet wird, wenn der Strom nach dem im wesentlichen vollständigen Freigeben der Energie der Induktivität in negativer Richtung fließt, wie in FIG. 31B dargestellt ist. Da sich die Schwellenspannung Vz verringert, wenn sich die pulsierende Gleichspannung erhöht, ist sichergestellt, daß der MOSFET 32M über den gesamten Bereich der pulsierenden Gleichspannung stets zu einem Zeitpunkt t&sub1; durchgeschaltet wird, wenn der Strom in negativer Richtung fließt. Wie aus FIG. 31B ersichtlich ist, in der ein Zustand dargestellt ist, in dem die pulsierende Gleichspannung minimal ist, wird die Schwellenspannung Vz erhöht, um die Zeit t&sub1; des Durchschaltens des MOSFETs 32M zu verringern, was jedoch mit einer konstanten Antwortverzögerung ts geschieht, so daß der Wert des in negativer Richtung durch die Induktivität 31M fließenden Stroms verringert wird, während der Wert des während einer konstanten EIN-Zeitspanne t&sub1; in positiver Richtung fließenden Stroms erhöht wird, wodurch die genannte Beziehung J&sub1; < J&sub2; selbst im Bereich der verringerten pulsierenden Gleichspannung, in dem sich andernfalls die Beziehung J&sub1; ≥ J&sub2; ergeben würde, erfüllt wird, wie in FIG. 31B durch gepunktete Linien dargestellt ist, wenn der MOSFET 32M zu dem Zeitpunkt durchgeschaltet würde, zu dem die pulsierende Gleichspannung ihren Spitzenwert annimmt, der aus FIG. 31A ersichtlich ist.

