DE69105587T2 - Vorverzerrungslinearisierer für Mikrowellenleistungsverstärker. - Google Patents
Vorverzerrungslinearisierer für Mikrowellenleistungsverstärker.Info
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Description
- Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verbesserungen an Entzerrern für Mikrowellenleistungsverstärker.
- Gegenwärtig benutzte Modulationstechniken, im wesentlichen Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM), stellen sehr hohe Anforderungen an die Linearität des Sender-Hochfrequenzleistungsverstärkes, von dem in nicht geringem Maße die Degradation des modulierten Signal abhängt.
- Die Ausgangsleistung der Endstufen muß wesentlich geringer sein als die Sättigungsleistung, wenn die von ihnen verursachten Verzerrungen innerhalb der Kenndaten des Senders bleiben sollen. Die genannten Verzerrungen sind auf die bei hoher Leistung auftretende Komprimierung der Verstärkung im Kurvenverlauf der Amplituden- modulationsverzerrung (AM/AM) und den Kurvenverlauf der Amplituden/Phasenmodulationsumsetzung (AM/PM) bei hoher Leistung zurückzuführen
- Eine Kompensation dieser Verzerrungen wird gewöhnlich durch Überdimensionierung erreicht, was hohe Kosten in der Leistungsstufe bedeutet.
- Wie bekannt, erlaubt die Verwendung eines Entzerrungsnetzwerks in der Sendestufe die Anwendung von Leistungsstufen mit geringerer Saturation für eine gegebene Verzerrung, mit dem Resultat wachsenden Wirkungsgrades, z.B. bei Anwendungen in der Sendestufe von bordeigenen Verstärkern in Satellitenkommunikationssystemen, zur Erreichung einer höheren Linearität des Verstärkers bei einer bestimmten Saturationsverstärkung in Endstufen, oder bei Anwendungen in den Senderendstufen von Erdefunkstellen der genannten Satelliten- kommunikationssysteme
- Eine z.Z. sehr bekannte Entzerrungstechnik ist als 'Vorwärtsregelung" bekannt und schließt alle Entzerrer ein, in denen über einen Mikrowellenhilfsverstärker ein Fehlersignal verstärkt wird, das aus der Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem an einem zweckmäßig gedämpften Ausgang des Hauptverstärkers anstehenden verzerrten Signal gewonnen wird. Das den im Hauptverstärker entstehenden Verzerrungen proportionale Fehlersignal verringert die Verzerrungen des Ausgangssignals, wenn es mit entsprechender Phase und Amplitude am Ausgang des Hauptverstärkers wieder zugefügt wird.
- Es ist klar, das die Gütezahl oder Qualitätsgrad dieses Entzerrungssystems fast ausschließlich von der Symmetriedämpfung des Endsummierers oder -kopplers abhängt der ja das Fehlersignal vom Ausgangssignal des Verstärkers subtrahiert. Für solch ein Koppelglied ist deshalb eine Symmetrieregelungsschaltung bezüglich Phase und Amplitude erforderlich, die ziemlich komplex ist. Außerdem handelt es sich um einen wirklichen Verstärkerentzerrer, nicht um einen Zusatz zur Verbesserung eines bekannten Verstärkers.
- Eine andere zur Zeit übliche Entzerrungstechnik benutzt Hochfrequenz- Vorverzerrer, d.h. oberhalb des Mikrowellenendverstärkers eingefügte nichtlineare Netzwerke, die das Eingangssignal über ein Netzwerk von im nichtlinearen Bereich arbeitenden Komponenten so verzerren, daß der Kurvenverlauf der AM/AM-Verzerrung und der AM/PM Amplituden/Phasenumsetzung kompensiert und damit die Linearität der Sendestufe verbessert wird. Der haupsächliche Nachteil dieser Vorverzerrer besteht in der übertriebenen Komplexität des genannten Netzwerks und damit in zu hohen Kosten.
