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Diese Erfindung betrifft eine Vorverzerreranordnung
zum Linearisieren eines Verzerrelements. Insbesondere betrifft die
vorliegende Erfindung eine polynomiale Vorverzerreranordnung, die
ausgelegt ist, um die IMD-Verzerrung in einem Verstärker unter Verwendung
der pilotbasierten Steuerung zu kompensieren.
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Allgemeiner
Stand der Technik
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In einem idealen System stellt ein
Linearverstärker
die gleichmäßige Verstärkung in
seinem ganzen dynamischen Bereich bereit, damit das Ausgangssignal
des Verstärkers
eine korrekte, verstärkte Version
des Eingangssignals ist. In Wirklichkeit zeigen jedoch alle Linearverstärker nichtideale
Eigenschaften, wie zum Beispiel Amplituden- und Phasenverzerrung,
welche unerwünscht
sind und die Leistungsfähigkeit
eines Systems ernsthaft verschlechtern können. Ein Effekt dieser Nichtlinearität des Verstärkers ist
die Erzeugung von Ausgangsfrequenzen, die gleich den Summen und
Differenzen von ganzzahligen Vielfachen der Eingangsfrequenzkomponenten
sind. Dieser Effekt ist als Intermodulationsverzerrung (IMD/intermodulation
distortion) bekannt und insbesondere in Hochleistungs-RF-Verstärkern unerwünscht, die
für die
Verwendung in Breitbandsystemen ausgelegt sind. Zum Beispiel wird
ein Breitbandverstärker,
der in dem TDMA-Zellularsystem verwendet wird, verschiedene Intermodulationsprodukte
als eine Folge des Verstärkens
mehrerer TDMA-Kanäle erzeugen,
die auf festen Frequenzintervallen in einem TDMA-Band, mit zusammenfallenden
aktiven Rahmen, entstehen.
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Mehrere Linearisierungsverfahren
wurden entwickelt, um die obigen Verzerrungsprobleme, die mit einem
Linearverstärker
verbunden sind, zu lösen. Einige
dieser Verfahren arbeiten in Echtzeit, um die zeitabhängigen Änderungen
der nichtlinearen Charakteristika des Verstärkers zu berücksichtigen.
Derartige Änderungen
können
zum Beispiel aus Temperaturschwankungen in dem Verstärker, der
Alterung von Verstärkerbauelementen,
Stromversorgungsschwankungen oder insbesondere aus Änderungen des
Arbeitspunktes des Verstärkers
aufgrund einer Änderung
der Anzahl oder der Leistung der Eingangsträgerfrequenzen resultieren.
Von den breitbandigen RF- basierten
Linearisierungsverfahren sind die zwei gewöhnlichsten verwendeten Verfahren
die Vorwärtslinearisierung
und die Vorverzerrerlinearisierung.
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Ein Mechanismus der Vorwärtslinearisierung beruht
auf dem Erzeugen eines Fehlersignals, das für die IMD-Produkte stellvertretend
ist, die durch den Linearverstärker
eingebracht werden, und der Weiterleitung dieses Signals zum Kombinieren
mit dem Ausgangsspektrum des Verstärkers, indem die unerwünschte Verzerrung
unterdrückt
wird. Damit das Unterdrückungsverfahren
korrekt arbeitet, ist es für den
Mechanismus notwendig, dass die Amplitude und die Phase des Fehlersignals
vor seinem Kombinieren mit dem Ausgangssignal des Verstärkers genau
eingestellt werden. Dies erfordert in der Regel die Verwendung zusätzlicher
Verstärker
und verlustbehafteter Verzögerungsleitungen
und Koppler, die in dem Ausgangspfad von dem Hauptverstärker erscheinen.
Diese Verluste und die Anforderung nach zusätzlichen Verstärkern, welche
nicht zu der Ausgangsleistung des Systems hinzugefügt werden,
führen
zu einer kostengünstigen
Lösung.
In einem pilotbasierten Vorwärtsmechanismus
wird ein Pilotsignal in den Verstärkereingang gespeist. Dieses
(verstärkte)
Pilotsignal erscheint anschließend
in dem Fehlersignal, welches selbst weitergeleitet wird, um das
ursprünglich
eingespeiste Pilotsignal sowie die Verzerrungssignale im Verstärkerausgang
zu unterdrücken. Die
korrekte Einstellung der Amplitude und der Phase des Fehlersignals
wird auf der Basis der Messungen des Restpilotsignals erreicht,
das nach dem Unterdrückungsverfahren
zurückbleibt.
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Eine Steuerung der Verzerrungskompensation
für einen
Leistungsverstärker,
der ein Pilotsignal verwendet, ist in US-A-S 770 971 offenbart.
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Im Allgemeinen erfordern die Mechanismen der
Linearisierung der Vorverzerrung die beabsichtigte Änderung
des Eingangssignals mit relativ niedrigem Pegel zum Verstärker in
Erwartung des unerwünschten
Verzerrungsprozesses, der innerhalb des Verstärkers auftritt. Speziell vorverzerrt
der Mechanismus das Eingangssignal in einem umgekehrten Sinn zu
der Verzerrung, die durch den Verstärker erzeugt wird, so dass
in Reihe die Gesamtverzerrung minimiert wird. Entsprechend wird
die Übertragungskennlinie
des Vorverzerrers möglichst
dicht an der Umkehr- oder Komplementärfunktion der Übertragungskennlinie
des Verstärkers
approximiert. Wenn der Linearverstärker kompressiv ist, d. h.
die Verstärkung
bei höheren
Leistungspegeln abklingt, dann wird der Vorverzerrer diese Kompression
durch entsprechendes Spreizen des Eingangssignals kompensieren.
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Es sind mehrere Verfahren zum Vorverzerren
des Eingangssignals vorhanden, wobei sich jedes in der Weise unterscheidet,
wie der Vorverzerrer die Umkehr- oder Komplementärfunktion approximiert. Ein
Verfahren approximiert die Umkehrfunktion mit den Exponentialkennlinien
einer Diode. Eine oder mehr Dioden können zusammen mit einer geeigneten
Vorspannung verwendet werden, um eine Verringerung der Verzerrung
in der Größenordnung
von 10 dB zu erreichen. Ein zweites Verfahren besteht darin, eine
stückweise
Approximation der Umkehrfunktion unter Verwendung einer Reihe von
linear verstärkenden
Geradenelementen, die durchgehend verbunden sind, durchzuführen. Ein
Nachteil mit diesem Verfahren ist, dass die Anpassung und die Steuerung
der Linienelemente einen komplexen Schaltungsaufbau infolge der
Verbindungspunkte erfordert, die zwei Freiheitsgrade aufweisen.
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Die polynomiale Vorverzerrung ist
ein weiteres Verfahren zum Approximieren der Umkehrfunktion der Übertragungskennlinie
des Verstärkers.
Sie basiert auf einer Polynomentwicklung der Umkehrfunktion, welche
folgendermaßen
ausgedrückt
werden kann: y = a + bx + cx2 +
dx3 + ex4 + fx5 + gx6 + hx7...
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Das Glied a ist eine Abweichung,
welche in einem praktischen polynomialen Vorverzerrer auf Null eingestellt
werden kann. Das Glied bx stellt die Verstärkung des Vorverzerrers dar,
welche linear ist und nur zu der Verstärkung des Hauptverstärkers beiträgt. Die
Glieder, die gerade Exponenten von x enthalten, stellen harmonische
Verzerrungskomponenten dar, die im Hauptverstärker erzeugt werden, welche
unter Verwendung der Frequenzfilterung entfernt werden, und daher
können
diese Glieder ebenfalls auf Null eingestellt werden. Die übrigen Glieder, die
ungerade Exponenten von x enthalten, stellen die Inbandverzerrung
dar, die durch den Hauptverstärker verursacht
wird (außer
den Oberwellen, die wie oben gefiltert werden können). In Wirklichkeit kann
jedes der Glieder mit geradem Exponenten betrachtet werden, um die äquivalente
Ordnung der Intermodulationsverzerrung, die in dem Hauptverstärker erzeugt wurde,
darzustellen.
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Gemäß einem ersten Gesichtspunkt
der vorliegenden Erfindung wird eine Vorverzerreranordnung zum Linearisieren
eines Verzerrelements bereitgestellt, wobei die Vorverzerreranordnung
ein Vorverzenerrmittel zum Verarbeiten eines Eingangssignals, welches
durch das Verzerrelement verarbeitet werden muss, um ein vorverzerrtes
Eingangssignal zu erzeugen, welches zu einem Eingang des Verzerrelements
geführt
wird, ein Pilotmittel zum Erzeugen eines Pilotsignals in dem Eingangssignal
und ein Fehlerkorrekturmittel, angepasst zum Erkennen der Gegenwart
spezifischer, aus dem Pilotsignal abgeleiteter Verzerrungsordnungen
im Verzerrelement-Ausgangssignal, um ein Fehlerkorrektursignal zum
Steuern der Verarbeitung des Eingangssignals im Vorverzerrermittel
zu erzeugen, umfasst.
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Eine Vorverzerreranordnung gemäß der Erfindung
weist den Vorteil der Realisierung der Steuerung auf der Basis eines
Pilotsignals auf, welches bekannte Kennlinien aufweist und so verbesserte
Fehlerkorrektur bereitstellen kann. Die Verwendung eines Pilotsignals
weist ebenfalls einen Vorteil auf, indem ermöglicht wird, dass die Vorverzerreranordnung
mehr als einmal für
ein einzelnes Verzerrelement angewendet werden kann.
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Vorzugsweise ist das Verzerrelement
ein Verstärker.
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Im Idealfall umfasst die Vorverzerreranordnung
weiterhin ein Mittel zum Entfernen des verstärkten Pilotsignals aus dem
Verstärkerausgangssignal vor
dem Erkennen der Gegenwart von Verzerrungssignalen, die aus dem
Pilotsignal im Verstärkerausgangssignal
abgeleitet wurden. Dies weist den Vorteil der Verringerung der Verunreinigung
des verstärkten Signals
mit unnötigen
zusätzlichen
Signalen auf. Jedoch ist in einer alternativen Ausführungsform
kein Mittel zum Entfernen des verstärkten Pilotsignals vorhanden
und das Pilotsignal bleibt in dem Ausgangssignal zurück. Es kann
zum Beispiel bewusst außerhalb
des interessierenden Bandes angeordnet werden und schließlich unter
Verwendung der Bandpassfilterung des Systemausgangssignals entfernt werden.