Zehnte Ausführungsform < FIGUREN 32, 33, 34A und 34B>

In FIG. 32 ist eine Leistungsversorgung gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, die abgesehen davon der neunten Ausführungsform ähnelt, daß ein Zeitgeber aufgenommen ist, um einen MOSFET 32N mit einem veränderlichen Zeitabstand durchzuschalten, nachdem ein Strommeßfühler 42N erkannt hat, daß der durch die Induktivität 31N fließende Strom auf Null abgesunken ist. Gleiche Bauteile sind mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet, die mit einem angehängten Buchstaben "N" versehen sind. Der Strommeßfühler 42N weist eine feste Bezugsspannung von der Gleichstromversorgung 121 auf und erzeugt ein auf hohem Pegel liegendes Ausgangssignal, wenn sich die Spannung vom Strommeßfühler 35N auf den Wert der Bezugsspannung verringert hat, was anzeigt, daß der durch die Induktivität 31N fließende Strom auf Null absinkt. Der Zeitgeber enthält einen Kondensator 131, der so angeschlossen ist, daß er durch die Ausgabe des Meßfühlers 42N über einen Widerstand 132 aufgeladen wird, sowie einen aus einem Widerstand 112N und Transistoren 113N und 114N bestehenden gleichen Stromspiegel. Der Stromspiegel ist in der Schaltung so angeschlossen, daß er einen Strom Ic mit einer der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters 22N entsprechenden Kurvenform abgibt. Der Kollektor des Transistors 114N ist an die Verbindung zwischen dem Kondensator 131 und dem Widerstand 132 angeschlossen, so daß er den Strom Ic von dort in geringerem Maße entnimmt, wenn die pulsierende Gleichspannung sinkt. Wenn die pulsierende Gleichspannung hoch ist, empfängt der Flipflop 41N ein Ausgangssignal Va, das langsam ansteigt und über eine lange Zeitdauer tH einen Schwellenpegel des Setzeingangs 5 erreicht, während das Ausgangssignal Vb rasch ansteigt, wenn die pulsierende Gleichspannung niedrig ist, und nach einer kurzen Zeitdauer tL die Schwellenspannung des Setzeingangs 5 erreicht, wie in FIG. 33 dargestellt ist. Dies bedeutet, daß das Startsignal dem Flipflop 41N früher zugeführt wird, um das Durchschalten des MOSFETS 32N zu beschleunigen, wenn die pulsierende Gleichspannung sinkt. Daher kann die Antwortverzögerung TD, wie in den FIGUREN 34A und 34B dargestellt ist, wenn sich die pulsierende Gleichspannung im Bereich des niedrigen Pegels befindet (FIG. 34B), gegenüber der Situation, in der sie sich im Bereich des hohen Pegels befindet (FIG 34A), verringert werden, so daß der Wert J&sub1; des in negativer Richtung fließenden Stroms verringert werden kann, und der Wert J&sub2; des in positiver Richtung fließenden Stroms erhöht werden kann, selbst wenn sich die Gleichspannung im Bereich des niedrigen Pegels befindet, um die genannte Beziehung J&sub1; < J&sub2; zu erfüllen, wie in FIG. 34B mit durchgezogenen Linien angedeutet ist. Andernfalls, oder wenn der MOSFET 32N mit der gleichen Verzögerung TD von einem Zeitpunkt an, zu dem der durch die Induktivität 31N fließende Strom auf Null absinkt, wie unter dem Umstand, daß sich die pulsierende Gleichspannung im Bereich des hohen Pegels befindet, würde sich die Beziehung J&sub1; ≥ J&sub2; ergeben, was in FIG. 34B durch gepunktete Linien eingezeichnet ist. Auf diese Weise wird die Beziehung J&sub1; < J&sub2; über den gesamten Bereich der pulsierenden Gleichspannung erfüllt, so daß unerwünschte Oberschwingungen im Eingangsstrom entfernt werden und der Leistungsfaktor der Leistungsversorgung verbes sert wird.
In FIG. 35 ist eine Abänderung der zehnten Ausführungsform dargestellt, die sich von dieser lediglich darin unterscheidet, daß der durch die Induktivität 31P fließende Strom unter Verwendung einer mit der Induktivität 31P gekoppelten Sekundärwicklung 141, anstelle der Verwendung des Stromfühlwiderstands, durch den Strommeßfühler 42P erfaßt wird. Demnach erzeugt die Sekundärwicklung 141 einen Strom, der zum durch die Induktivität 31P fließenden Strom proportional ist, und legt daher über einen Widerstand 142 und eine Diode 143 eine entsprechende Spannung an den Strommeßfühler 42P an, der den durch die Induktivität 31P fließenden Strom anzeigt. Ansonsten sind Aufbau und Arbeitsweise der Schaltung zu denen der zehnten Ausführungsform identisch. An dieser Stelle sei bemerkt, daß das genannte Strommeßverfahren unter Verwendung der Sekundärwicklung 141 gleichfalls in einer oder in mehreren der beschriebenen Ausführungsformen einschließlich ihrer Abänderungen, soweit vorhanden, verwendet werden könnte.

Claims

1. Leistungsversorgung, aufweisend:

eine Wechselstrom-Leistungsquelle (21)

einen Vollwellen-Gleichrichter (22), der an die Wechselstrom-Leistungsquelle angeschlossen ist, um von dieser eine gleichgerichtete, pulsierende Gleichspannung zu liefern,

einen Zerhacker (30) mit einem Schaltelement (32) das mit einer Induktivität (31) in Serie an den Gleichrichter angeschlossen ist, und zum Ein- und Ausschalten angesteuert wird, um eine periodisch unterbrochene Spannung zu liefern, die über eine Sperrdiode (33) an einen Glättkondensator (34) angelegt wird, um eine geglättete Gleichspannung zum Betreiben einer Last (23) zu erzeugen, wobei die Induktivität (31) aufgrund eines Einschaltens des Schaltelements (32) Energie aus dem Gleichrichter speichert und diese aufgrund eines Ausschaltens des Schaltelements (32) über einen Stromfluß durch die Induktivität (31) in positive Richtung wieder freigibt, und wobei die Induktivität (31) mit einer in dem Zerhacker von vornherein vorhandenen Streukapazität unter Bildung eines Schwingkreises zusammenwirkt, der einen Stromfluß durch die Induktivität (31) in negative Richtung, entgegengesetzt zu der genannten positiven Richtung, zuläßt,

eine Stromerfassungseinrichtung (35), die den durch die Induktivität (31) fließenden Strom erfaßt und ein Startsignal erzeugt, wenn der Strom unter einen gewissen Wert sinkt,

