DE69127361T2

DE69127361T2 - Vorrichtung und verfahren zur verzerrungsverminderung in verstärkern

Info

Publication number: DE69127361T2
Application number: DE69127361T
Authority: DE
Inventors: Andrew Roseacre Crowe Bateman; Mark Beach; Peter Kenington; Joseph Mcgeehan
Original assignee: British Technology Group Ltd
Current assignee: BTG International Ltd
Priority date: 1990-04-25
Filing date: 1991-04-25
Publication date: 1997-12-18
Anticipated expiration: 2011-04-26
Also published as: JP3035345B2; GB9009295D0; EP0678976A1; GB2244881A; GB9108920D0; DE69127361D1; US5157345A; EP0526557B1; JPH05509446A; AU651774B2; WO1991016760A1; AU7790591A; AU4879993A; AU655730B2; ATE157209T1; GB2244881B; EP0526557A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Reduzierung einer Verzerrung in Verstärkern und insbesondere auf die Verwendung eines Rückkopplungsverfahrens in Echtzeit in einer Mitkopplung-Korrekturschleife, um die Verzerrung in linearen Hochleistungs-Breitbandverstärkern zu reduzieren.
Alle linearen Verstärker verzerren bis zu einem gewissen Grad die Signale, die sie verstärken sollen, und dies ist insbesondere unerwünscht, wenn zwei oder mehr unabhängige Kanäle gerade verstärkt werden. Unter diesen Umständen werden unerwünschte Intermodulationsprodukte erzeugt, die eine Interferenz verursachen können und eine schlechte Funktion des Systems zur Folge haben, auf dem sie beruhen. Aus diesem Grund müssen diese Verzerrungsprodukte unter bestimmten vordef inierten Pegeln gehalten werden, und mehrere Verfahren wurden vorgeschlagen, um diese Funktion auszuführen.
Basierend auf der bekannten Tonverstärkertheone wurden verschiedene Rückkopplungsverfahren entwickelt, um eine Verzerrung zu beseitigen. Diese haben sich im allgemeinen auf die Bereiche einer Signalrückkopplung konzentriert, die bei der End-Ausgangsfrequenz des Verstärkers arbeitet, und einer Modulationsrückkopplung, die bei der Basisband-Eingangsfrequenz des gesamten Transmitters arbeitet. Diese beiden Methoden leiden an zwei üblichen Problemen, nämlich einer Instabilität bei hohen Werten einer Verstärkung der Rückkopplungsschleife und einer schlechten Breitbandleistung. Als Folge wurden diese Verfahren im allgemeinen auf Schmalbandverstärker beschränkt, die auf einem einzigen Kanal arbeiten.
Es wurden Vorverzerrungsverfahren vorgeschlagen, um das Rückkopplungssystemen inhärente Instabilitätsproblem zu beseitigen, indem die Amplituden- und Phasengewichte der Vorverzerrungssignale adaptiv geändert werden, aber diese Verfahren arbeiten nicht in Echtzeit. Der Aktualisierungsprozeß muß häufig genug durchgeführt werden, um eine Parameterdrift in dem Verstärker zu kompensieren, aber selten genug, um eine Instabilität zu vermeiden. Solche Verfahren haben gewöhnlich den Nachteil, daß sie große Speicherkapzitäten, um die verschiedenen Vorverzerrungsparameter zu speichern, und einen angemessenen Verarbeitungsleistungsgrad erfordern, um sie zu aktualisieren.
Mitkopplungsverfahren überwinden alle oben erwähnten Probleme, weil sie auf die Erzeugung eines zeitverzögerten Fehlersignals angewiesen sind, das die Intermodulationsprodukte auslöscht, wenn es dem linear verstärkten Signal hinzugefügt wird. Der Grad einer Auslöschung dieser Verzerrungsprodukte hängt kritisch von der Genauigkeit der Verstärkungs- und Phaseneinstellung des Fehlersignals ab. Diese Signale müssen ständig eingestellt werden, um die Leistung des Verstärkers beim höchsten Pegel aufrechtzuerhalten. In dem US-Patent Nr. 4 580 105 werden solche Einstellungen durch Einspeisen eines Pilotsignals erreicht, das nach einem Durchgang durch den Verstärker extrahiert und verwendet wird, um die Verstärkung und Phase des Fehlersignals zu regeln.
Die britische Patentschrift 2 107 540B beschreibt einen Mitkopplungsverstärker, bei dem ein Fehlersignal erhalten wird durch Vergleichen des Ausgangssignals des Verstärkers mit dessen Eingangssignal, um ein Fehlersignal abzuleiten, das mit dem Ausgangssignal des Verstärkers kombiniert wird. Zwei Kompensationsschaltungen werden verwendet, eine für die in dem Vergleich verwendeten Signale und eine für das Fehlersignal. Die Amplitude und Phase der Ausgabe der Kompensationsschaltungen werden durch zwei Signale automatisch geregelt, welche die Verstärkung zweier paralleler Breitbandverstärker in den Kompensationsschaltungen regeln. Als Ganzes liefert diese parallele Anordnung die geforderte Kompensation. Die Anordnung ist schwierig zu bauen und zu betreiben, weil die beiden Breitbandverstärker sehr ähnlich sein müssen und die ihre Regelsignale ableitenden Schaltungen sorgfältig geregelt werden müssen, falls eine brauchbare Kompensation erhalten werden soll. Dies ist bei jeder Frequenz schwierig, aber besonders schwierig bei Frequenzen oberhalb 100 MHz Die Charakteristiken bzw. Kennlinien der Verstärkung als Funktion der Frequenz der beiden Verstärker müssen einander eng folgen, weil jede Diskrepanz dazu führen wird, daß eine Auslöschung der unerwünschten Fehlersignalkomponenten (oder End-Ausgangsverzerrung) nur bei einer einzigen Frequenz oder über eine schmale Bandbreite erreicht wird. Die gesamte Flachheit des Frequenzgangs (sowohl in der Verstärkung als auch der Phase) der kombinierten Verstärker muß ebenfalls gut sein, in gleicher Weise wie der Frequenzgang des Hauptfehler-Verstärkers flach sein muß, und dies ist eine zusätzliche und unerwünschte System-Nebenbedingung. Die oben erwähnte Patentschrift ist in der britischen Patentschrift 2 167 256A erwähnt, wo sie als das einzige Beispiel einer Phasen- und Amplitudenregelung zitiert wird. Der Vorschlag, daß eine jeweilige Amplituden- und Phasenregelung vorgesehen wird, scheint in diesen Dokumenten nicht aufzutauchen bzw. vorhanden zu sein. Das US-Patent 4 885 551 beschreibt eine Anordnung, die ebenfalls Amplituden- und Phasenkompensationsschaltungen verwendet und bei der eine Verstärkungs- und Phasenregelung durch einen programmierten Controller bereitgestellt wird, der Verstärkung und Phase abwechselnd einstellt. Die beschriebene Anordnung liefert keine Signale, die von der Phase und der Verstärkung getrennt abhängig sind, so daß die Einstellungen der Verstärkung und Phase nicht unabhängig sind. Durch Verwenden aufeinanderfolgender Signale werden auch Phasen- und Verstärkungseinstellungen relativ lang und sind für viele Anwendungen nicht geeignet.
Gemäß einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Reduzieren der durch einen Verstärker erzeugten Verzerrung geschaffen mit
einem ein Fehlersignal erzeugenden Mittel für eine Verbindung mit dem Eingang und Ausgang eines Verstärkers zum Ableiten eines Fehlersignals, das von der Ausgabe des Verstärkers und dem Verstärker zugeführten Eingangssignalen abhängig ist, von dem gefordert wird, unverzerrte Ausgangssiguale bereitzustellen,
einem Korrekturmittel zum Löschen der Verzerrung in den Ausgangssignalen des Verstärkers durch Verwenden des Fehlersiguals, um ein korrigiertes Signal zu liefern,
