DE2147167A1 - Vorrichtung zur Verringerung der Zwischenmodulation - Google Patents
Vorrichtung zur Verringerung der ZwischenmodulationInfo
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Description
Anmelder: Communications Satellite Corporation
950 L'Enfant Plaza, S.W., Washington, D.C.,USA.
Vorrichtung zur Verringerung der Zwischenmodulation
Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Verringerung der Zwischenmodulation bei aktiven
Elementen, wie beispielsweise Klystrons, Wanderfeldröhren und Begrenzer.
Zur gleichzeitigen -Übertragung von Informationen über
mehrere Kanäle mit verschiedenen Frequenzen werden häufig Breitbandübertragungsschaltungen verwendet.
Aktive Elemente, welche in diesen Breitbandübertragungsschaltungen
verwendet werden, wie beispielsweise Wanderfeldröhren und Klystrons, zeigen erstens nicht-lineare
Amplituden- und zweitens Phasenerscheinungen, welche unabhängig voneinander Verzerrungen verursachen, d.h.
Zwischenmodulationsprodukte,, wodurch sie zu unerwünschtem Hauschen in dem System beitragen. Die erste Form
der Verzerrung entsteht wegen den nichtlinearen Eingangs-Ausgangsleistungskennlinien
der' Verstärker, wenn sich diese der Sättigung nähern. Die zweite Form der Verzerrung
entsteht aufgrund der Veränderung der Phasenverschiebung des durch den Verstärker hindurchgehenden
Signals, wenn die Eingangsleistung verändert wird.
Obgleich ein Verstärker Frequenzen eines Mehrträgersystems mischt und somit Zwischenmodulationsprodukte
verursacht, wenn die Signalhöhen ausreichend sind, um den Verstärker im nichtlinearen Bereich zu betreiben,
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so werden doch, weniger Verzerrungen auftreten, wenn
tier Verstärker in seinem linearen Bereich betrieben
wird, d.h. bei Signalhöhen, die genügend unterhalb der Sättigungshöhe des Verstärkers liegen. Um die
Erzeugung unerwünschter Zwischenodulationsprodukte zu verringern, werden daher üblicherweise die Verstärker,
welche für einen Mehrträgerbetrieb verwendet werden, "zurückgedreht", d.h. sie werden innerhalb
des linearen Bereiches betrieben. Auch bei Begrenzer treten Verzerrungen auf, wenn diese in ihrem nichtlinearen Bereich betrieben werden. Jedoch reicht
es nicht aus, einen Begrenzer "zurückzudrehen ,
da hierdurch die Wirkung der Einrichtung beseitigt werden würde und er nicht mehr als Begrenzer arbeiten
würde.
Die Notwendigkeitr Verstärker "zurückzudrehen^, um
gleichzeitig Informationen über mehrere Träger zu senden, bringt einige !fachteile mit sich. Um eine
gewünschte Signalverstärkung bei einer minimalen Verzerrung zu erzielen, müssen erst einmal Verstärker
höherer Leistung verwendet werden, um ein "Zurückdrehen11
zu erlauben, als es sonst erforderlich wäre, wodurch demzufolge ein Verlust des Leistungswirkungsgrades
akzeptiert werden muss, da der Verstärker nicht mit seiner vollen Kapazität betrieben wird.
Zweitens erfordert der Betrieb eines derartigen
Verstärkers die Verwendung einer kostspieligeren Ausrüstung, wie z.B. eine größere Kühlvorrichtung,
um den Verstärker hoher Leistung entsprechend kühlen zu können, und vor allem ist der Verstärker selbst
auch erheblich teuerer. Zum dritten sei aufgeführt, daß, obgleich das "Zurückdrehen" die Zwischenmodulationsprodukte
wegen der nichtlinearen Amplitudenkennlinien verringert, die Hiasenveränderungen der
Signale bestehen bleiben, wenn die Signale durch den Verstärker laufen, wodurch Zwischenmodulationsprodukte
erzeugt werden.
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Da auch die meisten merklichen Phasenänderungen im unteren Aussteuerbereich auftreten und verschwinden,
wenn sich der Pegel der Sättigung nähert, so tragen die Zwischenmodulationsprodukte von der Phasenverzerrung merklich zur Gesamtverzerrung im unteren
Aussteuerbereich bei, wodurch für die Verbesserung eine Grenze gesetzt ist, welche durch ein Zurückdrehen des Eingangspegels erreichbar ist.
Obgleich das oben aufgeführte sich auf Mehrträger-Übertragungssysteme richtet, so ist auch bei anderen
Systemen,die eine Übertragung von Amplitudenverände rungen verlangen, ein "Zurückdrehen" erforderlich,
wodurch der Verstärkerwirkungsgrad verringert wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, hier Abhilfe
zu schaffen. Die Lösung dieser Aufgabe besteht darin, daß gemäß der Erfindung zwei in Vorwärtsrichtung
eingespeiste Vorverzerrerschaltungen in Reihe angeordnet und vor einem nichtlinearen Verstärker hoher Leistung
verwendet werfen, um den Betrieb des Verstärkers im iiichtlinearen Bereich zu ermöglichen, wobei Zwischenmodulationsproöukte
verringert werden. Der erste Schaltkreis besteht aus einem aktiven Signalamplitudenvorverzezrer,
aer in der Lage ist, eine Eingangs/Ausgangsleistungskennliiiie
zu erzeugen, die zur Kennlinie des Verstärkers umgekehrt ist, so daß diese wirksam
linearisiert wird. Der zweite Schaltkreis besteht aus einem aktiven Signalphasenkompensator, der unterschiedliche
Phasenänderungen, die wegen der Signalamplitudenänderungen am Eingang des Verstärkers durch
den Verstärker gehen, kompensiert, so daß die Phase des Ausgangssignals von dem Verstärker in bezug auf
die Phase άβε Signals zum Eingang des Kompensators
unverändert ist. Dies bedeutet, daß der momentane Leistungepegel des Melirträgereingoiigssignals, wenn
es öurc]! den Phasenkompensator gemäß vorliegender
luiC een Verstärker hoher Leictunr wandert,
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ein konstantes Phasendifferential zwischen dem Eingang zum Phasenkompensator und dem Ausgang
des Verstärkers hoher Leistung aufrecht erhalten muss, unabhängig von dem momentanen Leistungseingang
zum Phasenkompensator. Eine Vorverzerrung des Eingangssignals zum Verstärker hinsichtlich der
Amplitude und Phase wird erreicht, indem eine Anzahl nichtlinearer Elemente verwendet wird,
deren Kennlinien in der richtigen Zeitbeziehung durch die momentane Eingangsleistung zu den
Vorverzerrerschaltkreises gesteuert werden. Alternativ kann Jeder Schaltkreis unabhängig verwendet
werden, um die Verzerrung entweder wegen der nichtlinearen Amplituden-oder Phasenveränderungen
zu verringern.
