NO177479B - Forvrengningslinearisator for mikrobölge-effektforsterkere - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår mikrobølge-effektforsterkere.

Modulasjonsteknikker som brukes i dag ved radiolinker, vesentlig kvadratur amplitude modulasjon (QAM), har svært strenge linearitetskrav for radiofrekvens-effektforsterkeren til senderen, som i høy grad er avhengig av det modulerte signalets degradering.

Effekten ut fra de siste forsterkeranordningene må være betydelig lavere enn deres metningseffekt slik at ikke-lineære forvrengninger innført deri påvirker senderens spesifikasjoner. Nevnte forvrengninger er på grunn av kompresjon av forsterkningen ved høy effekt funnet ved forløpet til amplitudemodulasjon (AM/AM) forvrengningskurven ved høy effekt og amplitude/modulasjonsfasemodulasjonens (AM/PM) omformingskurven, også her ved høy effekt.

Unngåelse av disse forvrengningene innebærer vanligvis overdimensjonering av de siste forsterkerene og følgelig høye kostnader ved effektforsterkningsseksjonen.

Som kjent vil bruk av et lineariseringsnettverk i sendeseksjonen tillate bruk av effektanordninger med lav metning for gitte forvrengninger frembragt med en resulterende økning i virkningsgraden, for eksempel for anvendelse ved sendere på repeterere ved satelitt-kommunikasjonssystemer eller for en gitt metningseffekt til de siste anordningene som tillater høyere linearitet for forsterkerene, for eksempel for anvendelse av sendere for jordstasjoner i satelitt-kommunikasjonssystemer.

En velkjent 1ineariseringsteknikk er kalt "mate fremover feilkontroll" og innbefatter alle lineariserere som bruker en hjelpemikrobølgeforsterker som forsterker et feilsignal tilveiebragt ved å bestemme forskjellen mellom inngangssignalet og det forvrengte signalet egnet dempet fra hovedforsterkeren. Feilsignalet er proporsjonalt med forvreng ningene generelt av hovedforsterkeren slik at ved tillatt med egnet fase og amplitude ved utgangen til hovedforsterkeren, reduserer den forvrengningseffektvirkningen på utgangssignalet.

Det er klart at graden av kvalitet ved dette lineariserings-system avhenger nesten utelukkende av balanseringen av den endelige addereren i kobleren som substraherer feilsignalet fra utgangssignalet til forsterkeren. En balanseringsregu-leringskrets (i amplitude og fase) til kobleren er derfor nødvendig og heller komplisert. I tillegg er det et virkelig forsterker-lineariseringskompleks i seg selv, og ikke et tillegg for å forbedre en kjent forsterker.

En annen kjent lineariseringsteknikk angår bruk av RF (radiofrekvens) forforvrengning, dvs. ikke-lineært nettverk settes inn ovenfor den endelige mikrobølgeforsterkeren, som forvrenger inngangssignalet ved hjelp av nettverk forsynt med komponenter som arbeider i ikke-lineær tilstand for å kompensere for AM/AM forvrengningskurven og ampiitude/fase-omformingskurven AM/PM til den endelige effektforsterkeren og som garanterer bedre linearitet til sendeseksjonen En hoved-ulempe ved disse kjente forforvrengerene består imidlertid i den store kompleksiteten til nettverkene og således av deres betydelige kostnader.

Et eksempel på forvrengningslinearisering for mikrobølge-ef fektforsterkere er beskrevet i italiensk patentpublikasjon nr. 19497-A/87.

I denne italienske patentpublikasjonen beskrives en forforvrengnings-lineariseringsinnretning anbringbar oppstrøms for effektforsterkeren og kjennetegnet ved at den innbefatter et hovednettverk innbefattende fasemodulatoren og en amplitude-modulator anordnet i kaskade og et sekundærnettverk med basisbåndfrekvens som innbefatter innretning for å detektere amplituden og filtrering av del av inngangssignalet for således å frembringe et detekteringssignal som en funksjon av øyeblikkelig inngangseffekt og et par justerbare forsterkere tilført det detekterte signalet og som virker på modulatorene på en slik måte at de gir dem ikke-lineære reaksjonskurver for således å kompensere uavhengig for både amplitude og fase ikke-linearitet til effektforsterkeren.