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Vorzugsweise fügt das Pilotmittel ein Pilotsignal
zu dem Eingangssignal hinzu. Ein Vorteil davon ist, dass die Erzeugung
des Pilotsignals mit minimaler Verschlechterung des Eingangssignals
durchgeführt
werden kann.
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In einer ersten bevorzugten Ausführungsform
ist das Pilotsignal ein Eintonsignal. In dieser Ausführungsform
erkennt das Fehlerkorrekturmittel vorzugsweise die Gegenwart von
Verzerrungssignalen, die aus der Kreuzmodulation der Komponenten aus
dem Eingangssignal des Pilotsignals abgeleitet wurden. Die Verwendung
eines Eintonsignals weist ebenfalls den Vorteil auf, dass es aus
dem Ausgangssignal des Verstärkers
unter Verwendung eines direkten und effizienten Verfahrens bis zu
einem hohen Unterdrückungsgrad
entfernt werden kann.
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In einer zweiten bevorzugten Ausführungsform
ist das Pilotsignal ein Mehrtonsignal. In dieser Ausführungsform
erkennt das Fehlerkorrekturmittel vorzugsweise die Gegenwart von
Verzerrungssignalen, die aus der Intermodulation der Mehrtonpilotsignale
abgeleitet wurden. Das Mehrtonpilotsignal kann ein Zweitonsignal
oder jede andere geeignete Anzahl von Tönen (moduliert oder anders)
sein.
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In Ausführungsformen, in welchen das
Pilotsignal ein Tonsignal enthält,
kann die Frequenz des Tonsignals frequenzgesprungen oder mit einem
geeigneten Modulationsformat moduliert oder beides sein. Das Frequenzspringen
stellt einen Vorteil bereit, dass Pilotsignale, die mit dem Eingangssignal kollidieren,
mit nicht kollidierenden Pilotsignalen ausgemittelt werden können.
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In einer dritten bevorzugten Ausführungsform
wird das Pilotsignal aus dem Eingangssignal abgeleitet. In dieser
Ausführungsform
kann das Pilotsignal eine frequenzumgesetzte absichtlich modulierte oder
absichtlich verzerrte Kopie des Eingangssignals sein.
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In einer bevorzugten Ausführungsform
umfasst das Vorverzerrermittel einen Eingangssignalpfad zum Empfangen
eines Eingangssignals, welches verstärkt werden muss, und einen
Verzerrpfad, in welchem ein Eingangssignal vom Eingangssignalpfad
verarbeitet wird, um ein Verzerrungssignal zu erzeugen, welches
mit dem Eingangssignal in dem Eingangssignalpfad kombiniert wird,
um das vorverzerrte Eingangssignal zu erzeugen.
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Der Verzerrpfad enthält vorzugsweise
ein Mittel zum Einstellen des Verzerrungssignals in Abhängigkeit
vom Fehlerkorrektursignal und das Einstellmittel kann das Einstellen
des Verzerrungssignals der Phase und der Amplitude nach ermöglichen.
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In einer Ausführungsform umfasst das Einstellmittel
einen einstellbaren Phasenschieber und ein einstellbares Dämpfungsglied.
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In einer anderen Ausführungsform
umfasst das Einstellmittel ein phasengleiches Einstellmittel und
ein Quadraturphasen-Einstellmittel.
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Vorzugsweise stimmt das Korrekturmittel das
Verstärkerausgangssignal
auf das Verzerrungssignal ab, um das Fehlerkorrektursignal zu erzeugen.
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Gemäß einem zweiten Gesichtspunkt
der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Linearisieren
eines Verzerrelements bereitgestellt, das einen Vorverzerrerschritt,
in welchem ein Eingangssignal, das durch das Verzerrelement verarbeitet
werden muss, verarbeitet wird, um ein vorverzerrtes Eingangssignal
zu erzeugen, welches einem Eingang des Verzerrelements zugeführt wird,
einen Piloterzeugungsschritt, in welchem ein Pilotsignal in dem Eingangssignal
erzeugt wird, und einen Fehlerkorrekturschritt, in welchem die Gegenwart
von Verzerrungssignalen, die aus dem Pilotsignal in dem Verzerrelement
abgeleitet wurden, im Ausgangssignal des Verzerrelements erkannt
wird, um ein Fehlerkorrektursignal zu erzeugen, welches den Schritt
des Verarbeitens des Eingangssignals steuert, beinhaltet.
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Vorzugsweise ist das Verzerrelement
ein Verstärker.
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Gemäß einem dritten Gesichtspunkt
der vorliegenden Erfindung wird ein Steuerkreis zum Steuern eines
Vorverzerrerabschnitts eines Vorverzerrerverstärkers bereitgestellt, wobei
der Kreis ein Pilotgeneratormittel zum Koppeln an einen Eingang
des Vorverzerrerabschnitts, um ein Pilotsignal zu den Signalen hinzuzufügen, die
in den Vorverzerrerverstärker eingegeben
wurden, und ein Fehlerkorrekturmittel zum Koppeln an einen Ausgang
des Verstärkers,
um Signale abzutasten, die vom Verstärker ausgegeben wurden, und
um die Gegenwart von Verzerrungssignalen zu erkennen, die aus dem
hinzugefügten
Pilotsignal abgeleitet wurden, und zum Koppeln an Einstellschaltungen
im Vorverzerrerabschnitt, um den Vorverzerrer in Abhängigkeit
von den erkannten Verzerrungssignalen einzustellen, aufweist.
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Vorzugsweise verwenden in jedem Gesichtspunkt
der Erfindung das Pilotsignal und/oder die Fehlerkorrektur Verfahren
der digitalen Signalverarbeitung (DSP/digital signal processing),
um den Effekt von Gleichstromabweichungen, die durch analoge Bauelemente
erzeugt werden, zu verringern. Im Idealfall beinhaltet dies die
Frequenzverschiebung des Pilotsignals und/oder des Fehlerkorrektursignals durch
eine Tonfrequenz zum Beispiel, um phasenunabhängige Informationen sicherzustellen.
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Weitere Merkmale und Vorteile der
Erfindung gehen aus der Beschreibung unten hervor.
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Die Ausführungsformen der Erfindung
werden nun beispielhaft mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen
beschrieben, in welchen zeigen:
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1 – ein Blockschaltbild
eines skalaren polynomialen Vorverzerrers mehrfacher Ordnung;
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2 – ein Blockschaltbild
eines vektoriellen polynomialen Vorverzerrers mehrfacher Ordnung;
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3 – ein Blockschaltbild
der Schaltung zum Erzeugen einer Verzerrungskomponente dritter Ordnung,
die zur Verwendung in den polynomialen Vorverzerrern von 1 und 2 geeignet ist;
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4 – ein Blockschaltbild
einer Rückkopplungs-Steuerschaltung
zur Verwendung in der Schaltung von 3;
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5 – ein Blockschaltbild
einer verbesserten Rückkopplungs-Steuerschaltung,
die Verfahren der digitalen Signalverarbeitung nutzt, zur Verwendung
in der Schaltung von 3;
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6 – ein Blockschaltbild
einer Schaltung zum Erzeugen der Verzerrungskomponenten dritter und
fünfter
Ordnung, die zur Verwendung in den polynomialen Vorverzerrern von 1 und 2 geeignet ist;
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7 – ein Blockschaltbild
einer alternativen Schaltung zum Erzeugen von Verzerrungskomponenten
dritter und fünfter
Ordnung, die zur Verwendung in den polynomialen Vorverzerrern von 1 und 2 geeignet ist;
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8 – ein Blockschaltbild
einer Schaltung zum Erzeugen einer Verzerrungskomponente fünfter Ordnung,
die auf der Schaltung von 6 basiert und
eine Rückkopplungs-Steuerschaltung
beinhaltet;
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9a – ein Blockschaltbild
einer Schaltung zum Erzeugen der Verzerrungskomponenten dritter, fünfter und
siebenter Ordnung;
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9b – ein Blockschaltbild
einer Schaltung zum Erzeugen der Verzerrungskomponenten zweiter,
dritter, vierter, fünfter,
sechster und siebenter Ordnung;
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10a, 10b, 10c, 10d, 10e, 10f – Frequenzspektren
für Signale,
die an verschiedenen Punkten in den Schaltungen von 1 bis 9 in
Betrieb vorkommen;
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11 – ein Blockschaltbild,
das ein pilotbasiertes Steuerschema zum Steuern eines Vorverzerrerleistungsverstärkers zeigt;
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12 – ein Frequenzspektrum
eines Verstärkerausgangs,
wenn ein CW-Pilotsteuerschema verwendet
wird;
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13 – ein Blockschaltbild
einer Vorverzerreranordnung, die auf dem Vorverzerrerverstärker von 1 basiert und weiterhin
ein Steuerschema beinhaltet, das auf einem CW-Pilotsignal basiert;
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14 – ein Blockschaltbild
einer Vorverzerreranordnung unter Verwendung eines vektoriellen Vorverzerrers
einfacher Ordnung mit einem Steuersystem, das auf einem CW-Piloten
basiert;
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15 – ein Blockschaltbild
einer Vorverzerreranordnung, wie in 14 gezeigt,
und erweitert, um einen Vorverzerrer mehrfacher Ordnung und entsprechende
Steuerung zu beinhalten;
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16 – ein Blockschaltbild
einer Vorverzerreranordnung, die einen alternativen Mechanismus zum
Erkennen des restlichen IMD-Pegels um das Pilotsignal herum nutzt,
auf der Basis des vektoriellen Vorverzerrers mehrfacher Ordnung
von 14;
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17 – ein Blockschaltbild
einer Vorverzerreranordnung, die ein Steuerschema beinhaltet, das auf
einem Zweiton-Pilotsignal basiert;
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18 – ein Blockschaltbild
einer Vorverzerreranordnung unter Verwendung eines vektoriellen Vorverzerrers
einfacher Ordnung mit einem Steuersystem, das auf einem Zweiton-Pilotsignal
basiert;
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19 – ein Blockschaltbild
einer Vorverzerreranordnung unter Verwendung eines vektoriellen Vorverzerrers
mehrfacher Ordnung mit einem Steuersystem, das auf einem Zweitonpiloten
basiert;
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20 – ein Blockschaltbild
einer verbesserten Version der Vorverzerreranordnung von 19, die ein Quadratur-Abwärtskonvertierungsschema
in der Rückkopplungsschaltung
beinhaltet; und
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21 – ein Blockschaltbild
einer Vorverzerreranordnung, die ein Steuersystem nutzt, das auf
einem Pilotsignal basiert, das aus dem Eingangssignal erzeugt wurde.
