DE69224833T2 - Leistungs-mosfet-treiber mit reduzierung des querstroms - Google Patents

Leistungs-mosfet-treiber mit reduzierung des querstroms

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Description

    Anwendungsbereich der Erfindung
  • Diese Erfindung betrifft einen integrierten Leistungs-MOSFET- Treiber mit Reduzierung des Querstroms.
  • Eine Ausgangsschaltung gemäß dem Oberbegriff des vorliegenden Anspruchs 1 ist in der US-A-5,023,481 offenbart. Gemäß diesem Dokument werden die Schwellenspannungen zum Steuern der Transistoren Q3 und Q4 am Knoten Vin generiert, der mit der Basis der Transistoren Q3 und Q4 gekoppelt ist. Die Stromquelle I1 ist nur mit dem Kollektor des Treibertransistors Q4 gekoppelt. Dies bedeutet, daß selbst dann, wenn die Stromquelle I1 VBE-abhängig wäre, dies die Fähigkeit der Basis jedes der Transistoren Q3 und Q4 nicht ändern würde, jeden der Schwellenspannungspegel zu erreichen.
  • Des weiteren lehrt dieses Dokument, daß eine Diode D1 Strom von einer Pulldown-Stromquelle zu jeder beliebigen Ausgangslastkapazität führt, um die Ausgangsspannung während eines Ausgangswechsels von niedrigpegelig nach hochpegelig schneller zu erhöhen.
    • Hintergrund der Erfindung
  • Bei herkömmlichen bipolaren Totempfahl-Treibern für Leistungs-MOSFETs ist es möglich, daß sowohl die Pullup- als auch die Pulldown-Schaltungen während Transienten gleichzeitig leitend sind. Stromspitzen fließen von der positiven Versorgung zu Masse, was bei hohen Schaltfrequenzen in übermäßigen Leistungsverlusten resultiert. Die transienten Schaltspitzen können auch die Funktion anderer empfindlicher Schaltungen nachteilig beeinflussen.
  • Die in diesem Patent beschriebene Schaltung beseitigt den transienten Querstrom, indem sie verhindert, daß die Pullup- und Pulldown-Schaltung gleichzeitig leitend werden. Andere Überlegungen hinsichtlich der Auslegung der beschriebenen Schaltung beinhalten eine reduzierte Schaltzeit und Einrichtungen zum Erzeugen temperaturunabhängiger, nicht überlappender, leitender Invervalle für die Beseitigung des Querstroms.
    • Zusammenfassung der Erfindung
  • Eine Ausgangsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist im Hauptanspruch 1 definiert und enthält eine Totempfahl- Ausgangsschaltung zum Treiben eines Leistungs-MOSFET. Eine Pullup- und eine Pulldown-Schaltung treiben den Ausgangsknoten wie erforderlich in den niedrigpegeligen Zustand bzw. nach Low oder in den hochpegeligen Zustand bzw. nach High. Während des normalen Gleichstrombetriebs ist nur eine der Pullup- oder Pulldown-Schaltungen eingeschaltet. Bei eingeschaltetem Pullup und ausgeschalteten Pulldown liegt der Ausgangsknoten auf High. Bei eingeschalteten Pulldown und ausgeschaltetem Pullup liegt der Ausgangsknoten auf Low.
  • Da die Ausgangsschaltung zum Treiben von MOSFETS vorgesehen ist, führen die Totempfahl-Transistoren keinen Gleichstrom. Sind sowohl die Pullup- als auch der Pulldown-Transistoren gleichzeitig eingeschaltet, geht übermäßig viel Leistung insbesondere bei hohen Frequenzen verloren. Eine gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaute Schaltung verhindert ein gleichzeitiges Leiten der Pullup- und der Pulldown-Schaltungen.
  • Die Pullup-Schaltung hat eine Pullup-Schwellenspannung, und die Pulldown-Schaltung hat eine Pulldown-Schwellenspannung. Die Pullup-Schaltung wird vor dem Einschalten der Pulldown- Schaltung während eines Wechsels des Ausgangs von High nach Low ausgeschaltet. Die Pulldown-Schaltung wird vor dem Einschalten der Pullup-Schaltung während eines Wechsels des Ausgangs von Low nach High ausgeschaltet. Die Pullup-Schaltung wird während des Ausgangswechsels von High nach Low dadurch ausgeschaltet gehalten, daß ihre Pullup-Schwelle niedriger als die Pulldown-Schwelle ist. Eine oder mehrere leitende in Reihe geschaltete Dioden, wobei die Anode einer Diode mit dem Ausgangsknoten und die Kathode der anderen Diode mit dem Eingang der Pullup-Schaltung gekoppelt ist, halten den Pullup-Darlington ausgeschaltet.