Bei dem ersten Vorverzerrer schaltkreis, v/elcher
oben erwähnt ist, der eine Eingangs/Ausgangsleistungskennlinie aufweißt, die zum Verstärker hoher
Leistung, mit dem dieser verbunden ist, umgekehrt ist, wird die Leistung des Eingangssignals zum
Vorverzerrerschaltkreis geteilt und zwei Diodendämpfungsgliedern entsprechend zugeführt. Ein
Diodendämpfungsglied zeigt einen Dämpfungsverlauf,
der eine Funktion seines Kopplungskoeffizienten k ist, welcher seinerseits eine Funktion des Steuerstromes
zur Diode ist. Der Koeffizient k kann durch eine Exponentialfunktion des Steuerstromes
angenähert werden. Der Steuerstrom eines Diodendampf ungsgliedes wird auf einer festen Vorspannunggehalten,
wodurch k konstant gehalten wird und ein Ausgang erzielt wird, der linear ist. Der
Steuerstrom des zweiten Diodendämpfungsgliedes ist nicht fest, jedoch durch die Eingangsleistung zum
Vorverzerrerschaltkreis über einen vorwärts eingespeisten Steuerschaltkreis gesteuert, wodurch der
Kopplungskoeffizient in Übereinstimmung mit der ^D ORiQiNAL
-1J-
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Kopplungskoeffizient in Übereinstimmung mit der
Eingangsleistung zum Vorverzerrerschaltkreis variabel gemacht wird. Der Dämpfungsverlauf dieses
Diodendämpfungsgliedes wird daher exponentiell sein. Nachdem die Vorspannungen und Steuerströme
richtig ausgewählt wurden, werden die Ausgangssignale von beiden Diodendämpfungsgliedern addiert,
um ein Signal zu erzeugen, dessen Dämpfungsverlauf
invers zur Kennlinie des Verstärkers hoher Leistung ist, der durch das Ausgangs signal des Vorverzer-rerschaltkreises
betrieben wird, wodurch die Eingangs/ Ausgangsleistungskennlinien des Verstärkers hoher
Leistung effektiv linearisiert werden.
Der zweite Vorverzerrerschaltkreis oder Phasenkompensator unterscheidet sich im einzelnen von
dem Amplitudenvorverzerrerschaltkreis, jedoch ist
der in Vorwärtsrichtung eingespeiste Steuerschaltkreis im wesentlichen der gleiche. Das Eingangssignal
des Phasenkompensators wird einer Gabelschaltung zugeführt, die das Signal in zwei Signale gleicher
Leistung mit einer Phasendifferenz zwischen ihnen
von 90° aufteilt.Diese Signale werden dann entsprechend
ZweigabelSchaltungen zugeführt, wo sie
weiteren Leistungsteilungen und Phasenänderungen
unterliegen. Drei von vier Ausgängen der zuletzt genannten Zweigabelschaltungen werden sodann entsprechend
drei Diodendämpfungsgliedern zugeführt, welche die Amplituden der Signale differentiell
ändern. Zwei der Signale werden linear gedämpft, während das dritte Signal expoenentiell gedämpft
wird. Ein linear gedämpftes Signal und das exponentiell gedämpfte Signal, die eine richtige
Phasenbeziehung aufweisen, werden sodann kombiniert und zum anderen linear gedämpften Signal addiert,
um ein resultierendes Signal zu erzeugen.
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Aufgrund einer Phasendifferenz zwischen dem kombinierten
Signal und dem anderen linear gedämpften Signal und wegen einer differentiellen Änderung der Amplitude
zwischen dem kombinierten Signal und dem anderen linear gedämpften Signal ist das resultierende
Signal einer Phasenänderung in bezug auf das Eingangssignal des Phasenkompensators unterwrfen worden.
Die Phasenänderung wird gemäß der differentiellen Phasenverschiebung bestimmt, welche durch den Verstärker
hoher Leistung erzeugt wird, wenn die momentane Eingangsleistung zum Verstärker sich ändert,
um eine solche Phasenverschiebung zu kompensieren. Die Phasenkompensation wird durch Auswahl geeigneter
Vorspannungen und Steuerströme erreicht.
Die Erfindung wird anhand der Zeichnung, in der Ausführungsbeispiele dargestellt sind, näher erläutert.
Hierbei zeigen:
Figur 1 ein Blockschaltdiagramm des Amplitudenvorverzerrers nach der vorliegenden Erfindung;
Figur 2 ein Blocks ehalt diagramm des Phasenkompensators
nach der vorliegenden Erfindung;
Figur 3 eine graphische Darstellung einer typischen Amplitudenkennlinie für eine Wanderfeldröhre;
Figur 4 eine graphische Darstellung einer typischen Phasenkennlinie einer Wanderfeldröhre;
Figur 5 eine graphische Darstellung einer typischen Übertragungskennlinie für einen Begrenzer;
Figur 6 eine graphische Darstellung der Dämpfungskennlinie eines Diodendämpfungsgliedes mit
einem veränderlichen Steuerstrom;
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Figuren ?Ä u. 7B
graphische Darstellungen der Dämpfungsverläufe
der Diodendämpfungsglieder an gewissen Punkten innerhalb der Vorrichtung nach den
Figuren 1 und 2;
Figur 8 eine graphische Darstellung eines Signals an einem gewissen Punkt in der Vorrichtung
nach Figur 2 und
Figuren 9Au. 9B
graphische Darstellungen der Ergebnisse, die mit der Vorrichtung nach der vorliegenden
Erfindung erzielt werden.
Figur 5 gibt eine graphische Darstellung einer tjroischen Amplitudenkennlinie einer Wanderfeldröhre
wieder, aus der die Ausgangsleistung als Funktion der Eingangsleistung hervorgeht, welche auch den
Sättigungspunkt der Röhre zeigt. Aus dieser graphischen Darstellung wird qualitativ ersichtlich, daß
zur Vermeidung einer Amplitudenverzerrung die Röhre beträchtlich unterhalb des Sättigungspegels betrieben
werden muss, d.h. in ihrem linearen Bereich. Wenn jedoch eine Fehlerkurve von. der Differenz zwischen
der tatsächlichen Röhrenkennlinie (Figur 3) und einer genau linearen Kurve hergestellt werden kann,
d.h. eine Kurve, die zur Kurve nach Figur 3 invers ist, so ergibt eine Kombination der Kurve nach
Figur "-j und ihrer inversen Kurve eine Linearisierung
der Röhre, wodurch ein Betrieb des Verstärkers als eine lineare Einrichtung durch die Sättigung hindurch
ermöglicht wird. Der Amplitudenvorverzerrer nach der vorliegenden Erfindung, der im folgenden
näher beschrieben wird, ist eine Vorrichtung, die die inverse Kennlinie des Verstärkers erzeugt, den
sie antreibt. BAD
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"*■ O "~
Wie aus Figur 1 ersichtlich ist, v/erden die Eingangssignale mit der Leistung P- der Gabelschal
tung 1 zugeführt. Die Punktion der Gabelschaltung 1, die an sich bekannt ist, besteht
darin, die Leistung jedes Eingangssignals zu
halbieren und auf den Leitungen 2 und entsprechend drei Ausgangs signale von in zu erzeugen. Die
Gabelschaltung erzeugt auch in den Ausgangssignalen eine Differentialphasenänderung, jedoch braucht
diese Phasenänderung für die Zwecke der Amplitudenvorverzerrung nicht berücksichtigt zu werden.