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Verschiedene Arten von Vorverzerrern
werden nun beispielhaft beschrieben, gefolgt von Beschreibungen
der pilotbasierten Steuermechanismen, die zur Verwendung mit diesen
Vorverzerrern geeignet sind.
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Vorverzerrer
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Mit Bezug auf 1 ist ein polynomialer Vorverzerrer 200 mehrfacher
Ordnung gezeigt, der einen Eingang zum Empfangen eines RF-Eingangssignals
und einen Ausgang zum Zuführen
eines vorverzerrten Signals an einen RF-Leistungsverstärker 100 aufweist.
Das RF-Eingangssignal, das am Eingang des Vorverzerrers empfangen
wurde, wird durch den Splitter 205 zwischen zwei Kanälen oder Pfaden
geteilt, dem Hauptpfad 210, der das Haupt-RF-Signal zur
anschließenden
Verstärkung zuführt, und
dem Verzerrpfad 215, der mehrfache Ordnungen der Verzerrung
zum Hinzufügen
zum Haupt-RF-Signal zuführt.
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Das Haupt-RF-Eingangssignal vom Hauptpfad 210 und
das Verzerrungssignal vom Verzerrpfad 215 werden im Addierer 220 addiert,
bevor sie im RF-Leistungsverstärker 100 verstärkt werden.
Der Hauptpfad beinhaltet ein Zeitverzögerungselelement 225,
um sicherzustellen, dass das Haupt-RF-Signal und das Verzerrungssignal
am Addierer 220 zusammentreffen. Bei einer idealen Arbeitsweise
des Vorverzerrers wird das Ausgangssignal vom RF-Leistungsverstärker 100 eine
linear verstärkte
Version des RF- Eingangssignals
darstellen. Ein Beispiel eines möglichen
RF-Eingangssignals in Form von zwei dicht angeordneten Frequenztönen ist
in 10a gezeigt.
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Das RF-Signal, das in den Verzerrpfad 215 eintritt,
wird auf eine Verzerrerzeugungsschaltung 230, welche auf
dem RF-Eingangssignal arbeitet, um einen Satz von nichtlinearen
Verzerrungskomponenten zu erzeugen, die jeweils einer besonderen
Ordnung der Verzerrung entsprechen, zugeführt. In 1 sind die Ordnungen der Verzerrung,
die an den drei Ausgangspfaden der Verzerrerzeugungsschaltung 230 erzeugt
wurden, dritter Ordnung, fünfter Ordnung
und siebenter Ordnung, die als Frequenzspektren in 9b, 9c und 9d entsprechend veranschaulicht
sind. Es ist ebenfalls möglich
Verzerrungskomponenten höherer
Ordnung für
die Verzerrerzeugungsschaltung zu erzeugen, wie zum Beispiel neunter
Ordnung, oder nur Verzerrungskomponenten dritter Ordnung oder dritter
und fünfter
Ordnung zu erzeugen.
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Die Signale, die von der Verzerrerzeugungsschaltung 230 erzeugt
wurden, werden unabhängig in
Phase durch den Satz der einstellbaren Phasenschieberkomponenten 235 eingestellt,
um etwaige unterschiedliche Phasenverschiebungen zu kompensieren,
die in der Verzerrerzeugungsschaltung 230 auftreten. Die
Verzerrungssignale werden danach unabhängig der Amplitude nach durch
den Satz der einstellbaren Dämpfungsglieder 240 eingestellt.
Die Amplitudeneinstellung stellt sicher, dass die relativen Pegel
der separaten Verzerrungskomponenten eingestellt werden, um korrekt
den relativen Pegeln der Ordnungen der Verzerrung zu entsprechen,
die wirklich im RF-Leistungsverstärker 100 erzeugt wurden.
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Die korrekt eingestellten Signale,
die die Verzerrung der dritten, der fünften und der siebenten Ordnung
darstellen, werden dann im Addierer 245 addiert, um ein
einzelnes Verzerrungssignal mehrfacher Ordnung zu erzeugen. Dieses
Signal wird einem RF-Verstärker 250 zugeführt, welcher
den Pegel des Verzerrungssignals mehrfacher Ordnung bezüglich des
Haupt-RF-Signals auf dem Hauptpfad 210 steuert.
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Wie vorher erörtert wurde, arbeitet ein Vorverzerrer
durch Vorverzerren eines Eingangssignals in einem umgekehrten Sinn
zu der Verzerrung, die durch den Verstärker erzeugt wird. In dem Vorverzerrer
von 1 werden Verzerrungskomponenten
höherer
Ordnung bei einer geeigneten Phase zu dem Eingangssignal addiert,
um die entsprechende Verzerrung zu unterdrücken, die innerhalb des Verstärkers erzeugt
wurde. Dies setzt voraus, dass die Verzerrungssignale, die in dem
Verstärker
erzeugt werden, phasengleich mit dem Signal sind, das verstärkt wird,
d. h. den Verzerrungsergebnissen von einer überwiegend Amplitudenmodulation-zu-Amplitudenmodulation-Übertragungskennlinie
(AM-AM) im Verstärker.
Entsprechend kann der Vorverzerrer von 1 als ein skalarer Vorverzerrer bezeichnet
werden.
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Es ist jedoch ein anderer Verzerrung
erzeugender Effekt vorhanden, der mit Leistungsverstärkern verbunden
ist, welcher sich aus einer Amplitudenmodulation-zu-Phasenmodulation-Übertragungskennlinie
(AM-PM) in dem Verstärker
ergibt. Diese Form der Verzerrung ist durch Phasenänderungen
im verstärkten
Signal gekennzeichnet, welche von den Amplitudenänderungen des Eingangssignals
abhängig
sind.
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Ein skalarer Vorverzerrer wird nur
imstande sein, einen Verstärker
unter Verwendung der AM-AM-Kompensation bis zu einem Punkt zu linearisieren,
wo die AM-PM-Verzerrung über der AM-AM-Verzerrung
dominierend wird. Für
Verstärker mit
einem kleinen Anteil der AM-PM-Umsetzung, wie zum Beispiel hochwertige
Verstärker
der Klasse A, ist dies im Allgemeinen kein Problem. Probleme jedoch können in
Situationen auftreten, wo die Größe der AM-PM-Verzerrung
in einem Verstärker
mit der Größe der AM-AM-Verzerrung
vergleichbar ist, oder wo es erforderlich ist, einen hohen Grad
der Linearisierung in der Vorverzerrer/Verstärker-Kombination zu haben,
in deren Situationen ein skalarer Vorverzerrer weniger effektiv
arbeiten wird. In einem Verstärker der
Klasse C zum Beispiel ist die AM-PM-Verzerrung gewöhnlich von
einer ähnlichen
Größe wie die AM-AM-Verzerrung
und folglich wird ein skalarer Vorverzerrer eine kleine oder keine
Verbesserung der Verstärkerlinearität zeigen.
Entsprechend braucht sich in der Situation, wo ein skalarer Vorverzerrer eine polynomiale
Approximation fünfter
Ordnung oder höher
verwendet, die Verbesserung der AM-AM-Kompensation nicht durch eine
entsprechende Verbesserung der Verstärkerlinearität aufgrund
einer leistungsbegrenzenden AM-PM-Verzerrung widerspiegeln.
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Die Kombination der AM-AM- und der AM-PM-Übertragungskennlinien
eines Verstärkers kann
auf eine phasengleiche I-Übertragungskennlinie
des Verstärkers
und eine Quadraturphasen-Q-Übertragungskennlinie
des Verstärkers
abgebildet werden. Ein Vorverzerrer, welcher umgekehrte Verzerrungskomponenten
einzeln in jedem der I- und Q-Kanäle erzeugt,
kann folglich die verstärkererzeugte
I- und Q-Kanalverzerrung kompensieren, die durch die nichtlinearen
I- und Q-Übertragungskennlinien
des Verstärkers
verursacht werden. Solch ein Vorverzerrer kann als ein vektorieller
Vorverzerrer infolge der Verwendung gegenseitig orthogonaler I- und
Q-Vorverzerrerkomponenten
bezeichnet werden, welche einen Verzerrungssignalvektor im Signalraum
definieren können.
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2 ist
ein Blockschaltbild, das einen vektoriellen Vorverzerrer zeigt,
welcher die Vorverzerrung dritter, fünfter und siebenter Ordnung
in sowohl dem phasengleichen I-Kanal,
als auch dem Quadraturphasen-Q-Kanal kompensiert. Dieser vektorielle Vorverzerrer
ist eine modifizierte Version des skalaren Vorverzerrers von 1 und gleiche Merkmale sind
mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.
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Die in 2 gezeigte
Lösung
verwendet Mischer oder Vervielfacher, die mit Gleichstrom-Steuersignalen
gespeist werden, um einen echten 360-Grad-Vektormodulator in jeder der Nichtlinearitätsordnungen
bereitzustellen.
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Verschiedene Versionen einer Verzerrerzeugungsschaltung,
die für
die Verwendung in den skalaren und vektoriellen Vorverzerrern von 1 und 2 geeignet sind, werden nun mit Bezug
auf die in 3 bis 9 gezeigten Blockschaltbilder
und die Frequenzspektren in 10 beschrieben.