  • Da die Schwelle der Pulldown-Schaltung höher ist als die der Pullup-Schaltung, wird die Pulldown-Schaltung ausgeschaltet, bevor die Pullup-Schaltung den Ausgang von einem niedrigpegeligen in einen hochpegeligen Zustand treibt. Zur Beschleunigung des Wechsels des Ausgangs von Low nach High wird ein Widerstand verwendet.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnung
  • Fig. 1 zeigt ein Schaltschema gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
    • Detaillierte Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
  • Fig. 1 zeigt ein Schaltschema einer Schaltungsimplementierung für das bevorzugte Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung enthält einen Spannungsversorgungsknoten Vcc, eine Schaltungsmasse, einen Eingangsknoten A und einen Ausgangsknoten B mit einer Ausgangsspannung Vo. Eine Eingangsspannung Vin ist mit dem Eingangsknoten A gekoppelt. Der Ausgangsknoten B treibt das Gate eines n-Kanal-MOSFET- Transistors FET1. Das Drain des MOSFET-Transistors FET1 ist mit einer Lastschaltung und die Source mit Masse verbunden. Der Eingang A ist mit zwei Widerständen R1 und R2 gekoppelt. Der andere Anschluß des Widerstands R1 ist mit der Basis eines Schottky-NPN-Bipolartransistors Q1 gekoppelt. Der Emitter des Transistors Q1 ist mit Masse gekoppelt. Der Kollektor des Tranistors Q1 ist mit einem ersten Anschluß des Widerstands R3, mit der Kathode der Schottky-Diode D&sub1;, der Anode der Schottky-Diode D&sub2; und einer Stromquelle I&sub1; gekoppelt. Die Stromquelle I&sub1; ist so ausgelegt, daß sie einen VBE- abhängigen Strom liefert. Die Stromquelle I&sub1; ist außerdem mit der Spannungsversorgung Vcc gekoppelt.
  • Der andere Anschluß des Widerstands R2 ist mit der Basis eines Schottky-NPN-Transistors Q3 gekoppelt. Der Emitter des Transistors Q3 ist mit Masse gekoppelt. Der Kollektor des Transistors Q3 ist mit dem Emitter eines Schottky-NPN-Transistors Q2 und mit der Basis eines Schottky-geklemmten Ausgangs-NPN-Transistors Q5 gekoppelt. Die Basis des Transistors Q2 ist mit der Kathode der Schottky-Diode D&sub2; und mit der Anode der Schottky-Diode D&sub1; gekoppelt.
  • Der Kollektor des Transistors Q2 ist mit der Anode einer Diode Q7, der Kathode einer Diode Q6 und mit einer Stromquelle 12 gekoppelt. Die Dioden Q6 und Q7 sind typischerweise aus dem Basis-Emitter-Übergang eines Transistors gebildet, dessen Kollektor mit dem Basisknoten kurzgeschlossen ist. Die Stromquelle 12 ist außerdem mit dem Spannungsversorgungsknoten Vcc gekoppelt. Die Anode der Diode Q6 und die Kathode von Q7 sind beide mit dem Ausgang B und mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden. Die Emitter des Transistors Q5 sind mit dem Masseknoten gekoppelt.
  • Der andere Anschluß des Widerstands R3 ist außerdem mit einem Widerstand R4 und mit der Basis eines Schottky-NPN-Transistors Q4 gekoppelt. Der andere Anschluß des Widerstands R4 und der Emitter des Transistors Q4 sind jeweils mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors Q4 ist mit der Kathode einer Diode Q11, der Basis eines NPN-Transistors Q8 und mit einer Stromquelle I&sub3; verbunden. Die Stromquelle I&sub3; ist außerdem mit der Spannungsversorgung Vcc verbunden. Der Kollektor des Transistors Q8 ist außerdem mit der Spannungsversorgung Vcc verbunden.