Ein Ausgangssignal aus der Gabelschaltung 1 von
ρ
der Größe in wird sodann über die Leitung 2 der Gabelschaltung 4- zugeführt, welche die gleiche Funktion ausübt, wie die Gabelschaltung 1. Die Gabelschaltung 4- halbiert ihre'Eingangsleistung erneut und erzeugt zwei Ausgangssignale der
der Größe in wird sodann über die Leitung 2 der Gabelschaltung 4- zugeführt, welche die gleiche Funktion ausübt, wie die Gabelschaltung 1. Die Gabelschaltung 4- halbiert ihre'Eingangsleistung erneut und erzeugt zwei Ausgangssignale der
P P
Leistung in. Jedes Ausgangssignal der Größe in wird sodann über die entsprechenden Leitungen
5 und 6 den Dxodendampfungsglxedern 7 und 8 zugeführt.
Die Diodendämpfungsglieder 7 und 8 weisen Dämpfungskennlinien auf, die eine Funktion ihrer entsprechenden
Kopplungskoeffxzxenten kn und ko sind.
Der Kopplungskoeffizient k^ des Diodendämpfungs-
ρ
Ausdruck k7 in , der, wie aus Figur 7A hervorgeht,
Ausdruck k7 in , der, wie aus Figur 7A hervorgeht,
gliedes 7 is* eine Funktion des festen Stromes IY7,
so daß der Kopplungskoeffizient eine Konstante kr;
bleibt. Die Ausgangsleistung des Diodendämpfungsgliedes 7 auf der Leitung 9 ist daher gleich dem
Ausdruck kr,
linear ist.
linear ist.
Das Diodendämpfungsglied 8 besitzt einen Kopplungskoeffizienten kg, der eine Funktion des veränderbaren
Steuerstromes Ig ist, welcher der Eingangsleistung
zum Vorverzerrer proportional gemacht ist. ,„.«
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ο 2U7167
Die Dämpfungskennlinie des Diodendämpfungsgliedes ist daher ebenfalls der momentanen Leistung P.
proportional, wie im folgenden erläutert wird. Die Dämpfungskennlinie eines Diodendämpfungsgliedes,
welches von einem Strom gesteuert wird, der seiner momentanen Eingangsleistung proportional ist,
besitzt eine Form, die durch einen exponentiellen Kurvenverlauf angenähert werden kann, wie aus
-B'igur 6 ersichtlich ist. Der Dämpfungsverlauf des
Diodendämpfungsgliedes 8 auf der Leitung 10 iat
k P
daher gleich 8 in , der einen exponentiellen ——2£
Gang aufweist, wie der Pigur 7B zu entnehmen ist.
Um den Steuerstrom Ig mit linearer Proportionalität
zur momentanen Eingangsleistung P. verändern zu können, wird eine in "Vorwärtsrichtung eingespeiste
Steuerschaltung verwendet. Die Ausgangsleistung P. aus der Gabelschaltung 1 wird auf der Leitung
3 dem veränderbaren Dämpfungsglied 11 oder irgendeiner anderen Einrichtung mit einstellbarem Verstärkungsgrad zugeführt. Ein veränderbares Dämpfungsglied 11
ist für jeden Hochleistungsverstärker vorhanden und besitzt eine Ausgangsleistung, die zur Eingangsleistung in linear proportional ist und die sich
auf dem gewünschten Pegel befindet, um den Kristalldetektor 12 innerhalb seines unteren Flächenbereiches
richtig zu betreiben. Das Ausgangssignal des Kristalldetektors
12, das eine Spannung darstellt, die dem
ρ
iiusgangssignal in linear proportional ist, wird souann dem Verstarker Ip zugeführt, der einen Ausgangs strom Iq erzeugt, welcher seinem Eingangssignal vom iirintalluetektor 12 linear proportional ist und v/elcher daher auch der momentanen Eingangsleistung
iiusgangssignal in linear proportional ist, wird souann dem Verstarker Ip zugeführt, der einen Ausgangs strom Iq erzeugt, welcher seinem Eingangssignal vom iirintalluetektor 12 linear proportional ist und v/elcher daher auch der momentanen Eingangsleistung
in auf der Leitung 3 linear proportional ist. Ein
fester Vorstrom Iß' ist der Anfangssteuerstrom,
v/elcher dazu vex*wendet v/ix'd, um anfangs einen V/ert
für den veränderbaren Kopplungskoeffizienten ko zu erzielen, wie aus !figur 6 ersichtlich ist.
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Am Ausgang des Verstärkers 13 ist eine Klemmschaltung
14 angeordnet, um den Steuerstrom Ig auf seinem
Maximum festzuhalten. Der maximale Strom Iqmav- wird
an einem Punkt eingestellt, "bei dem die Leistung zum Diodendämpfungsglied 8 sich auf einem Sättigungspunkt
des Hochleistungsverstärkers "befindet. Dies wird durchgeführt, damit das Diodendämpfungsglied
8 oberhalb der Sättigung einen linearen Dämpfungsverlauf, wie aus dem linearen Teil der
Figur 7B hervorgeht, aus Gründen aufweist, die im folgenden erläutert werden.
Die Ausgangsleistungen der Diodendämpfungsglieder k^ in
P
und ko in auf den entsprechenden Leitungen 9 und werden sodann der Gabelschaltung 15 zugeführt.
und ko in auf den entsprechenden Leitungen 9 und werden sodann der Gabelschaltung 15 zugeführt.