eine Steuerung (40), die auf das Startsignal anspricht, um das Schaltelement (32) zu einem Zeitpunkt einzuschalten, zu dem der genannte Strom in negative Richtung fließt, und das Schaltelement dann nach einer vorbestimmten EIN-Zeitspanne wieder auszuschalten, um den genannten Strom aus der Induktivität (31) freizugeben, wodurch der Stromfluß während der EIN-Zeitspanne zunächst in negative und dann in positive Richtung bewirkt wird,

gekennzeichnet durch

eine Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung mit einem Stronkompensator (61, 62) zur Steuerung der Zeitpunkte des Ein- und Ausschaltens des Schaltelements (32) und/oder des durch die Induktivität (31) fließenden Stroms im Ansprechen auf die genannte pulsierende Gleichspannung, so daß ein Absolutwert des Zeitintegrals des in einem Negativstrom-Intervall auftretenden ununterbrochen in negative Richtung durch die Induktivität fließenden Stroms stets kleiner als ein Absolutwert des Zeitintegrals des in einem Positivstrom-Intervall nach und im unmittelbaren Anschluß an das Negativstrom-Intervall auftretenden, ununterbrochen in positive Richtung durch die Induktivität fließenden Stroms ist.

2. Leistungsversorgung nach Anspruch 1, wobei die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung so eingerichtet ist, daß sie unter Ansprechen auf die pulsierende Gleichspannung die Zeitpunkte des Ein- und Ausschaltens des Schaltelements (32) und/oder den durch die Induktivität (31) fließenden Strom so steuert, daß für jede der EIN-Zeitspannen des Schaltelements ein Absolutwert des Zeitintegrals des direkt nach dem Einschalten des Schaltelements auftretenden, ununterbrochen in negative Richtung durch die Induktivität fließenden Stroms stets kleiner als ein Absolutwert des Zeitintegrals des unmittelbar danach auftretenden, ununterbrochen in positive Richtung durch die Induktivität fließenden Stroms ist.

3. Leistungsversorgung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung das Schaltelement so betreibt, daß die EIN-Zeitspanne um so größer ist, je niedriger der Pegel der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters wird.

4. Leistungsversorgung nach Anspruch 3, wobei die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung aufweist:

einen Zeitgeberkondensator (47), der mit dem Vollwellen- Gleichrichter (22) verbunden ist, um von der pulsierenden Gleichspannung des Gleichrichters (22) in Abhängigkeit ihres veränderlichen Pegels mit unterschiedlichen Raten aufgeladen zu werden, und

einen Vergleicher (50) zum Vergleich der sich an dem Zeitgeberkondensator (47) ausbildenden Spannung mit einer Schwellenspannung (VTH) und zur Ausgabe eines Endsignals, wenn die Spannung des Kondensators(47) die Schwellenspannung erreicht, so daß das Endsignal um so später erzeugt wird, je niedriger die pulsierende Gleichspannung wird, wobei die Steuerung (40) das Schaltelement (32) abschaltet, indem sie auf das Endsignal anspricht, wodurch die EIN- Zeitspanne verlängert wird, wenn der Pegel der pulsierenden Gleichspannung absinkt.

5. Leistungsversorgung nach Anspruch 3, wobei die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung aufweist:

einen Zeitgeberkondensator (47A), der an eine Hilfs- Gleichspannungsquelle (45A) angeschlossen ist, um mit im wesentlichen konstanter Rate geladen zu werden,

einen Spannungsüberwacher (64, 65, 66), der die pulsierende Gleichspannung überwacht, um eine Schwellenspannung abzugeben, die sich im umgekehrten Verhältnis zur der pulsierenden Gleichspannung ändert,

einen Komparator (50A), der die sich über den Zeitgeberkondensator (47A) ausbildende Spannung mit der veränderlichen Schwellenspannung vergleicht, um ein Endsignal abzugeben, wenn die Spannung des Kondensators (47A) die Schwellenspannung erreicht, so daß das Endsignal um so später abgegeben wird, je niedriger der Pegel der pulsierenden Gleichspannung wird,

wobei die Steuerung (40A) das Schaltelement ausschaltet, indem sie auf das Endsignal anspricht, wodurch die EIN-Zeitspanne verlängert wird, wenn der Pegel der pulsierenden Gleichspannung abnimmt.

