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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf
Leistungsendstufen, die einen Leistungsschalter verwenden, um eine
Last mit einem Masseknoten zu verbinden, und die im
wesentlichen keinen statischen Leistungsverbrauch in der
Treiberschaltung aufweisen.
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Eine Schaltung zum schaltenden Verbinden einer externen
Last mit Masse (niederspannungsseitiger Treiber), die
einen Leistungsschalter verwendet, besitzt ein
Grundschaltbild, wie in Fig. 1 gezeigt.
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Im allgemeinen ist der Leistungsschalter Pw ein
Transistor, häufig ein integrierter DMOS-Transistor, der
eindeutige Vorteile gegenüber einem Transistor mit bipolaren
Übergangs bietet. Die integrierte Transistorstruktur
enthält inhärent einen Übergang (Diode) Dr, über den im
Fall reaktiver Lasten Übergangsströme zurückgeführt
werden können. Der Leistungstransistor Pw bildet die
Endstufe und wird von einer Treiberschaltung gesteuert,
die einen leitenden Zustand oder einen nichtleitenden
Zustand des Transistors gemäß einem bestimmten
"Tastverhältnis" (in den meisten Anwendungen) bestimmt.
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Auf diese Weise wird ein Ausgangssignal erzeugt, das eine
Amplitude aufweist, die zwischen Vl = Rdson Id und
Vh = H.V. liegt, wobei H.V. die Versorgungsspannung ist,
mit der die externe Last verbunden ist, Rdson der
Sättigungswiderstand des Leistungstransistors Pw ist und Id
der Strom durch die Last ist.
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Um einen niedrigen Spannungsabfall über dem
Leistungstransistor Pw, wenn dieser leitend ist, und somit
eine geringe Verlustleistung sicherzustellen, ist es
erforderlich, den Wert Rdson zu minimieren. Dies wird
erreicht durch Ansteuern des Leistungstransistors mit
einer (Gate)-Spannung, die höher ist als die Spannung,
die zum Einschalten des Transistors erforderlich ist. Für
einen DMOS-Transistor kann eine solche
Übersteuerungsspannung normalerweise ungefähr 10 V, z. B. Vgs = 10 V,
erreichen, d. h. sie kann gleich der Versorgungsspannung
Vcc der Steuerschaltung sein.
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Außerdem muß das Ausgangssignal (OUT) häufig bestimmte
Anstiegsgeschwindigkeits-Eigenschaften (Tf und Tr) und
Verzögerungen (Tphl und Tplh) in bezug auf das
Steuersignal (IN) aufweisen, die gesteuert sind und einander
gleichen, wie in Fig. 2 gezeigt ist.
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Um den Leistungstransistor Pw einzuschalten, ist es
andererseits erforderlich, die Kapazität des
Ansteuerungsknotens (Gate-Knoten) auf eine Spannung aufzuladen,
die höher ist als die Schwellenspannung Vth des
Transistors. Wenn während einer Einschaltphase die Ansteuerung
über einen Konstantstromgenerator I1 (Fig. 1) bewirkt
wird, weist die Gate-Spannung eine Kennlinie über der
Zeit auf wie diejenige, die in Fig. 3 gezeigt ist. Drei
unterschiedliche Operationszonen des Leistungstransistors
können unterschieden werden, die durch die wirkliche
Eingangskapazität bestimmt werden, die sich von Zone zu
Zone ändert.
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In einer ersten Zone I der Kennlinie steigt die Gate-
Spannung von Vgs = 0 V auf Vgs = Vth an. In diesem
Zeitintervall fließt kein Strom durch den
Leistungstransistor, der in einem Aus-Zustand verharrt. Das Intervall
t0-t1 ist als Einschaltverzögerungszeit definiert. Nach
dem Zeitpunkt t1 beginnt der Leistungstransistor zu
leiten und die Spannung Vds über dem Leistungstransistor
fällt von Vh auf Vdson.
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In einer Zone II der Kennlinie, normalerweise als
Sättigungszone bezeichnet, ist das Verhältnis ΔVds/Δvgs hoch,
weshalb der Miller-Effekt bei der Bestimmung der
Eingangskapazität im Vergleich zur "physikalischen" Gate-
Kapazität des Leistungstransistors dominierend wird.
Dadurch lädt der Treiberstrom hauptsächlich die "Miller" -
Kapazität, während ein vernachlässigbarer Teil desselben
die Cgs-Kapazität zwischen dem Gate-Anschluß und dem
Source-Anschluß des Leistungstransistors Pw lädt, wodurch
eine vernachlässigbare Anderung der Spannung Vgs bewirkt
wird. Tatsächlich steigt die Gate-Spannung vom Wert
Vgs = Vth auf den Wert Vgs = Vs an (Vs wird auch als
operative Spannung bezeichnet). Das Intervall t1-t2 ist
als die Abfallzeit Tf definiert.
