DE69004695T2 - Detektorschaltung von temperaturpegel, licht und zu niedriger taktfrequenz. - Google Patents

Description

• Der Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist eine Detektorschaltung für einen Temperaturschwellwert, einen Schwellwert für Licht und eine zu niedrige Taktfrequenz zur Verwendung auf allen Gebieten, wo solche Kontrollen durchgeführt werden müssen. Insbesondere ist die Erfindung auf dem Gebiet integrierter Schaltungen sowie der Schaltungen für Chip- oder Speicherkarten zu verwenden.
• Bekanntlich steigt die Temperatur elektronischer integrierter Schaltungen wie Chip-, Speicherkarten oder anderer programmierbarer Schaltungen während ihres Betriebs und insbesondere während ihrer Programmierung an. Zwei Temperaturschwellwerte werden beobachtet; ein erster, ab dem die Schaltung nicht mehr normal funktioniert, aber ihre normale Funktion wiederfindet, wenn ihre Temperatur unter diesen Schwellwert sinkt, sowie ein zweiter, bei dem ein Durchschlagen der integrierten Schaltung auftritt.
• Demnach ist zu sehen, daß dann, wenn der Programmierungstakt zu hoch ist, die Temperatur der Schaltung stark ansteigt, wodurch entweder eine fehlerhafte Programmierung oder im Extremfall die Zerstörung der Schaltung hervorgerufen wird. Außerdem sei bemerkt, daß Betrüger versucht sein könnten, die integrierte Schaltung auf eine Temperatur zu bringen, die über der normalen Funktionsgrenze liegt, wodurch entweder eine fehlerhafte Programmierung oder eine Veränderung des Speicherinhalts hervorgerufen wird.
• Eine Detektorschaltung für den ersten Temperaturschwellwert liefert ein Binärsignal, das beispielsweise für die Zugriffskontrolle zu der Schaltung verwendet werden kann. Dann läßt sich der Betrieb der Schaltung bei einer über diesem ersten Temperaturschwellwert liegenden Temperatur untersagen.
• Man kennt Temperaturdetektoren auf der Basis von integrierten Schaltungen, die hauptsächlich einen in Durchlaßrichtung vorgespannten MOS-Transistor aufweisen, von dem bekannt ist, daß der Leitungsschwellwert mit der Temperatur in der Größenordnung von 2 mV/ºC schwankt. Dieser Detektor ist nicht sehr empfindlich, da eine hohe Temperatur nur eine geringe Spannungsschwankung hervorruft. Außerdem ist er nicht sehr zuverlässig, denn bekanntlich kann die Schwellenspannung aufgrund der unterschiedlichen Störstoffkonzentrationen nicht genau von einer integrierten Schaltung zur nächsten reproduziert werden.
• Andere Detektoren sind bekannt, die im wesentlichen einen durch eine elektrische Versorgung in Sperrichtung vorgespannten MOS-Transistor verwenden, von deren Strom bekannt ist, daß er merklich mit der Temperatur schwankt: beispielsweise kann sich der Strom bei einer Erhöhung der Temperatur um etwa zehn Grad verdoppeln. Ein solcher Detektor ist beispielsweise in dem Dokument EP-A-0 306 396 beschrieben.
• Allerdings hängt bei einem solchen Detektor der Strom von dem Pegel der Versorgungsspannung ab. So schwankt dieser Pegel typischerweise bei einem Nennpegel von 5 Volt zwichen 4,5 und 5,5 Volt: ein inhärentes Charakteristikum der verwendeten Versorgungsschaltungen. Darüber hinaus können auch äußere Störungen, insbesondere von Betrügern aufgebrachte, den Versorgungspegel schwanken lassen.
• Die durch die Schwankung des Pegels der Versorgungsspannung bewirkte Stromschwankung ruft ein Kippen des Detektors für eine Spannung hervor, die unter oder über der Schwellspannung der Erfassungsschaltung liegt. Im ersten Fall ergibt sich ein falscher Alarm, der nur die Verwendung der Schaltung beeinträchtigt, z.B. indem die Zugriffszeit verlangsamt wird. Im zweiten Fall wird die Verwendung der Schaltung jenseits ihrer Schwellentemperatur zugelassen: der Detektor erfüllt nicht mehr seine Funktion. Er ist demnach nicht mehr als solcher zu verwenden.