6. Leistungsversorgung nach Anspruch 1, wobei die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung aufweist:

mindestens eine weitere Induktivität (81), die mit der ersten Induktivität (31F) in Serie geschaltet ist,

einen Überbrückungsschalter (82), der die zusätzliche Induktivität (81) überbrückt,

einen Spannungsüberwacher (68F, 69F), der an den Vollwellen-Gleichrichter angeschlossen ist, um eine die pulsierende Gleichspannung angebende Überwachungsspannung zu liefern, und

eine Vergleichereinrichtung (70F) zum Vergleich der Überwachungsspannung mit einer vorbestimmten Bezugsspannung, um ein Nebenschluß-Signal zu erzeugen, wenn die Überwachungsspannung auf die Bezugsspannung absinkt, wobei das Nebenschluß-Signal ein Schließen des Überbrückungsschalters (82) unter Abschaltung der zusätzlichen Indiktivität (81) bewirkt, wodurch sich der Induktivitätswert des Zerhackers verringert und sich der während der EIN-Zeitspanne des Schaltelements in positive Richtung durch die erste Induktivität fließende Strom erhöht.

7. Leistungsversorgung nach Anspruch 6, wobei eine Vielzahl zusätzlicher Induktivitäten (81G&sub1; bis 81 Gn) in Serie mit der ersten Induktivität (31G) geschaltet ist und eine entsprechende Zahl an Uberbrückungsschaltern (82G&sub1; bis 82Gn) jeweils über die zusätzlichen Induktivitäten geschaltet sind, und

wobei die Vergleichereinrichtung (70G&sub1; bis 70Gn) eine Vielzahl an Bezugsspannungen unterschiedlicher Pegel aufweist, um eine entsprechende Zahl an Nebenschlußsignalen zu erzeugen, wenn die Überwachungsspannung auf die jeweiligen Bezugsspannungen absinkt, wobei jedes Nebenschlußsignal das Schließen eines entsprechenden Überbrückungsschalters bewirkt, wodurch sich der Induktivitätswert des Zerhackers schrittweise verringert, wenn die pulsierende Gleichspannung abnimmt.

8. Leistungsversorgung nach Anspruch 1, wobei de Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung aufweist:

mindestens eine zusätzliche Induktivität (81H), die in Serie mit der ersten Induktivität (31H) geschaltet ist,

ein zusätzliches Schaltelement (86), das in Serie mit der zusätzlichen Induktivität parallel zu dem ersten Schaltelement (32H) über den Vollwellen-Gleichrichter geschaltet ist,

einen Spannungsüberwacher (68H, 69H), der an den Vollwellen-Gleichrichter zur Lieferung einer die pulsierende Gleichspannung angebenden Überwachungsspannung angeschlossen ist,

einen Wähler (87), der so angeschlossen ist, daß er wahlweise entweder das erste oder das zweite Schaltelement freigibt, und

eine Wählsteuerung (70H), die den Wähler betätigt, um in Abhängigkeit von dem Pegel der Überwachungsspannung wahlweise entweder das erste oder das zweite Schaltelement freizugeben, so daß entweder die erste oder die zusätzliche Induktivität zur Energiespeicherung vorgesehen ist, um den Induktivitätswert des Zerhackers zu verringern und somit den durch die Induktivität fließenden Strom zu erhöhen, wenn sich die Überwachungsspannung verringert.

9. Leistungsversorgung nach Anspruch 8, wobei eine Vielzahl zusätzlicher Induktivitäten (81J&sub1; bis 81Jn) in Serie mit der ersten Induktivität geschaltet ist und eine entsprechende Zahl zusätzlicher Schaltelemente (86J&sub1; bis 86Jn) vorgesehen sind, die jeweils in Serie mit einer entsprechenden zusätzlichen Induktivität parallel zu dem ersten Schaltelement (32J) geschaltet sind.

10. Leistungsversorgung nach Anspruch 1, wobei die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung aufweist:

einen Spannungsüberwacher (68K, 69K), der unter Lieferung einer die pulsierende Gleichspannung angebenden Überwachungsspannung an den Vollwellen-Gleichrichter angeschlossen ist,

eine Einstelleinrichtung (91 bis 94), die den Wert der genannten Induktivität so ändert, daß sich der während der EIN-Zeitspanne des Schaltelements in positive Richtung fließende Strom erhöht, wenn die Überwachungsspannung abnimmt.