wobei das ein Fehlersignal erzeugende Mittel seriell verbundene, unabhängig wirkende erste Amplituden-Einstellmittel und zweite Phasen-Einstellmittel aufweist zum automatischen Einstellen der Amplitude bzw. Phase von zumindest einem der folgenden Signale,
dem Fehlersignal, oder
einem beim Erzeugen des Fehlersignals verwendeten Signal, oder einem beim Liefern des korrigierten Signals verwendeten Signal,
als Antwort auf jeweilige erste und zweite, gleichzeitig abgeleitete Regelsignale, um eine verbesserte Auslöschung der Verzerrung zu ergeben, und
einem Regelmittel zum Erzeugen der ersten und zweiten Regelsignale aus zumindest zwei Signalen, von denen eines von den Eingangssignalen oder daraus abgeleiteten Signalen abhängig ist.
Gemäß einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Reduzieren der durch einen Verstärker erzeugten Verzerrung geschaffen mit den Schritten
Ableiten eines Fehlersignals, das von den Ausgangssignalen des Verstärkers und Eingangssignalen abhängig ist, die dem Verstärker zugeführt werden, von dem gefordert wird, unverzerrte Ausgangssignale zu liefern,
Löschen der durch den Verstärker erzeugten Verzerrung, wobei das Fehlersignal verwendet wird, um ein korrigiertes Signal zu liefern,
automatisches Vornehmen getrennter Amplitudeneinstellungen und Phaseneinstellungen der Reihe nach an zumindest einem von
dem Fehlersignal, oder
einem beim Erzeugen des Fehlersignals verwendeten Signal oder
einem beim Liefern des korrigierten Signals verwendeten Signal,
als Antwort auf jeweilige gleichzeitig abgeleitete erste und zweite Regelsignale, um eine wesentlich verbesserte Auslöschung der Verzerrung zu ergeben, und
Erzeugen der Regelsignale aus zumindest zwei Signalen, von denen eines von den Eingangssignalen oder davon abgeleiteten Signalen abhängig ist.
Durch Vorsehen unabhängig wirkender Einstellungen für eine Amplituden- und Phasenregelung, die auf gleichzeitig abgeleitete Regelsignale anspricht, hilft die vorliegende Erfindung dabei, mit den Problemen der Temperatur, der Alterung und der operationsgeschwindigkeit fertig zu werden, die oben in Verbindung mit den GB-Patentschriften 2 107 540B und 2 167 256A und dem US-Patent 4 885 551 erwähnt wurden, und erlaubt eine schnelle Einstellung, die für oberhalb von z.B. 100 MHz arbeitenden Breitbandverstärkern geeignet ist.
Mehrere Verfahren zur selbsttätigen Regelung in Echtzeit sind in dieser Patentschrift beschrieben, welche arbeiten, um die Verstärkungs und Phaseneinstellungen in sowohl einer fehlerbestimmenden Schleife als auch einer Fehlerauslöschungsschleife eines Verstärkers zu optimieren, der eine Mitkopplung- Verzerrungskorrektur ausnutzt. Die beschriebenen Verfahren decken sowohl eine Schmalband- als auch Breitbandkorrektur ab, die sowohl Einfach- als auch Mehrfacheingangskanäle und fehlerbestimmende Schleifen nutzt.
Mehrere verschiedene Formen eines Regelsystems sind beschrieben, die Energieminimierungsverfahren und Suchverfahren für Phasengleich-Phasenverschiebung-(I-Q)-Nulldurchgänge einschließen. Die beschriebenen Regelsysteme können auf sowohl die fehlerbestimmende Schleife als auch die Fehlerauslöschungsschleife angewandt werden.
Bestimmte Ausführungsformen der Erfindung werden nun beispielhaft unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
Figur 1 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung ist, die ein Mitkopplung-Verstärkersystem mit Rückkopplungsoptimierung zeigt,
Figur 2 ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform der Erfindung ist, das ein Mitkopplung-Verstärkersystem mit einer Rückkopplung-Parametereinstellung in Echtzeit zeigt,
Figur 3 vereinfachte Spektren an verschiedenen Stellen in Figur 2 während des Betriebs zeigt,
Figur 4 eine modifizierte Version der Anordnung von Figur 2 ist,
die Figuren 5 und 6 Blockdiagramme von Ausführungsformen sind, die Offsetfrequenz-Verfahren und einen digitalen Signalprozessor verwenden, und
Figur 7 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform ist, in der Polarkoordinaten-Regelsignale für eine Parametereinstellung abgeleitet werden.
In Figur 1 wird ein Eingangssignal an einem Anschluß 1 durch einen Teiler 2 zwischen zwei Wegen geteilt: einem Hauptweg 3 zu einem Hauptverstärker 4 und einem Nebenweg 5 zu Phasen- und Verstärkungs-Einstellkomponenten 6 und 7. Das Ausgangssigual vom Hauptverstärker 4 enthält Verzerrungsprodukte in Form einer Intermodulation. Ein Abtastwert der Hauptverstärkerausgabe wird durch den Richtungskoppler 9 erhalten und einem Kombinierer 11 zugeführt. Die andere Eingabe in den Kombinierer 11 ist so eingerichtet, daß sie zu der abgetasteten Leistungsverstärkerausgabe in Gegenphase ist (somit einen Subtrahierer bildend), durch korrekte Auswahl eines Zeitverzögerungselements 8 und einer korrekten Einstellung der Phasenverschiebungskomponente 6. Für eine optimale Auslöschung des Eingangssignals ist dies nicht ausreichend, weil die Amplitudenpegel ebenfalls gleich sein müssen, und dies wird durch eine korrekte Einstellung der variablen Verstärkungskomponente 7 eingerichtet. Das vom Ausgang des Subtraktors 11 erhaltene Signal enthält in der Theorie nur die Verzerrungsprodukte und bildet ein Fehlersignal.
Durch Mittel, die den oben beschriebenen ähnlich sind, wird das Fehlersignal genutzt, um die in der Ausgabe des Hauptverstärkers 4 vorhandenen Verzerrungsprodukte auszulöschen. In diesem Fall wird das Hauptverstärkersignal, das den "Durchgangsweg" des Richtungskopplers 9 durchlaufen hat, durch ein Zeitverzögerungselement 16 verzögert und in einen Eingang eines Richtungskopplers 17 gespeist, der als Subtraktor dient. Die andere Eingabe des Richtungskopplers 17 wird durch Verarbeiten des Fehlersignals, das vorher von dem (als ein Subtraktor dienenden) Kombinierer 11 abgeleitet wurde, unter Verwendung eines Zeitverzögerungselements 12, von Phasen- und Verstärkungs-Einstellkomponenten 13 und 14 und eines Fehlerverstärkers 15 erhalten. Die veränderlichen Verstärkungs- und Phasenverschiebungskomponenten 13 und 14 werden für eine maximale Auslöschung der in dem Ausgangssigual des Kopplers 17 vorhandenen unerwünschten Verzerrungsprodukte eingestellt und berücksichtigen auch Phasen- und Amplitudenfehler in dem Verstärker 15.
Das Referenzsignal im Weg 5 wird in Phase und Amplitude durch die veränderlichen Phasenverschiebungs- und veränderlichen Verstärkungskomponenten 6 und 7 eingestellt, um die speziellen Verstärkungs- und Phasenanomalien des Leistungsverstärkers 4 bei der interessierenden Frequenz zu kompensieren. Das verstärkungs- und phasengewichtete Referenzsignal wird dann zeitverzögert, um die Eingabe in den Addierer 11 zu bilden.
Eine automatische Einstellung der Phasenverschiebungs- und Verstärkungskomponenten 6 und 7 wird folgendermaßen erreicht. Ein Abtastwert des Fehlersignals wird durch einen Richtungskoppler 10 nach einem Subtraktor 11 erhalten und bildet eine Eingabe in ein Rückkopplungsnetzwerk 18. Ein Abtastwert des Referenzsignals wird unter Verwendung eines Richtungskopplers 19 erhalten und bildet die zweite Signaleinspeisung in das Rückkopplungsnetzwerk 18. Eine geeignete Verarbeitung dieser beiden Signale, wie unten beschrieben ist, ergibt zwei Regelsignale für die variablen Phasen- und Verstärkungskomponenten 6 und 7.