Nevnte lineariseringsinnretning, som har fordeler sammenlig-net med tidligere kjente andre anordninger, er fremdeles kostbar og har en kompleks utførelsesform, spesielt på grunn av de avdelte forgreningene.

GB patent 1 039 830 viser eksempel på en tidligere kjent radiofrekvens-forsterkerkrets.

US patent nr. 4 532 477 beskriver en krets som bruker en GaAs FET som er forspent for kompensering av kun AM/AM-forvrengning, ikke for både AM/AM- og AM/PM-forvrengning som er hensikten ved foreliggende oppfinnelses GaAs FET. Faseskifteren i denne publikasjonen frembringer svært liten faseskifting, kun et par grader, for signalfasen ved utgangen til faseskifteren FET. Verdien til faseskiftingen avhenger av en bestemt på forhånd valgt verdi til slukstrømmen lp til FET. En operasjonsforsterker justerer automatisk port-kildespenningen til FET for å stabilisere den forhåndsinn-stilte verdien til strømmen lp. Sammenfatter er graden for faseskifting liten og ikke avhengig av effekten til inngangssignalet.

Foreliggende oppfinnelse har til hensikt å overvinne ovenfor nevnte ulemper og frembringe en forforvrengnings-lineariseringsinnretning for mikrobølgeeffektforsterkere som er ekstrem enkel i sin kretsstruktur. Ved foreliggende oppfinnelse er det nødvendig med en eneste transistor som utfører funksjonen med både utvidet forsterkning for å gjenvinne amplitudeforvrengningen til effektforsterkeren og generere et kommandosignal for et faseskifterelement for å gjenvinne faseforvrengningen til effektforsterkeren. I den første utførelsesform er nevnte transistor anbragt oppstrøms den endelige effektforsterkeren og fulgt av faseskifterelementet. I en andre utførelsesform er dens funksjon utført av samme endelige effektforsterker.

Ovenfor nevnte formål med foreliggende oppfinnelse tilveiebringes ved hjelp av en forforvrengnings-lineariseringsinnretning for mikrobølgeeffektforsterkere hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1.

Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.

Foreliggende oppfinnelse skal nå beskrives nærmere med henvisning til tegningene, hvor: fig. 1 viser et kretsdiagram for et første eksempel på realisering av lineariseringsinnretningen ifølge oppf innelsen. Fig. 2, 3, 4 og 5 viser forløpet til noen karakteristiske parametre for lineariseringsinnretningen og den endelige effektforsterkeren som funksjon av effekten Pi til inngangssignalet. Fig. 6 viser en første utførelsesvariant av faseskifter elementet Dl på fig. 1. Fig. 7 viser en andre utførelsesvariant av faseskifterelementet. Fig. 1 viser en mulig form for en kretsutførelse av lineariseringsinnretningen ifølge oppfinnelsen og er anordnet oppstrøms av en effektforsterker for å kompensere for amplitude og faseforvrengninger. Amplitude og fasereaksjons-kurvene for en mikrobølgeeffektforsterker er typisk som vist på fig. 2 hvor det er vist den kvalitative formen til utgangs-effekten Pu (AM/AM forvrengningskurven) og inngangs-utgangs-fasevariasjonen VF (AM/PM omformingskurven) som en

funksjon av inngangseffekten Pi. Lineariseringsinnretningen har således et dobbelt formål, dvs. først å utvide sin egen forsterkning ved Pi verdiene slik at kneet til kurven Pu, jevnfør fig. 2, forekommer for å kompensere for kneet og fortsette den lineære formen til Pu selv ved øyeblikkelig tilnærming av metning, idet denne sistnevnte sonen er antydet med en horisontal form som imidlertid ikke kan bli for-skjøvet. Det andre formålet er å variere sin egen inngangs/utgangsf ase på en måte motsatt formen til VF på fig. 2.