• Die Erfindung hilft diesem Mangel ab, indem sie die Verwendung eines weiteren bekannten physikalischen Phänomens vorschlägt. Bekanntlich steigt der Strom in einer in Sperrichtung vorgespannten Diode signifikant mit der Temperatur an; bei Silicium verdoppelt sich der Strom typischerweise alle 10º C. Es zeigt sich, daß die Erhöhung ab einer bestimmten Temperatur stärker wird. Der Strom aufgrund der Minoritätsträger - umgekehrter Sättigungsstrom -, bis dahin vorherrschend, wird niedriger als der Strom aufgrund der Majoritätsträger - dem Diffusionsstrom. Darüber hinaus ist die so definierte Temperatur nämlich die Temperatur, ab der die Schaltung, in die die Diode integriert ist, nicht mehr normal funktioniert: diese Temperatur ist die Schwellentemperatur Ts der integrierten Schaltung.
• Bei dieser Schwellentemperatur leitet die in Sperrichtung vorgespannte Diode einen Strom Is.
• Fig. 1 ist ein Diagramm log&sub1;&sub0; I = f (1000/T), worin I der Strom der in Sperrichtung vorgespannten Diode und T die Temperatur der integrierten Schaltung in Grad Kelvin ist. Die entsprechende Kurve ist für eine gegebene Diode bekannt, d.h. für eine gegebene Sperrschichtfläche und eine gegebene Störstoffkonzentration. Für T kleiner oder gleich Ts ergibt sich eine erste Halbgerade, und für T größer oder gleich Ts ergibt sich eine zweite Halbgerade mit doppelter Steigung wie die der ersten. Für T größer oder gleich Ts steigt der Strom viel schneller mit der Temperatur an als bei T kleiner oder gleich Ts.
• Das beschriebene physikalische Phänomen wird verwendet, um einen Temperaturdetektor herzustellen. Wird nämlich die in Sperrichtung vorgespannte Diode mit einem gegebenen Strom I versorgt, dann schwankt die Spannung Vd an den Anschlüssen der Diode mit der Temperatur: steigt die Temperatur an, dann sinkt die Spannung Vd, und jenseits der Schwellentemperatur sinkt sie sogar diesseits einer Spannung VSchwell (Fig. 2) sehr rasch. Wenn der Strom I gleich dem oben definierten Strom Is ist, dann kippt eine Spannungsdetektorschaltung, deren Kippspannung gleich VSchwell ist und die an den Anschlüssen der Diode sitzt, sobald die Temperatur Ts in der Schaltung erreicht ist (Fig. 2): ein Temperaturdetektor ist hergestellt. Dieser Detektor ist sehr empfindlich, denn jenseits der Schwellentemperatur wird die Spannung Vd sehr rasch sehr klein.
• Da der normalerweise die Diode versorgende Generator einen Transistor aufweist, dessen Source- oder Drain-Anschluß mit der positiven Versorgungsspannung Vcc verbunden ist, schwankt der Strom in der Diode mit den Schwankungen der Versorgungsspannung. In Fig. 2 ist beispielsweise zu sehen, daß dann, wenn der Strom Is steigt, der Detektor bei einer Temperatur T' > Ts kippt: eine solche herkömmliche Anordnung ist also ungeeignet.
• In der Erfindung wird dennoch dieses physikalische Phänomen verwendet, aber dann mit einer Stromversorgungsschaltung, bei der der Stromwert von der Versorgungsspannung unabhängig ist.
• Die Erfindung weist eine Detektorschaltung mit einer durch eine Versorgungsspannung in Sperrichtung vorgespannten Diode auf, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode durch einen von den Schwankungen der Versorgungsspannung unabhängigen Konstantstromgenerator mit Konstantstrom versorgt wird.