- Ein Beispiel eines Vorverzerrers für Mikrowellenleistungsendstufen ist aus dem Patent US-A-4,532,477 bekannt, in welchem ein Netzwerk lediglich für die Kompensation der AM/PM Amplituden/Phasenumsetzung beschrieben wird. Dieses Netzwerk besteht aus mit Dämpfungsgliedern abwechselnden Verstärkerbausteinen in Kaskadenschaltung, die jedoch die gesamte Struktur des Mikrowellenverstärkers übertrieben anwachsen lassen. Außerdem wird das Problem der Kompensation des AM/AM -Kurvenverlaufs nicht angesprochen, für die eine weitere Schaltung notwendig wird.
- Ein anderes Beispiel eines Vorverzerrers für Mikrowellen - Leistungsverstärker ist in dem vom gleichen Autor am 26.Februar 1987 eingereichten Italienischen Patentantrag Nr. 19497-A/87 beschrieben.
- In dem genannten Italienischen Patentantrag wird ein oberhalb des Leistungsverstärkers einzusetzender Vorverzerrer beschrieben, der dadurch gekennzeichnet ist, daß er ein Hauptnetzwerk mit Phasenmodulator und Amplitudenmodulator in Kaskadenschaltung sowie ein Sekundärnetzwerk für die Basisbandfrequenz enthält, einschließlich einem Amplitudendetektor und Filter für das Eingangssignal, einem Detektorsignal in Funktion der Augenblicksleistung und einem Paar regelbarer Verstärker, denen das genannte Detektorsignal zugeführt wird und die den genannten Modulator so steuern, daß ein nichtlinearer Kurvenverlauf entsteht, der unabhangig die Amplituden- und Phasenverzerrung des Leistungsverstärkers kompensiert.
- Obwohl der genannte Entzerrer alle bekannten im Patentantrag aufgeführten Vorteile aufweist, ist er doch noch teuer und schwerfällig in der Konstruktion, besonders wegen des Vorhandenseins von abgeleiteten Verzweigungen.
- In Entzerrern dieses Typs, wie in dem Patent US-A-4,465,980 beschrieben, geben die abgeleiteten Verzweigungen Anlaß zu weiteren Problemen bezüglich entstehender Verzögerungen, die entzerrt werden müssen und bezüglich der unerwünschten Wechselwirkung zwischen den beiden AM/AM- und AM/PM-Entzerrernetzwerken.
- Die vorliegende Erfindung stellt sich deshalb die Aufgabe, die oben genannten Nachteile zu überwinden und einen Vorverzerrer für Mikrowellenleistungsverstärker mit erheblich vereinfachter Schaltung anzugeben. Tatsächlich enthält dieser in wesentlichen nur einen einzelnen Transistor, der sowohl die Funktion eines Verstärkers mit erweiterter Verstärkung zur Entzerrung der Amplitudenverzerrung des Leistungsverstärkers als auch die eines Steuersignalgenerators zur Steuerung eines Phasenverschiebungselementes zur Entzerrung der Phasenverzerrung des Leistungsverstärkers enthält. In einer ersten Ausführungsform wird der genannte Transistor oberhalb des Leistungsverstärkers eingefügt, gefolgt von einem Phasenverschiebungselement. In einer zweiten Ausführungsform wird diese Funktion vom Leistungsverstärker selbst übernommen.
- Zur Ereichung des oben genannten Zwecks ist ein erstes Ziel der vorliegenden Erfindung ein Vorverzerrer für Mikrowellen- Leistungsverstärker mit Verstärkungskompression und Phasenverzerrung einschließlich:
- - eines ersten Transistors mit geringer Vorspannung, der eine Verstärkungsexpansionsstufe zur völligen Kompensation der genannten Verstärkungskompression bei wachsendem Eingangssignalpegel vor der Sättigung darstellt;
- - eines von der Gleichstromkomponente der Ausgangsspannung des genannten ersten Transistors gesteuerten Phasenschiebers, der eine Phasenverschiebung einführt, die vor der Sättigung die Phasenverzerrung des genannten Leistungsendverstärkers völlig kompensiert;
- Die in den voneinander abhängigen Ansprüchen 2 bis 11 beschriebenen praktischen Ausführungsformen stellen andere Gegenstände der genannten Erfindung wahr.