Die variablen Phasen- und Verstärkungskomponenten 13 und 14 werden durch ein weiteres Rückkopplungsnetzwerk 20 geregelt. Die Eingaben in dieses Regelnetzwerk stammen von einem Richtungskoppler 21 nach dem Zeitverzögerungselement 16 und von einem Richtungskoppler 22 nach dem Fehlerverstärker 15. Eine geeignete Verarbeitung dieser beiden Signale ergibt die notwendigen Regelsignale für die Phasen- und Amplituden-Einstellkomponenten 13 und 14.
Die Positionen der Richtungskoppler 10, 19, 21 und 22 kann man zu Positionen hin ändern, wo die gleiche Information erhalten werden kann. Zum Beispiel kann der Koppler 19 nach dem Zeitverzögerungselement 8 angebracht werden, und der Koppler 22 kann vor dem Verstärker 15, der Verstärkungs-Einstellkomponente 14, der Phasen-Einstellkomponente 13 oder dem Zeitverzögerungselement 12 angebracht werden.
Die in dieser Patentschrift beschriebenen Verfahren sind sowohl auf einen Einzel- als auch Mehrfach-Eingangssignalbetrieb anwendbar. Figur 1 zeigt ein Einzelkanal-Korrektursystem, wobei die Korrektur in der fehlerbestimmenden Schleife in dem Referenzsignalweg stattfindet. Eine Korrektur kann gleichefriaßen in dem Hauptverstärkerweg vor dem Hauptverstärker angewandt werden, und mehrere Korrekturen können ebenfalls verwendet werden, um frequenzabhängige Charakteristiken des Verstärkers zu überwinden bzw. zu beseitigen. Die Erfindung schließt alle derartigen Konfigurationen ein.
Figur 2 zeigt ausführlicher eine andere ähnliche bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, in der eine Phasen- und Amplitudenkorrektur in dem Hauptsignalweg ausgeführt wird. Komponenten, die die gleiche Funktion in Figur 2 wie in Figur 1 haben, haben die gleichen Bezeichnungen, und Stellen, an denen in den Figuren 3(a) bis (g) dargestellte Spektren erscheinen, sind durch die Buchstaben (a) bis (g) in Figur 2 angezeigt.
Die Eingabe in Figur 2 erfolgt in Form mehrerer Eingangssignale, jeweils in ihren eigenen Kanal, der beispielsweise einer von mehreren Kanälen, wie z.B. etwa 100 zellularen Telefonkanälen, sein kann. Solche Signale können dann in einem einzelnen Breitbandverstärker 4 verstärkt und für eine (nicht dargestellte) gemeinsame Antenne verwendet werden. Die Spektren von drei von n Eingangssignalen sind in den Figuren 3(a), (b) und (c) dargestellt. Die Eingangssignale werden jeweils durch Teiler 23 in zwei Wege geteilt, wobei ein Weg einen Eingang in einen Referenzweg-Kombinierer 26 bildet und der andere, nach einer Phasen- und Verstärkungseinstellung, einen Teil der Eingabe in den Hauptleistungsverstärker 4 bildet. Jedes der Eingangssignale wird durch Gruppen variabler Phasenverschiebungsund variabler Verstärkungskomponenten 24 und 25 in Phase und Amplitude unabhängig eingestellt, um die speziellen Verstärkungs- und Phasenanomalien des Leistungsverstärkers 4 bei den einzelnen Frequenzen jedes Signals zu kompensieren. Die in Verstärkung und Phase eingestellten Eingangssignale werden dann bei einem Kombinierer 28 addiert, um die Eingabe in den Hauptleistungsverstärker 4 zu bilden. Das Ausgangsspektrum des Verstärkers 4 ist in Figur 3(d) dargestellt und enthält Frequenzkomponenten unterhalb der Frequenz f&sub1; und oberhalb der Frequenz fn. Diese Komponenten repräsentieren die in dem Verstärker 4 verursachte Verzerrung und hängen von der Anzahl Frequenzen fn und ihrem Abstand im Frequenzspektrum ab. Sie sind in vereinfachter Form in den Figuren 3d und 3e nur veranschaulichend dargestellt. Eine Subtraktion des Fehlersignals von der Verstärkerausgabe bei dem Koppler 17 ergibt das Ausgangssignalspektrum der Figur 3 (e).
Von dem Addierer 11 wird in gleicher Weise wie oben für Figur 1 beschrieben ein Fehlersignal abgeleitet, außer daß die Phasen- und Verstärkungs-Einstellkomponenten 6 und 7 in dem Referenzweg durch die Gruppe der Komponenten 24 und 25 in dem Eingabeweg zum Hauptverstärker ersetzt sind. Außerdem werden die Regelsignale für Phasen- und Amplitudenkomponenten von verschiedenen Stellen genommen. Das Fehlersignal hat das Spektrum der Figur 3(f) mit den Eingangssignalkomponenten bei einem sehr niedrigen Pegel.
Eine automatische Einstellung eines Paars Phasen- und Verstärkungs-Einstellkomponenten 32 und 33 in den Gruppen 24 und 25 wird folgendermaßen erreicht. Ein Abtastwert des Fehlersignals wird durch den Richtungskoppler 22 erhalten und bildet über einen Teiler 40 eine Eingabe in jeden von zwei 90º-Phasenverschiebung-Mischern 42 und 43 (wobei zwei solche Mischer und damit gekoppelte Schaltungen für jedes Eingangssignal erforderlich sind, wobei in Figur 2 nur ein Paar dargestellt ist). Ein Abtastwert des ersten Eingangssignals wird unter Verwendung eines Richtungskopplers 34 erhalten und durch einen Teiler 35 in den Mischer 43 und eine 90º-Phasenverschiebungsschaltung 41 eingespeist. Die Ausgabe der Schaltung 35 liefert eine Eingabe für den Mischer 42. Ähnlich liefern Koppler in einer Gruppe 36 Signale für die anderen Paare Mischer, 90º-Phasenverschiebungsschaltungen und nachfolgenden Schaltungen.
Das Netzwerk in Figur 2 ist mit 18' bezeichnet, um anzudeuten, daß es die gleiche Funktion wie das Rückkopplungsnetzwerk 18 von Figur 1 hat, außer daß es ein Regelsignal liefert, welches erlaubt, daß die Phase und Amplitude der Frequenz von jedem der Kanaleingangssignale für eine korrekte Auslöschung in dem Addierer 11 einzeln eingestellt wird, um ein entstörtes Fehlersignal zu liefern. In Figur 1 ist ein Eingangssigual für das Netzwerk 18 das Referenzsignal, und das andere ist das Fehlersignal, aber in Figur 2 ist eine Gruppe der Eingangssignale für das Netzwerk 18' das Hauptverstärker-Eingangssignal, und das andere ist das Fehlersignal nach einer Verstärkung durch den Verstärker 15 (und einer Phasen- und Amplitudenkorrektur durch seine zugeordneten Komponenten 13 und 14). Beide Netzwerke 18 und 18' verwenden somit Eingangssignale, welche die Eingangssignale des Verstärkers (in dem Haupt- oder Referenzweg) und das Fehlersignal enthalten.
Durch Verwenden der Kanaleingangssignale, um die unerwünschten Komponenten des Fehlersignals zu identifizieren (d.h. die Frequenzen f&sub1; bis fn (Figur 3(f)) der Kanaleingangssignale in Figur 2) sind die Netzwerke 18 und 18' in der Lage, die erforderlichen Regelsignale zu liefern. In Figur 2 können die Eingangssignale von der Gruppe Koppler 36 dahingehend betrachtet werden, daß sie (in dem Mischer) verwendet werden, um die Frequenzen der Kanaleingangssignale in dem Fehlersignal von dem Koppler 22 auszuwählen. Zwei Wege, auf denen dies erreicht wird, werden nun mit Verweis auf Figur 2 beschrieben, zuerst durch ein Phasengleich-(I)- und 90º-Phasenverschiebungs-(Q)- Verfahren und zweitens durch ein Energieminimierungsverfahren.