På fig. 1 indikerer RFin, RFout inngangs- og utgangsforbind-elser til henholdsvis et radiofrekvenssignal.

Cl, C2 .... C5 angir kapasitansen og L, L2 induktansen av kjent type.

FT1 angir en GaÅsFET transistor (med galliumarsenid felt-effekt) utstyrt som kjent med tre kontakter, kilde S, sluk D og port Gl, anvendt i en felles kildekonfigurasjon.

RI angir polarisasjonsmotstanden til FT1.

Dl angir en varaktordiode.

RAI, RA2, RA3 angir vanlig impedanstilpasningsnettverk for inngangen, mellomtrinnet og utgangen utført for eksempel i mikrostrimler.

VG, VP og V+ angir tilførselsspenningen for henholdsvis porten til FT1, anoden til Dl og fast positivt.

Cl og C2 er anvendt som blokk-kapasitanser til henholdsvis likestrømskomponenten ved inngangen RFin og utgangen RFou. C4 og nettverkene C2-L2, C5-L1 danner lavpass-dekoblings-filtre mellom signal og tilførselen VG, VP og V+; idet C3, C4 og C5 har en jordet ende.

Inngangssignalet tilføres porten til FT1 gjennom Cl og RAI; spenningen Vg er også tilført porten FT1 via filteret C3-L2. Kilden til FT1 er forbundet med jord mens spenningen V+ er ført til sluket gjennom filteret C5-L1 og motstanden RI. Katoden til dioden Dl er forbundet også kontinuerlig med sluket til FT1 gjennom nettverket RA2 og med utgangen RFout via nettverket RA3 og C2.

Transistoren FT1 forsterker RF signalet tilført ved inngangen RFin; idet verdiene til den faste tilførselsspenningen V+, motstand RI og spenning VG er valgt slik at de holder FT1 i underpolarisasjonstilstander, dvs. arbeidspunktet nær "pinch-off" området (lave verdier for sluk-kildestrømmen Ids og port-kildespenningen Vgs).

På denne måten er en økning i effekten til RF inngangssignalet i stand til å endre arbeidspunktet til anordningen, dvs. å øke den kontinuerlige komponenten til strømmen Ids. Siden forsterkningen til FT1 avhenger av likestrømskompo-nenten til Ids, bevirker økningen i sistnevnte en økning i forsterkningen og tilfører den ønskede utvidelseseffekten.

Fig. 3 viser den kvalitative formen på forsterkningskurven Gi tilveiebragt som en funksjon av effekten Pi til signalet RF ved inngangen RFin. Ved å variere parametrene til polariser-ingsnettverket til FT1, dvs. VG, RI og V+, er det mulig å tilveiebringe en optimalisert form på Gi ut fra hensynet for å kompensere AM/AM forvrengningskurven. Figurene viser også som en funksjon av Pi den korresponderende kvalitative formen på den kontinuerlige komponenten til Ids.

Som følge av motstanden RI vil, når likestrømskomponenten til Ids øker, den kontinuerlige komponenten til sluk-kildespenningen Vds til FT1 avta og følgelig den til polariserings- spenningen VL til varaktordioden Dl (i virkeligheten er Dl forbundet kontinuerlig med sluken til FT1).

En detektert spenning til modulasjonssignalet proporsjonalt med likestrømskomponenten til Ids er således lokalisert og anvendt som et styresignal til fasevariasjonen innført av nedstrømsanordningen som ved et ikke-begrensende eksempel er beskrevet som varaktordioden Dl.

Den tilveiebragte effekten er således en modulasjon av spenningen FL som, som kjent, influerer på den interne kapasitansverdien til varaktoren og følgelig faseforskyv-ningen innført derfra på RF-signalet. Denne effekten kan bli anvendt med fordel for å forskyve omformingskurven AM/PM.

Fig. 4 viser den kvalitative formen til fasevariasjonen FL som en funksjon av effekten Pi til inngangssignalet. Formen på FL kan bli gjort speilavbildet i forhold til den til VF (vist med brutte linjer på fig. 4) ved egnet dimensjonering av parametrene som påvirker den, dvs. RI og VP.