- Weiteree Gegenstände und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in den folgenden ausführlichen Beschreibungen einer praktischen Ausführung klar, wobei die beiliegenden Zeichnungen lediglich zur nicht begrenzenden Erklärung dienen; dabei zeigt:
- Bild 1 das Schaltbild des ersten Beispiels einer praktischen Verwirklichung eines Entzerrers, Gegenstand der vorliegenden Erfindung;
- Bild 2, 3, 4 und 5 den Kurvenverlauf einiger charakteristischer Parameter des Entzerrers und der Leistungsendstufe als Funktion der Leistung Pi des Eingangssignals;
- Bild 6 eine erste praktische Verwirklichung des Phasenschieberelementes D1 von Bild 1;
- Bild 7 eine zweite Verwirklichung des genannten Phasenschieberelementes.
- Bild 1 zeigt eine praktische Schaltungsausführung des Entzerrers, Gegenstand der vorliegenden Erfindung, die zur Kompensation von Ampituden- und Phasenverzerrungen oberhalb des Leistungsverstärkers eingefügt wird. Tatsächlich verlaufen typische Amplituden- und Phasenkurven wie in Bild 2, wo der qualitative Kurvenverlauf der Ausgangsleistung Pu (AM/AM-Verzerrungskurve) und die Eingangs/Ausgangs-Phasenverschiebung VF (AM/PM-Umsetzerkurve) als Funktion der Ausgangsleistung Pi aufgetragen sind. Der Entzerrer hat demnach einen doppelten Zweck, d.h. erstens, die eigene Verstärkung bei den Pi-Werten zu erhöhen, sodaß in Bild 2 das Knie der Kurve Pu das genannte Knie kompensiert und der linearen Verlauf von Pu selbst in unmittelbarer Nähe des Sättigungspunktes erhalten bleibt, wobei der letztere Bereich durch einen horizontalen Kurvenverlauf gekennzeichnet ist, der jedoch nicht kompensiert werden kann; und zweitens, die eigene Eingangs- Ausgangsphase gegenläufig zum Verlauf von VF in Bild 2 zu verschieben.
- In Bild 1 sind RFin, RFout jeweils der Eingang und Ausgang des Hochfrequenssignals.
- C1, C2...C5 sind Kapazitäten und L1, L2 Induktivitäten.
- FT1 ist ein GasFET-Transistor (Galliumarsenid-Feldeffekt- transistor) in common-source Konfiguration, wie bekannt mit Source S, Drain D und Gate G1.
- R1 ist der Polarisationswiderstand von FT1.
- D1 ist eine Varaktordiode.
- RA1, RA2, RA3 sind beispielsweise jeweils in Mikrostriptechnik ausgeführte, normale Eingangs- Zwischenstufen- und Ausgangsnetzwerke zur Tmpedanzanpassung.
- VG, VP und V+ bezeichnen jeweils die Versorgungsspannungen am Steuereingang von FT1 und an der Anode von D1, sowie eine feste positive Spannung.
- C1 und C2 sind jeweils Kondensatoren zur Blockierung der Gleichstromkomponente am Eingang RFin und am Ausgang RFout. C4 und die Netzwerke C3-L2, C5-L1 bilden ein Tiefpaßfilter zur Entkopplung des Signals von den Versorgungsspannungen VG, VP und V+; C3, C4 und C5 sind einseitig geerdet.
- Das Eingangssignal wird über C1 und RA1 an die Schnittstelle von FT1 angelegt. Die Spannung Vg wird über das Filter C3-L2 ebenfalls an die Schnittstelle von FT1 angelegt. Die Quelle von FT1 ist geerdet, während die Spannung V+ über das Filter C5-L1 und den Widerstand R1 mit der Senke verbunden wird. Die Kathode der Diode D1 ist ebenfalls gleichstromseitig über das Netzwerk mit der Senke von FT1 und über das Netzwerk RA3 und C2 mit dem Ausgang RFout verbunden.
- Der Transistor FT1 verstärkt das am Eingang RFin anliegende hochfrequente Signal; die Werte der festen Versorgungsspannung V+, des Widerstandes R1 und der Spannung VG werden so gewählt, daß FT1 im Verarmungsgebiet der Vorspannung arbeitet, d.h. mit dem Arbeitspunkt nahe dem Abschnürgebiet (niedrige Werte für den Strom Ids zwischen Senke und Quelle).