Die Gabelschaltung 15 addiert diese Ausgangsleistungen,
ρ ρ
um auf der Leitung 16 die Ausgangsleitung k n in + ko in
herzustellen. Wie aus den Figuren 7-ά- und
7B ersichtlich ist, besitzt das zuletzt genannte Ausgangssignal eine Kennlinie, die zur Amplitudenkennlinie
des Hochleistungsverstärkers nach Figur bis zur Sättigung invers ist und die oberhalb der
Sättigung linear verläuft. Das Amplituden-vorverzerrte Ausgangssignal auf der Leitung 16 wird sodann gekoppelt,
um einen Hochleistungsverstärker zu betreiben, der nunmehr effektiv linearisiert ist und
der deshalb nicht mehr "zurückgedreht" werden muss. Der Hochleistungsverstärker kann daher bei Sättigung
mit einer erheblichen Verringerung der Zwischenmodulationsprodukte betrieben werden. Die oben gemachten
Ausführungen bezogen sich auf die Linearisierung eines Hochleistungsverstärkers bis zur Sättigung,
um die Zwischenmodulationsprodukte zu verringern. Oberhalb der Sättigung wird die Ausgangsleistung
ces Signals zusammengedrückt, wie aus Figur 3 hervorgeht.
Ein Zusammendrücken des Signals oberhalb der Sättigung ergibt ebenfalls unerwünschte Zwischenmodulationsprodukte.
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Es ist gezeigt worden, daß, wenn der Bereich der Kurve nach Figur 5>
oberhalb der Sättigung flach gemacht wird, d.h. wenn oberhalb des Leistungseinganges
für die Sättigung der Ausgang konstant bleibt, die Zwischenmodulationsprodukte verringert werden
können. Wie zuvor bemerkt wurde, ist der Amplitudenvorverzerrer nach Figur 1 so ausgelegt, daß er
oberhalb der Sättigung, d.h. bei Ig Max linear
ist. Um den Bereich oberhalb der Sättigung glacher zu machen, muss der lineare Bereich nach Figur 7B
ebenso flach sein, so daß dann, wenn das Signal durch den Hochleistungsverstärker läuft, die Wirkung darin
besteht, daß der Bereich oberhalb der Sättigung flach wird. Um dies zu erreichen, wird ein Begrenzer
zwischen der Amplitudenverzerrereinrichtung nach Figur 1 und dem Hochleistungsverstärker angeordnet.
Der Begrenzer hat die Wirkung, den linearen ü}eil nach Figur ?B abzuflachen. Der Begrenzer flacht den
linearen Bereich nach Figur VB ab, indem er Signalleistungen nur bis zu einem Maximum durchlässt. Es
darf bemerkt werden, daß, wie in Figur 5 dargestellt ist, ein Begrenzer selbst eine nichtlineare Vorrichtung
ist, so daß daher zur Verlängerung der Erzeugung unerwünschter Zwischenmodulationsprodukte ein Amplitudenvorverzerrer,
der in Fifur Λ dargestellten Art, vor dem Begrenzer angeordnet werden kann. Dieser Amplitudenvorverzerrer
ist besonders dazu geeignet, eine Kennlinie zu erzeugen, die zu derjenigen des Begrenzers
invers verläuft.
Die Verwendung eines Amplitudenvorverzerrers zur Lineasierung eines Begrenzers v/eist noch einen anderen
Vorteil auf. In einem Nachrichtensystem mit FM-Hodulation
ist der Äusgangsträgerfrequenzhub des FH-Hodulators eine Funktion der Spannung, die in den FM-Hodulr.tor
gelangt. In einem Hehrkanalsysteni kann äer Ausgancsträgerfrequenzhub
oder die Bandbreiten von zwei benachborteji
Kanälen in bestimmten Zeiten gvo& genus sein,
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um ein Überlappen oder ein Übea/sprecken zu veivm?sachoru
Beim Empfänger iiltern die Filter jeci.en Kanal aus "und
vermeiden etwas eine Überlappung, jedoch, ist es schwierig, Filter so auszulegen, daß sie ein Ifbersprechen
effektiv abschneiden.
Anstatt die Vex-wendung dieser schwieiäg zu konstruierenden
Filter am Empfänger zu verlangen, kann ein Begrenzer und ein "Amplitudenvorverzerrer nach der
Erblindung vor jedem Mi-Modulator angeordnet werden,
um die Spannung zum Modulator zu "begrenzen. Dadurch,
wird, der üusgengsfrequenzhub oder die Bandbreite
jedes FM-Modulators begrenzt, wodurch ein übersprechen
effektiv verringert und die Notwendigkeit, die oben aufgeführten Filter vorzusehen, vermieten wirö. UJmo
Verwendung öers iJiiplituäeiTvorver-zerrers nach der vorliegenden
Erfindung ist es v.'enen seine:? nichtlinearen
Kennlinien nicht möglich, einen Begrenzer zu verwenden.
Vor dem Iloohleistungsveretärkex'1 sollte auch ein Bemessungsverstärker
angeordnet werö,en. Die Funktion ces Bemessungsverstärkers besteht darin, das Lulgangsleistungssignal
des Amplitudenvorverzerrerε
auf einen Pegel maßstäblich zu verändern, v:elcher notv/endig ist, aen Hochleistungsvei'stärker zu uetreiben.
Der Bemessungsverstärker ist ebenfalls
nichtlinear und.,obgleich er -zurückgedreht wird, ergibt diese Einrichtung keine Nachteile, die beim
'Zurückdrehen eines Hochleistungsverstärkers auftreten (aufgrund der geringen anfangs- und Betriebskosten
eines Bemessungsverstärkers), wobei dem Bemessungsverstärker ein Amplitud,envorverzerrer
der in Figur 1 dargestellten Art vorgeschaltet werden kann, um diesen zu linearisieren.
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Obwohl die Gabelschaltung 1 in Figur 1 die ent-
P P sprechenden Ausgangsleistungen in und in mit
den Leitungen 2 bzw. 3 koppelt, kann irgendein Kopplungsglied in befriedigender Weise verwendet
werden, um das Eingangssignal P- mit den Leitungen 2 und 3 zu koppeln. Da auch das Diodendämpfungsglied
den Ausgang der Gabelschaltung 4 mit dem Eingang der Gabelschaltung 15 einfach linear koppelt» kann
irgendein lineares Dämpfungsglied an Stelle dessen eingesetzt werden. "Wenn jedoch das DiodendämpfungsglxecL
7 tatsächlich nicht verwendet wird, so sollte die elektx-ische Länge zv/ischen den Gabelschaltungen
4- und 5 gleich derjenigen beim Diodendämpfungsglied sein, welches sich dazwischen befindet. Gleiche
elektrische Längen sind erforderlich, um zerstörende Interferenzen zwischen den zwei Eingangsgrößen
P P
in und k in die in der Gabelschaltung 15
Zn in und kQ in ,
jummxert werden, zu
jummxert werden, zu
sumiaxei't werden, zu vermeiden.