• Die Erfindung wird bei der Lektüre der folgenden Beschreibung und der Untersuchung der begleitenden Figuren leichter zu verstehen. Die unter Bezugnahme auf die Figuren erfolgende Beschreibung gibt nur Hinweise zur Erfindung und schränkt sie in keiner Weise ein. In den Figuren sind
• - Fig. 1 ein bereits besprochenes Diagramm, das die Kennlinie log&sub1;&sub0; I = f (1000/T) einer in Sperrichtung vorgespannten Diode zeigt;
• - Fig. 2 ein bereits besprochenes Diagramm, das es ermöglicht, das Prinzip der Erfassung der Schwellentemperatur nach der Erfindung zu beschreiben;
• - Fig. 3 ein elektrisches Schema eines erfindungsgemäßen Schwellentemperaturdetektors; und
• - Fig. 4 eine Ansicht im Schematischen Schnitt zur Verbindung einer Diode mit dem Stromgenerator von Fig. 3 in einem Halbleitersubstrat einer integrierten Schaltung;
• Fig. 1 und 2 beschreiben das physikalische Phänomen und das Erfassungsprinzip einer erfindungsgemäßen Schwellentemperaturdetektorschaltung. Sie wurden oben bereits erläutert.
• Fig. 3 ist ein elektrisches Schema einer Detektorschaltung nach der Erfindung. Dieses Schema weist eine in Sperrichtung vorgespannte Diode 1 sowie einen von den Schwankungen der Versorgungsspannung Vcc unabhängigen Konstantstromgenerator 2 auf. Dieser Generator sitzt zwischen der Versorgungsspannung Vcc und der Kathode der Diode. Er liefert in Entsprechung zu dem bereits erläuterten Erfassungsprinzip einen Strom gleich dem Strom Is der Diode.
• An den Verbindungspunkt zwischen der Diode und dem Generator wird ein Detektorverstärker 3 gesetzt, der in Fig. 3 durch einen einfachen Logikinverter dargestellt ist. Dies ist nur ein Ausführungsbeispiel eines Verstärkers, andere bekannte sind möglich. Dieser Verstärker liefert am Ausgang ein Binärsignal, das beispielsweise den Wert "1" hat, wenn der Wert der Spannung an den Anschlüssen der Diode als absoluter Wert über dem Wert der Schwellspannung liegt, und den Wert "0", wenn sie darunterliegt (Fig. 2). Das Binärsignal wird beispielsweise dazu verwendet, beim Erfassen des Übergangs der Spannung an den Anschlüssen der Diode als absolutem Wert unter den Schwellwert jeden Zugriff zu der integrierten Schaltung zu untersagen.
• Der Generator 2 weist zwei MOS-Transistoren 20 und 21 mit einer Kanalzone des gleichen Typs n oder p auf, die leitend sind und einen Stromspiegel bilden. Der Transistor 20 ist der Ausgang des Stromgenerators: er liegt mit der Diode 1 in Reihe, die er mit dem Strom Is versorgt. Der Transistor 21 liegt an den miteinander verbundenen Gate- bzw. Drain-Anschlüssen 212 und 211. Er liegt mit einem nativen MOS-Transistor 23 in Reihe. Dieser und ein MOS-Transistor 24 sind leitend, mit einer Kanalzone des gleichen Typs n oder p und bilden einen Stromspiegel. Das Gate 242 und der Drain-Anschluß 241 des Transistors 24 sind miteinander verbunden.
• Bei einem bevorzugten Beispiel (Fig. 3) weisen die Transistoren 20 und 21 eine Kanalzone des Typs p und die Transistoren 23 und 24 eine Kanalzone des Typs n auf, bei einer Ausführung der Schaltung in CMOS-Technik. Die Source-Anschlüsse 200 und 210 der Transistoren 20 und 21 sind dann mit der positiven Versorgungsspannung Vcc verbunden. Die Source-Anschlüsse 230 und 240 der Transistoren 23 und 24 sind mit Masse Vss verbunden. Die Drain-Anschlüsse 211 und 231 der Transistoren 21 und 23 sind miteinander verbunden. Der Drain-Anschluß 241 des Transistors 24 ist mit der Versorgungsspannung verbunden. Schließlich ist der Drain-Anschluß 201 des Transistors 20 mit der Kathode 10 der Diode 1 verbunden. In Fig. 3 ist ein Transistor mit einer Kanalzone des Typs p an einem kleinen Kreis an seinem Gate zu erkennen.
• Selbstverständlich sind weitere Konfigurationen möglich: die Polaritäten und die Rolle der Source- und Drain-Zonen müssen umgekehrt werden, um von einem Transistor mit einer Kanalzone eines gegebenen Typs zu einem Transistor mit einer Kanalzone des entgegengesetzten Typs überzugehen. Die gesamte Folge ist für eine bevorzugte Konfiguration (Fig. 3) beschrieben.