  • Die Anode der Diode Q11 ist mit der Kathode der Diode Q10, einem Widerstand R5, dem Emitter des Transistors Q8 und der Basis eines großen Ausgangs-NPN-Transistors Q9 verbunden. Die Anode der Diode Q10, der andere Anschluß des Widerstands R5 und die Emitter des Transistors Q9 sind sämtlich mit dem Ausgang B verbunden. Die Dioden Q10 und Q11 sind typischerweise aus dem Basis-Emitter-Übergang eines Transistors gebildet, dessen Kollektor mit dem Basisknoten kurzgeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Q9 ist mit der Spannungsversorgung Vcc verbunden.
  • Die Transistoren Q8 und Q9 bilden eine erste Darlington- Schaltung 20. Eine zweite Darlington-Schaltung 30 wird aus der Diode Q6 sowie den Transistoren Q2 und Q5 gebildet. Die zweite Darlington-Schaltung ist ein zusammengesetzter Darlington. Die Diode Q7 klemmt die Diode Q6, um zu verhindern, daß Q6 durch den Zener-Effekt während eines Ausgangswechsels von niedrigpegelig nach hochpegelig beschädigt wird.
    • GLEICHSTROMBETRIEB
  • Ist Vin hochpegelig, werden beide Transistoren Q1 und Q3 leitend, wodurch sie ihre Kollektoren nach Low ziehen. Der Strom von der Stromquelle I&sub1; wird durch Q1 nach Masse geshuntet. Da der Kollektor von Q1 nach Low gezogen ist, schalten beide Transistoren Q2 und Q4 aus.
  • Bei ausgeschaltetem Transistor Q4 sorgt Strom von der Stromquelle I3 für die Basisansteuerung der ersten Darlington- Schaltung 20, wodurch der Ausgang B nach High gezogen wird.
  • Sobald das Gate vollständig geladen ist, führt der erste Darlington nur einen vernachlässigbaren Strom. Da des weiteren der Transistor Q3 eingeschaltet und die Basis des Transistors Q2 niedrigpegelig ist, wird die zweite Darlington-Schaltung 30 ausgeschaltet. Die Stromquellen I&sub2; und I&sub3; gehen in Sättigung und liefern nur einen vernachlässigbaren Strom. Es ist zu beachten, daß die erste Darlington-Schaltung 20 durch den Transistor Q4 gesteuert wird.
  • Liegt Vin auf Low, sind beide Transistoren Q1 und Q3 ausgeschaltet. Wenn die Kollektoren der Transistoren Q1 und Q3 hochpegelig sind, sind sämtliche Transistoren Q2, Q4 und Q5 eingeschaltet. Bei eingeschaltetem Transistor Q4 wird der Kollektor des Transistors Q4 nahezu nach Masse gezogen, wodurch die erste Darlington-Schaltung 20 (Transistoren Q8 und Q9) ausgeschaltet wird.
  • Der Transistor Q2 ist der steuernde Transistor für die zusammengesetzte zweite Darlington-Schaltung 30. Ist der Transistor Q2 eingeschaltet und der Transistor Q3 ausgeschaltet, ist der Transistor Q5 leitend, wodurch das Gate des MOSFET- Geräts FET1 entladen und der Ausgangsknoten B nach Masse gezogen wird. Befindet sich der Ausgang in seinem niedrigpegeligen Gleichstromzustand, fließt der Strom von der Stromquelle I&sub3; durch den Transistor Q4. Der Strom von der Stromquelle I&sub2; fließt durch die Diode Q7 und die Transistoren Q2 und Q5.
  • Der Transistor Q1 wirkt als ein Inverter für den Eingang Vin. Demzufolge haben die Transistoren Q2 und Q3 immer einander entgegengesetzte Zustände, d.h. wenn der Transistor Q3 eingeschaltet ist, ist der Transistor Q2 ausgeschaltet und umgekehrt.