Die graphische Durstellung nach Figur 4- zeigt eine typische Phasenkennlinie einer Wanderfeldröhre,
welche eine Differentialphasenverschiebung als Funktion der Exngangsleistung darstellt. Aus dieser
Kurve kann entnommen werden, daß, wenn die Phase des Eingangssignals zur Röhre vorverzerrt wird, um
die Differentxalphasenverschiebung, welche durch die Röhre geht, zu komensieren, dann die Zwischenmodulationsprodukte verringert werden können. Das
bedeutet, daß, wenn wegen einer Änderung der Ein gangssignalleistung sich eine Differentialphasenverschiebung von -6° (nacheilend) ergibt, wenn das
Signal durch die Röhre läuft, z.B. von -20° bis -26°, dann, falls das Eingangssignal durch eine Differentialphasenverschiebung
von +6 (voreilend) vor dem Eintritt in die Röhre vorverzerrt werden kann, dies
ein Signal ergibt, dessen Ausgangsphase von der Röhre sich in der gleichen Beziehung zur Phase des
Eingangssignals zum Vbrverzerrer befindet, so daß eine Differentxalphasenverschiebung durch die Röhre ^AD U
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hindurch effektiv kompensiert wird.
In Figur 2 ist ein Blockschaltbild des Phasenkompensators
mit Phasenangaben an den verschiedensten Punkten in der Schaltung dargestellt, die ein
Verstäendnis dieser Schaltung erleichtexTi. Bei dei-Beschreibung
dieser Schaltung wird die Voraussetzung gemacht, daß erstens die Phasenverschiebung dux'ch die
Gabelschaltung o° beträgt und Ausgänge von 0° und an den zwei entsprechenden Ausgangsteilen ergibt und
zweitens, daß alle dem Diodendämpfungsglied zugcxührten
Leistungen gleich sind.
Ein Eingangssignal mit der Leistung P- wird der Gabelschaltung 17 mit einer Phase von 0° zugeführt.
Die Eingangsphase ist tatsächlich bloß eine Bezugsphase und kann irgendwelche Anfangswerte annehmen,
jedoch wird für die Beschreibung angenommen, dctß die
Anfangsphase des Signals 0° beträgt. Zur Vereinfachung
der Beschreibung v;ird ebenfalls angenommen, dpß die
Impedanz des Schaltkreises konstant ist, so daü P- *v E
(Spannung) ist, so daß die weitere Beschreibung cmrch Spannungs- und Phasenausdrücke fortgesetzt wirci.
Die Gabelschaltung 17 halbiex-t das Eingangs ex gnal S-
Ti*
und erzeugt zwei ^.usgangssignale in auf den Leitungen
18 bzw. 19· Das Ausgangssignal auf der- Leitung 18
unterliegt wegen der Differentialphasenverschiebung in der Gabelschaltung einer· Phasenverschiebung von -90°,
wie aus der Phasenangabe an diesem Punkt ersichtlich ist, wobei das Ausgangssignal in durch die Gabelschaltung
hindurch auf der Leitung 19 bei 0° verbleibt, wie aus der Phasenangabe bei der Leitung 19 ex'sichtlich
ist. Das Ausg&ngssignel in ( -90°) auf dex"
Leitung 18 itfxrd sodann der Gabelschaltung ^O zugeiühx-t,
und üv.s Ausgangs si p;ni~1 in (0 ) de ν Gabelschaltung ;:
Die Gabelschaltung 20 halbiert sodann do.r> Εχηρ;;ΐΐ{·:π-signal
in (-90°) um zwei Ausgangs signale "^in (-1ÜO°)
und η1 "~ zu erzielen.
•4.11 (-cjQ°) BAD ORIGINAL
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V* η
« .'.".4;:{--;.nncci:;n"l in (-1;3Ü ) wird oocanii dazu
iT.'enriot, in einem in Vorwärtsrichtung einge-
ten bchdtkreis einen Steuerstron zu erzeugen.
λ):'.G AHSfT-'uii "^sin-lip 1 ^22 "1Jn (-IbO0) wird sodann über
die Leitung '';■ eier G-i.belßchaltung 24- zugeführt.
Die Gabelschaltung 24 erzeugt ein Ausgangs signal
k22Ein (-180°) auf der Leitung 2b.
Dfis Aurg- ngsrignal 'in (0°) auf der Leitung 19 wird
dpa· Gabelschaltung 2t zugeführt, die zv/ei Ausgangscigiialri
^Jn (0°; und ^in (-90°) auf den Leitungen
bzv.1. "-/ (--rzeuft. JJ-'-c AuGgangEcignal in ^-90°) wird
—4~ zum DioiiendämpfuncGglied .ii geleitet, dessen Kennlinie
linear ist, wie durch einen konstanten Kopplungskoeifizienten
k q festgelegt viird, der eine Funktion
Tes fönten Vorstromes Ipo ist. Die Eingangc/Ausgangskennlinie
des Diodendämpfungsgliedec 28 wird auch durch Figur /A iviedergegeben. Das Ausgangs signal
ο ei* Leitung 29 von Diodendämpfungsglied 2b wird dann gleich S.ü in (-90°) unc wix'd der Gabelschaltung
Das -tiusgangssignal in 40°) GUf der Leitung 26 vjird
v.em DiodendämpfungGglied '^Λ zugeführt. Das Diodendänpfungeglied
31 besitzt eine Kennlinie, die wegen des Kopplungskoeffizienten k-^ exponentiell verläuft,
lielcher eine Funktion ö.es bteuersti-ones ϊ-y, ist.
Der Steuerstx^om I-,, ist nicht fest, jedoch zur
momentanen Eingangsleistung proportional. Das Ausgangssignal in (-90°) von der Gabelschaltung 20
■wird als ilingangsleistung zur Erzielung ö.es Steuerstromes
I-,, verwendet. Das Ausgangs signal in (-90°)
von der Gabelschaltung 20 wird einem veränderbaren Dämpfungsglied 31 oder irgendeiner anderen Vonichtung
mit einstellbarem Yerstärkrungsgrad und sodann dem Kristalldetektor 32 zugeführt, der eine Ausgangsspannung
erzeugt, aie der momentanen Leistung von in (-90°)
Il
proportional ist.