Sammenfattet utgjør transistoren FT1 en dobbeltfunksjon: nemlig den for forsterkningsutvidelse for å forskyve AM/AM forvrengningskurven og den for å detektere en modulasjons-spenning som direkte styrer en faseskifter for å forskyve AM/PM omformingskurven.

Forsterkningsutvidelseskarakteristikken justeres nærmere bestemt ved å variere VG og fasekarakteristikken justeres ved å variere VP.

Anordningen på fig. 1 følger svært hurtig dynamikken til inngangssignalet RF, dvs. dens reaksjon som forsterknings-utvider og faseforskyver er bredbåndet for modulasjonssignalet på grunn av at den består av en enkel RF-gren. Dette er en effekt som er svært viktig på grunn av at den gjør anordningen brukbar selv når flerbølgemodulasjonssignalet er bredbåndet, dvs. ved transpondere for satelitter.

Dessuten er det uten tvil en fordel med hensyn til størrelse og kostnadsreduksjon ved komponentene til lineariseringsinnretningen som kan bli utført med mikrostrimmel eller mikrobølgeintegrert krets (MIC) teknologi ved å bruke både diskret pakkekomponenter og chip-og-tråd eller integrert i monolittisk MIC (MMIC) teknologi.

Et utall varianter av utførelsesformen beskrevet som et eksempel på fig. 1 er mulig uten at det går utenom rammen for oppfinnelsen med hensyn til den inventive idéen.

Lineariseringsfunksjonen kan bli utført av det siste effekttrinnet som for eksempel består av en transistor av FT1- typen på fig. 1 bragt til en lignende arbeidstilstand.

Dette kan forklares ved hjelp av et digitalt eksempel også med henvisning til fig. 5 som viser formen på utgangseffekten Pu til det siste effekttrinnet i to arbeidstilstander, nemlig normal (Ids=2A) og modifisert i samsvar med oppfinnelsen (Ids=0,7A) henholdsvis, og formen på likestrømskomponenten Ids til slukstrømmen til transistoren til det siste trinnet og som en funksjon av inngangseffekten Pi.

Antas det at det siste effekttrinnet består av en GaAsFET transistor som i lineær tilstand forsterker 10dB med arbeidspunkt Fds=10V, ids=2Aog utgangsmetningseffekten Pusat=40dPm ved modulerte signalfrekvenser på tilnærmet

6-7GHz. Under disse tilstandene er formen på utgangs-effekten Pu som en funksjon av inngangsef fekten Pi vist på fig. 5 med parameteren Ids=2A med knesonen som skal bli linearisert.

Dersom portkildespenningen Vgs til transistoren reduseres for å tilveiebringe Ids=0,7A avtar forsterkningen til lineærsonen til tilnærmet 7dB. Under disse tilstandene når inngangseffekten Pi økes har Ids også en tendens til å øke til en nominell verdi 2A i samsvar med formen på Ids vist på figuren. Økningen av Ids bevirker en økning i forsterkningen Gi til transistoren akkurat i sonen hvor kurven Pu(Ids=2A) har kneet, som i dette tilfellet innfører en selv-lineariser-ende effekt. Amplituden til knesonen til kurven Pu(Ids=0,7A) reduseres mye, som forskyver forvrengningskurven AM/AM.

Med hensyn til forskyvning av omformingskurven AM/PM kan fasevariasjonen bli forskjøvet av en krets av kjent type anbragt oppstrøms styrt av spenningen Vds til den siste transistoren som beskrevet med henvisning til fig. 1.