Die Gleichstromkomponente des Ausgangssignals eines ausgeglichenen Mischers oder eines Phasendetektors, wie z.B. eines Diodenringmodulators, geht durch Null, wenn die Eingangssignale des Mischers um 90º phasenverschoben sind. Der Betrag der Gleichstromkomponente hängt von den Amplituden und der relativen Phase der Eingangssignale ab, und die relative Phase bestimmt das Vorzeichen der Gleichstromkomponente. Die Ausgaben der Mischer 42 und 43 repräsentieren gleichzeitige unabhängige Q- und I-Signale, und ihre Gleichstromkomponenten (siehe Figur 3(g)) werden durch Tiefpaßfilter 44 und 45 ausgewählt. Wenn diese beiden Gleichstromkomponenten bei Null liegen, sind die Eingangssignale f&sub1; bis fn aus dem Fehlersignal eliminiert.
Weil diese Ausgangssignale Teil einer Hilfsschleife sind, die die Phasen- und Amplituden-Einstellkomponenten 32 und 33 regelt, ändern sich die Q- und I-Gleichstromkomponenten im Betrag, während Einstellungen stattfinden. Diese sich ändernden Gleichstromkomponenten werden Verstärkern 46 und 47 zugeführt, und, wenn die Ausgaben dieser Verstärker beide Null sind, ist die Phase und Amplitude des Fehlersignals für eine vollständige Auslöschung der Kanaleingangssignale von dem Fehlersignal korrekt. Da die Ausgaben der Verstärker unter sich ändernden Bedingungen positiv oder negativ werden, werden die Phasen und Amplituden der Kanaleingangssignale für eine vollständige Auslöschung unter Verwendung der Fehlersignale korrigiert, die an die Einstellkomponenten 31 und 32 angelegt werden.
Da die Ausgaben der Verstärker nur den Sinn (die Richtung) der erforderlichen Regelsignale liefern, ist eine nachfolgende Integration unter Verwendung der Komponenten 48 und 49 notwendig. Diese summieren die Ausgangssignale des Verstärkers über die Zeit, um die korrekten Regelspannungspegel zu erhalten. Die Regelsignale für die Phasen- und Verstärkungs-Einstellkomponenten 32 und 33 werden dann durch die Ausgaben der Integratoren 48 und 49 gebildet. Wie dargestellt, ist der Integrator 48 mit der Komponente 32 verbunden, und der Integrator 49 ist mit der Komponente 33 verbunden, aber in Abhängigkeit von den Phasenbeziehungen am Eingang zu dem Netzwerk 18' infolge von Verzögerungen in den Schaltungen und Verbindungen könnte der Integrator 48 mit der Komponente 33 und der Integrator 49 mit der Komponente 32 verbunden sein. Eine Auswahl dieser Verbindungen kann empirisch vorgenommen werden, oder die in Figur 2 dargestellten Verbindungen können wie dargestellt hergestellt werden, aber manuell einstellbare Verzögerungen können am Eingang zu dem Netzwerk 18' eingefügt und eingestellt werden, um die Schaltungsfunktion richtig zu bilden.
Man kann zeigen, daß die Regelsignale von den Integratoren 48 und 49 insofern voneinander unabhängig sind, als eine Änderung in einem Signal nicht von einer signifikanten Änderung in dem anderen begleitet wird, vorausgesetzt ein Fehler oder beide Fehler in der Amplitude und Phase des jeweiligen Eingangssignals in den Kombinierer 28 sind klein.
Andere Phasen- und Verstärkungs-Einstellkomponenten in den Gruppen 24 und 25 werden in gleicher Weise mit jeweiligen Signalen von der Gruppe Koppler 36 geregelt, die als Eingaben in das andere Paar oben erwähnte Mischer verwendet werden. Der Teiler 40 liefert die anderen Eingaben für diese Paare Mischer.
Das Netzwerk 18 von Figur 1 kann das gleiche Verfahren, aber in Einzelkanalform nutzen.
Um eine Amplitude und Phase darzustellen, können die I- und Q-Signale durch eine Umwandlung von rechtwinkligen Koordinaten in Polarkoordinaten umgewandelt werden, um Polarkoordinaten zu liefern (d.h. Signale und I² + Q² und Tan&supmin;¹ Q/I werden abgeleitet). Die Verstärkungs- und Phasen-Einstellkomponenten werden dann durch die "Radius"- bzw. "Winkel"-Polarsignale regelt.
Ähnliche Verfahren können in einem Rückkopplungsnetzwerk 20' und (ohne den Teiler 40) in dem Rückkopplungsnetzwerk 20 verwendet werden. Hier ist die Aufgabe, die Amplitude des Fehlersignals einzustellen, das angibt, daß eine Verzerrung in dem Koppler 17 die gleiche wie in dem Signal von dem Verstärker 4 ist, aber in Gegenphase ist, so daß eine Subtraktion und Auslöschung stattfindet. Zwei Eingaben vorn Teiler 40 sind mit (nicht dargestellten) Mischern im Netzwerk 20' verbunden, einer über eine (nicht dargestellte) 90º-Phasenverschiebung. Ausgaben von (nicht dargestellten) Integratoren werden zu Phasen- und Amplituden-Einstellkomponenten 13 und 14 weitergeleitet. Nur ein I- und ein Q-Signal wird abgeleitet, und nur eine Phasen- und eine Amplituden-Einstellkomponente wird verwendet.
Das oben erwähnte Energieminimierungsverfahren wird durch zwei Änderungen an Figur 2 in die Praxis umgesetzt. Erstens sind die Mischer 42 und 43 von einem Typ, bei dem die Gleichstromkomponente seines Ausgangssignals minimiert ist, wenn seine Eingangssignale um 90º phasenverschoben sind, wobei die Richtung einer Änderung des Ausgangssignals durch die Phase bestimmt ist. Zweitens sind die Verstärkerschaltungen 46 und 47 durch (nicht dargestellte) jeweilige Differenzierglieder ersetzt. Weil die Ausgaben des Mischers bei einem Minimum liegen, wenn die Phasen- und Amplitudenkomponenten 32 und 33 korrekt eingestellt sind, ist eine Differentiation erforderlich, um die Richtung der Änderung festzustellen, wobei wie vorher eine Integration erforderlich ist, die die jeweiligen Regelsignale für die Komponenten 32 und 33 liefert.
Eine Energieminimierung wie oben beschrieben kann ebenfalls für die Rückkopplungsschaltung 20' unter Verwendung der oben erwähnten Eingaben und in einer Einzelkanalversion für das Netzwerk 20 verwendet werden. Andere bekannte Energieminimierungsverfahren sind ebenfalls geeignet, z.B. die Verwendung eines Diodendetektors.
Die für Breitbandsignale in dem Verstärker 4 erforderliche Phaseneinstellung kann mehr als 360º über das ganze Band betragen, und daher können die Phasen-Einstellkomponenten 6 und 13 und in der Gruppe 24 durch eine Kombination von geschalteten Verzögerungselementen, die einer 360º-Verzögerung oder mehr äquivalent sind, und Phasenverzögerungselementen mit einer Phasenänderung von bis zu 360º gebildet werden.