    • TRANSIENTER BETRIEB
  • Die Schaltschwelle VT1 für die erste Darlington-Schaltung ist das Potential, das am Knoten C erforderlich ist, um die erste Darlington-Schaltung 20 einzuschalten. Dieses Potential ist die Basisemitterspannung VBE4 des Transistors Q4 multipliziert mit der Wirkung der Spannungsteilerschaltung von R3 und R4. Der Widerstandswert des Widerstands R3 steuert die Totzone. Wie aus der Gleichung ersichtlich, wird dieser Widerstandswert als Verhältnis verwendet. Da gleichzeitig alle Widerstände als eine integrierte Schaltung ausgeformt sind, ändert sich das Verhältnis selbst bei einer eventuellen Anderung der spezifischen Impedanzen nicht. Somit gilt
  • VT1 = VBE4 (1 + R&sub3;/R&sub4;).
  • Analog hat die zweite Darlington-Schaltung eine Schaltschwelle VT2, wodurch der Kollektor des Transistors Q1 über die Basisemitterspannung des Transistors Q5 plus der Basisemitterspannung des Transistors Q2 plus der Diodenspannung der Diode D&sub2; ansteigen muß. Somit gilt
  • VT2 = VBE5 + VBE2 + VD2.
  • Unter der Annahme, daß der Ausgang, Knoten B, ursprünglich hochpegelig ist und Vin von hochpegelig nach niedrigpegelig schaltet, wird der Transistor Q1 ausgeschaltet. Ein Teil des Stroms von der Stromquelle I&sub1; lädt die parasitäre Kapazität am Kollektor des Transistors Q1 auf. Bis der Knoten C auf VT1 aufgeladen ist, bleibt Q4 ausgeschaltet. Der Rest des Stroms fließt zu R3. Steigt der Kollektor des Transistors Q1 auf VBE4(1 + R&sub3;/R&sub4;) an, wird der Transistor Q4 eingeschaltet. Da I&sub1; VBE-abhängig ist, haben VT1 und VT2 sämtlich eine ähnliche Temperaturabhängigkeit. Das nichtleitende Zeitintervall ist relativ unabhängig von der Temperatur. Sobald Q4 leitend wird, fällt die Kollektorspannung des Transistors Q4 ab.
  • Ist der Ausgangsknoten B hochpegelig, und beginnt der Kollektor von Q4 abzufallen, werden die Dioden Q10 und Q11 leitend, wodurch die Transistoren Q8 und Q9 ausgeschaltet gehalten werden. Die Dioden Q10 und Q11 fungieren außerdem für die Transistoren Q9 und Q8 als dem Zener-Effekt entgegenwirkende Geräte, indem die Umkehrspannungen über die Basis-EmitterÜbergänge der Transistoren Q8 und Q9 zu VBE geklemmt werden.
  • Die Gate-Kapazität von FET1 wird aufgrund der begrenzten Basisansteuerung des relativ kleinen Transistors Q4 nur geringfügig durch die Dioden Q10 und Q11 entladen.
  • Erreicht die Kollektorspannung des Transistors Q1 die Schaltschwelle VT2 des Transistors Q2, wird der Transistor Q5 leitend und entlädt die Gate-Kapazität des MOSFET FET1 nach Masse. Da die Transistoren Q8 und Q9 durch den Transistor Q4 vor dem Einschalten des Transistors Q5 in einen ausgeschalteten Zustand gehalten werden, wird ein Querstrom aufgrund des gleichzeitigen Leitens der Transistoren Q9 und Q5 beseitigt.
  • Unter der Annahme, daß die Ausgangsspannung Vo zunächst niedrig ist und Vin von Low nach High schaltet, wird der Transistor Q1 eingeschaltet, wodurch der Kollektor des Transistors nach Masse gezogen wird. Da die Schaltschwelle VT2 des Transistors Q2 höher ist als die des Transistors Q4, schaltet der Transistor Q2 vor dem Transistor Q4 aus, wodurch die Basisansteuerung des Transistors Q5 ausgeschaltet wird. Der Transistor Q4 bleibt eingeschaltet, bis die Spannung am Kollektor des Transistors Q1 unter VBE4(1 + R&sub3;/R&sub4;) abfällt. Da die Basisansteuerung des Transistors Q4 nicht mehr vorliegt, steigt die Spannung am Kollektor des Transistors Q4 an. Dies bewirkt, daß die Transistoren Q8 und Q9 leitend werden. Die Kapazität des MOSFET-Gates wird nach WC entladen.