• Unter Stromspiegel ist die herkömmliche Anordnung von Transistoren mit einer Kanalzone des gleichen Typs zu verstehen, deren Gate- und Source-Anschlüsse vereinigt sind. Das Ziel einer solchen Anordnung besteht in der Steuerung eines Stroms in einem oder mehreren Zweigen des Spiegels ausgehend von dem Strom eines anderen Zweiges. Bei der beschriebenen Anordnung sind die Transistoren 21 und 20 ein erster und ein zweiter Zweig der Schaltung. Die Ströme in diesen beiden Transistoren sind dann gleich oder proportional, in Abhängigkeit von dem Verhältnis der Geometrien W/L der beiden Transistoren, wobei W die Breite und L die Länge der Kanalzone eines MOS-Transistors ist. Allerdings müssen die beiden Transistoren die gleiche Schwellspannung aufweisen. Es sei daran erinnert, daß die Schwellspannung eines MOS-Transistors diejenige Gate- Source-Spannung ist, die an den Transistor angelegt werden muß, damit er zu leiten beginnt.
• In dem durch die Transistoren 20 und 21 gebildeten Stromspiegel steuert der Transistor 21 den Strom in dem anderen Zweig, also den Strom Is des Transistors 20. Der Transistor 21 ist nämlich als Diode eingebaut, da sein Gate 212 und sein Drain- Anschluß 211 miteinander verbunden sind. Er ist leitend, denn sein Source-Anschluß 210 liegt auf Vcc und sein Drain-Anschluß 211 indirekt an Masse. Er befindet sich in Grenzleitung, d.h. mit einer Gate-Source-Spannung, die gleich seiner Schwellspannung VT ist. Nehmen wir einfach den Transistor 21 mit seinem mit Vcc verbundenen Source-Anschluß 210 und den wie in Fig. 3 miteinander verbundenen Gate- und Drain-Anschlüssen 212 und 211. Legen wir zwischen seinen Drain-Anschluß 211 und die Masse Vss einen Widerstand. Ist die Gate- Source-Spannung des Transistors gegenüber der Schwellspannung hoch, dann ist der Transistor 21 stark leitend. Dann haben wir einen gegebenen Spannungsabfall im Widerstand, und die Drain-Source-Spannung wird abfallen. Da das Gate und der Drain-Anschluß verbunden sind, fällt die Gate-Source-Spannung ab. Liegt die Gate-Source-Spannung unter der Schwellspannung, dann ist der Transistor gesperrt; die Drain-Source-Spannung steigt also an, da es dann an den Anschlüssen des Widerstands keinen Spannungsabfall gibt. Demnach steigt die Gate-Source- Spannung ebenfalls an, und der Transistor wird leitend. Man sieht also, daß eine solche Vorrichtung den Transistor 21 auf eine konstante Gate-Source-Spannung vorspannt. Diese Gate- Source-Spannung ist für einen gegebenen Widerstandswert gleich der Schwellspannung VT. Für diesen Widerstandswert ist der Spannungsabfall an den Anschlüssen des Widerstands gleich Vcc - VT.
• Bei der Anordnung von Fig. 3 ist der Ladewiderstand durch einen Transistor 23 realisiert. Der Transistor 21 leitet also einen Strom I, der den Strom Is des Transistors 20 steuert.
• Der Transistor 23 ist durch den Transistor 24 bei konstanter Gate-Source-Spannung in Sättigung vorgespannt, wie man später sehen wird. Der Transistor 23 ist auch resistiver als der Transistor 21, mit einem solchen Wert des Innenwiderstandes, daß der Transistor 21 in Grenzleitung vorgespannt ist. Der die Transistoren 21 und 23 durchquerende Strom ist dann der Sättigungsstrom des Transistors 23. Da die Gate-Source-Spannung des Transistors 23 konstant ist, ist der Wert des Innenwiderstandes des Transistors 23 konstant, und damit ist der Sättigungsstrom konstant. Also ist der Strom jedes Zweiges des Stromspiegels konstant: das angestrebte Ziel ist erreicht. Es liegt ein Konstantstromgenerator vor.