Weil die Aufgabe des Rückkopplungsnetzwerks 20' ist, die korrekte Amplitude und Phase des Fehlersignals sicherzustellen, ist ein Problem, das in der Anordnung von Figur 2 entstehen kann, daß die Frequenzen f&sub1; bis fn in dem Ausgangssignal von dem Koppler 17 einen solch hohen Betrag in der Eingabe vom Koppler 21 in das Rückkopplungsnetzwerk 20' aufweisen, das die kleinen verbleibenden Komponenten bei diesen Frequenzen anstelle von Verzerrungskomponenten detektiert werden. Dies hat Regelsignale für die Phasen- und Amplitudenkomponenten 13 und 14 zur Folge, die den gewünschten Signalen und nicht dem Fehlersignal (d.h. den Verzerrungskomponenten) proportional sind. Dieses Problem wird in einer bevorzugten Modifikation von Figur 2 überwunden, die in Figur 4 dargestellt ist. Hier wählt ein Richtungskoppler 50 die Frequenzen f&sub1; bis fn von der Ausgabe des Kombinierers 26 aus und wendet sie mittels eines Teilers 56, eines Verstärkers 51, einer Verzögerungsschaltung 52, einer Phasen-Einstellkomponente 53 und einer Amplituden-Einstellkomponente 54 auf einen Kombinierer 55 an, der eingerichtet ist, um von dem Koppler 50 abgeleitete Signale von den vom Koppler 21 abgeleiteten zu subtrahieren. Auf diese Weise werden die Beträge der Frequenzen f&sub1; bis fn in der Ausgabe des Kombinierers 55, die für das Rückkopplungsnetzwerk 20' verwendet wird, so reduziert, daß eine Detektion dieser Signale im wesentlichen nicht stattfindet. Ein weiteres Rückkopplungsnetzwerk 59, das die gleiche Form wie das Rückkopplungsnetzwerk 18' haben kann, wird verwendet, um die Phasen- und Amplituden-Einstellkomponenten 53 und 54 zu regeln. Die Eingangssignale für dieses Rückkopplungsnetzwerk werden von dem Teiler 56 bzw. durch einen Teiler 58 von einem Koppler 57 genommen. Ein Referenzsignal sollte jedoch als eine Alternative an irgendeiner Stelle zwischen dem Kombinierer 26 und dem Verstärker 51 oder dem Verzögerungselement 8 genommen werden. Als eine weitere Alternative kann eine separate Gruppe Komponenten, die den Komponenten 51 bis 54 und dem Rückkopplungsnetzwerk 59 entspricht, für jeden Eingangskanal vorgesehen werden, wenn ein Referenzsignal für das Rückkopplungsnetzwerk von jedem Kanal zwischen jeweiligen der Teiler 23 und der Koppler 36 genommen wird, wobei die andere Eingabe vom Koppler 57 durch Teiler genommen wird, die dem Teiler 58 entsprechen, für jeden Kanal eine von jedem. Ein weiterer Kombinierer ist mit den Ausgängen der Gruppen gekoppelt, und die kombinierten Ausgänge sind mit dem Kombinierer 55 verbunden.
Die Filter 44 und 45, die Verstärker 46 und 47, die Integratoren 48 und 49 und etwaige Differenzierglieder, die in dem Energieminimierungsverfahren verwendet werden, können in Form einer programmierten Schaltung mit integriertem Digitalsignalprozessor (DSP) implementiert sein. Die Programmierung der DSPs ist in dem Buch "Digital Signal Processing Design" von Andrew Bateman und Warren Yates beschrieben, das von Pitman, London, 1988 veröffentlicht wurde. Diejenigen Teile der Figuren 2 und 4, welche die Schaltungen 44 bis 49 darstellen, können als einem Flußdiagramm zum Verarbeiten von Signalen von den Mischern 42 und 43 äquivalent betrachtet werden, weil diese Signale zuerst gefiltert, dann verstärkt und dann integriert werden. Die Programmierung eines DSP, um diese Funktionen auszuführen, ist für den Fachmann Routine. Kapitel 4 des oben erwähnten Buches beschreibt, wie Filter implementiert werden können; eine Verstärkung wird durch eine Multiplikation ausgeführt, wie auf den Seiten 18 bis 20 und 96 bis 97 des Buches beschrieben ist, und eine Integration ist einfach eine Summation und ist bei einer beliebigen Mikroprozessoranwendung ein wohlbekannt er Prozeß.
Eines der Probleme, das beim Konstruieren von Schaltungen zum Linearisieren von Breitbandverstärkern auftritt, ist, daß diese Schaltungen genau arbeiten müssen, um eine Verzerrung zu beseitigen, und mit der Temperatur und der Alterung Probleme entstehen. DSPs leiden nicht an derartigen Problemen, weil sie digital arbeiten, und es ist daher vorteilhaft, so viele Schaltungen der Figuren 1, 2 und 4 wie möglich durch einen DSP zu ersetzen. Unerwünschte Gleichstromkomponenten können jedoch aus Mängeln in den Mischern und in den A/D-Wandlern in den DSP- Schaltungen entstehen. Solche unerwünschten Komponenten können praktisch beseitigt werden, indem dafür gesorgt wird, daß die DSP-Eingangssignale bei einer Tonfrequenz liegen, die erlaubt, daß ein Mischen in der Software ohne Einführen unerwünschter Gleichstromkomponenten durchgeführt wird. Für einen Betrieb in Echtzeit sollten auch Eingangsfrequenzen für DSPs vorzugsweise nicht höher als 5 kHz sein, obwohl zukünftige Fortschritte in der DSP-Technologie wahrscheinlich ermöglichen, daß höhere Frequenzen verwendet werden. In Anbetracht dieses Sachverhalts kann jedes der Rückkopplungsnetzwerke 18, 18', 20, 20' und 56 durch die Schaltung von Figur 5 ersetzt werden, obwohl ein (in Figur 5 dargestellter) DSP 60 im Multiplexbetrieb betrieben werden kann, um für mehr als eines der, oder gar alle, Netzwerke in einer Verstärkerkorrekturschaltung zu arbeiten. Außerdem kann der DSP 60 im Multiplexbetrieb betrieben werden, um für mehrere der Netzwerke 18' zu arbeiten, welche verschiedenen Eingangskanälen entsprechen. In der Praxis ist es besser, mehrere DSPS zu verwenden, von denen jeder als beispielsweise drei der Rückkopplungsnetzwerke fungiert.
Die Aufgabe der Schaltung von Figur 5 ist, die Frequenzen der Eingangssignale in den DSP so zu reduzieren, daß sie unterhalb etwa 1 kHz liegen. Nimmt man die Schaltung 18' der Figuren 2 und 4 als ein Beispiel, ist die Verbindung vom Koppler 34 bei 61 dargestellt, und die beiden Eingaben vom Teiler 40, die identisch sind und daher durch eine einzige Verbindung übermittelt werden können, sind bei 62 dargestellt. Diese Signale können in der Bandbreite 860 bis 900 MHz liegen, und die Frequenz eines speziellen Kanals in dieser Bandbreite wird gc bezeichnet. Mischer 63 und 64 empfangen Signale von jeweiligen Oszillatoren 65 und 66 bei Frequenzen g&sub1; und g&sub2;, die sich um etwa 1 kHz unterscheiden. Die unteren Seitenbänder der Mischer 63 und 64 werden durch Filter 66 und 68 so ausgewählt, daß ihre Ausgangsfrequenzen für einen einzelnen Kanal (gc-g1) und (gc-g2) sind. Falls ein Signal bei 61 als eine Referenzeingabe betrachtet wird und das bei 62 als ein Fehlersignal betrachtet wird, wird dann der Fehler durch die Mischer 63 und das Filter 67 zu einem Mischer 70 weiter übermittelt, dessen Ausgabe, welche die Frequenz (g&sub1;-g&sub2;) hat, ebenfalls das Fehlersignal trägt. Ein Referenzsignal, ebenfalls bei der Frequenz (g&sub1;-g&sub2;), wird durch Mischen der Ausgaben der Oszillatoren 65 und 66 in einem Mischer 72 erhalten. Die beiden Signale bei der Frequenz (g&sub1;- g&sub2;) werden durch Filter 73 und 74 ausgewählt und für den DSP 60 verwendet, welcher programmiert sein kann, um die Funktionen der in dem Netzwerk 18' dargestellten Kästen auszuführen. Wie oben erwähnt, ist die DSP-Programmierung für den Fachmann Routine, und es ist auf das Buch von Bateman und Yates verwiesen worden. Dieses Buch hat auch einen Abschnitt 6.3 über die Verarbeitung eines um 90º phasenverschobenen Signals und einen Abschnitt 6.5 über Modulationsverfahren, welche geeignete Verfahren für die Mischer 42 und 43 und die 90º-Phasenverschiebung 41 abdecken.
Beispiele von Subroutinen (a) bis (f) für einen Typ TMS 320C25, der als der DSP 60 verwendet werden kann, werden indes nun gegeben. Die Subroutinen sind in der Assembler-Sprache angegeben, wobei die erste Spalte Anweisungen und die zweite einen oder zwei Operanden enthält, die durch Kommata getrennt sind. Die Subroutinen verwenden Mnemoniks, die in den Handbüchern für diesen DSP-Typ angegeben sind, und Signale weisen selbsterklärende Mnemoniks auf. In der Subroutine (b) muß eine Phasenverschiebung um 90º in einem Weg von einer Verzögerung im anderen Weg begleitet werden.