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3 zeigt
ein Blockschaltbild einer Schaltung zum Erzeugen einer Verzerrungskomponente dritter
Ordnung. Das RF-Eingangssignal, das in die Schaltung eintritt, wird
durch den Splitter 405 dreifach geteilt. Eines der RF-Signale
wird anschließend
in den ersten Eingang eines Mischers oder Vervielfachers 410 über einen
Richtkoppler 415 zugeführt. Der
Richtkoppler tastet einen Abschnitt des RF-Signals ab, welches in
den zweiten Eingang des Mischers 410 über ein Dämpfungsglied 420 zugeführt wird.
Durch Mischen der zwei Versionen des gleichen RF-Eingangssignals
erzeugt der Ausgang des Mischers 410 im Idealfall ein Rechteck-RF-Signal,
welches Frequenzkomponenten in einem Gleichstrombereich, d. h. bei
niedrigen Frequenzen, und Frequenzkomponenten in einem zweiten Oberwellenbereich,
d. h. bei doppelten Ausgangsfrequenzen, enthält. Das Frequenzspektrum des
Rechteck-RF-Signals ist in 10e dargestellt.
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Das Rechteck-RF-Signal, das vom Mischer 410 ausgegeben
wurde, wird anschließend
in den ersten Eingang eines Mischers 425 über ein
Dämpfungsglied 430 und
ein Gleichstrom-Einspeisungssummierglied 435 zugeführt. Ein
anderes RF-Eingangssignal vom Splitter bildet den zweiten Eingang zum
Mischer 425 und kann über
einen Pfad 440 zugeführt
werden, der ein Zeitverzögerungselement (nicht
gezeigt) beinhaltet, um sicherzustellen, dass die zwei Mischereingangssignale
phasengleich sind. Durch Mischen des Rechteck-RF-Signals mit dem
ursprünglichen
RF-Eingangssignal erzeugt der Ausgang des Mischers 425 im
Idealfall ein reines kubisches Signal. Das Frequenzspektrum des
kubischen RF-Signals ist in 10f dargestellt
(nach der Filterung, um den Gleichstrombereich, die harmonischen und
dritten harmonischen Komponenten zu eliminieren).
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Um die verbesserte Steuerung der
Erzeugung der Komponenten dritter Ordnung zu ermöglichen, ist es vorzugsweise,
möglichst
viel der im Ausgangssignal anwesenden Eingangstonenergie zu entfernen.
Mit Bezug auf die Schaltung von 3 wird
dies durch Einspeisen eines Gleichstromsignals über einen Addierer 435 in
das Rechteck-RF-Signal auf
einem geeigneten Pegel erreicht, so dass beim Mischen mit dem RF-Eingangssignal die
Eingangsenergie an dem Ausgang der Schaltung unterdrückt wird.
Die in 3 gezeigte Position
der Einspeisung des Gleichstromsignals ist vorzugsweise, da der
Pegel des RF-Eingangssignals zu dem Mischer 410 relativ
hoch ist, und ist als ein hoher Sicherheitsgrad bekannt. Die gleiche
Unterdrückung
der Eingangsenergie kann jedoch, wenn auch weniger effizient und weniger
vorhersagbar, durch Einspeisen eines Gleichstromsignals an anderen
Positionen in der Verzerrerzeugungsschaltung erreicht werden.
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Obgleich der Gleichstromsignalpegel
eingestellt werden kann, um die Unterdrückung der Eingangssignalenergie
in dem Ausgangssignal der Verzerrerzeugungsschaltung zu maximieren,
werden Schwankungen und das Driften der verschiedenen Signale innerhalb
der Schaltung als eine Folge von zum Beispiel Temperaturschwankungen
der Schaltungsbauelemente, Alterung von Schaltungsbauelementen,
unvorhersagbaren Schwankungen der Speisespannungen und Schwankungen
des Pegels des bzw. der Eingangssignale auftreten. Die Verzerrerzeugungsschaltung
beinhaltet daher eine automatische Steuervorrichtung 445 zum
Initialisieren, Aufrechterhalten und Steuern des Gleichstromsignals auf
dem richtigen Pegel für
die maximale Unterdrückung
der Eingangssignalenergie. Die automatische Steuervorrichtung arbeitet
unter Verwendung eines Rückkopplungsschleifenprinzips.
Das Ausgangssignal der Verzerrerzeugungsschaltung wird durch einen
Splitter 450 abgetastet und in einen Eingang der Steuervorrichtung
zugeführt.
Ein zweiter Eingang der Steuervorrichtung empfängt ein RF-Eingangssignal vom
Splitter 405, vorzugsweise über ein Zeitverzögerungselement
(nicht gezeigt), und dient als ein Referenzsignal für den RF-Eingang. Die automatische Steuervorrichtung
vergleicht den Abtastwert von dem Ausgang mit dem Referenzsignal
des RF-Eingangs und stellt als einen Ausgang einen Gleichstromsignalpegel
bereit, der von dem Pegel der RF-Eingangssignalenergie abhängig ist,
die in dem Ausgangsabtastwert erkannt wurde.
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4 zeigt
eine Ausführung
der automatischen Steuervorrichtung, in welcher ein Auswertemischer 455 an
einem Eingang den Abtastwert des Ausgangssignals und an einem anderen
Eingang das Referenzeingangssignal empfängt. Der Auswertemischer gibt
ein Signal aus, das Komponenten in einem Bereich von Frequenzen
enthält.
Das Ausgangssignal jedoch des interessierenden Auswertemischers
ist die Gleichstromsignalkomponente, welche ein Maß der Überlappung
der unerwünschten Eingangssignalenergie
im Ausgangssignal mit dem Referenzeingangssignal bereitstellt. Dieses
Gleichstromausgangssignal wird von den anderen Signalkomponenten
in dem Ausgangssignal des Auswertemischers durch Integration des
Ausgangssignals im Integrierglied 460 getrennt. Das Integrierglied
weist eine Zeitkonstante auf, die lang genug ist, um die unerwünschten
Nichtgleichstrom-Signalkomponenten zu entfernen, aber kurz genug
sind, um die Millisekundenreaktion in der Rückkopplung bereitzustellen. Der
Gleichstromausgang des Integrierglieds stellt das Gleichstromsignal
zur Einspeisung in den Addierer 435 bereit.
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5 zeigt
eine modifizierte automatische Steuervorrichtung, welche Offsetfrequenz-und DSP-Verfahren
(digital signal processing/digitale Signalverarbeitung) enthält, um störende Gleichstromabweichungen
zu eliminieren. Obgleich die Schaltung komplexer als die Schaltung
von 4 ist, bedeutet
die Integration der Nicht-DSP-Komponenten an einem anwendungsspezifischen
integrierten Schaltkreis (AISC/application specific integrated circuit),
dass die höhere
Anzahl der Bauelemente nicht wesentlich die Kosten dieser Lösung erhöhen sollte. Die
automatische Steuervorrichtung beinhaltet die gleichen zwei Eingänge und
einen Ausgang wie die Schaltung von 4 und
arbeitet folgendermaßen. Ein
niederfrequenter (NF) Festoszillator 465, der in dem digitalen
Bereich eines digitalen Signalprozessors (DSP) 470 arbeitet,
stellt über
einen Digital-Analog-Wandler 475 ein
Niederfrequenz-Tonsignal an einen Eingang eines Mischers 480 bereit.
Das NF-Tonsignal ist im Idealfall auf einer Tonfrequenz fLF zwischen 1 und 5 kHz. Das zweite Eingangssignal
zu dem Mischer 480 ist der Ausgangsabtastwert, der durch
den in 3 gezeigten Splitter 450 geliefert wird,
und enthält
Signalkomponenten auf einer relativ höheren Frequenz als das NF-Tonsignal,
z. B. zwischen 100 und 2.000 MHz. Der Sinn des Mischens des Ausgangsabtastwertes
mit dem NF-Tonsignal besteht darin, ein Abbild des nach unten in
der Frequenz um fLF verschobenen Ausgangsabtastwertes zu
erzeugen und ein Abbild des nach oben in der Frequenz um fLF verschobenen Ausgangsabtastwertes zu erzeugen.
Das Ausgangssignal des Mischers 480 wird durch ein Hochpassfilter 485 verarbeitet,
welches eine Grenzfrequenz aufweist, die so ausgewählt wurde,
dass das Filter 485 jedes Ableiten des NF-Tonsignals durch
den Mischer 480 entfernt. Der Ausgangsabtastwert der Frequenzabweichung
wird anschließend
dem Eingang eines Auswertemischers 490 zugeführt, während ein
zweiter Eingang das Referenz-RF-Eingangssignal empfängt. Wie
in der Vorrichtung von 4 stellt
der Auswertemischer 490 an seinem Ausgang ein Signal bereit,
das Komponenten in einem Bereich von Frequenzen enthält. In dieser Vorrichtung
ist es jedoch die Signalkomponente auf der Tonfrequenz fLF, welche ein Maß der Überlappung der unerwünschten
Eingangssignalenergie in dem Ausgangssignal mit dem Referenzeingangssignal
bereitstellt.
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Nach dem Umwandeln des Ausgangssignals des
Auswertemischers 490 zurück in den digitalen Bereich
der digitalen Signalverarbeitung (DSP) unter Verwendung des Analog-Digital-Wandlers 495 wird das
Signal einem digitalen Mischer 500 zugeführt. Es sollte
erwähnt
werden, dass der digitale Signalprozessor und der Analog-Digital-Wandler im Idealfall zum
Verarbeiten von Signalen bei Tonfrequenz geeignet sind und daher
die erforderliche Signalkomponente auf der Tonfrequenz fLF genau verarbeiten können. Der digitale Mischer 500 mischt
das Ausgangssignal des Auswertemischers 490 mit dem NF-Tonsignal
von dem NF-Festoszillator 465, um die erforderliche Signalkomponente
ebenfalls auf der Tonfrequenz in ein Gleichstromsignal zu wandeln.
Wie in der Vorrichtung von 4 wird
dieses Gleichstromsignal von den anderen Signalkomponenten getrennt, die
in dem Auswertemischer erzeugt werden, durch Integration des Ausgangssignals
des digitalen Mischers in einem digitalen Integrierglied 505.