• Bei einer bevorzugten Anordnung liegen die Transistoren 20 und 21 auf so nah wie möglichen Schwellspannungen. Dann ist der Transistor 20 wie der Transistor 21 in Grenzleitung, da an ihn die gleiche Gate-Source-Spannung angelegt wird. Der Strom Is wird dann ausgehend von dem Strom I des Transistors 21 durch das Verhältnis der Geometrien W/L der Transistoren 21 und 20 erhalten.
• Im übrigen ist bekannt, daß die Schwellspannung eines in Durchlaßrichtung vorgespannten MOS-Transistors im absoluten Wert mit der Temperatur ansteigt, in der Größenordnung von 2 mV/ºC. Man weiß, daß dann der Strom in dem Transistor abnimmt; insbesondere nimmt der Strom in dem Transistor 20 ab: der Detektorverstärker wird dann bei einer unter der Schwellentemperatur liegenden Temperatur kippen. Dies bleibt ohne Folgen, denn es ergibt sich nur ein etwas verfrühter Alarm. Außerdem kann man die Schwankung des Stroms aufgrund der Schwankung der Schwellspannung mit der Temperatur projizieren, um den bei der Schwellentemperatur gewollten Strom Is zu erhalten.
• Im folgenden werden die Funktionsbedingungen des Transistors 23 erläutert. Der Transistor 23 ist nativ, d.h. auf Schwellspannung Null. Ein solcher Transistor ist in der Figur durch einen doppelten Strich zwischen seinem Source- und Drain- Anschluß dargestellt. Der Transistor 23 bildet mit dem Transistor 24 einen weiteren Stromspiegel. Insbesondere wird an ihnen eine gleiche Gate-Source-Spannung angelegt.
• Der Transistor 24 ist leitend. Er ist als Diode eingebaut, denn sein Gate 242 und sein Drain-Anschluß 241 sind untereinander verbunden. Bei der bevorzugten Anordnung weist der Transistor 24 eine Kanalzone des Typs n auf. Sein Source- Anschluß 240 ist mit Masse Vss und sein Drain-Anschluß 241 indirekt mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden. Wird ein Ladewiderstand mit einem ausreichend hohen Wert zwischen die Versorgungsspannung Vcc und den Drain-Anschluß 241 des Transistors 24 gesetzt, dann ist dieser auf eine Gate-Source- Spannung vorgespannt, die gleich der Schwellspannung VT des Transistors 24 ist. Dies ist das gleiche, bereits für den Transistor 21 erläuterte Phänomen.
• Unter diesen Bedingungen bleibt die Gate-Source-Spannung des Transistors 24 konstant, selbst wenn die Versorgungsspannung Vcc schwankt, da die Schwellspannung eines MOS-Transistors einen dem Transistor intrinsischen Wert hat, also von den Schwankungen der Versorgungsspannung unabhängig ist. Der Transistor 23 ist also von einer Gate-Source-Spannung, der des Transistors 24 gesteuert, die konstant und von den Schwankungen der Versorgungsspannung unabhängig ist.
• Darüber hinaus hat die Schwellspannung einen absoluten Wert in der Größenordnung von 1 Volt. Der native Transistor 23 ist also stark leitend. Es zeigt sich, daß er gesättigt ist, denn seine Drain-Source-Spannung, die den Wert Vcc - VT hat, liegt über der Gate-Source-Spannung, die den Wert VT' hat.
• Der Strom des Transistors 24 ist durch den konstanten Strom des Transistors 23 gesteuert, da sie einen Stromspiegel bilden.
• Zur besseren Vorspannung des Transistors 24 auf einen Konstantstrom wird der oben beschriebene Generator 2 durch die Verwendung eines mit dem Transistor 24 in Reihe liegenden, leitenden MOS-Transistors 22 anstelle des Ladewiderstands des Transistors 24 verbessert. Der Transistor 22 bildet mit dem Transistor 21 einen Stromspiegel: der Transistor 21 steuert den gleichen Strom in dem Transistor 22 wie der Transistor 23 in dem Transistor 24.
• Bei der bevorzugten Anordnung weist der Transistor 22 eine Kanalzone vom Typ p auf. Die Transistoren 24 und 22 sind durch ihre Drain-Anschlüsse 241 und 221 miteinander verbunden. Der Source-Anschluß 220 des Transistors 22 ist mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden.