  • Die Schottky-Diode D&sub1; und der Transistor Q3 beschleunigen den Ausschalttransienten der Transistoren Q2 bzw. Q5. Der Widerstand R4 verkürzt die Ausschaltzeit des Transistors Q4, indem der Verdrängungsstrom über die parasitäre Kapazität Cjc des Basis-Kollektor-Übergangs nach Masse geshuntet wird, wenn der Transistor Q4 ausgeschaltet wird. Das Ergebnis ist eine kürzere Ausbreitungsverzögerungszeit tpdHL sowie eine kürzere Ausgangsanstiegszeit tr. Da die Basisansteuerung des Transistors Q5 ausgeschaltet wird, bevor die Kollektorspannung des Transistors Q4 ansteigen kann, gibt es beim Ausgangswechsel von Low nach High erneut keinen Querstrom.

Claims (1)

1. Ausgangsschaltung, die eine Totempfahl-Ausgangsschaltung mit einem Ausgangsknoten (B) aufweist, der einen hochpegeligen Zustand und einen niedrigpegeligen Zustand hat, mit
a. einer Pullup-Schaltung (20) mit einer Pullup-Schwellenspannung (VT1) an einem Knoten (C), wobei die Pullup-Schwellenspannung (VT1) eine erste Abhängigkeit von VBE hat;
b. einer mit dem Knoten (C) verbundenen Pulldown-Schaltung (30), die am Knoten (C) eine Pulldown-Schwellenspannung (VT2) hat, wobei die Pulldown-Schwellenspannung (VT2) eine zweite Abhängigkeit von VBE hat;
c. einer mit dem Knoten (C) gekoppelten ersten Stromquelle (I1); und
d. die Ausgangsschaltung eine nicht leitende Totzone hat, um zu verhindern, daß die Pullup- und die Pulldown-Schaltung (20, 30) gleichzeitig Strom führen, so daß die Pullup-Schaltung (20) ausgeschaltet wird, bevor die Pulldown-Schaltung (30) eingeschaltet wird, wenn der Ausgangsknoten (B) von einem High-Zustand in einen Low-Zustand wechselt, und die Pulldown-Schaltung (30) ausgeschaltet wird, bevor die Pullup- Schaltung (20) eingeschaltet wird, wenn der Ausgangsknoten (B) von einem Low-Zustand in einen High-Zustand wechselt; dadurch gekennzeichnet, daß
e. ein Spannungsteiler (R3, R4) zwischen dem Knoten (C) und der Pullup-Schaltung (20) geschaltet ist, wobei das Spannungsteilungsverhältnis die nicht leitende Totzone kontrolliert; und
die erste Stromquelle (11) einen VBE-abhängigen Strom liefert, um eine Differenz zwischen der ersten Abhängigkeit von VBE der Pullup-Schwellenspannung (VT1) und der zweiten Abhängigkeit von VBE der Pulldown-Schwellenspannung (VT2) in der Weise auszugleichen, daß die Zeit zum Durchlaufen der nicht leitenden Totzone relativ unabhängig von der Temperatur ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Pullup-Schaltung (20) ausgeschaltet wird, bevor die Pulldown-Schaltung (30) eingeschaltet wird, indem die Pullup-Schaltung (20) ausgeschaltet gehalten wird, wenn der Ausgangsknoten (B) durch eine oder mehrere Dioden (Q10, Q11), die vom Ausgangsknoten zu einem Eingang der pullup-Schaltung (20) in Reihe geschaltet sind, von einem High-Zustand in einen Low-Zustand geht.
3. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Pulldown-Schwelle (VT2) höher ist als die die Pullup-Schwelle (VT1), so daß die Pulldown-Schaltung (30) ausgeschaltet wird, bevor der Ausgangsknoten (B) von einem Low-Zustand in einen High-Zustand getrieben wird.
4. Schaltung nach Anspruch 3, bei der der Spannungsteiler (R3, R4) zwei Widerstände aufweist, von denen der eine (R4) so gekoppelt ist, daß er den aufgrund der parasitären Kapazität fließenden Strom nach Masse parallel-ableitet, um den Übergang des Ausgangs von Low nach High zu beschleunigen.