Jedoch im Gegensatz zu der Vorrichtung von 4 ist die Offsetfrequenzvorrichtung gegen
das Ausbauen von störenden
Gleichstromsignalen in dem analogen Bereich unempfindlich, d. h.
in den Mischern 480, 490, dem D/A 475,
dem A/D 495 und dem Hochpassfilter 485. Die potentiell
schädlichen
Gleichstromsignale treten in den digitalen Signalprozessor über den Analog-Digital-Wandler (A/D) 495 ein,
werden aber sofort in die Tonsignalfrequenz fLF durch
den digitalen Mischer 500 gewandelt und werden später in dem
Integrierglied 505 unterdrückt. Da der digitale Mischer 500 und
das Integrierglied 505 beide in dem digitalen Bereich des
digitalen Signalprozessors (DSP) arbeiten, spüren sie nicht die Probleme
ihrer analogen Gegenstücke
wie zum Beispiel die Signalableitung oder die Erzeugung der störenden Gleichstromabweichung
aufgrund von Temperatur- oder Stromversorgungsschwankungen. Der
Gleichstromsignalausgang vom Integrierglied stellt über den
Digital-Analog-Wandler 510 das Gleichstromsignal zur Einspeisung
in den Addierer 435 von 3 bereit.
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6 und 7 sind Blockschaltbilder
von zwei alternativen Ausführungsformen
einer Schaltung zum Erzeugen von Verzerrungskomponenten dritter und
fünfter
Ordnung und basieren auf den Entwurfs- und Grundprinzipien der Arbeitsweise
der Erzeugungsschaltung dritter Ordnung von 3. Gleiche Komponenten wurden daher mit
gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.
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In der Erzeugungsschaltung von 6 wird das Signal zweiter
Ordnung in einen zweiten Pfad 515 durch einen Splitter 520 geteilt
und das Signal dritter Ordnung wird in einen zweiten Pfad 525 durch einen
Splitter 530 geteilt. Der Pegel des Signals zweiter Ordnung
in dem Pfad 515 und der Pegel des Signals dritter Ordnung
in dem Pfad 525 werden durch einen RF-Verstärker 535 und
ein Dämpfungsglied 540 entsprechend
eingestellt. Die eingestellten Signale zweiter und dritter Ordnung
werden danach im Mischer 545 gemischt, um ein RF-Ausgangssignal fünfter Ordnung
zu erzeugen. Ein zweites Gleichstrom-Einspeisungssignal wird zu
dem Pfad 515 für das
Signal zweiter Ordnung zum Mischen mit dem Signal dritter Ordnung
in dem Pfad 525 hinzugefügt. Durch Einstellen des zweiten
Gleichstromsignals auf einen geeigneten Pegel können die Signale dritter Ordnung,
die sonst in dem RF-Ausgangssignal fünfter Ordnung vorhanden wären, unterdrückt werden.
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In der Erzeugungsschaltung von 7 wird das RF-Eingangssignal
weiterhin durch einen Splitter 550 in die Pfade 555 und 560 geteilt
und das Signal dritter Ordnung wird durch einen Splitter 530 in
einen Pfad 525 geteilt. Das Signal dritter Ordnung wird
entsprechend durch die Dämpfungsglieder 565 und 570 gedämpft, welche
ihrerseits die Mischer 575 und 580 speisen. Die
Mischer 575 und 580 mischen das Signal dritter
Ordnung mit den RF-Eingangssignalen in den Pfaden 555 und 560 entsprechend.
Der Ausgang des ersten Mischers 575 erzeugt ein Signal
vierter Ordnung und der Ausgang des zweiten Mischers 580 erzeugt
das Verzerrungssignal fünfter
Ordnung für die
Ausgabe.
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An der Erzeugungsschaltung von 7 durchgeführte Simulationen
haben gezeigt, dass für die
Erzeugung der Verzerrung fünfter
Ordnung die erste Gleichstromeinspeisung (DC1) an den Addierer 435 nicht
erforderlich sein braucht. Die zweite Gleichstromeinspeisung (DC2)
kann eine bedeutsame Unterdrückung
sowohl der Hauptsignalenergie, als auch der Energie dritter Ordnung
bereitstellen, indem nur die gewünschte
Verzerrung fünfter
Ordnung übrig
gelassen wird. Das Entfernen der ersten Gleichstromeinspeisung erlaubt
die einfachere Steuerung der Erzeugung der Verzerrung fünfter Ordnung.
Ein Nachteil dieser Lösung
ist jedoch, dass der Ausgang dritter Ordnung nicht mehr ein reines
Verzerrungssignal dritter Ordnung enthält.
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8 zeigt
die Schaltung von 6 ohne die
erste Gleichstromeinspeisung und mit einer Rückkopplungs-Steuervorrichtung,
welche die übrig bleibende
zweite Gleichstromeinspeisung an den Addierer steuert und aufrechterhält. Diese
Rückkopplungs-Steuervorrichtung
funktioniert in einer ähnlichen
Weise wie in der Erzeugungsschaltung dritter Ordnung, mit der Ausnahme,
dass ein Abtastwert des Ausgangs fünfter Ordnung mit einem Referenzsignal verglichen
wird, das von dem Ausgang dritter Ordnung abgetastet wird. Das Rückkopplungs-Gleichstromsignal
stellt daher ein Maß der Überlappung
sowohl der unerwünschten
Eingangssignalenergie, als auch der Energie des Signals dritter
Ordnung in dem Ausgangssignal fünfter
Ordnung bereit. Die Rückkopplungs-Steuervorrichtung
kann unter Verwendung der Rückkopplungsschaltung
von 4 oder 5 realisiert werden.
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9a ist
ein Blockschaltbild, das eine Schaltung zum Erzeugen eines Verzerrungssignals siebenter
Ordnung zeigt, auf der Basis des Prinzips, das in der Erzeugungsschaltung
fünfter
Ordnung von 6 verwendet
wird. Das Signal fünfter
Ordnung wird mit dem Signal zweiter Ordnung kombiniert, um ein Verzerrungsausgangssignal
siebenter Ordnung zu erzeugen. Ähnliche
Gleichstromeinspeisungs- und Steuervorrichtungen zu den oben beschriebenen können ebenfalls
mit diesem System verwendet werden, um die Erzeugung von IMD-Produkten
nur siebenter Ordnung (d. h. ohne die ursprünglichen Eingangssignale oder
Produkte dritter oder fünfter
Ordnung) zu ermöglichen.
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9b ist
ein Blockschaltbild einer Schaltung zum Erzeugen von Verzerrungskomponenten zweiter,
dritter, vierter, fünfter,
sechster und siebenter Ordnung. Das RF-Eingangssignal wird in drei
Pfade durch einen Splitter 405 geteilt und ein Pfad wird
wieder in zwei Pfade durch einen Splitter 406 geteilt,
und diese zwei Pfade werden in einem Mischer 410 kombiniert,
um nach dem Durchgang durch ein Tiefpassfilter 407 die
Komponente zweiter Ordnung zu erzeugen.
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Diese Komponente zweiter Ordnung
wird ihrerseits in drei Teile durch einen Splitter 409 geteilt, einen
ersten Pfad, der ein Ausgangspfad zweiter Ordnung ist, einen zweiten
Pfad, der zu der Schaltungsanordnung für die Erzeugung der dritten,
vierten und fünften
Ordnung führt,
und einen dritten Pfad, der zu der Schaltungsanordnung für die Erzeugung der
sechsten und siebenten Ordnung führt.
Der zweite Pfad wird wieder durch einen Splitter 411 in
drei Pfade geteilt, von denen ein erster mit einem ersten Gleichstromsignal
DC1 in einem Addierer 412 kombiniert wird, um jede Komponente
der Hauptordnung zu unterdrücken,
die in dem Ausgangssignal der Komponente dritter Ordnung vorhanden
ist, nachdem die Komponente zweiter Ordnung mit dem RF-Eingangssignal der
Hauptordnung in einem Mischer 425 kombiniert wird, um die
Komponente dritter Ordnung zu erzeugen.
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Die Komponenten zweiter Ordnung in
dem zweiten und dritten Ausgangspfad vom Splitter 411 werden
in einem Mischer 414 kombiniert, um die Komponente vierter
Ordnung zu erzeugen, nachdem sie in einem Tiefpassfilter 416 gefiltert
wurden. Ein zweites Gleichstromsignal DC2 dient dazu, jede Komponente
dritter Ordnung zu unterdrücken,
die in dem Ausgangssignal der Komponente fünfter Ordnung vorhanden ist.
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Die Komponente vierter Ordnung wird
in drei Pfade geteilt, einen ersten Pfad, der ein Ausgangspfad vierter
Ordnung ist, einen zweiten Pfad, der über einen Gleichstromaddierer 421 mit
der Schaltungsanordnung für
das Erzeugen der sechsten und siebenten Ordnung verbunden wird,
und einen dritten Pfad, der über
einen Gleichstromaddierer 418 mit einem Mischer 419 verbunden
wird, in welchem die Komponente vierter Ordnung mit dem RF-Eingangssignal der
Hauptordnung kombiniert wird, um die Komponente fünfter Ordnung
zu erzeugen. Der Addierer 418 fügt ein Gleichstromsignal DC3
ein, das jede Komponente der Hauptordnung unterdrückt, die
in dem Signal der Komponente fünfter
Ordnung vorhanden sein kann. Die Komponente siebenter Ordnung vom
Ausgang des Mischers 428 hat ebenfalls jede Komponente
dritter Ordnung durch ein Gleichstromsignal DC4 unterdrückt. Das
Signal vierter Ordnung wird mit der Komponente zweiter Ordnung in
einem Mischer 423 kombiniert, um nach dem Durchgang durch
ein Tiefpassfilter 424 ein Ausgangssignal der Komponente
sechster Ordnung zu erzeugen. Ein Gleichstromsignal DC5 wird zu
der Komponente zweiter Ordnung im Addierer 422 hinzugefügt, um jede
Komponente fünfter
Ordnung zu unterdrücken,
die in dem Ausgangssignal siebenter Ordnung vom Mischer 428 vorhanden
sein kann.