• Allerdings ist beim Unterspannungsetzen eine bestimmte Zeit erforderlich, damit die Transistoren 21 und 24 in Grenzleitung vorgespannt sind. Solange dieser Zustand nicht erreicht ist, kann der Ausgang des Detektors nicht berücksichtigt werden, da der Diodenversorgungsstrom nicht beherrscht wird. Es kann lange dauern, bis dieses Gleichgewicht erreicht ist. Um diesem Nachteil abzuhelfen, werden die Transistoren 21 und 24 gleich beim Unterspannungsetzen leitend gemacht. Sie gelangen sehr rasch zu ihrem Grenzleitungszustand.
• Dies läßt sich durch die Verwendung einer Initialisierungs einrichtung 4 mit einem MOS-Transistor 4 realisieren, der an seinem Gate durch ein impulsförmiges Signal zum Inbetriebsetzen der Detektorschaltung gesteuert ist. Die Source- und Drain-Elektroden des Transistors 4 sind mit dem Gate des Transistors 21 bzw. dem Gate des Transistors 24 verbunden. Das impulsförmige Signal wird während eines Impulses als im aktiven Zustand bezeichnet. Bei einem aktiven Zustand des impulsförmigen Signals ist der Transistor 4 leitend. Bei einem nicht aktiven Zustand ist er gesperrt. Wenn er leitend ist, dann sind seine Source- und Drain-Elektroden kurzgeschlossen und spannen die Gates der Transistoren 21 und 24 auf ein gemeinsames, positives Potential zwischen Vss und Vcc vor. Die Transistoren 21 und 24 sind dann leitend und gelangen nach dem bereits beschriebenen Prozeß sehr rasch in Grenzleitung.
• Im übrigen versucht man, den Stromverbrauch in der Schaltung zu begrenzen. Dafür wird eine bekannte, einem Schalter analoge Vorrichtung 5 zum Unterspannungsetzen verwendet, die zwischen die Versorgungsspannung Vcc und die normalerweise mit der Versorgungsspannung Vcc verbundenen Elektroden des Stromgenerators geschaltet ist. Bei der bevorzugten Anordnung besteht diese Vorrichtung 5 zum Unterspannungsetzen aus drei MOS-Transistoren 50, 51 und 52, alle mit einer Kanalzone des gleichen Typs n oder p, die in Reihe zwischen der Versorgungsspannung Vcc und den Source-Anschlüssen der Transistoren 20 bzw. 21 und 22 sitzen. Diese Transistoren 50, 51 und 52 sind an ihrem Gate durch ein impulsförmiges Signal gesteuert. Das Signal wird während eines Impulses als im aktiven Zustand bezeichnet. Während des aktiven Zustandes des impulsförmigen Signals sind die Transistoren gesperrt (Schalter geöffnet). Ansonsten sind sie leitend (Schalter geschlossen). Im letzten Fall führen sie die Versorgungsspannung Vcc zum Source-Anschluß jedes der Transistoren 20, 21 und 22 und setzen so die Temperaturdetektorschaltung in Betrieb.
• Die Vorrichtung 5 zum Unterspannungsetzen wird dadurch verbessert, daß als impulsförmiges Signal dasjenige genommen wird, das auch die Initialisierungseinrichtung 4 steuert. Es ist nämlich nutzlos, die Diode und den Stromgenerator zu versorgen, solange die Transistoren 21 und 24 nicht leitend sind. Der Typ der Kanalzonen der Transistoren in jeder Vorrichtung bestimmt die Logik (positiv oder negativ), die in jeder der beiden Einrichtungen zur Initialisierung 4 und zum Unterspannungsetzen 5 zu verwenden ist. Bei dem Beispiel von Fig. 1 weisen die Transistoren 50, 51 und 52 der Vorrichtung 5 zum Unterspannungsetzen eine Kanalzone des Typs p auf: das impulsförmige Signal hat also bei einem Impuls den Pegel gleich Vcc und sonst einen Pegel gleich Vss in der Vorrichtung 5 zum Unterspannungsetzen. Unter diesen Bedingungen spannt die Initialisierungseinrichtung 4 das Gate der Transistoren 21 und 24 durch kapazitive Kopplung auf 0 Volt vor. Sobald Vcc an dem Source-Anschluß des Transistors 21 zugeführt wird, ist er leitend. Die Source-Anschlüsse der Transistoren 50, 51 und 52 sind mit der Versorgungsspannung verbunden, und die Drain-Anschlüsse sind mit den Source-Anschlüssen der Transistoren 20 bzw. 21 und 22 verbunden. Der Transistor 4 der Initialisierungseinrichtung weist in dem gleichen Beispiel von Fig. 1 eine Kanalzone des Typs n auf: der Impuls des impulsförmigen Signals wird also in positiver Logik in die Initialisierungseinrichtung 4 genommen. Der Source-Anschluß des Transistors 4 ist mit dem Gate des Transistors 21 und der Drain-Anschluß ist mit dem Gate des Transistors 24 verbunden. Durch die Verwendung einer gleichen Logik des impulsförmigen Signals für die Vorrichtungen zum Unterspannungsetzen 5 und zur Initialisierung 4 wird ein Inverter eingespart. Das impulsförmige Signal entspricht einem Signal zum Inbetriebsetzen, das beispielsweise von der Erfassung der Schwellentemperatur abgeleitet ist: wird die Schwellentemperatur erfaßt, dann wird die Schaltung außer Betrieb gesetzt.