- Somit kann ein Anwachsen des hochfrequenten Eingangssignalpegels, d.h. eine Erhöhung der Gleichstromkomponente des Stroms Ids, den Arbeitspunkt der Schaltung ändern. Da die Verstärkung von FT1 von der genannten Gleichstromkomponente von Ids abhängt, ruft deren Anwachsen ein Anwachsen der Verstärkung hervor und man erreicht auf diese Weise den gewünschten Expansionseffekt.
- Bild 3 zeigt den qualitativen Verlauf der Verstärkungskurve Gi als Funktion der Leistung Pi des Hochfrequensignals am Eingang RFin. Durch Veränderung der Parameter des Polarisationsnetzwerks von FT1, d.h. von VG, R1 und V+, kann der Kurvenverlauf von Gi unter dem Gesichtspunkt einer Kompensation der AM/AM-Verzerrungskurve optimiert werden. Die Bilder zeigen außerdem den entsprechenden qualitativen Kurvenverlauf der Gleichstromkomponente von Ids als Funktion von Pi.
- Wenn die Gleichstromkomponente von Ids zunimmt, bewirkt der Widerstand R1 eine Abnahme der Gleichstromkomponente der Senken/Quellenspannung Vds von FT1 und damit eine Abnahme der Polarisationsspannung KL der Varaktordiode D1 (tatsächlich ist D1 gleichspannungsmäßig mit der Senke von FT1 verbunden).
- Aus diese Weise steht die gleichgerichtete Spannung der Umhüllenden des Modulationssignals, die der Gleichstromkomponente von Ids proportional ist, an beiden Seiten von R1 an und wird als Steuersignal für die von der weiter unterhalb liegenden Schaltung erzeugte Phasenverschiebung benutzt (in dem nicht begrenzenden Beispiel die Varakterdiode D1).
- Der erzielte Effekt ist eine Modulation der erwähnten Spannung VL, die wie bekannt den internen Kapazitätswert des Varaktors beeinflußt und damit die erzielte Phasenverschiebung des Hochfreqeunzsignals. Dieser Effekt kann vorteilhaft zum Ausgleich des AM/PM-Kurvenverlaufs benutzt werden.
- Bild 4 zeigt qualitativ den Kurvenverlauf der Phasenverschiebung FL als Funktion der Leistung Pi des Eingangssignals. Der Kurvenverlauf von FL kann gegenüber VF durch entsprechende Dimensionierung der maßgebenden Parameter (d.h. R1 und VP) spiegelbildlich verschoben werden (in Bild 4 durch eine gestrichelte Linie angedeutet).
- Im Endergebnis erfüllt der Transistor FT1 eine doppelte Funktion: die eines Verstärkungsexpanders zum Ausgleich der AM/AM Verzerrungskurve und die eines Auswerters für die Spannung der Umhüllenden, die direkt einen Phasenschieber zum Ausgleich der AM/AM Umsetzerkurve steuert.
- Genauer gesagt, der Kurvenverlauf der Verstärkungserweiterung wird durch Veränderung von VG ausgeglichen und der Kurvenverlauf der Phase durch Veränderung von VP.
- Die Schaltung in Bild 1 folgt den dynamischen Schwankungen des hochfrequenten Eingangssignals sehr schnell, d.h. für das Modulationssignal ist das Ansprechverhalten als Verstärkungsexpander und als Phasenschieber breitbandig, da die Schaltung nur aus einem einzigen Hochfrequenzzweig besteht. Diese Tatsache ist äußerst wichtig, da hierdurch die Schaltung auch benutzt werden kann, wenn das Modulationssignal des Trägers breitbandig ist, z.B. in Satellitentranspondern.
- Außerdem besteht unzweifelhaft ein Vorteil bezüglich der Dimensions- und Kostenreduzierung von Entzerrerkomponenten, die in Mikrostriptechnologie oder mit integrierten Mikrowellenschaltungen (MIC) aufgebaut werden können, sowohl mit diskreten Komponenten, als auch in chip-and-wire-Technologie oder als monolithische integrierte Mikrowellenschaltung (MIC).