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Die Komponente sechster Ordnung wird durch
einen Splitter 426 in einen Ausgangspfad sechster Ordnung
und einen Eingangspfad über
einen Gleichstromaddierer 427 zu einem Mischer 428 geteilt,
in welchem die Komponente sechster Ordnung mit dem RF-Eingangssignal
der Hauptordnung kombiniert wird, um die Komponente siebenter Ordnung
zu erzeugen. Das Gleichstromsignal DC6 im Addierer 427 dient
dazu, jede Hauptsignalkomponente zu unterdrücken, die in dem Eingangssignal der
Komponente siebenter Ordnung vorhanden ist.
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Steuervorrichtung
des Vorverzerrers
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Mit Bezug auf das Blockschaltbild
von 11 ist ein pilotbasiertes
Steuerschema zum Steuern eines Vorverzerrerleistungsverstärkers 200, 100 gezeigt.
Die Kombination des Vorverzerrers 200 und des Leistungsverstärkers 100 kann
zum Beispiel jede der früher
mit Bezug auf 1 bis 10 beschriebenen Kombinationen
sein. Das pilotbasierte Steuersystem umfasst einen Pilotsignalgenerator 600,
welcher ein Pilotsignal erzeugt, und eine Fehlerkorrekturschaltung 800,
welche auf der Basis der vom Pilotsignal abhängigen Messungen alle Fehler
der Gesamtlinearität
des Systems korrigiert.
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Das pilotbasierte Steuerverfahren
von 11 arbeitet folgendermaßen. Das
Pilotsignal von dem Pilotsignalgenerator 600 wird zur Schaltungsanordnung 700 zugeführt, welche das
Pilotsignal in den RF-Eingangssignalpfad einspeist. Das Pilotsignal geht
dann durch den vorverzerrten Verstärker zusammen mit dem RF-Eingangssignal
hindurch.
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Wenn der Vorverzerrer richtig eingestellt
ist, wird der Leistungsverstärker 100 eine
linear verstärkte
Version sowohl des RF-Eingangssignals, als auch des Pilotsignals
ausgeben. Eine linear verstärkte Version
des reinen RF-Eingangssignals kann dann durch das gesteuerte Entfernen
des verstärkten
Pilotsignals aus dem Verstärkerausgangssignal
unter Verwendung der Unterdrückungsschaltungsanordnung 750 erhalten
werden.
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Wenn der Vorverzerrer jedoch falsch
eingestellt ist, wird der Verstärker
eine nichtlineare verstärkte
Version sowohl des RF-Eingangssignals, als auch des Pilotsignals
ausgeben, d. h. das Ausgangssignal des Verstärkers wird eine Verzerrung
enthalten. Die Verzerrungsprodukte, die an dem Verstärkerausgang
erzeugt werden, können
kategorisiert werden als: i) Intermodulationsverzerrung, die rein
aus dem RF-Eingangssignal
abgeleitet wird; ii) Intermodulationsverzerrung, die rein aus dem
Pilotsignal abgeleitet wird; und iii) Verzerrung, die aus der Kreuzmodulation
des Pilotsignals und des RF-Eingangssignals abgeleitet wird.
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Eine Rückkopplungsschaltung 800, 850 arbeitet,
um den Ausgang 850 des Leistungsverstärkers nach dem Entfernen des
Pilotsignals abzutasten. Die Fehlerkorrekturschaltung 800 erkennt
Signale in dem Ausgangsspektrum, welche aus dem Pilotsignal angeleitet
werden, d. h. die Verzerrungsprodukte nach Kategorie ii) oder iii).
Auf der Basis dieser Erkennung erzeugt die Fehlerkorrekturschaltung
ein Steuersignal, welches für
die nichtlinearen Kennlinien der Kombination des Vorverzerrers und
des Leistungsverstärkers
stellvertretend ist. Dieses Steuersignal wird verwendet, um den
Vorverzerrer 200 einzustellen und die Gesamtlinearität des Systems
zu verbessern. Wenn das Steuersystem einen stationären Zustand
erreicht und die Nichtlinearitäten
des Gesamtsystems minimiert sind, wird das Steuersignal konstant
bleiben, ausgenommen die Schwankungen, um Linearitätsfehler
aufgrund von Temperaturschwankungen, Alterung von Bauelementen usw.
zu korrigieren.
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Es sollte erwähnt werden, dass die Minimierung
der Verzerrung in dem Verstärkerausgangssignal,
das aus dem Pilotsignal abgeleitet wurde, automatisch zu einer entsprechenden
Minimierung der Verzerrung führt,
die rein aus dem RF-Eingangssignal
(Kategorie i)) abgeleitet wurde, indem so die vollständige Linearisierung
des Gesamtsystems bereitgestellt wird.
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Die Verwendung von Pilotsignalen
stellt die leichtere Steuerung bereit, weil der Erkennungsvorgang
in der Fehlerkorrekturschaltung auf die bekannten Kennlinien des
Pilotsignals optimiert werden kann. Diese Optimierung kann zum Beispiel
das Fokussieren der Erkennung auf einen bestimmten Frequenzbereich
oder bestimmte Frequenztrennungen erfordern.
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Verschiedene Pilotsignale können durch
den Pilotsignalgenerator 600 erzeugt werden. Diese beinhalten
Dauerstrich-Trägersignale
(CW/continuous wave), Signale der Amplitudenmodulation (AM) mit vollem
Träger,
Signale der unterdrückten
Amplitudenmodulation (AM), Einseitenbandsignale (SSB/single sideband),
Signale der Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM/quadrature amplitude
modulation), gefilterte quadratur-phasenumtastete Signale (QPSK/quadrature
phase shift keyed), frequenzgesprungene trägermodulierte Signale oder
Zweitonsignale. Eine Anforderung des Systems ist, dass die Pegel
der Pilotsignale groß genug
sein müssen,
um einen vernünftigen
Pegel der Verzerrungsprodukte bereitzustellen, während sie klein genug sind,
um praktisch die vollständige
Unterdrückung
des Pilotsignals am Ausgang des Systems zu erlauben. Entsprechend
kann der Pegel, auf welchem die Pilotsignale in den RF-Eingangspfad
eingespeist werden, optimiert werden, um diese widersprüchlichen
Anforderungen zu berücksichtigen.
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Detaillierte Ausführungsformen auf der Basis der
Anordnung von 11 werden
nun beschrieben, mit ähnlichen
Merkmalen, die mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet sind.
Jede dieser Ausführungsformen
verwendet digitale Signalverarbeitungsverfahren, welche mehrere
Vorteile gegenüber den
analogen Verfahren bereitstellen, wie mit Bezug auf den in 5 verwendeten DSP erklärt ist.
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Ein bemerkenswerter Vorteil der Verwendung
von DSPs ist ihre Fähigkeit,
Probleme mit dem Aufbau der Gleichstromabweichung und dem Drift
zu überwinden.
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Es sollte erwähnt werden, dass die Anordnung
von 11 ein Ausführungsbeispiel
ist und andere Anordnungen für
ein pilotbasiertes Steuerschema innerhalb des Anwendungsbereiches
der vorliegenden Erfindung möglich
sind.
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CW-Pilotsignalsteuerung
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Dieses pilotbasierte Steuerschema
arbeitet durch Messung der Nichtlinearität, die in dem Verstärker 100 vorhanden
ist, durch Einspeisen eines CW-Pilotsignals zusammen mit dem RF-Eingangssignal
(obgleich im Allgemeinen bei einem viel niedrigeren Pegel) und durch
Prüfung
der Kreuzmodulationskomponenten, die dem CW-Pilotsignal aufgrund der
Nichtlinearität,
die in dem vorverzerrten Verstärker
vorhanden ist, auferlegt werden. Ein typisches Ausgangsspektrum
des Verstärkers 100 unter
Verwendung dieses Verfahren ist in 12 gezeigt.
Die Kreuzmodulationskomponenten um das CW-Pilotsignal herum stellen
alle relevanten Ordnungen der Verzerrung dar, die in dem Verstärker (dargestellt
bis zur 7. Ordnung in 12)
vorhanden sind und können folglich
als ein Maß jeder
Ordnung der Verzerrung für sich
verwendet werden.
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Da das Pilotsignal durch sowohl den
Vorverzerrer 200, als auch den nichtlinearen Verstärker 100 hindurchgeht,
wird sich, so wie sich der Vorverzerrer 200 angleicht und
sich die Linearität
des Gesamtsystems verbessert, die auf dem Pilotsignal vorhandene Kreuzmodulation
verringern. Diese Kreuzmodulation stellt daher ein ideales Maß der in
dem System vorhandenen Nichtlinearität bereit.
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Ein Vorteil der Verwendung eines
CW-Pilotsignals ist, dass das Signal auf einer bekannten Frequenz
eingespeist wird und daher unter Verwendung der ursprünglichen
Einspeisungspilotsignalfrequenz oder einer mit dieser Pilotfrequenz
verwandten Frequenz erkannt oder abwärts konvertiert werden kann. Folglich
können
die Verzerrungsinformationen in eine geeignete Frequenz für die Erkennung
ohne Rücksicht
auf den Frequenzinhalt des RF-Eingangssignals umgewandelt werden.
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13 zeigt
eine Vorverzerreranordnung, die auf dem Vorverzerrerverstärker von 1 basiert und weiterhin
ein Steuerschema beinhaltet, das auf einem CW-Pilotsignal basiert. Der Einfachheit
halber ist nur der Verzerrpfad dritter Ordnung des Vorverzerrers
zusammen mit einem relevanten Rückkopplungs-Steuerkreis
dritter Ordnung gezeigt. Es ist jedoch offensichtlich, dass die
Steuerschaltung des Vorverzerrers erweitert werden kann, um die
diskrete Steuerung aller Verzerrpfade des Vorverzerrers bereitzustellen,
d. h. dritter, fünfter
und siebenter Ordnung und höherer
Ordnungen, wie gezeigt wird.
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Der Pilotsignalgenerator 600 in 13 umfasst einen RF-Oszillator 605 zum
Erzeugen eines Tonsignals auf einer Frequenz fCW,
welches an einem ersten Eingang eines Spiegelfrequenzmischers (IR/image
reject) 620 angelegt wird. Ein niederfrequenter Festoszillator 610,
der in einem digitalen Signalprozessor (DSP) 615 arbeitet,
stellt über
einen Digital-Analog-Wandler (nicht gezeigt) ein niederfrequentes
(NF) Tonsignal an einen zweiten Eingang des IR-Mischers 620 bereit.