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In der Zone II der Operation wird die Gate-Kapazität
vollständig auf die Spannung Vcc aufgeladen und der
Leistungstransistor ist vollständig eingeschaltet
(geringer Innenwiderstand).
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In ähnlicher Weise wird beim Abschalten des
Leistungstransistors Pw dessen Gate-Kapazität über einen
Konstantstromgenerator 12 entladen, der funktionell
zwischen den Gate-Knoten des Leistungstransistors und
Masse geschaltet ist. Während einer "Abschalt"-Phase
treten ähnliche Erscheinungen auf, wie diejenigen, die
während der "Einschalt"-Phase stattfinden, wie in Fig. 4
gezeigt ist. Auch in dieser Phase der Operation wird
tatsächlich die Gate-Kapazität in drei unterschiedlichen
Phasen entladen.
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In einer ersten Phase oder Zone 1 der Kennlinie fällt die
Gate-Spannung vom Wert Vgs = Vcc auf die operative
Spannung
Vgs = Vs ab, während die Drain-Spannung auf Vdson
verharrt. Dieses Intervall ist als
Abschaltverzögerungszeit definiert.
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In einem zweiten Bereich II der Kennlinie fällt die
Spannung Vgs von Vs auf die Schwellenspannung Vth ab,
wobei während dieser Phase der Leistungstransistor Pw
beginnt, immer weniger Strom zu führen, bis er
vollständig abschaltet. Die Dauer dieses Intervalls, während dem
die Drain-Spannung von Vl auf Vh ansteigt, ist als
Anstiegszeit Tr definiert.
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Wenn die Ströme 11 und 12 denselben Wert aufweisen, sind
die Anstiegszeit und die Abfallzeit identisch.
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Um einen großen Ladestrom (Ic) und einen großen
Entladestrom (Is) der Gate-Kapazität des Leistungstransistors Pw
zu bewirken und um schnelle Schaltzeiten zu erreichen,
während die Steuerstromgeneratoren I1 und 12 mit relativ
niedrigem Wert verwendet werden, wird eine
Treiberschaltung verwendet wie diejenige, die in Fig. 5 gezeigt ist.
Tatsächlich ist die Beziehung, die die Ströme Ic und Is
auf die Ströme ID1 und ID4 zieht, von exponentieller Art:
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Ic = n ID1 eR IDI/Vt
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Is = n ID4 eR ID4/Vt
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Wenn ID1 und ID4 gleich sind, sind die Ströme Ic und Is
und somit auch die Abfallzeit und die Anstiegszeit
gleich.
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In der Praxis unterscheidet sich in einer Schaltung wie
in derjenigen, die in Fig. 5 gezeigt ist, der Strom ID4
vom Strom ID1. Tatsächlich arbeiten die MOS-Transistoren
M1 und M2 mit einer konstanten Spannung Vgs, weshalb der
Strom ID1 gleich I ist, während die MOS-Transistoren M3
und M4 mit einer Spannung Vgs arbeiten, die sich von
dieser unterscheidet, da deren Source-Anschlüsse nicht
mit einer festen Spannung, sondern mit dem Gate-Anschluß
des Leistungstransistors Pw verbunden sind, dessen
Spannung während einer Abschaltphase abfällt. Daher gilt ID4
≠ I.
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Um diesen Nachteil zu beseitigen, sind die
Source-Anschlüsse von M3 und M4 im allgemeinen mit einer festen
Spannung verbunden, z. B. mit der Versorgungsspannung
Vcc, so daß der von M3-M4 gebildete Stromspiegel
denselben Strom erzeugt wie der Stromspiegel M1-M2. Eine solche
bekannte Lösung ist in Fig. 6 gezeigt, wobei ein
funktionelles Blockschaltbild so beschaffen sein kann, wie in
Fig. 7 gezeigt ist.
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In dieser Schaltung arbeiten die Transistoren M2 und M4
nicht unter exakt denselben Bedingungen. Tatsächlich
operiert M4 immer in einer Sättigungszone mit
Vgs1 = konstant und Vds1 = konstant = Vcc - 2 Vbe,
während der Transistor M2 in der Sättigungszone operiert,
bis Vds2 = Vgs2 - Vth gilt, und anschließend in einer
linearen Zone operiert. Wenn M2 in einer linearen Zone
operiert, ist die Gate-Spannung des Leistungstransistors
Pw bereits über die operative Spannung Vs angestiegen,
weshalb der Transistor nicht mehr in der Zone II operiert
und somit der Drain-Anschluß des Transistors bereits die
Spannung Vh angenommen hat.
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Diese Schaltung besitzt einen Nachteil, der in der
Tatsache besteht, daß dann, wenn der Leistungstransistor Pw
ausgeschaltet ist und somit seine Gate-Spannung auf
Vgs = 0 V liegt, ein bestimmter Stromverbrauch (aus der
Stromversorgungsleitung Vcc gezogen) auftritt, der durch
die Summe I2 + ID4 gegeben ist.