- Die Entzerrerfunktion kann von der bereits genannten Leistungsendstufe übernommen werden, die z.B. aus einem Transistor vom Typ FT1 in Bild 1 bestehen kann, der unter ähnlichen Bedingungen arbeitet.
- Dies kann mit Bezug auf Bild 5 mit einem Zahlenbeispiel erläutert werden, wobei jeweils der Kurvenverlauf der Ausgangsleistung Pu der Leistungsendstufe unter zwei Arbeitsbedingungen gezeigt wird: einmal normal (Ids = 2 A) und dann modifiziert in Übereinstimmung mit der Erfindung (Ids = 0,7 A). Außerdem ist der Kurvenverlauf der Gleichspannungskomponente Ids des durch den Leistungstransistor in der genannten Endstufe fließenden Stroms als Funktion der Eingangsleistung Pi aufgetragen.
- Angenommen, eine Leistungsendstufe besteht aus einen GaAsFET-Transistor, der unter linearen Bedingungen eine Verstärkung von 10 dB mit dem Arbeitspunkt Fds = 10 V, Ids = 2 A, sowie bei modulierten Signalfrequenzen von etwa 6-7 GHz die Sättigungsleistung Pusat = 40 dBm aufweist. Unter diesen Bedingungen zeigt die Kurve den Verlauf der Ausgangsleistung Pu als Funktion der Eingangsleistung Pi (dies ist in Bild 5 durch den Parameter Ids = 2 A angegeben, mit der zu entzerrende Kniezone).
- Wenn nun die Gate-Source-Spannung Vgs des Transistors so erniedrigt wird, daß man Ids = 0,7 A erhält, geht die Verstärkung des linearen Bereichs lauf etwa 7 dB zurück. Wenn unter diesen Bedingungen die Eingangsleistung Pi anwächst, hat auch Ids die Tendenz, auf den Nominalwert 2 A anzuwachsen, entsprechend dem im Bild gezeigten Kurvenverlauf von Ids. Das Anwachsen von Ids hat ein Anwachsen der Verstärkung Gi des Transistors gerade in dem Bereich zur Folge, wo die Kurve Pu (Ids = 2 A) ein Knie hat, wodurch in diesem Fall ein Selbstentzerrungseffekt auftritt: die Amplitude im Kniebereich der Kurve Pu (Ids = 0,7 A) wird stark erniedrigt und damit der AM/AM-Kurvenverlauf ausgeglichen.
- Was den Ausgleich der AM/PM-Umsetzerkurve anbelangt, können die Phasenverschiebungen durch eine oberhalb eingefügte, durch die Spannung Vds des Endstufentransistors gesteuerte Schaltung bekannten Typs kompensiert werden, wie bereits mit Bezug auf Bild 1 beschrieben wurde.
- Die im folgenden beschriebene Variante kann vorteilhaft in mehrstufigen QAM-Modulationssystemen benutzt werden, in denen die Ausgngsleistung nicht konstant ist, sondern mit Bezug auf den Mittelwert stark schwankt, abhängig von der zu übertragenden Symbolkonstellation; zum Beispiel besteht im 64QAM-System eine Differenz von etwa 8 dB zwischen mittlerer und maximaler Hochfrequenzausgangsleistung. Das bedeutet eine beträchtliche Stromersparnis; für die niedrigeren Pegel der Konstellation, bei denen die Ausgangsleistung Pu gering ist, bleibt der Strom Ids bei etwa 0,7 A und erreicht 2 A nur für höhere Konstellationen, bei denen Pu hoch ist. Da die verschiedenen Punkte der Konstellation alle gleiche Wahrscheinlichkeit haben, ist der durchschnittliche Strom Ids etwa 1,1 bis 1,2 A und nicht 2 A, mit klarer Stromersparnis. Eine Erniedrigung der Verstärkung im Linearbereich von 10 auf 7 dB ist problemlos, da die Differenz von 3 dB nur bei Leistungsspitzen zum Tragen kommt.
- Eine zweite Variante beinhaltet einen Phasenschieber wie in Bild 6, wo die gleichen Symbole die gleichen Komponenten wie in Bild 1 bezeichnen, die auf gleiche Weise untereinander verbunden sind.