• Fig. 4 ist eine schematische Schnittansicht einer Implantierung einer in Sperrichtung vorgespannten Diode 1, deren Kathode 10 (Zone N) mit dem Drain-Anschluß 201 eines MOS-Transistors 20 mit einer Kanalzone des Typs p nach dem Beispiel von Fig. 3 verbunden ist. Man erkennt das Gate 202, den Drain-Anschluß 201 und den Source-Anschluß 200 des Transistors 20. Die beschriebenen Bauteile sind bevorzugt auf ein und demselben Substrat integriert, wie dem der integrierten Schaltung, die sie schützen sollen.
• Im übrigen kann die Schaltung bei einer unter dem Temperaturschwellwert liegenden, gegebenen Temperatur zum Erfassen des Vorhandenseins von Licht oder zum Erfassen einer Arbeitsfrequenz der Schaltung, die zu niedrig ist, verwendet werden. Dieser Bedarf wird deutlich, um die Wirkungen der Aktionen von Betrügern zu vermeiden, die versucht sein könnten, die Passivierungsschicht der integrierten Schaltung zu entfernen (diese wäre dann einer Belichtung unterworfen, die diesen Betrug aufdeckt) oder bei Ein-Aus-Manipulationen mit niedriger Frequenz (die so die Taktfrequenz der Schaltung verändern könnten).
• Das Prinzip der Schaltung der Erfindung liegt in der Ladung einer in Sperrichtung vorgespannten Diode durch einen gegebenen Strom I, der so stabil wie möglich ist. Nun liegt die Wirkung von Licht darin, den Leckstrom der in Sperrichtung vorgespannten Sperrschichten in einem Faktor in der Größenordnung von etwa 1000 zu erhöhen.
• Unter Bezugnahme auf Fig. 3 ist der den Konstantstromgenerator bildende Transistor 20 mit einem solchen Verhältnis W/L gebildet, daß er unter normalen Bedingungen zum Laden der Diode ausreicht. Im Falle des Vorhandenseins von Licht steigt der Leckstrom der Diode 1 an, und der Transistor 20 reicht nicht mehr aus, um sie zu laden. Also sinkt die Spannung an der Kathode der Diode, und die Schaltung 3 oder ein anderer, diesem speziellen Effekt zugeordneter Komparator erfaßt das Verhandensein von Licht auf dem Produkt.