Das NF-Tonsignal
ist im Idealfall eine Tonfrequenz fLF von
zwischen 1 und 5 kHz. Der IR-Mischer 620 gibt
ein Pilotsignal aus, welches im Idealfall ein Tonsignal auf einer
Frequenz fCW + fLF ist.
Das Pilotsignal wird über
den Splitter 625 auf einen Addierer 700 zugeführt, welcher
das Pilotsignal zu dem RF-Eingangssignal vor der Vorverzerrung 200 hinzufügt.
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Das gesteuerte Entfernen des verstärkten Pilotsignals
aus dem Ausgangssignal des nichtlinearen Leistungsverstärkers 100 wird
unter Verwendung der Unterdrückungsschaltungsanordnung 750 durchgeführt, welche
einen Richtkoppler 755 in dem Ausgangssignalpfad beinhaltet.
Das Pilotsignal wird von einem zweiten Ausgang des Splitters 625 an
eine Verzögerung 760,
eine einstellbare Phasenverschiebung 765, ein einstellbares
Dämpfungsglied 770 und einen
Kleinleistungsverstärker 775 zugeführt, welche das
Pilotsignal mit einer geeigneten Amplitude und Phase bereitstellen,
um in dem Richtkoppler 755 das verstärkte Pilotsignal zu unterdrücken.
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Die Rückkopplungsschaltung 800, 850 stellt die
Rückkopplungssteuerung
für den
Vorverzerrer 200 bereit und arbeitet in drei Stufen.
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Die erste Stufe umfasst das Abtasten
des Leistungsverstärker-Ausgangssignals
in einem Richtkoppler 850 nach dem Entfernen des Pilotsignals.
Dieser Abtastwert wird durch das Hauptsignal-Trennfilter 805 gefiltert,
um das verstärkte
RF-Signal und die Verzerrung, die rein aus dem RF-Signal abgeleitet
wurde, zu dämpfen.
Das resultierende Signal ist ein Fehlersignal, das einen relativ
hohen Anteil der vom Verstärker
erzeugten Verzerrungsprodukte, die aus dem Pilotsignal abgeleitet
wurden, enthält.
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Die zweite Stufe umfasst das Korrelieren
dieses Fehlersignals in einem Mischer 810 (nach der Frequenzumsetzung
des IR-Mischers) mit dem Ausgangssignal des Verzerrungsgenerators
dritter Ordnung, um ein Steuersignal zu erzeugen, das für die Größe der Verzerrung
dritter Ordnung stellvertretend ist, die aus dem Pilotsignal in
dem Ausgangsspektrum des Verstärkers
abgeleitet wurde. Das Ausgangssignal des Verzerrungsgenerators dritter
Ordnung selbst wird zu dem Mischer 810 über ein Hauptsignal-Trennfilter 815 geführt, welches
die Verzerrung dritter Ordnung dämpft,
die rein aus dem RF-Signal abgeleitet wurde, um ein Signal zu erzeugen, das
einen relativ hohen Anteil von Verzerrungsprodukten dritter Ordnung,
die aus dem Pilotsignal abgeleitet wurden, enthält. Die Korrelation dieses
Signals mit dem Fehlersignal in dem Korrelationsmischer 810 würde ein
Gleichstromsignal erzeugen, dessen Amplitude für die durch den Verstärker erzeugte
Verzerrung dritter Ordnung stellvertretend war. Jedoch sind die
betreffenden Informationen, welcher Anteil der Verzerrung die AM-AM-Verzerrung dritter
Ordnung ist, und welcher Anteil die AM-PM-Verzerrung dritter Ordnung
ist, in dem Gleichstromsignal verloren gegangen. Folglich wird,
um sowohl die Amplituden-, als auch die Phaseninformationen in dem
Ausgangssignal des Korrelationsmischers 810 zu bewahren, der
Signalausgang von dem Hauptsignal-Abtrennfilter 815 in der Frequenz
nach oben um eine Tonfrequenz fLF in einem Spiegelfrequenzmischer 820 verschoben.
Die Frequenzverschiebung wird durch ein Tonfrequenz-Tonsignal ermöglicht,
das zu dem IR-Mischer 820 von einem niederfrequenten Festoszillator 830 geführt wird,
der in einem digitalen Signalprozessor (DSP) 835 arbeitet,
welcher der Einfachheit halber mit dem Oszillator 610 im
DSP 615 verriegelt wird. Das erforderliche Ausgangssignal
von dem Korrelationsmischer 810 ist dann auf der Tonfrequenz
fLF und enthält sowohl Amplituden-, als
auch Phaseninformationen, die die in dem Verstärker erzeugte Verzerrung dritter
Ordnung betreffen. Das Ausgangssignal des Korrelationsmischers 810 geht durch
ein Tiefpassfilter 825 hindurch, um unerwünschte Produkte
höherer
Frequenz zu dämpfen und
um die Verfälschung
in einem anschließenden Analog-Digital-Wandler
(nicht gezeigt) zu verhindern, welcher das Steuersignal an den DSP 835 zuführt.
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Das Steuersignal wird über einen
Splitter 840 in dem DSP 835 auf zwei Mischer 845, 846 geführt. Der
Mischer 845 mischt das Steuersignal mit einem phasengleichen
Tonsignal bei fLF von der Phasenquadraturkomponente 855,
um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das ein Gleichstromsignal zum
Steuern der einstellbaren Phasenverschiebung 235 in dem Vorverzerrer 200 enthält. Entsprechend
mischt der Mischer 846 das Steuersignal mit einem Quadraturphasen-Tonsignal
bei fLF von der Phasenquadraturkomponente 855,
um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das ein Gleichstromsignal zum
Steuern des einstellbaren Dämpfungsglieds 240 in
dem Vorverzerrer 200 enthält. Die Integrierglieder 860 und 865 werden entsprechend
in dem Ausgangspfad der Mischer 845 und 846 bereitgestellt.
Die Integrierglieder weisen jeweils eine Zeitkonstante auf, welche
eingestellt ist, um etwaige unerwünschte Produkte höherer Frequenz
zu unterdrücken,
aber um fehlerkorrigierende Schwankungen in den Gleichstromsignalen
zu erlauben.
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Die Gleichstromsignale von den Mischern 845 und 846 werden
schwanken, wie die Rückkopplungsschaltung
die Phase und Amplitude des Verzerrungssignals in dem Vorverzerrer 200 einstellt,
um die am Ausgang des Verstärkers 100 erzeugte
Verzerrung zu minimieren. Die Rückkopplungsschaltung wird
schließlich
einen stationären
Zustand erreichen, wodurch jede Abweichung der durch den Verstärker erzeugten
Verzerrung von einem Minimum zu einer entsprechenden Einstellung
der Gleichstromsignale führen
wird, um der Änderung
entgegenzuwirken.
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Das von dem Hauptsignal-Trennfilter 805 ausgegebene
Fehlersignal wird ebenfalls in einem Gesichtspunkt der Rückkopplungssteuerung
der Unterdrückungsschaltung 750 zum
Aufrechterhalten der maximalen Unterdrückung des verstärkten Pilotsignals
in dem Richtkoppler 755 verwendet. Das Fehlersignal wird
einem ersten Eingang eines Mischers 780 zugeführt und
mit dem Tonsignal gemischt, das durch den RF-Oszillator 605 bei
einer Frequenz fCW erzeugt wurde. Das erforderliche
Signal aus diesem Korrelationsverfahren ist ein Tonsignal mit der
Frequenz fLF, d. h. die Differenz zwischen
dem Pilotsignal bei fCW + fLF und dem Tonsignal
bei fCW, und enthält Amplituden- und Phaseninformationen
zum Steuern der einstellbaren Phasenverschiebung 765 und
des einstellbaren Dämpfungsglieds 770.
Das vom Korrelationsmischer 780 ausgegebene Steuersignal
wird in dem DSP 615 in einer äquivalenten Weise wie das Steuersignal
verarbeitet, das durch den DSP 835 verarbeitet wird.
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In einer alternativen Ausführungsform
der Erfindung können
die Kombinationen des Phasenschiebers und des Dämpfungsglieds, wie in dem Vorverzerrer 200 und
der Unterdrückungsschaltung 750 verwendet,
durch einen Vektormodulator ersetzt werden.
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14 zeigt
einen vektoriellen Vorverzerrer einfacher Ordnung mit einem Steuersystem,
das auf einem CW-Piloten basiert. Die Arbeitsweise dieses Systems
ist der mit Bezug auf 13 beschriebenen ähnlich,
mit der Ausnahme, dass nun ein Vektormodulator als das Steuerelement
in dem Nichtlinearitätspfad
dritter Ordnung des Vorverzerrers verwendet wird.
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15 dehnt
das obige Prinzip auf einen Vorverzerrer mehrfacher Ordnung aus.
Jede Ordnung wird unabhängig
durch die relevante Ordnung der Verzerrung von dem nichtlinearen
Generator gesteuert. Es ist offensichtlich, dass höhere Ordnungen der
Verzerrung ebenfalls durch die weitere Ausdehnung dieses Systems
gesteuert werden können.
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Eine alternative Vorrichtung zum
Erkennen des restlichen IMD-Pegels um das Pilotsignal herum ist
in 16 gezeigt, welche
auf dem in 15 gezeigten
vektoriellen Vorverzerrer mehrfacher Ordnung basiert.
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In diesem System nutzt die Erkennungsvorrichtung
die Verzerrungsprodukte geradzahliger Ordnung des Basisbandes, welche
Nebenprodukte der Erzeugung der Verzerrung ungeradzahliger Ordnung in
dem Vorverzerrer 200 (siehe 9b)
sind. Diese Produkte geradzahliger Ordnung, die auf dem Basisband
vorkommen (die Doppelfrequenzglieder werden ignoriert), werden verwendet,
um die Verzerrungssignale zu erkennen, die um das Pilotsignal herum
vorkommen, nachdem diese Signale auf das Basisband durch Mischen
mit dem ursprünglichen
Pilotsignal abwärts
konvertiert wurden.