a) Eingeben von Referenz- und Fehlersignalen von ADCs

IN REFSIG, PA0 *Gib Referenzsignal ein
IN ERSIG, PA1 *Gib Fehlersignal ein

b) Anwenden einer 90º-Phasenverschiebung auf das Referenzsignal, unter Verwendung eines Hilbert-Transformations filters und einer Verzögerung

LRLK AR1, HDEL1 *Zeige auf Filterverzögerungsstart
LAC REFSIG *Lade Referenzeingabe
SACL * *Gib in Filterverzögerungsleitung ein
MPYK 0 *Lösche P-Register
PAC *Lösche Akkumulator
LRLK AR1, HDEL11 *Zeige auf Filterverzögerungsende
RPTK NHDEL-1 *Stelle Wiederholzähler ein
MACD HCOF11,*- *Multipliziere Akkumulierungen (engl. accumulates)
APAC *Akkumuliere Endprodukt
SACH REF90,1 *Sichere Hilbert-Filterergebnis
LRLK AR1,HDEL6 *Zeige auf Filterverzögerungsmitte
LAC * *Extrahiere Signal
SACL REF0 *Sichere als verzögertes Signal

c) Mischen des Fehlersignals mit I,O-Versionen der Referenzsignale

LT ERSIG *Hole Fehlersignal in T-Reg.
MPY REF0 *Multipliziere mit I-Referenz
PAC *Hole Produkt im Akkumulator
SACH MIX1,1 *Sichere Mischerergebnis
MPY REF90 *Multipliziere mit Q-Referenz
PAC *Hole Produkt im Akkumulator
SACH MIX2,1 *Sichere Mischerergebnis

d) Tiefdaßfiltern des Mischerergebnisses

LRLK AR1,L1DL1 *Zeige auf Filterverzögerungsstart
LAC MIX1 *Lade Mischerergebnis
SACL * *Gib in Filterverzögerungsleitung ein
MPYK 0 *Lösche P-Register
PAC *Lösche Akkumulator
LRLK AR1,L1DL21 *Zeige auf Filterverzögerungsende
RPTK NLPDL-1 *Stelle Wiederholzähler ein
MACD LCOF21,*- *Multipliziere Akkumulatoren
APAC *Akkumuliere Endprodukt
SACH L1RES,1 *Sichere Tiefpaßergebnis

e) Skalieren des Tiefpaßergebnisses und Integrieren

LT K *Integratorkonstante in T
MPY L1RES *Skaliere Tiefpaßergebnis
PAC *Hole Produkt im Akkumulator
ADDH INT1 *Addiere in Integratorinhalte
SACH INT1 *Sichere neues Ergebnis
SACH CNTRL1 *Sichere als Regelausgabe

f) Ausgeben der Regelspannungen an DACs

OUT CNFRL1,PA0 *Gib an DAC1 aus
OUT CNTRL2,PA1 *Gib an DAC2 aus
Weil Figur 5 die Betriebsfrequenzen von der Bandbreite des Verstärkers 4 zu einer Bandbreite verschiebt, die für einen Betrieb durch einen DSP geeignet ist, ist das Verfahren als Offsetfrequenz-Digitalregelung bekannt. Übrigens sind die Frequenzen (gc-g1), (gc-g2) und (g&sub1;-g&sub2;) Zwischenfrequenzen, die über einen sehr weiten Bereich ausgewählt werden können, um verfügbare Mischer und Tiefpaßfilter anzupassen. Ein typischer Bereich liegt für einen bei 900 MHz arbeitenden Verstärker zwischen 100 und 800 MHz.
In Figur 6 ist ein alternativer Offset-Digital-Controller dargestellt, wo für das Beispiel des Netzwerks 18' Signale von dem Koppler 34 bei einer Verbindung 75 erscheinen und Signale von dem Teiler 40 bei einer Verbindung 76 erscheinen. Nach einem Durchgang durch einen Verstärker 77 wird das Signal bei der Verbindung 76, das als ein Fehlersignal betrachtet werden kann, an eine Schaltung 78 angelegt, deren Ausgaben um 90º gegeneinander phasenverschoben sind. Diese Ausgaben werden auf Mischer 80 und 81 angewandt, welche jeweilige um 90º phasenverschobene Signale von einem Offsetgenerator 82 empfangen. Somit erscheinen zwei, durch 90º getrennte Signale bei der Frequenz gc+g0 am Ausgang einer kombinierenden Schaltung 83, wo g&sub0; die Frequenz des Oszillators 82 ist und für eine DSP-Verarbeitung bei etwa 1 kHz geeignet ist. Eine Phasenverschiebungsschaltung 85 liefert den notwendigen Phasenunterschied für Signale, die von dem Oszillator 82 an die Schaltungen 80 und 81 angelegt werden.
Das Signal bei der Verbindung 75, welches als ein Referenzsignal betrachtet werden kann, wird an eine Schaltung 86 angelegt, wobei zwei Ausgaben durch 90º in der Phase getrennt sind, welche für Mischer 87 bzw. 88 verwendet werden, die ebenfalls Signale von einer Teilerschaltung 89 empfangen, die mit dem Ausgang der kombinierenden Schaltung 83 verbunden ist. Als Folge liegen die Ausgaben der Mischer 87 und 88 beide bei der Frequenz g&sub0;, sind aber in der Phase durch 90º getrennt. Diese Signale werden durch Filter 90 und 91 ausgewählt und bilden I- und Q-Signale für einen DSP 60', der der gleiche wie der DSP 60 ist, außer daß keine den im Netzwerk 18' dargestellten Komponenten 35, 41, 42 und 43 äquivalenten Verarbeitungsschritte vorliegen.
In einer anderen Ausführungsform der Erfindung können Phasen- und Amplituden-Regelsignale direkt durch die in Figur 7 dargestellte Schaltung bereitgestellt werden, welche deshalb für eines der oder alle Rückkopplungsnetzwerke der Figuren 1, 2 und 4 verwendet werden kann. Nimmt man wieder die Schaltung 18' als ein Beispiel, erscheint das Signal vom Koppler 34 auf einer Verbindung 93 und kann als ein Referenzsignal betrachtet werden, und das Signal vom Teiler 40 erscheint auf einer Verbindung 94 und kann als ein Fehlersignal betrachtet werden. Die Verbindung 94 ist mittels eines Amplitudenbegrenzers 95 mit einem Mischer 96 verbunden, der als ein Phasendetektor dient und dessen anderer Eingang mit der Verbindung 93 gekoppelt ist. Somit erscheint ein Phasen-Fehlersignal am Ausgang des Detektors 96 und ist in diesem Beispiel mit der Phasen-Einstellkomponente 32 verbunden. Um ein Amplituden-Fehlersignal zu erhalten, wird ein Kohärenzdetektor 97 verwendet, der gleichphasige Signale empfangen muß. Dies wird erreicht, indem eine variable Phasenverschiebungsschaltung 98 zwischen die Verbindung 94 und den Detektor 97 gekoppelt wird und die Phasenverschiebung der Schaltung 98 automatisch geregelt wird, wobei eine Anordnung verwendet wird, die ihre Ausgabe um 90º phasenverschoben mit dem Referenzsignal auf der Verbindung 93 verriegelt, und dann ist die notwendige gleichphasige Beziehung für den Kohärenzdetektor durch eine 90º-Phasenverschiebungsschaltung 99 geschaffen. Eine Regelung für die Phasenverschiebungsschaltung 98 wird von einem Phasendetektor 101 abgeleitet, der Signale vom Ausgang der Phasenverschiebungsschaltung 98 und der Verbindung 93 empfängt. Niedrige Frequenzen von dem Detektor 101 werden durch ein Filter 102 ausgewählt und als ein Regelsignal an die variable Phasenverschiebungsschaltung 98 angelegt. Falls die Ausgabe der Schaltung 98 und Signale auf der Verbindung 93 nicht um 90º phasenverschoben sind, wird somit die durch die Schaltung 98 angewandte Phasenverschiebung eingestellt, bis eine 90º-Phasenverschiebung erreicht ist. Das Ausgangssignal des Detektors 97 ist dem Amplitudenfehler proportional und ist in diesem Beispiel gekoppelt, um die Amplituden-Einstellkomponente 33 zu regeln. Als eine Alternative kann ein Schleifenfilter 102 durch einen Verstärker parallel mit einer Integrationsschaltung ersetzt werden, was einen Proportional-Plus-Integral-Controller für die variable Phasenverschiebungsschaltung 98 schafft.
In den Figuren dargestellte Phasen-Einstellkomponenten können unter Verwendung einer 90º-Phasenverschiebung-Hybridschaltung konstruiert werden, wobei zwei Ports mit Kapazitätsdioden (d.h. Dioden, deren Kapazität sich mit der angelegten Vorspannung ändert) verbunden sind. In diesem Zusammenhang kann eine 90º-Phasenverschiebung-Hybridschaltung als einen ersten Port aufweisend betrachtet werden, an dem ein Eingangssignal angelegt wird, jeweilige zweite und dritte Forts, mit denen die Kapazitätsdioden verbunden sind, und einen vierten Port, der die Ausgabe für die Schaltung liefert. Signale an den zweiten und dritten Ports sind um 90º phasenverschoben, und eine Variation der Endkapazität dieser Forts liefert eine Phasenverschiebung zwischen den ersten und vierten Forts. Die in dieser Patentschrift erwähnten Amplituden-Einstellkomponenten können auch unter Verwendung einer 90º-Phasenverschiebung- Hybridschaltung konstruiert sein, aber in diesem Fall sind die Kapazitätsdioden durch PIN-Dioden ersetzt. In beiden Fällen werden die Regelsignale als Vorspannungssignale für die Kapazitäts- oder PIN-Dioden entsprechend angelegt.
Man wird einsehen, daß die Erfindung auf viele andere Arten als die speziell beschriebenen in die Praxis umgesetzt werden kann.
Eine Breitbandverstärkung kann unter Verwendung einer einzigen Eingabe und einzelner oder mehrerer fehlerbestimmender Schleifen erreicht werden, wobei die letztgenannte separate Eingangssignale für das Netzwerk 18 ableitet oder äquivalente Tiefpaßfilter nutzt.
Eine weitere Implementierung könnte als ein Mitkopplung- "Transmitter" beschrieben werden, bei dem einzelne Eingangssignale beim Basisband (Tonfrequenz) liegen. Diese Signale werden dann vor einer Verstärkung in Hochfrequenz umgewandelt. In solch einem Transmitter können sich die Stellen, von denen Signale für zumindest einige der Rückkopplungsnetzwerke genommen werden, um Regelsignale für eine Amplituden und Phasenregelung abzuleiten, von den in den Figuren dargestellten unterscheiden. Einige können von den Toneingangssignalen abgeleitet werden.