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In integrierten Schaltungen, in denen zahlreiche
Treiberstufen dieses Typs vorhanden sind, kann ein solcher
statischer Stromverbrauch unzulässige Pegel erreichen.
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Es ist eine Hauptaufgabe der Erfindung, eine verbesserte
Steuerschaltung für eine niederspannungsseitige
Treiberstufe zu schaffen, die ohne Beeinträchtigung der
Geschwindigkeit und der präzisen Eigenschaften im
wesentlichen keinen statischen Stromverbrauch aufweist.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch die Treiberschaltung der
vorliegenden Erfindung, die durch die im Anspruch 1
angegebenen Merkmale gekennzeichnet ist und die einen
Schalter bildet, der irgendeinen Stromfluß durch den
Entladungsstromgenerator der Steuerknotenkapazität des
Leistungstransistors verhindern kann, wenn sich letzterer
in einem Aus-Zustand befindet. Ein solcher Schalter wird
durch die am Steuerknoten des Leistungstransistors
anliegende Spannung gesteuert. In der Praxis besitzt die
Treiberschaltung der Erfindung keinen statischen
Stromverbrauch, wenn der Leistungstransistor abgeschaltet ist,
und einen extrem niedrigen Verbrauch, der praktisch
vernachlässigt werden kann, wenn der Leistungstransistor
eingeschaltet ist.
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Die Erfindung wird leichter verstanden anhand der
folgenden Beschreibung einer wichtigen Ausführungsform, die
hiermit durch ausdrücklichen Literaturhinweis eingefügt
ist.
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Fig. 1, 2, 3, 4, 5, 6 und 7 zeigen, wie bereits oben
beschrieben worden ist, den Stand der Technik.
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Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer Treiberschaltung
gemäß der vorliegenden Erfindung.
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Fig. 9 ist eine Treiberschaltung, die gemäß der
vorliegenden Erfindung hergestellt ist.
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Wie in Fig. 8 schematisch gezeigt, umfaßt die
Treiberschaltung der Erfindung einen Schalter (OFF), der
irgendeinen Stromfluß durch den Stromgenerator 12, der zum
Entladen der Kapazität des Steuerknotens (Gate) des
Endstufenleistungstransistors Pw verwendet wird,
unterbrechen kann. Der Schalter (OFF) wird durch die am
Steuerknoten des Leistungstransistors Pw anliegende Spannung
gesteuert und beseitigt praktisch jeden (statischen)
Stromverbrauch, wenn der Leistungstransistor Pw
ausgeschaltet ist.
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Das elektrische Schaltbild der Fig. 9 zeigt eine
Ausführungsform der Schaltung der Erfindung im Fall einer
Treiberschaltung, die, unter anderem, der funktionellen
Schaltung der Fig. 6 im Ganzen ähnlich sein kann. Der
Schalter (OFF) der Fig. 8 wird im gezeigten Beispiel von
einem MOS-Transistor M5 gebildet.
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Wenn der Leistungstransistor Pw abschaltet, fällt dann,
wenn seine Gate-Spannung abfällt, auch die Gate-Spannung
des Transistors M5 ab.
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In dieser Abschaltphase nimmt der Widerstand Rdson des
Transistors M5 zu, wodurch eine "Fehlanpassung" zwischen
den Strömen I1 und I2 bewirkt wird. Durch Dimensionieren
des Transistors M5 derart, daß eine "Fehlanpassung" sich
selbst in signifikanter Weise behauptet, wenn der
Leistungstransistor Pw bereits die Sättigung verlassen hat,
stellt die Fehlanpassung praktisch kein Problem dar, da
der Leistungstransistor bereits abgeschaltet hat.
Selbstverständlich kann der Transistor M5 so dimensioniert
sein, daß sein Widerstand Rdson praktisch vernachlässigt
werden kann, bis das Gate-Potential des
Endstufenleistungstransistors auf einen Wert abgesunken ist, der
sicherstellt, daß der Leistungstransistor Pw eine
Sättigungsbedingung verlassen hat.
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Der Transistor M5 verhält sich somit wie ein Schalter,
der öffnet, wenn die Gate-Spannung des
Leistungstransistors unter den Wert der Schwellenspannung von M5 fällt,
wodurch der Stromfluß im Zweig I2 der Treiberschaltung
unterbrochen wird.
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Das Einführen eines Schalters (M5) in Serie zum
Stromgenerator (I2) beeinflußt nicht die anderen funktionellen
Eigenschaften der Treiberschaltung, die ihre
Geschwindigkeitseigenschaften beibehält, wobei außerdem die
Anstiegs- und Abfallzeiten zueinander identisch bleiben
können und im allgemeinen gesteuert werden können.
Andererseits wird der statische Stromverbrauch bei
abgeschaltetem Leistungstransistor vollständig beseitigt. Die
Schaltungsanordnung der Erfindung ist einfach zu
verwirklichen und erfordert eine minimale zusätzliche
Integrationsfläche.