Den beskrevne varianten kan bli anvendt med fordel ved OAM flernivå modulasjonssystemer hvor RF utgangseffekten ikke er konstant, men varierer betydelig i forhold til gjennomsnitts-verdien avhengig av punktet for konstellasjon av symboler som skal bli sendt. Ved 64QAM systemet er det for eksempel en forskjell på tilnærmet 8db mellom gjennomsnittlig og maksimum RF utgangseffekt. Det kan spares betydelig på strøm for lave nivåer av konstellasjonen hvor utgangseffekten Pu er lav og strømmen Ids er rundt 0,7A og når opp til 2A kun for de høyere nivåene hvor Pu er høy. Siden disse typene er alle like sannsynlige, vil den gjennomsnittlige Ids strømmen være tilnærmet 1,1-1,2A, og ikke 2A, med en klar strømbesparelse. Reduksjon av forsterkning i lineærsonen fra 10 til 7dB innebærer ikke noe problem på grunn av 3dB forskjellen nødvendigvis er kun ved effekttoppene.

En andre variant er faseskif teren som vist på fig. 6 hvor samme henvisninger som på fig. 1 viser samme komponenter forbundet på samme måte.

På fig. 6 har der blitt anordnet en andre varikapdiode D2 lik og i motsatt parallell til Dl for signalene. Anoden til D2 er forbundet med katoden til Dl mens katoden til D2 er polarisert av likespenningen VP2 og er forbundet med jord for signaler gjennom filterkapasitansen C6.

Utførelsesformen på fig. 6 tjener i tilfelle hvor det er ønskelig å forskyve en f asevariasjon som kan være enten forutgående eller forsinket. En diodeforskyvning av forsinkelsesfasevariasjonene og den andre forutgående ved egnet dimensjonering av spenningene VP og VP2 er det mulig å gjøre en av de to diodene til å arbeide mens den utelukker den andre for således å tilveiebringe en forutgående faseforskyvning D2 innsatt eller forsinkelse med Dl innsatt.

En tredje variant av faseskif teren er vist på fig. 7 hvor samme henvisninger som på fig. 1 indikerer samme komponenter forbundet på samme måte og utfører samme funksjoner.

På fig. 7 er faseskifteren utført med en GaAsFET transistor angitt med henvisningene FT2 og polarisert på en slik måte at den virker som en normal forsterker ved en felles kildekonfigurasjon med likestrømskomponenten til sluk-kilde-strømmen Ids2s:tøldss. Sistnevnte er maksimumsverdien til kildestrømmen for Vgs=0.

R2 angir lastmotstanden til FT2.

C7, C8 og C9 angir kapasitansene og L3, L4 angir induktansen av kjent type. C9 og nettverkene C7-L3, C8-L4 danner lavpass dekoblingsfiltere mellom signaler og tilførselen for utgang RFout, port FT2 og sluk FT2; C7, C8 og C9 har en ende som er jordet.

RA4 viser et utgangtilpasningsnettverk med samme funksjon som RAI, RA2 og RA3.

Ved å variere likestrømskomponenten til portkildespenningen til FT2 tilveiebringes en variasjon av likestrømskomponenten til slukstrømmen Ids som ikke bevirker merkbar variasjon i forsterkningen til FT2 siden FT2 er i en lineær operasjons-tilstand, men verdien til portkildekapasitansen Cgs til FT2. Den tilveiebragte effekten er ekvivalent med den tilført av varaktordioden Dl på fig. 1, dvs. variasjon av fasen FL til utgangssignalet RFout som forskyver AM/PM omformingskurven (jevnfør fig. 4).

I dette tilfellet blir også spenningen detektert i modula-sjonen til modulasjonssignalet (som er proporsjonal med likestrømskomponenten til Ids til FT1 lokalisert ved enden til RI) anvendt som styresignal for fasevariasjonen innført av FT2. For å bringe styresignalet til FT2 er det nødvendig å parvis drive de to transistorene FT1 og FT2 kontinuerlig, som tilfører til inngangen til FT2 spenningen fra RI enten i fase eller invertert fase avhengig av om den ønskede fasevariasjonen er forutgående eller forsinket.