11. Leistungsversorgung nach Anspruch 10, wobei die Induktivität (31K) eine magnetisch mit einer Sekundärwicklung (91) gekoppelte sättigbare Drossel darstellt, wobei die Sekundärwicklung in Serie mit einer Hilfs-Gleichspannungsquelle (92), einem Widerstand (93) und einem Schalter (94) als Schleife geschaltet ist, und

wobei der Schalter (94) aufgrund des Abmehmens der Überwachungsspannung auf einen vorbestimmten Pegel geschlossen wird, um einen Strom durch die Sekundärwicklung fließen zu lassen und den Wert der Induktivität (31K) zu verringern und andernfalls geöffnet wird, um die Sekundärwicklung von der Hilfs-Gleichspannungsquelle (92) zu trennen.

12. Leistungsversorgung nach Anspruch 10, wobei die Induktivität (31L) eine sättigbare Drossel darstellt, die magnetisch mit einer Sekundärwicklung (91L) gekoppelt ist, die in Serie mit einer Hilfsspannungsquelle (92L), einem Widerstand (102) und einem Bipolartransistor (101) geschaltet ist, wobei der Transistor so geschaltet ist, daß er die Überwachungsspannung des Vollwellen-Gleichrichters an seinem Emitter empfängt, so daß auf stetig zunehmende Art ein Stromfluß von der Hilfs- Gleichspannungsquelle durch die Sekundärwicklung (91L) Art bewirkt wird, wenn sich die Überwachungsspannung reduziert, wodurch sich der Wert der Induktivität (31L) verringert und der durch die Induktivität während der EIN-Zeitspanne des Schaltelements in positive Richtung fließende Strom erhöht wird.

13. Leistungsversorgung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung aufweist:

einen Stromüberwacher (35M), der eine den durch die Induktivität (31M) fließenden Strom angebende Überwachungsspannung liefert,

einen Spannungsüberwacher (112, 113, 114), der eine veränderliche Bezugsspannung liefert, die die pulsierende Gleichspannung des Vollwellen-Gleichrichters angibt und zunimmt, wenn die pulsierende Gleichspannung abnimmt, und

einen Vergleicher (42M), der die Überwachungsspannung mit der veränderlichen Bezugsspannung vergleicht, um das genannte Startsignal abzugeben, wenn die Überwachungsspannung auf die Bezugsspannung abfällt,

wobei die Steuerung auf das Startgisnal anspricht, um das Schaltelement (32M) bei abnehmender pulsierender Gleichspannung früher einzuschalten, so daß das Schaltelement unabhängig von dem veränderlichen Pegel der pulsierenden Gleichspannung zu einem Zeitpunkt eingeschaltet wird, der unmittelbar nach dem Absinken des durch die Induktivität fließenden Stroms auf Null liegt.

14. Leistungsversorgung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Eingangsstrom-Wellenformungseinrichtung aufweist:

einen Stromüberwacher (35N), der eine den durch die Induktivität fließenden Strom angebende Überwachungsspannung liefert,

einen Spannungsüberwacher (112N, 113N, 114N), der eine veränderliche erste Spannung liefert, die die pulsierende Gleichspannung des Vollwellen-Gleichrichters angibt und abnimmt, wenn die pulsierende Gleichspannung zunimmt,

einen Vergleicher (42N), der die erste Überwachungsspannung mit einem vorbestimmten Pegel vergleicht, um das Startsignal abzugeben, wenn der durch die Induktivität fließende Strom im wesentlichen auf den Nullpegel abnimmt und

eine Zeitgebereinrichtung (131, 132), die das Startsignal von dem Vergleicher (42N) empfängt und es mit einer Verzögerung an die Steuerung (41N) weitergibt, deren Wert bei Zunahme der ersten Spannung abnimmt, so daß die Steuerung bei Abnahme der pulsierenden Gleichspannung mit einem früheren Einschalten des Schaltelements antwortet.

15. Leistungsversorgung nach Anspruch 13 oder 14, mit einer an die genannte Induktivität (31P) gekoppelten Sekundärwicklung (141) zur Erzeugung einer den Strom durch die Induktivität darstellenden Induktionsspannung, die dem Vergleicher (42P) zugeführt wird.