BAD ORIGINAL
209815/1507
-16-
2U7167
Diese Spannung wird sodann dem Verstärker 33 zugeführt,
der gemäß seiner Eingangs spannung einen Steuerstrom 1^x,
erzeugt. Der Steuerstrom I_„ wird sodann dem Dioden-
3
dämpfungsglied 31 zugeführt, um den Kopplungskoeffienten zu verändern, wodurch das Diodendämpfungsglied 31 eine exponentielle Kennlinie bis zur Sättigung gemäß der in Figur 7B dargestellten Kurve erhält. Das veränderbare Dämpfungsglied 31» der Kristalldetektor 32 und der Verstärker 33 arbeiten in einer Weise, die dem in Vorwärtsrichtung eingespeisten Steuerkreis des Amplitudenvorverzerrers ähnlich ist, um einen Steuerstrom zu erzeugen, der zur Eingangsleistung linear proportional ist. Der Anfangs feste Vorstrom I7^ ist der Anfangssteuerstrom, welcher dazu verwendet wird, zu Beginn einen Wert für den veränderbaren Kopplungskoeffizienten k-,, zu gewinnen, wie aus Figur 6 zu entnehmen ist.
dämpfungsglied 31 zugeführt, um den Kopplungskoeffienten zu verändern, wodurch das Diodendämpfungsglied 31 eine exponentielle Kennlinie bis zur Sättigung gemäß der in Figur 7B dargestellten Kurve erhält. Das veränderbare Dämpfungsglied 31» der Kristalldetektor 32 und der Verstärker 33 arbeiten in einer Weise, die dem in Vorwärtsrichtung eingespeisten Steuerkreis des Amplitudenvorverzerrers ähnlich ist, um einen Steuerstrom zu erzeugen, der zur Eingangsleistung linear proportional ist. Der Anfangs feste Vorstrom I7^ ist der Anfangssteuerstrom, welcher dazu verwendet wird, zu Beginn einen Wert für den veränderbaren Kopplungskoeffizienten k-,, zu gewinnen, wie aus Figur 6 zu entnehmen ist.
Der maximale Steuerstrom I /-pn wird eingestellt,
IHcA-X- \ CL J
indem der Verstärkungsgrad im veränderbaren Dämpfungsglied 31 (a) eingestellt wird, bis die Phasenänderung
für die Röhre bei Sättigung vollständig kompensiert. Das Ausgangssignal in (-90°) von der Gabelschaltung
20, das veränderbare Dämpfungsglied 31 (a), der Kristalldetektor 32 und der Verstärker 33 umfassen
die in Vorwärtsrichtung eingespeiste Steuerschaltung. Das Ausgangssignal des Diodendampiungsgliedes 31 wird
daher k31Ein (0°) sein.
Das Ausgangs signal 31 in (0°) auf der Leitung 34- wird
dux'ch die Gabelschaltung 30 hindurchgeleitet. Des nus-V"
Τ«* ο
gangssignal ^28 in (-90 ) auf der Leitung 29 unterliegt
einer Phasenverschiebung von -90 auf 28 in (-180°) und erscheint am oberen Ausgang der Gabelschaltung
30 mit dem Ausgangssignal K31 in (u0'). Bei diesem
Ausgangssignal übt die Gabelschaltung 30 auf die zwei
Signale einen SubstraktionsOrozess aus. Da-·, ^.„1λ
dAD ORiQIfSJAL
209815/1507 -L-
2U7167
Da das Ausgangssignal 28 in (-180°) wegen der linearität des Diodendämpxungsgliedes 28 größer
ist als das Ausgangssignal 31 in (0°), so wird
das Ausgangssignal der Gabelschaltung JO auf dev
Leitung 35» wie in der Kurve nach !""igur 8 dargestellt,
erscheinen und ist gleich dem Ausdruck
Das AuGgangssigneil (k28~lc31 ^ \n (-180°) auf der
Leitung 35 wird der Gabelschaltung 36 als Eingangssignal
zugeführt. Das Ausgangssignal 22 in (-180°) auf der Leitung 25 wird der Gabelschaltung
36 als das andere Eingangssignal eingegeben. Das Ausgangssignal^k28~k31^ Ein (-180°) erscheint am
oberen rechten Ausgang der Gabelschaltung 36 als (l^ö-^1)Ein (_27o°). Das Ausgangssignal k22 Ein (-180°)
wird durcil die Gabelschaltung 36 geleitet und erscheint an der oberen rechten Ausgangsseite als
P ο
Ic00 in (-180 ). An dieser Ausgangsklemme wird
Ic00 in (-180 ). An dieser Ausgangsklemme wird
16
das resultierende Bignal der zwei Signale bei zunehmendem P. eine Phasenvoreilung aufweisen, verglichen mit dem Eingangssignal P. der Gabelschaltung 1y. Dies ergibt sich aus der Differentialamplitudenänderung wegen des zunehmenden P. zvii sehen dem Ausgangs signal koo in (-180 ) und (kOR-k7^) in (-270°), wobei das vorhergehende Signal größer ist.
das resultierende Bignal der zwei Signale bei zunehmendem P. eine Phasenvoreilung aufweisen, verglichen mit dem Eingangssignal P. der Gabelschaltung 1y. Dies ergibt sich aus der Differentialamplitudenänderung wegen des zunehmenden P. zvii sehen dem Ausgangs signal koo in (-180 ) und (kOR-k7^) in (-270°), wobei das vorhergehende Signal größer ist.
Am unteren Ausgang der Gabelschaltung 36 wird das Ausgangssignal koo in (-180°) von der Leitung 25
b pi V ο
koo in (-270 ) und ein Ausgangssignal (koa-
Ein (-180°) von der Leitung 35 hei (k0o-kx.)Ein (-180°)
ο ίο
sein. Die .Resultierende dieser Signale ist ein Signal, dessen Phasenänderung in der Phase in bezug
auf das Eingangssignal P. der Gabelschaltung 17 voreilt.
2°ä815/1S07 - badobLal
2U7167
Obgleich die Amplitude des resultierenden Signals sich von dem Originaleingangssignal unterscheidet,
so wird diese Differenz die Wirkung des Phasenkompensators niiit wesentlich ändern.
Eine Signalwanderung durch eine Wanderiekdröhre
unterliegt einer Phasennacheilung. TJm daher diese Phasennacheilung durch die Röhre zu kompensieren,
wird das Ausgangssignal der Gabelschaltung 36,
welches eine Phasenvoreilung aufweist, der Röhre zugeführt. Eine Auswahl der richtigen Vorspannung
und Steuerströme ergibt ein Ausgangs signal mit einer voreilenden Phase? welche ausreichend ist,
die Different!alphasennacheilung,der dieses Signal
wegen der veränderbaren Eingaiigsleistung unterworfen
ist, zu kompensieren. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal der Wanderfeldröhre sich in der
gleichen Phasenbeziehung befinden wie das Eingangssignal P- zum Phasenkompensator, unabhängig
von der momentanen Leistung des Eingangs signals P. und eine Reduktion der Zwischenmodulationsprodukte
ergeben.
Da die Diodendämpfungsglieder 22 und 28 linear sind,
sind sie genau wie das lineare Dämpfungsglied 7 des Amplitudenvorverzerrers für den Betrieb des
Phasenkompensators nicht wesentlich und es kann irgendein lineares Dämpfungsglied verwendet werden.