-5. Ausgangsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der
a. die Totempfahl-Ausgangsschaltung mit einer Spannungsversorgung (Vcc), einer Masseschaltung und einem Feldeffekttransistor (FET1) gekoppelt ist, der ein Gate, ein Drain und eine Source aufweist, wobei das Drain mit einer Last und die Source mit der Masseschaltung gekoppelt ist.
6. Ausgangsschaltung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch:
a. den Ausgangsknoten (B), der mit dem Gate des Feldeffekttransistors (FET1) zum Steuern des Transistors (FET1) gekoppelt ist;
b. einen erster Widerstand (R1) mit einem ersten Anschluß A und einem ersten Anschluß B und einen zweiten Widerstand (R2) mit einem zweiten Anschluß A und einem zweiten Anschluß B, wobei der erste Anschluß A unter Bildung eines Eingangsknotens mit dem zweiten Anschluß A gekoppelt ist;
c. einen ersten Transistor (Q1) mit einer ersten Basis, einem ersten Emitter und einem ersten Kollektor, wobei die erste Basis mit dem ersten Anschluß B (R1) und der erste Emitter mit der Masseschaltung gekoppelt ist;
d. die mit der Spannungsversorgung (Vcc) und dem ersten Kollektor gekoppelte erste Stromquelle (I&sub1;);
e. eine erste Diode (D1) mit einer ersten Anode und einer ersten Kathode und eine zweite Diode (D2) mit einer zweiten Anode und einer zweiten Kathode, wobei die erste Kathode mit der zweiten Anode, dem ersten Kollektor (Q1) und der ersten Stromquelle (I&sub1;) und die ersten Anode (D1) mit der zweiten Kathode (D2) gekoppelt ist;
f. einen zweiten Transistor (Q2) mit einer zweiten Basis, einem zweiten Emitter und einem zweiten Kollektor, wobei die zweite Basis mit der ersten Anode (D1) und der zweiten Kathode (D2) gekoppelt ist;
g. einen dritten Transistor (Q3) mit einer dritten Basis, einem dritten Emitter und einem dritten Kollektor, wobei die dritte Basis mit dem zweiten Anschluß B (R2), der dritte Emitter mit der Masseschaltung und der dritte Kollektor mit dem zweiten Emitter (Q2) gekoppelt ist;
h. einen dritten Widerstand (R3) mit einem dritten Anschluß A und einem dritten Anschluß B, wobei der dritte Anschluß A mit der ersten Stromquelle (I1), dem ersten Kollektor (Q1), der ersten Kathode (D1), der zweiten Anode (D2) und dem Knoten (C) gekoppelt ist;
i. einen vierten Widerstand (R4) mit einem vierten Anschluß A und einem vierten Anschluß B , wobei der vierte Anschluß A mit dem dritten Anschluß B und der vierte Anschluß B mit der Masseschaltung gekoppelt ist, und der dritte und vierte Widerstand (R3, R4) den Spannungsteiler bilden;
j. eine dritte Diode (Q6) mit einer dritten Anode und einer dritten Kathode und eine vierte Diode (Q7) mit einer vierten Anode und einer vierten Kathode, wobei die vierte Anode mit der dritten Kathode und dem zweiten Kollektor und die dritte Anode mit der vierten Kathode gekoppelt ist, und der zweite und dritte Transistor (Q2, Q3) sowie die dritte Diode (Q6) in der Pulldown-Schaltung (30) enthalten sind;
k. eine zweite Stromquelle (I2), die mit der Spannungsversorgung (VCC) und dem zweiten Kollektor (Q2), der dritten Kathode (Q6) und der vierten Anode (Q7) gekoppelt ist;
l. eine dritte Stromquelle (I3), die mit der Spannungsversorgung (VCC) gekoppelt ist;
m. einen vierten Transistor (Q4) mit einer vierten Basis, einem vierten Emitter und einem vierten Kollektor, wobei die vierte Basis mit dem dritten Anschluß B und dem vierten Anschluß A, der vierte Emitter mit der Masseschaltung und der vierte Kollektor mit der dritten Stromquelle (I3) gekoppelt ist;