For å innføre en f aseforsinkning kan det bli anvendt en komponent vist med AMP på fig. 7, som er inverterende likestrømsforsterker med variabel forsterkning og et passbånd som har en bredde i det minste det dobbelte av det moduler-ende inngangssignalbåndet. AMP mottar og forsterker likestrømskomponenten til slukspenningen til FT1 ved ene enden av RI og tilfører den med endret fortegn til porten FT2 gjennom filteret C7-L3 for å tilveiebringe en modulasjons-effekt for likestrømskomponenten til portspenningen til FT2. Denne effekten blir omformet til en variasjon av kapasitansen Cgs til FT2.

AMP kan bli utført av et reverserende trinn av enhver kjent type. Dersom utført av en GaAsFET transistor kan hele kretsen på fig. 7 bli integrert i MMIC teknologi til en enkel og billig utførelsesform.

DersomFT2 ikke er forutgående, men forsinket i fase, vil forsterkeren AMP ha samme karakteristikk som ovenfor med unntak av at den ikke vil være reverserende.

Som en annen variant kan transistoren nevnt ovenfor for de forskjellige utførelsesformene være av en annen type, for eksempel bipolar.

Claims (11)

1. Forforvrengnings-lineariseringsinnretning for en siste mikrobølgeeffektforsterker, som er underlagt forsterknings-kompresjon og faseforvrengning,karakterisertved at den innbefatter: en første subpolarisert transistor (FT1) som består av et forsterkningsekspandertrinn med økning i effekten for signalet ved dens inngang; og en faseskifter (Dl; Dl, D2; FT2) styrt av likestrømskompo- nenten til spenningen tilstede ved utgangen til den første transistoren, som innfører en faseforvrengning som forskyver den til den siste effektforsterkeren.

2. Innretning ifølge krav 1,karakterisertved at den første transistoren (FT1) er plassert oppstrøms av den siste effektforsterkeren.

3. Innretning ifølge krav 1,karakterisertved at den første transistoren (FT1) er den siste effektforsterkeren.

4. Innretning ifølge krav 2 eller 2,karakterisertved at den første transistoren (FT1) er en GaÅsFET i felles kildekonfigurasjon hvis portpolariseringsspenning (VG) er justerbar for å tilveiebringe nevnte subpolarisasjon.

5. Innretning ifølge krav 2 eller 3,karakterisertved at den første transistoren (FT1) er bipolar i felles emitterkonfigurasjon hvis basispolarisasjonsspenning (VG) er justerbare for å tilveiebringe subpolarisasjon.

6. Innretning ifølge krav 2,karakterisertved at faseskifteren består av en varaktordiode (Dl) anbragt parallelt for signalene og koblet likestrømsmessig med utgangen til den først transistoren (FT1), idet polarisa-sjonsspenningen (VP) til dioden justeres.

7. Innretning ifølge krav 2,karakterisertved at faseskifteren består av to varaktordioder (Dl, D2) anbragt antiparallelt for signalene og koblet likestrømsmes-sig ved utgangen til den første transistoren (FT1), idet polarisasjosspenningen (VP, VP2) til hver av diodene er uavhengig justerbare.

8. Innretning ifølge krav 2,karakterisertved at faseskifteren er et forsterkertrinn anbragt nedstrøms for forsterkningsekspandertrinnet bestående av en andre GaÅsFET transistor (FT2) i felles kildekonfigurasjon hvis utgang er koblet likestrømsmessig med utgangen til den første transistoren (FT1).

9. Innretning ifølge krav 2,karakterisertved at faseskifteren er et forsterkertrinn anbragt nedstrøm av forsterkningsekspandertrinnet bestående av en tredje bipolar transistor (FT2) i felles emitterkonfigurasjon hvis inngang er koblet likestrømsmessig med utgangen til det første trinnet (FT1).

10. Innretning ifølge krav 8 eller 9,karakterisertved at den likestrømsmessige koblingen mellom første og andre transistor er utført av en bredbåndet inverterende likestrømsforsterker (AMP).

11. Innretning Ifølge krav 8 eller 8,karakterisertved at den likestrømsmessige koblingen mellom første og andre transistor er utført av en bredbåndet ikke-inverterende 1ikestrømsforsterker (AMP).