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Alternativ könnte die Korrelation zwischen den
Produkten geradzahliger Ordnung des Basisbandes und den Produkten,
die den Piloten auf der Pilotfrequenz umgeben, durchgeführt werden;
das Ergebnis ist ein RF-Signal des CW auf der Pilotfrequenz. Dieses
kann dann durch das Pilotsignal (bei einem geeigneten Tonfrequenzoffset)
abwärts
konvertiert und zu den Steuerschaltungen der DSP zugeführt werden.
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Es ist zu beachten, dass viele Kombinationen
der Positionierung der Spiegelfrequenz-Filterungsfunktion möglich sind, um zum Beispiel
das zweite, vierte und sechste Ausgangssignal von den Nichtlinearitätsgeneratoren
anstelle des Ausgleichens des Abtastwertes des RF-Ausgangs zu versetzen.
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Zweiton-Pilotsignalsteuerung
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Gemäß einer Ausführungsform
arbeitet ein Zweiton-pilotbasiertes Steuerschema, um ein schmalbandiges
Zweiton-Prüfsignal
zu erzeugen, in welchem der Tonabstand durch einen ersten Oszillator,
der in einem digitalen Signalprozessor (DSP) realisiert ist, und
bei einer Frequenz, die gerade außerhalb des erforderlichen
Linearisierungsbandes ist, bestimmt wird. Dieses Zweitonsignal wird
in den Eingangssignalpfad gespeist und unterliegt den gleichen Verzerrungen,
die durch den vorverzerrten Verstärker erzeugt werden, wie das
RF-Eingangssignal. Die resultierenden Intermodulationsverzerrungsprodukte,
die rein aus dem Pilotsignal abgeleitet wurden, werden in einem
genau bekannten Abstand von dem Pilotsignal sein und können daher
innerhalb des DSP durch einen zweiten Oszillator oder eine frequenzvervielfachte
Ableitung des ersten Oszillators erkannt werden. Jede Oberwelle
der ersten Oszillatorfrequenz kann eine spezifische Ordnung der
Intermodulationsverzerrung erkennen und daher die unabhängige Quadratursteuerung
in dem Vorverzerrer jeder Ordnung der Verzerrung bereitstellen.
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Der Pilotton selbst, der im Wesen
schmalbandig ist, kann in dem Ausgangssignal bis auf einen hohen
Genauigkeitsgrad mit einer Unterdrückungsschaltung unterdrückt werden,
die eine Rückkopplungssteuerung ähnlich dem
CW-Pilotsteuersystem von 13 enthält.
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Ein Blockschaltbild einer Ausführungsform dieses
Systems, das eine Steuerung 3. Ordnung bereitstellt, ist in 17 gezeigt.
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In dieser Ausführungsform weist der Pilotsignal-Unterdrückungsverstärker einen
hohen Linearitätsgrad
auf, da die Intermodulation des unterdrückenden Pilotsignals in diesem
Verstärker
als zusätzliche
Verzerrung in dem Ausgangsspektrum des RF-Ausgangs erscheinen wird.
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18 zeigt
einen vektoriellen Vorverzerrer einfacher Ordnung mit einem Steuersystem,
der auf einem Zweiton-Pilotsignal basiert. Die Arbeitsweise dieses
Systems ist der oben beschriebenen ähnlich, mit der Ausnahme, dass
nun ein Vektormodulator als das Steuerelement in dem Pfad der Erzeugung
der Verzerrung dritter Ordnung des Vorverzerrers 200 verwendet
wird.
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19 dehnt
das obige Prinzip auf einen Vorverzerrer mehrfacher Ordnung aus.
Jede Ordnung wird unabhängig
durch die relevante Oberwelle des ursprünglichen Tonfrequenzoszillators
gesteuert. Es ist offensichtlich, dass das Prinzip dieses Steuerschemas
auf die Verzerrung höherer
Ordnungen ausgedehnt werden kann.
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20 zeigt
eine verbesserte Version der Ausführungsform von 19 und beinhaltet ein Quadratur-Abwärtsschema
in der Rückkopplungsschaltung,
um sicherzustellen, dass sowohl die Amplituden-, als auch die Phaseninformationen
in dem resultierenden Steuersignal bewahrt werden.
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Ein frequenzgesprungenes Pilotsignal
weist einen Vorteil auf, dass das Pilotsignal innerhalb des Bandes
ersetzt werden kann, mit Springen, das die Abtastung in einem Bereich
von relevanten Frequenzen bereitstellt. Diese Frequenzen könnten so
ausgewählt
werden, um nicht mit den gewünschten
Signalen zusammenzutreffen, die durch den Verstärker hindurchgehen, oder könnten zufällig gesprungen werden,
mit etwaigen 'Kollisionen', die mit der Mehrheit
der 'Nichtkollisions'-Sprünge ausgemittelt
werden.
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Pilotsignalsteuerung mit
Zweizonenspektrum
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Die Verwendung von Signalen mit Zweizonenspektrum
weist einen Vorteil der Verteilung der Pilotsignalenergie über einen
breiten Bandbreite auf, da die Größe der Unterdrückung des
Piloten potentiell verringert wird, die am Ausgang erforderlich
ist, um eine vorhandene Spezifikationen (z. B. 75 dBc) zu erfüllen.
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Eingangssignal-basierte
Pilotsignalsteuerung
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Dieses System arbeitet durch Nutzung
einer Kopie des Frequenzversatzes des Eingangssignals als ein Pilotsignal.
Dies weist den Vorteil auf, dass garantiert ist, dass der gesamte
interessierende Verstärkerkanal
zu jedem gegebenen Zeitpunkt ausgemessen und folglich eine optimale
Einstellung für
den Vorverzerrer bereitstellt werden kann. Vorausgesetzt, der Frequenzversatz
wird klein gehalten, zum Beispiel einige kHz oder weniger, dann
wird das Restpilotsignal, das außerhalb der gespeisten Kanäle erscheint
und daher als 'Störsignale' offensichtlich ist, sehr
klein. Die Mehrheit des Pilotsignals wird in diesem Fall übereinstimmend
mit dem RF-Eingangssignal erscheinen.
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Ein Blockschaltbild einer Ausführungsform dieses
Steuerschemas, die auf einem Vorverzerrer nur der dritten Ordnung
basiert, ist in 21 gezeigt. Dieses
kann auf mehrfache Ordnungen durch eine ähnliche Vorrichtung, wie die
in 19 gezeigte, für den oben
beschriebenen Zweitonpiloten ausgedehnt werden, d. h. unter Verwendung
der Oberwellen der DSP-Offsetfrequenz, um einzelne Ordnungen der Verzerrung
zu erkennen.
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Doppelschleifen-Vorverzerrer
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Ein Blockschaltbild eines prinzipiellen
Doppelschleifen-Vorverzerrers ist in 22 gezeigt.
Der Vorverzerrer 2 arbeitet, um die Gesamtverzerrungen, die in dem
Verstärker
vorhanden sind, zu eliminieren und stellt zum Beispiel 25 dB an
Verbesserung bereit. Der Vorverzerrer 1 arbeitet dann, um die Restverzerrung
zu eliminieren, einschließlich
der höheren
Ordnungen, die in dem Vorverzerrer 2 nicht eliminiert wurden, indem
auf diese Weise zum Beispiel weitere 25 dB an Verbesserung bereitgestellt
werden, was eine Gesamtverbesserung von 50 dB ergibt.
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Der Vorverzerrer 1 und der Vorverzerrer
2 werden unabhängig
unter Verwendung separater pilotbasierter Steuerschaltungen gesteuert,
die mit einem gemeinsamen RF-Ausgangsabtastwert
gespeist werden, wie in 22 gezeigt
ist. Diese unabhängige
Steuerung ermöglicht
einem der Vorverzerrer, einen stationären Zustand mit dem anderen
Vorverzerrer zu erreichen, der verriegelt wird, bevor der andere
Vorverzerrer entriegelt wird, um ihm zu erlauben, einen stationären Zustand
zu erreichen. Jedoch der Hauptvorteil des Vorhandenseins einer unabhängigen Steuerung
ist, dass separate Pilotsignale verwendet werden können, was
jedem Vorverzerrer ermöglicht,
die äquivalenten
Pegel der Verzerrungsverbesserung zu erreichen. Dies ist ohne die
pilotbasierte Steuerung nicht erreichbar.
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Wie in 22 dargestellt,
müssen
beide Vorverzerrer bezüglich
der Komplexität
nicht identisch sein. In einem typischen Verstärker ist der Grad der Verbesserung,
der höhere
Ordnungen der Verzerrung (9., 10. usw.) erforderte, wesentlich kleiner
als der, der niedrigere Ordnungen erforderte (um eine gegebene Gesamtspezifikation
zu erfüllen).
Daher sollte es möglich
sein, die Erzeugung und Anwendung dieser höheren Ordnungen auf nur einen
der Vorverzerrer zu beschränken,
auf diese Weise dem anderen Vorverzerrer erlauben, weniger komplex
zu sein.
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Es kann möglich sein, die verschiedenen Ordnungen
der Verzerrung einmal zu erzeugen und sie dann zweimal zu verwenden
(durch Aufteilen des Ausgangssignals von jeder und Zuführen dieser
zu einem separaten Vektormodulator). Dieses Verfahren sollte die
Vorverzerreranordnung vereinfachen, da ein vernünftiger Anteil der Gesamtsystemkomplexität in der
Erzeugung von verschiedenen Ordnungen der Verzerrung liegt.
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Es wird in Anbetracht des Vorangegangenen offensichtlich,
dass verschiedene Modifikationen innerhalb des Anwendungsbereiches
der vorliegenden Erfindung gemacht werden können. Zum Beispiel bezieht
sich die Beschreibung auf die Verwendung von bestimmten Komponenten,
wie zum Beispiel Mischern und Integriergliedern, welche durch Vervielfacher
und Tiefpassfilter entsprechend ersetzt werden könnten. Ebenfalls sind die Ausführungsformen mit
Bezug auf polynomiale Vorverzerrer beschrieben, die bei Radiofrequenzen
arbeiten, wohingegen die Erfindung gleichermaßen in einem Basisband-Vorverzerrer
oder jedem anderen geeigneten Vorverzerrer realisiert werden kann.