- In Bild 6 ist eine zweite Varicapdiode D2 eingefügt worden, gleich und antiparallel zu der Signaldiode D1. Die Anode von D2 ist mit der Kathode von D1 verbunden, während die Kathode von D2 durch die Gleichspannung VP2 polarisiert und über die Filterkapazität C6 für Signale geerdet wird.
- Die praktische Ausführung von Bild 6 ist in Fällen anwendbar, in denen eine Phasenverschiebung kompensiert werden muß, die sowohl voreilend als auch verzögert sein kann. Die eine Diode kompensiert die verzögerte Phasenverschiebung und die andere die voreilende. Durch entsprechende Dimensionierung der Spannungen VP und VP2 ist es möglich, die eine Diode arbeiten zu lassen, während die andere ausgeschlossen bleibt. Die Phasenverschiebung eilt vor, wenn D2 eingeschaltet ist und ist verzögert, wenn D1 eingeschaltet ist.
- Eine dritte Variante beinhaltet einen Phasenschieber wie in Bild 7, wo die gleichen Symbole die gleichen Komponenten wie in Bild 1 bezeichnen, die auf gleiche Weise untereinander verbunden sind.
- Der Phasenschieber in Bild 7 ist mit einem GaAsFET-Transistor aufgebaut, der mit FT2 bezeichnet ist und so polarisiert wird, daß er als normaler Verstärker in einer gemeinsamen Quellenkonfiguration mit der Gleichstromkomponente des Senken/Quellenstroms Ids ≈ ½ Idss arbeitet. Dies ist der maximale Wert des Senkenstroms für Vgs = 0.
- R2 bezeichnet den Lastwiderstand von FT2.
- C7, C8 und C9 bezeichnen Kapazitäten und L3, L4 Induktivitäten bekannten Typs. C9 und die Netzwerke C7-L3, C8-L4 bilden Tiefpaßfilter zur Entkoppelung der Signale von der Stromversorgung, jeweils für die Ausgänge RFout, Gate FT2 und Drain FT2. C7, C8 und C9 sind auf einer Seite geerdet.
- RA4 bezeichnet ein Ausgangs-Anpassungsnetzwerk mit den gleichen Funktionen wie RA1, RA2 und RA3.
- Durch Veränderung der Gleichstromkomponente der Gate/Source-Spannung von FT2 erhält man eine Veränderung der Gleichstromkomponente des Senkenstroms Ids, der zwar keine spürbare Veränderung der Verstärkung von FT2 bewirkt, da FT2 im linearen Bereich arbeitet, wohl aber eine Veränderung der Quellen-Senkenkapazitätswertes Cgs von FT2. Der resultierende Effekt ist demjenigen der Varaktorsdiode D1 in Bild 1 equivalent, d.h. der Phasenverschiebung PL des Ausgangssignals RFout, das die AM/PM Umsetzerkurve kompensiert (siehe Bild 4).
- Auch in diesem Fall wird die entdeckte Spannung der Umhüllenden des Modulationssignals (die der Gleichstromkomponente Ids von FT1 an den beiden Enden von R1 proportional ist) als Steuersignal für die durch FT2 hervorgerufenen Phasenverschiebung benutzt. Um das genannte Steuersignal auf FT2 zu übertragen, wird für die beiden Transistoren FT1 und FT2 eine Gleichstromkoppelung notwendig, wobei die von R1 abgeleitete Spannung am Eingang von FT2 angelegt wird, entweder in Phase oder Gegenphase, je nachdem ob voreilende oder verzögerte Phasenverschiebung gewünscht wird.
- Zur Einführung einer Phasenverzögerung kann der in Bild 7 mit AMP bezeichnete Baustein benutzt werden, bei dem es sich um einen unvertierenden Gleichstromverstärker mit veränderlicher Verstärkung und ein Bandpaßfilter mit wenigstens der doppelten Bandbreite des Eingangssignals handelt. AMP empfängt und verstärkt die Gleichstromkomponente der Senkenspannung von FT1 auf einer Seite von R1 und überträgt diese über das Filter C7-L3 mit umgekehrtem Vorzeichen an den Steuereingang von FT2, um einen Modulationseffekt der Gleichstromkomponente für die Gate-Spannung von FT2 zu erhalten. Dieser Effekt wird in eine Veränderung der Kapazität Cgs von FT2 umgesetzt.