• Die gleiche Detektorschaltung von Fig. 3 ermöglicht es eine zu niedrige Arbeitsfrequenz einer integrierten Schaltung zu erfassen, an der die Detektorschaltung angebracht ist. In diesem Fall kann die Rolle des Transistors 50 modifiziert sein. Die Rolle des Transistors 50 war es, bei einem Niederverbrauchmodus den Strom in der integrierten Schaltung zu begrenzen. Durch die Verbindung des Gates des Transistors 50 mit dem Taktsignal mit der zu schützenden integrierten Schaltung erhält man leicht einen Frequenzschwellwertdetektor. Da nämlich das Taktsignal ein symmetrisches Rechtecksignal ist, öffnet und schließt es periodisch den Transistor 50. Ist der Transistor 50 leitend (Gate auf 0V), dann wird die umgekehrt eingebaute Diode 1 geladen. Ist der Transistor 50 nicht leitend (Gate auf Vcc), dann wird die Vorladung unterbrochen. Ist also die Taktfrequenz ausreichend schnell, dann hat das Potential an der Kathode der Diode nicht die Zeit, sich durch die Leckagen der Diode zu entladen, und das Erfassungssignal bleibt inaktiv. Gelangt die Taktfrequenz dagegen unter einen bestimmten Schwellwert (Funktion der Diode und des Ladestroms), dann sinkt das Potential. Dann erfaßt die Schaltung eine zu niedrige Frequenz und der Inverter 3 kippt. In Fig. 3 ist gestrichelt ein Anwendungsmodus des Taktsignals dargestellt, das dann das oben beschriebene Initialisierungs- und Verbrauchssparsignal ersetzen würde.

Claims (11)

1. Detektorschaltung mit einer durch eine Versorgungsspannung (Vcc) in Sperrichtung vorgespannten Diode (1), dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (1) durch einen von den Schwankungen der Versorgungsspannung (Vcc) unabhängigen Konstantstromgenerator (2) mit Konstantstrom versorgt wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromgenerator (2) einen durch zwei leitende MOS-Transistoren 20 und 21 mit einer Kanalzone des gleichen Typs n oder p gebildeten Stromspiegel aufweist; daß der Transistor 20 der Ausgang des Generators (2) ist, und daß je nachdem, ob er eine p- oder n-leitende Kanalzone aufweist, sein Source-Anschluß oder sein Drain-Anschluß mit der Kathode der Diode (1) verbunden ist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator (2) einen mit dem Transistor 21 in Reihe liegenden MOS-Transistor 23 aufweist, der resistiver als der Transistor 21 ist und in Sättigung und mit einer konstanten Gate-Source- Spannung vorgespannt ist, um den Strom in dem Transistor 21 zu fixieren.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor 23 nativ ist und mit seinem Gate-Anschluß mit dem Gate- und den Drain-Anschluß eines MOS-Transistors 24 mit einer Kanalzone des gleichen Typs n oder p verbunden ist, um eine Vorspannung bis zur Sättigung und einer konstanten Gate- Source-Spannung des Transistors 23 zu erreichen.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromgenerator außerdem einen mit dem Transistor 24 in Reihe liegenden MOS-Transistor 22 mit einer Kanalzone des gleichen Typs wie der des Transistors 21 aufweist, wobei die Transistoren 21 und 22 einen Stromspiegel bilden.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromgenerator (2) eine Initialisierungseinrichtung (4) aufweist, die durch einen MOS-Transistor 4 realisiert ist, dessen Source- und Drainanschlüsse mit dem Gate des Transistors 21 bzw. mit dem Gate des Transistors 24 verbunden sind, wobei der Transistor 4 an seinem Gate durch ein impulsförmiges Signal so gesteuert wird, daß der Transistor 4 bei einem aktiven Zustand des impulsförmigen Signals leitend und sonst gesperrt ist, um die Transistoren 21 und 24 unter Vorspannung ihres Gates leitend zu machen.

7. Schaltung nach Anspruch 6, die eine einem Schalter analoge Vorrichtung (5) zum Unterspannungsetzen aufweist, die zwischen die Versorgungsspannung Vcc und die Elektroden des Stromgenerators (2) geschaltet ist, die mit der Versorgungsspannung Vcc verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß sie durch das gleiche impulsförmige Signal gesteuert wird, das die Initialisierungseinrichtung (4) steuert, und zwar so, daß der Schalter bei einem aktiven Zustand des impulsförmigen Signals geöffnet und sonst geschlossen ist, um wahrend der Vorspannung der Gates der Transistoren 21 und 24 keinen Strom zu verbrauchen.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Transistoren 21 und/oder 24 in Grenzleitung befinden.

9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor ein Temperaturdetektor ist.

10. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor ein Lichtdetektor ist.

11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor ein Frequenzdetektor ist, wobei ein Schalter (50) zwischen der Versorgungsspannung und der Diode in Reihe sitzt, und wobei ein Signal (H) mit der zu überwachenden Frequenz diesen Schalter steuert.