Claims

1. Vorrichtung zum Reduzieren der durch einen Verstärker erzeugten Verzerrung mit

einem ein Fehlersignal erzeugenden Mittel für eine Verbindung mit dem Eingang und Ausgang eines Verstärkers zum Ableiten eines Fehlersignals, das von der Ausgabe des Verstärkers und dem Verstärker zugeführten Eingangssignalen abhängig ist, von dem gefordert wird, unverzerrte Ausgangssignale zu bereitzustellen,

einem Korrekturmittel zum Löschen der Verzerrung in den Ausgangssignalen des Verstärkers durch Verwenden des Fehlersignals, um ein korrigiertes Signal zu liefern,

wobei das ein Fehlersignal erzeugende Mittel seriell verbundene, unabhängig wirkende erste Amplituden-Einstellmittel und zweite Phasen-Einstellmittel aufweist zum automatischen Einstellen der Amplitude bzw. Phase zumindest eines von dem Fehlersignal,

einem beim Erzeugen des Fehlersignals verwendeten Signal, und

einem beim Liefern des korrigierten Signals verwendeten Signal,

als Antwort auf jeweilige erste und zweite, gleichzeitig abgeleitete Regelsignale, um eine verbesserte Auslöschung der Verzerrung zu ergeben, und

einem Regelmittel zum Erzeugen der ersten und zweiten Regelsignale aus zumindest zwei Signalen, von denen eines von den Eingangssignalen oder daraus abgeleiteten Signalen abhängig ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der das ein Fehlersignal erzeugende Mittel derart ist, daß die ersten und zweiten Regelsignale im wesentlichen voneinander unabhängig sind, zumindest wenn die Verzerrung nahezu ausgelöscht ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, bei der das ein Fehlersignal erzeugende Mittel aufweist

ein Subtraktionsmittel zum Subtrahieren der Eingangssignale von für die Ausgangssignale des Verstärkers repräsentativen Signalen beim Erzeugen des Fehlersignals und

bei dem die ersten und zweiten Einstellmittel angeordnet sind, um die Phase und Amplitude der Eingangssignale in den Verstärker oder in das Subtraktionsmittel als Antwort auf die Regelsignale so einzustellen, daß das Fehlersignal im wesentlichen nur die Verzerrung enthält.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3 mit unabhängig wirkenden dritten und vierten Einstellmitteln, um die Phase bzw. Amplitude des Fehlersignals als Antwort auf jeweilige dritte und vierte gleichzeitige unabhängige Regelsignale automatisch so einzustellen, daß das Korrekturmittel eine im wesentlichen optimale Auslöschung der Verzerrung ausführt.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 mit einem Mittel zum Kombinieren mehrerer Eingangssignalkanäle, um eine einzige Eingabe in den Verstärker zu schaffen, und bei dem

die ersten und zweiten Einsteilmittel mehrere Phasen- und Amplituden-Einstellelemente, ein Paar für jeden Eingangskanal, aufweisen.

6. Vorrichtung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei der das Regelmittel ein Verarbeitungsmittel zum Verarbeiten erster und zweiter Regelmittel-Eingangssignale mit den beiden Eingangssignalen aufweist, um die ersten und zweiten Regelsignale zu liefern,

einem ersten Mittel zum Ableiten der ersten Regelmittel- Eingangssignale von einer Stelle in der Vorrichtung, wo ein für die Eingangssignale repräsentatives Signal auftritt, und

einem zweiten Mittel zum Ableiten der zweiten Regelmittel- Eingangssignale von einer Stelle in der Vorrichtung, wo ein für das Fehlersignal repräsentatives Signal auftritt.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, soweit abhängig nach Anspruch 5, bei der

das Verarbeitungsmittel mehrere Untereinheiten enthält, eine mit jedem Eingangssignalkanal verbunden, und zum Liefern eines der ersten und eines der zweiten Regelsignale an die Einstellelemente des zugeordneten Kanals,

das erste Mittel ein Mittel zum Ableiten eines Signals von jedem Eingangssignalkanal aufweist, um erste Regelmittel-Eingangssignale, eines für jedes Untereinheit, zu liefern,

das zweite Mittel ein Mittel zum Ableiten des Fehlersignals an einem Eingang in das Korrekturmittel enthält, und

ein Mittel zum Teilen des abgeleiteten Fehlersignals in mehrere zweite Regelmittel-Eingangssignale, eines für jede Untereinheit.

8. Vorrichtung nach Anspruch 4 oder einem der Ansprüche 5 bis 7, soweit abhängig nach Anspruch 4, bei der das Regelmittel ein Mittel zum Verarbeiten dritter und vierter Regelmittel- Eingangssignale aufweist, um die dritten und vierten Regelsignale zu liefern,

ein drittes Mittel zum Ableiten der dritten Regelmittel Eingangssignale von einer Stelle in der Vorrichtung, wo ein für das Ausgangssignal des Korrekturmittels repräsentatives Signal auftritt, und

ein viertes Mittel zum Ableiten der vierten Regelmittel- Eingangssignale von einer Stelle in der Vorrichtung, wo ein für das Fehlersignal repräsentatives Signal auftritt.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, soweit abhängig nach Anspruch 7, bei der das Mittel zum Ableiten des Fehlersignals an einem Eingang in das Korrekturmittel ebenfalls das vierte Mittel bildet.

10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei der zumindest eines der Verarbeitungsmittel, oder deren Untereinheiten, konstruiert ist, um phasengleiche und um 90º phasenverschobene Signale aus den Regelmittel-Eingangssignalen oder dafür repräsentativen Signalen abzuleiten und um Regelsignale zu liefern, die mittels Polarität und Betrag der relativen Phasen und Amplituden der Regelmittel-Eingangssignale repräsentativ sind, die an dieses Verarbeitungsmittel oder Untereinheit angelegt werden.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei der zumindest eines der Verarbeitungsmittel oder deren Unterheiten aufweist

erste und zweite Mischer und ein Verschiebungsmittel für eine 90º-Phasenverschiebung, das an einen Eingang des zweiten Mischers angeschlossen ist, wobei der erste Mischer und das Verschiebungsmittel verbunden sind, um die ersten bzw. zweiten oder dritten bzw. vierten Regelmittel-Eingangssignale oder dafür repräsentative Signale zu empfangen, und

erste und zweite Gruppen, jede mit einem Tiefpaßfilter, Differenziermittel und Integrationsmittel, die hintereinander geschaltet sind, wobei Eingänge der ersten und zweiten Gruppen mit den Ausgängen der ersten bzw. zweiten Mischer verbunden sind und Ausgänge der ersten und zweiten Gruppen jeweils eines der Regelsignale liefern.

12. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei der zumindest eines der Verarbeitungsmittel oder deren Untereinheiten aufweist

erste und zweite Mischer und ein Verschiebungsmittel für eine 90º-Phasenverschiebung, das an einen Eingang des zweiten Mischers angeschlossen ist, wobei der erste Mischer und das Verschiebungsmittel verbunden sind, um die ersten bzw. zweiten oder dritten bzw. vierten Regelmittel-Eingangssignale zu empfangen, und

erste und zweite Gruppen, jede mit einem Tiefpaßfilter, einem Verstärker und Integrationsmittel, die hintereinander geschaltet sind, wobei Eingänge der ersten und zweiten Gruppen mit den Ausgängen der ersten bzw. zweiten Mischer verbunden sind und Ausgänge der ersten und zweiten Gruppen jeweils eines der Regelsignale liefern.