- AMP kann mit einer Umkehrstufe bekannten Typs verwirklicht werden. Bei Verwendung eines GaAsFET-Transistors kann die gesamte Schaltung von Bild 7 auf einfache und billige Weise in MMIC-Technologie aufgebaut werden.
- Wenn die Phase von FT2 nicht voreilen, sondern verzögert werden soll, hat der Verstärker AMP die gleichen Kenndaten wie oben, wirkt aber nicht invertierend.
- Als weitere Variante können die in den verschiedenen Ausführungsformen verwendeten Transistoren von einem anderen Typ sein, z.B. bipolar.
Claims (11)
1. Vorverzerrer für eine Mikrowellenleistungsendstufe mit
Verstärkungskompression und Phasenverzerrung, der folgende Schaltungen
enthält:
- einen ersten im Verarmungsgebiet der Polarisationsspannung
arbeitenden Transistor (FT1), der eine Verstärkungsexpanderstufe
darstellt, welche die genannte Verstärkungskompression vollständig
ausgleicht, falls die Signalleistung an seinem Eingang ansteigt;
- einen von der Gleichstromkomponente der Ausgangsspannung des
genannten ersten Transistors gesteuerten Phasenschieber (D1, D1, D2,
FT2), der eine Phasenverzerrung einführt, welche die Verzerrungen vor
Sättigung des genannten Leistungsverstärkers vollständig ausgleicht;
2. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte
erste Transistor (FT1) oberhalb des genannten Leistungsverstärkers
angebracht ist.
3. Entzerrer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte
erste Transistor (FT1) der genannte Leistungsverstärker selbst ist.
4. Entzerrer nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der
genannte erste Transistor (FT1) ein GaAsFET in einer Source-Konfiguration
ist, dessen Gate-Polarisationsspannung (VG) zur Einstellung des
Arbeitspunktes im Verarmungsgebiet verändert werden kann.
5. Entzerrer nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der
genannte erste Transistor (FT1) ein bipolarer Transistor in
Emitterschaltung ist, dessen Gate-Polarisationsspannung (VG) zur
Einstellung des Arbeitspunktes im Verarmungsgebiet verändert werden kann.
6. Entzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte
Phasenschieber aus einer Varaktordiode (D1) besteht, die mit dem
genannten ersten Transistor (FT1) parallelgeschaltet und
gleichstromgekoppelt ist, wobei die Polarisationsspannung (VP) der
genannten Diode verändert werden kann.
7. Entzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte
Phasenschieber aus zwei antiparallel geschalteten Varaktordioden (D1, D2)
besteht, die mit dem genannten ersten Transistor (FT1) parallelgeschaltet
und gleichstromgekoppelt sind, wobei die Polarisationsspannung (VP, VP2)
jeder der beiden genannten Dioden unabhängig verändert werden kann.
8. Entzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte
Phasenschieber eine Verstärkerstufe oberhalb der genannten
Verstärkungsexpanderstufe ist, die aus einem zweiten GaAsFET (FT2) in
Source-Konfiguration besteht, dessen Eingang mit dem Ausgang des
genannten ersten Transistors (FT1) gleichstromgekoppelt ist
9. Entzerrer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte
Phasenschieber eine Verstärkerstufe oberhalb der genannten
Verstärkungsexpanderstufe ist, die aus einem zweiten bipolaren Transistor
(FT2) in Emitterschaltung besteht, dessen Eingang mit dem Ausgang des
genannten ersten Transistors (FT1) gleichstromgekoppelt ist.
10. Entzerrer nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die
genannte Gleichstromkoppelung zwischen dem ersten und zweiten Transistor
durch einen breitbandigen invertierenden Gleichstromverstärker (AMP)
gebildet wird.
11. Entzerrer nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die
genannte Gleichstromkoppelung zwischen dem ersten und zweiten Transistor
durch einen breitbandigen nichtinvertierenden Gleichstromverstärker (AMP)
gebildet wird.
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