Wenn diese jedoch nicht verwendet werden, ist es notwendig, die gleiche elektrische Länge zwischen
den Gabelschaltungen 20 und 24 und den Gab el schaltungen 21 und 30 aufrechtzuerhalten, um zerstörende
Interferenz zu vermeiden.
Auch hier sollte zwischen der phasenvoreilenden
Ausgangsklemme des Phasenkompensators und der BAD ORIGINAL Hochleistungsröhre,die von dem Signal eines solchen
Ausganges betrieben wird, ein Bemessungsverstärker
209815/1507 ~19~
eingeschaltet werden, um die Hochleistungsröhre
angemessen zu betreiben.
Die richtige Vorverzerrung des Eingangssignals zur
Wanderfeldröhre oder zu anderen Vorrichtungen werden sowohl hinsichtlich der Amplituden als auch der
Phasenvorverzerrung in zwei Stufen durchgeführt. Zuerst wird bei Bekanntsein der Form der Übertragungscharakteristiken,
z.B. einer Wanderfeldröhre, die erforderliche Form des vorverzerrten Signals erx*eicht, indem die richtige Vorspannung
und die Steuerströme ausgewählt werden, wobei die Steuerströme mit der in Vorwärtsrichtung eingespeisten
Steuerschaltung gewonnen werden. Liegt einmal die gewünschte Formdes vorverzerrten Signals
vor, dann wird zweitens seine Amplitude auf die erforderliche Ausgangsleistung mit Hilfe des Bemessungsverstärkers
eingestellt, um die Wanderieidröhre richtig zu betreiben. Da die Amplitudenübertragungskennlinien
der meisten Wanderfeldröhren sich hinsichtlich der absoluten Größe unterscheiden,
jedoch in der Form ähnlich sind, ist es möglich, das voi^verzerrte Signal für die Amplitudenvorverzerrun{:
diesel' Wanderfeldröhre einzustellen, indem
einfach nur der Verstärkungsgrad des Bemessungsverstärkers eingestellt wiru. Die Phasenübergangskennlinien
von verschiedenen 'Wanderfeldröhren variieren jedoch i:i ilirei* Form, so daß daher eine
entspx-eoji-näo Einstellung der Vorspannung und
der Steuerf-trone sov/ie auch des Beiaessungsverstärkers
zur jsrzielung der richtigen Phasenkompensation
notwencif: ist.
Die Auspcjigcleistung einer Vanöerf eidröhre und die
Differentialphasenänderung durch die Höh3?e ist eine Funktion der Frequenz.
BAD QRPNAL
20981 S/ 1 507
_ 20 - 2U7167
Um daher den Amplitudenvorverzerrer und den Phasenkompensator nach, der vorliegen:· en Erfindung über
ein breites Band zu betreiben, können sowohl ein üBiplitudenentzerrer als auch ein Gruppenlaufzeitentzerrer,
welche an sich, bekannt sind, verwendet werden. Der Amplitudenverzerrer wird zwischen dem
Amplitudenvorverzerrer gemäß vorliegender Erfindung
und der V/anderfeidröhre geschaltet, um sicherzustellen,
daß der Verstärkungsgrad der Wanderfeldröhre über das Arbeitsband konstant ist. Der
Gruppenlaufzeitentzerrer ist zwischen dem Phasenkompensator
gemäß vorliegender Erfindung und der Wanderfeldröhre geschaltet, um sicherzustellen,
daß die Phasenübertragungscharakteristik über das Arbeitsband gleich bleibt.
In Figur 9A sind die Ergebnisse dargestellt, die
mit dem Amplitudenvorverzerrer vorliegender Erfindung gewonnen werden. Diese graphische Darstellung
enthält eine Kurve der Eingangs/Ausgangskennlinien einer Wanderfeldröhre für einen einzigen Träger
unkompensiert und einen einzigen Träger kompensiert mit dem Amplitudenvorverzerrer vorliegender Erfindung.
Desgleichen ist eine Kurve eines Zwischenmodulationsproduktes (2f. - fp) unkompensiert wiedergegeben,
wenn ein zweiter Träger gleichzeitig durch die Wr-nderfeidröhre wandert und eine Kurve des Zv/ischenmodulationsproduktes
(2f^, - iv) amplitudenkompensiert,
wenn der Amplitudenvorverzerrer vorliegender Erfindung verwendet wird. Diese Kurve zeigt deutlich die
Linearisierung der Amplitudenkennlinie der Wanderfeldröhre
durch die Sättigung hindurch. Desgleichen ist die Verringerung der Leistung eines Zwischenmodulationcproduktes
dargestellt, wenn die Träger mit der Vorrichtung nach der vorliegenden Erfindung
anrolitudenvorverzerrt sind.
2 0 9 8 1 B / 1 5 0 7
In Figur 9B sind ebenfalls die Ergebnisse dargestellt,
die mit dem Phasenkompensator vorliegender Erfindung
gewonnen werden. Die obere Kurve zeigt die Eingangs/ Ausgangsamplitudenkennlinien einer Wanderfeldröhre
für einen einzigen Träger phasenkompensiert. Von dieser Kurve ist keine Linearisierung dargestellt,
da diese Kurve nur die Phasenkompensation wiedergibt. Jedoch ist auch eine Kurve eines Zwischenmodulationsproduktes
(2f^ - fg) unkompensiert wiedergegeben,
wenn ein zweiter Träger gleichzeitig durch die Wanderfeldröhre wandert und eine Kurve des Zwischenmodulationsproduktes
(2£y. - £^) phasenkompensiert,
wenn der Phasenkompensator vorliegender Erfindung verwendet wird. Ein Vergleich dieser letzteren
Kurven zeigt die Verringerung der Leistung des Zwischenmodulationsproduktes, wenn der Phasenkompensator vorliegender Erfindung verwendet wird.