n. einen fünften Transistor (Q5) mit einer fünften Basis, einem fünften Emitter und einem fünften Kollektor, wobei die fünfte Basis mit dem zweiten Emitter und dem dritten Kollektor, der fünfte Emitter mit der Masseschaltung und der fünfte Kollektor mit der dritten Anode (Q6), der vierten Kathode (Q7) und dem Ausgangsknoten (B) gekoppelt ist;
o. eine fünfte Diode (Q10) mit einer fünften Anode und einer fünften Kathode, wobei die fünfte Anode mit dem Ausgangsknoten (B) gekoppelt ist;
p. eine sechste Diode (Q11) mit einer sechsten Anode und einer sechsten Kathode, wobei die sechste Anode mit der fünften Kathode und die sechste Kathode mit der dritten Stromquelle (I3) und dem vierten Kollektor (Q4) gekoppelt ist;
q. einen fünften Widerstand (R5) mit einem fünften Anschluß A und einem fünften Anschluß B, wobei der fünfte Anschluß A mit der fünften Kathode (Q10) und der sechsten Anode (Q11) und der fünfte Anschluß B mit der fünften Anode (Q10) und dem Ausgangsknoten (B) gekoppelt ist;
r. einen sechsten Transistor (Q8) mit einer sechsten Basis, einem sechsten Emitter und einem sechsten Kollektor, wobei der sechste Kollektor mit der Spannungsversorgung (VCC), die sechste Basis mit der dritten Stromquelle (I3), der sechsten Kathode und dem vierten Kollektor und der sechste Emitter mit dem fünften Anschluß A, der fünften Kathode (Q10) und der sechsten Anode (Q11) gekoppelt ist; und
s. einen siebten Transistor (Q9) mit einer siebten Basis, einem siebten Emitter und einem siebten Kollektor, wobei der siebte Kollektor mit der Spannungsversorgung (VCC), die siebte Basis mit dem sechsten Emitter, dem fünften Anschluß A, der fünften Kathode (Q10) und der sechsten Anode (Q11) und der siebte Emitter mit dem fünften Anschluß B, der fünften Anode (Q10) und dem Ausgangsknoten (B) gekoppelt ist, und der sechste und siebte Transistor (Q8, Q9) in der Pullup-Schaltung (20) enthalten sind.
7. Ausgangsschaltung nach Anspruch 6, bei der der erste Transistor (Q1), der zweite Transistor (Q2), der dritte Transistor (Q3), der vierte Transistor (Q4) und der fünfte Transistor (Q5) sämtlich Schottky-NPN-Bipolartransistoren sind.
8. Ausgangsschaltung nach Anspruch 7, bei der der sechste Transistor (Q8) und der siebte Transistor (Q9) beide NPN- Bipolartransistoren sind.
9. Ausgangsschaltung nach Anspruch 1, bei der die Pullup- Schaltung folgendes aufweist: zwei Transistoren (Q8, Q9), eine erste Diode (Q10) und eine zweite Diode (Q11), die in Reihe geschaltet sind, wobei die ersten Diodenanode (Q10) mit dem Ausgangsknoten (B) und zweite Diodenkathode (Q11) mit dem Eingangsknoten der Pullup-Schaltung gekoppelt ist, um die umgekehrten Spannungen über die Basis-Emitter-Übergangszonen der Transistoren (Q8, Q9) während eines Wechsels vom High-Zustand in den Low-Zustafld zu klemmen, und bei der die Pulldown-Schaltung (30) eine dritte Diode (Q6), deren Anode mit -dem Ausgangsknoten (B) und deren Kathode mit der Pulldown- Schaltung gekoppelt ist, sowie eine vierte Diode (Q7) enthält, die in umgekehrter paralleler Ausrichtung zur dritten Diode (Q6) gekoppelt ist, um eine Beschädigung der dritten Diode (Q6) während eines Wechsels vom Low-Zustand in den High-Zustand zu vermeiden.
10. Ausgangsschaltung nach Anspruch 1, die Spannungs-Klemmdioden (Q10, Q11) enthält, die mit den Klemm-Umkehrspannungen der Pullup-Schaltung (20) während eines Wechsels vom High-Zustand in den Low-Zustand gekoppelt sind.
11. Ausgangsschaltung nach Anspruch 1, die eine Spannungs-Klemmdiode (Q7) enthält, die so gekoppelt ist, daß sie eine Beschädigung der Pulldown-Schaltung (30) während eines Wechsels vom Low-Zustand in den High-Zustand verhindet.
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