13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 12, bei der zumindest eines der Verarbeitungsmittel ein Offsetmittel zum Reduzieren der Frequenzen der Regelmittel-Eingangssignale enthält.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, bei der das Offsetmittel aufweist

erste und zweite Signalgeneratoren mit Ausgangsfrequenzen, deren Frequenzdifferenz gleich der erforderlichen reduzierten Frequenz der Regelmittel-Eingangssignale ist,

dritte und vierte Mischer, die gekoppelt sind, um die Ausgaben der ersten bzw. zweiten Signalgeneratoren und jeweilige der Regelmittel-Eingangssignale für dieses Verarbeitungsmittel zu empfangen,

ein Mittel zum Auswählen der unteren Seitenbänder der Ausgangssignale der dritten und vierten Mischer,

einen fünften Mischer, der gekoppelt ist, um die Ausgangssignale der Signalgeneratoren zu empfangen,

einen sechsten Mischer, der gekoppelt ist, um die unteren Seitenbänder zu empfangen, und

ein Mittel zum Auswählen der unteren Seitenbänder der Ausgangssignale der fünften und sechsten Mischer als die Regelmittel-Eingangssignale mit reduzierter Frequenz.

15. Vorrichtung nach Anspruch 13, bei der zumindest eines der Verarbeitungsmittel enthält

einen Signalgenerator mit einer Ausgangsfrequenz bei der erforderlichen reduzierten Frequenz der Regelmittel-Eingangssignale und zwei, um 90º gegeneinander phasenverschobenen Ausgänge,

erste und zweite Paare Mischer, wobei jedes Paar einen Eingangsanschluß aufweist, der angeschlossen ist, um um 90º phasenverschobene Signale an die jeweiligen Mischer des Paars anzulegen, bzw. verbunden ist, um die Regelmittel-Eingangssignale für dieses Verarbeitungsmittel zu empfangen,

wobei die Mischer des ersten Paars verbunden sind, um die jeweiligen Ausgaben des Signalgenerators zu empfangen, und einen Ausgangsanschluß aufweisen, der verbunden ist, um die Ausgangssignale der Mischer zu kombinieren,

wobei die Mischer des zweiten Paars verbunden sind, um die kombinierten Ausgangssignale des ersten Paars zu empfangen und separate Ausgangsanschlüsse aufweisen, und

ein Mittel zum Auswählen der unteren Seitenbänder der Mischer des zweiten Paars als die Regelmittel-Eingangssignale mit reduzierter Frequenz.

16. Vorrichtung nach Anspruch 13, 14 oder 15, bei der die Regelmittel-Eingangssignale mit reduzierter Frequenz im Betrieb zu einer digitalen Signalverarbeitungsschaltung (einem DSP- Chip) durchgelassen werden, die einen Teil des Verarbeitungsmittels bildet.

17. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 9, bei der zumindest eines der Verarbeitungsmittel oder deren Untereinheiten ein Polarkoordinatenmittel aufweist, um Amplituden Regel- und Phasen-Regelsignale als die ersten bzw. zweiten Regelsignale und/oder dritte bzw. vierte Regelsignale zu liefern.

18. Vorrichtung nach Anspruch 17, bei der das Polarkoordinatenmittel aufweist

ein Phasen-Einstellmittel, um die Phase der beiden Regelmittel-Eingangssignale für diesen Prozessor so einzustellen, daß sie um 90º phasenverschoben sind,

einen Kohärenzdetektor, der gekoppelt ist, um die um 90º phasenverschobenen Regelmittel-Eingangssignale zum Erzeugen der ersten Regelsignale zu empfangen,

einen Amplitudenbegrenzer, der gekoppelt ist, um eines der Regelmittel-Eingangssignale für den Prozessor zu empfangen, und

einen Phasendetektor zum Erzeugen der zweiten Regelsignale, der gekoppelt ist, um die Ausgabe des Amplitudenbegrenzers und als Referenzeingabe das andere der Eingangssignale des Regelmittels zu empfangen.

19. Vorrichtung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei der zumindest eines der ersten und zweiten Einstellmittel und, wenn vorhanden, der dritten und vierten Einstellmittel einen Verstärker enthalten.

20. Verfahren zum Reduzieren der durch einen Verstärker erzeugten Verzerrung mit den Schritten

Ableiten eines Fehlersignals, das von den Ausgangssignalen des Verstärkers und Eingangssignalen abhängig ist, die dem Verstärker zugeführt werden, von dem gefordert wird, unverzerrte Ausgangssignale zu liefern,

Löschen der durch den Verstärker erzeugten Verzerrung, wobei das Fehlersignal verwendet wird, um ein korrigiertes Fehlersignal zu liefern,

automatisches Vornehmen getrennter Amplitudeneinstellungen und Phaseneinstellungen der Reihe nach an zumindest einem von dem Fehlersignal,

einem beim Erzeugen des Fehlersignals verwendeten Signal und

einem beim Liefern des korrigierten Signals verwendeten Signal,

als Antwort auf jeweilige gleichzeitig abgeleitete erste und zweite Regelsignale, um eine wesentlich verbesserte Auslöschung der Verzerrung zu ergeben, und

Erzeugen der Regelsignale aus zumindest zwei Signalen, von denen eines von den Eingangssignalen oder davon abgeleiteten Signale abhängig ist.

21. Verfahren nach Anspruch 20, bei dem

ein Ableiten des Fehlersignals ein Subtrahieren der Eingangssignale von einem für die Ausgangssignale des Verstärkers repräsentativen Signal einschließt,

die Phase und Amplitude der Eingangssignale in den Verstärker oder, während sie beim Ableiten des Fehlersignals verwendet werden, in der Phase und Amplitude so eingestellt werden, daß das Fehlersignal im wesentlichen nur die Verzerrung enthält, und

die ersten und zweiten Regelsignale verwendet werden, um die Phase und Amplitude der Eingangssignale einzustellen, und in Abhängigkeit von den Eingangssignalen abgeleitet werden, und dem Fehlersignal oder einem dafür repräsentativen Signal.

22. Verfahren nach Anspruch 21, bei dem

die Phase und Amplitude des Fehlersignals in der Phase und Amplitude so eingestellt werden, daß eine Auslöschung der Verzerrung unter Verwendung des Fehlersignais im wesentlichen optimal ist, und

dritte und vierte Regelsignale beim Einstellen der Phase und Amplitude des Fehlersignals verwendet werden und in Abhängigkeit von dem Fehlersignal und den Ausgangssignalen des Verstärkers abgeleitet werden.

23. Verfahren nach Anspruch 20, 21 oder 22 mit

einem Kombinieren mehrerer Eingangssignalkanäle, um eine einzige Eingabe für den Verstärker zu liefern,

Ableiten erster Regel-Eingangssignale von jedem Eingangssignalkanal,

Ableiten zweiter Regel-Eingangssignale, die für das Fehlersignal repräsentativ sind,

wobei die ersten und zweiten Regel-Eingangssignale die beiden Signale umfassen, und bei dem

eine automatische Einstellung der Amplitude und Phase die Regel-Eingangssignale verwendet und eine Einstellung der Eingangssignale durch mehrere Prozesse umfaßt, wobei einer mit jedem Eingangssignalkanal verbunden ist und eines der ersten Regelsignale und eines der zweiten Regelsignale liefert, um die Amplitude und Phase des zugeordneten Kanals einzustellen.

24. Verfahren nach Anspruch 23, soweit abhängig nach Anspruch 21, mit

einem Ableiten der dritten Regel-Eingangssignale als für das Ausgangssignal des Verstärkers repräsentativ nach einer Auslöschung einer Verzerrung, und

einem Ableiten der vierten Regel-Eingangssignale als für das Fehlersignal repräsentativ.

25. Verfahren nach Anspruch 24, bei dem ein Erzeugen von zumindest zwei der Regelsignale ein Ableiten von phasengleichen und um 90º phasenverschobenen Signalen von zwei der Regel-Eingangssignale und Ableiten der beiden Regelsignale von den phasengleichen und um 90º phasenverschobenen Signalen einschließt.

26. Verfahren nach Anspruch 25 mit

einem Reduzieren der Frequenz von zwei der Regel-Eingangssignale und

einem Erzeugen von zwei der Regelsignale aus den Signalen mit reduzierter Frequenz.