BAD ORIGiNAL
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Claims (1)
- 2H7167Patentansprüche.j Vorriclitung zur linearen Verstärkung von bignalen, gekennzeichnet durch:a) einen Verctüi-ker nit einem nichtlinearen Amrilituo engang undb) vor dem Verstärke!· ;ngeoranete und mit ihm verbundene Schaltungselemente, um dem Signal, welches dem Verstärker zugeführt wird, einen Amplitudengang zu verleihen, der zu demjenigen des Verstärkers invers verläuft, derart, daß das Ausgangssignal des Verstärkers effektiv linearisiert ist.2. Vorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:a) Schaltungselemente zur Erzeugung eines ersten Ausgangssignals, das einem Eingangssignal im wesentlichen linear proportional ist;b) Schaltungselemente zur Erzeugung eines zweiten Ausgangssignals, das dem Eingangssignal im wesentlichen exponentiell proportional ist undc) Schaltungselemente zur Kombination des ersten und zweiten Ausgangssignals.J. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch:a) Schaltungselemente zur Aufteilung eines Eingangssignals in ein erstes und ein zweites Signal;b) Schaltungselemente zur nahezu linearen Dämpfung des ersten Signals;BAD ORIGINAL-2~-20981S/15072U7167ο> Sclialtungselemente zur nahezu exponent!eilen , Dämpfung des zweiten Signals undά) Schaltungsmittel zur Addition des linear und des exponentiell gedämpften Signals.<+. Vorriclitung nach Anspruch 1, 2 oder ^, dadurch gekennz ei c h η e t, daß die Schaltungselemente zur exponentiellen Dämpfunga) ein Diodendämpfungsglied mit einer Steuereingangsklemme,b) mit dem Diodendämpfungsglied verbundene Schaltkreiselemente, die auf das Eingangssignal an-E-.p rechen, zur Erzeugung eines Steuerstromes, der der momentfoien Leistung des Eingangs signals proportional ist undc) öchaltkreiselemente, um den Steuerstrom der Steuereingangsklemme zuzuführen, aufweisen.;:. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, ü ;i ü u r c h gekennzeichnet, daßa) der dem Diodendämpfungsglied zugeführte Steuerstrom bis zu einem Maximum reicht, das am Sättigungspunkt des Verstärkers eingestellt ist und daßb) das dem Verstärker zugeführte Signal bis zu einer maximalen Leistung reicht, die bei dem Sättigungspunkt des Verstärkers liegt.BAD ORIGINAL 209815/15076-r Vorrichtung nach. Anspruch 1, dadurch gekennz e i c h η e tt daß der Verstärker einen Differentxalphasengang aufweist und daß vor dem Verstärker und mit ihm verbundene Schaltungsmittel zur Kompensation des Differentialphasenganges angeordnet sind.7. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreiselemente zur Erzeugung eines Steuerstromes hintereinandergeschaltet ein veränderbares Dämpfungsglied (11), einen Kristalldetektor (12) und einen Verstärker (13) aufweisen.8. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungselemente zur linearen Dämpfunga) ein Diodendämpfungsglied mit einer Steuereingang ski emme undb) Schaltkreiselemente zur Erzeugung eines festen Steuerstromes für die Steuereingangsklemme aufweisen.9· Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungselenente zur Teilung und zur Addition der Signale Gabelschaltungen sind.10. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, d a d u r c Ii gekennz ei c h η e t, daß im Schaltkreis zur Erzeugung des Steuerstromes eine Klemmschaltung (14; angeordnet ist, die den Steuerτ strom zum Dioö_endämpfungsg;lie<\i (o) bis zum Maximum des Sättigungspunktes des Verstärkers führt und ö.;-..k zwischen cen Schaltungselementen mit inverser .iuiiplitudenkennlinie und den V-:m-stärker mit nichtf-rer ...rai litudeiikeimlinic <:in Benren^o:.1 .ys-nciv LvA'209815/1507 -—BAD OR!G!K'AL2U7167ist, um dem Verstärker Signale bis zu einer maximalen Leistung zuzuführen, die bei dem Sättigungspunkt des Verstärkers liegen.11. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Verstärker mit ihm verbundene Schaltungsmittel angeordnet sind, um ein Eingangssignal in Abhängigkeit von der Leistung des Eingangssignals differentiell phasenzuver schieben,1 derart, daß die Phasenverschiebung eines Signals, das hintereinander der Vorrichtung zur dili'erentiellen Verschiebung und dem Verstärker zugeführt wird, unabhängig von der momentanen Leistung des Eingangssignals zur Vorrichtung für die differentielle Verschiebung ist.12. Vo!'richtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daßa) Schaltki^eismittel zur teilung eines Eingangs signals in ein erstes unci ein zweites Signal mit einer Phasendifferenz zwischen den zwei Signalen,υ,- Schaltlccei smith el zur differentiellen Veränderung der Amplitude des ernten Signals in bezug auf die juiplitude des zweiten Signals in Abhängigkeit von der Leistung des Eingangssignals undc) Schaltkreismittel zur Kombinotion der differentiell veränderten Signale zur Erzielung eines resultierenden Signals, welches in bezug auf das Eingangssignal eine Phasenverschiebung aufweist, die die Differentialphasenverschiebung des resultierenden signals durch den Verstärker kompensiert, vorhanden sind.1p. Verrichtung nach Anspruch 1 oder einem der Iolgenden, ο ■ f. ι u r ο ji ge kennzeichne t, dal.'.α) Scli;iltkj'cif.;elemente zur !'eilung des zweiten Signals in can drillt; ;; um' viorteii Signal r,i.i L eiuor zwischen209815/1507 BADORIQINAt2U7167ihnen befindlichen Phasendifferenz,b) Schaltkreis elemente zur exponent! eilen Dämpfung des dritten Signals undc) ochaltkreiselemente zur linearen Dämpfung des vierten Signals vorhanden sind.Vorrichtung nach Anspruch 15» dadurch gekennzei chnet, daß die Schaltkreiselemente zur exponentiellen Dämpfunga) ein Diodendämpfungsglied mit einer Steuereirigangsklemme,Td) Schaltkreiselemente, die mit dem Diodendämpi'ungsglied in einem Schaltkreis liegen und auf das Eingangssignal ansprechen, um einen Steuerstrom zu erzeugen, der der momentanen Leistung des Eingangssignals proportional ist undc) Schaltkreiselemente zur Zuführung des Steuerstroms zur Steuereingajigsklemme, aufweisen.Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreismittel zur Kombination der Signalea) Schaltkreismittel zur Substraktion des dritten Signals vom vierten Signal zur Erzeugung eines fünften Signals mit einer Phasendifferenz in bezug auf das erste Signal undb) Sch; Itkreismittel zur Addition des ersten Signale mit eiern fünften Signtil zur Erzeugung eines xesulbj ■--i^'/'eii Signals aufweinen.BAD ORIGINAL20981 5/ 1 50716. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß Schaltkreiseleraente vorhanden sind,a) um das erste Signal in bezug auf das Eingangssignal um -270 phasenzuverschieben,b) um das dritte Signal vom vierten Signal zu subtrahieren und ein fünftes Signal zu erzeugen, das in bezug auf das Eingangssignal eine Phasenverschiebung von -180° aufweist, undc) um das erste Signal mit dem fünften Signal zur Erzeugung eines resultierenden Signals zu addieren, welches in bezug auf das Eingangssignal eine.Phasenverschiebung aufweist, durch die die Phasenverschiebung des durch den Verstärker gehenden Eingangssignals kompensiert wird.7· Vorrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltkreiselemente zur Teilung, zur Subtraktion, zur Phasenverschiebung und zur Addition Gab el schaltungen (Hybridschaltungen) sind.BAD ORIGINAL209815/1507Leerseite
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