DE68918421T2

DE68918421T2 - Kohärenter Demodulator für phasenumgetastete Signale.

Info

Publication number: DE68918421T2
Application number: DE68918421T
Authority: DE
Inventors: Gordon T Davis; Baiju D Mandalia Baij Mandalia
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1988-12-23
Filing date: 1989-12-13
Publication date: 1995-03-30
Anticipated expiration: 2009-12-14
Also published as: JPH0666818B2; DE68918421D1; CA2000007C; US4871974A; EP0375272B1; EP0375272A3; JPH02219339A; CA2000007A1; EP0375272A2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Demodulierung phasenmodulierter Trägersignale sowie insbesondere, jedoch nicht beschränkt auf, Modems zur Übertragung und zum Empfang digitaler Daten über ein Kommunikationsnetzwerk wie beispielsweise ein Telephonnetzwerk.
EP-A-0-349-185, das ein Prioritätsdatum vor dem dieser Spezifikation beansprucht, jedoch erst später als diese Spezifikation veröffentlicht wurde, beschreibt, daß ein Typ von Datenübertragungssystemen mit Phasenmodulation ein differentiales Erkennungssystem ist, daß die übertragenen Daten durch Vergleich von Änderungen in der Phase der eingegebenen differentialen phasenmodulierten Trägersignale erkennt.
Kurz gesagt sind zwei Grundverfahren (oder Systeme) zur Demodulation eines differentialen phasenmodulierten Trägersignals bekannt: ein kohärentes Verfahren und ein nicht-kohärentes Verfahren.
Im kohärenten Verfahren wird ein Trägerwiederherstellungsschaltkreis verwendet, um Inphasen- und Quadraturphasen-Referenzsignale wiederherzustellen, die mit dem empfangenen Signal und der phasenumgetasteten Version des empfangenen Signals multipliziert werden. Die Ergebnisse werden danach linear miteinander verknüpft und bilden ein Paar aus demodulierten Signalen, die die beiden Modulationskomponenten des empfangenen Signals darstellen. Im nicht-kohärenten Demodulationsverfahren wird kein Trägerwiederherstellungsschaltkreis verwendet. Stattdessen wird eine verzögerte Version des empfangenen Signals mit dem empfangenen Signal multipliziert, um so das demodulierte Signal zu erzeugen.
Die nicht-kohärente Demodulation besitzt den Vorteil, daß sie leicht implementiert werden kann, da sie keinen Trägerwiederherstellungsschaltkreis benötigt. Darüber hinaus ist die Eingangsfilterung weniger komplex, da für die Erzeugung der komplexen Form des empfangenen Signals kein Phasentrennungsfilter erforderlich ist. Jedoch wird im nicht-kohärenten Verfahren normalerweise ein Nacherkennungsfilter benötigt, um Doppelfrequenzterme zu verhindern, die im Multiplikationsverfahren erzeugt werden. Bei der digitalen Signalverarbeitung (bei der die Demodulationsfunktionen mit digitalen Zahlenwerten ausgeführt werden, die bei einer periodischen Probenahme aus dem empfangenen Signal erzielt werden) wird das kohärente Verfahren interessanter, da viele der Berechnungen mit der Symbol- oder Baud-Geschwindigkeit durchgeführt werden können, die von ungefähr 600 Hz bis 2400 Hz reicht. Die digitale Implementierung des nicht-kohärenten Verfahrens erfordert für den Nacherkennungsfilter Operationen mit der höheren Probenahmegeschwindigkeit von mindestens 8 Hz.
EP-A-0-349-185 beschreibt, daß Schätzungen der Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten des eingegebenen demodulierten Trägersignals im Demodulationsprozeß zur Erzeugung eines sogenannten "pseudokohärenten" Demodulators verwendet werden können. Dazu besitzt die Einrichtung aus EP-A-0-349-185 die Struktur eines typischen kohärenten Demodulators, weist jedoch keine Trägerwiederherstellungsschaltkreise auf und verwendet anstattdessen die momentanen Schätzungen der eingegebenen Trägersignalkomponenten. Diese Trägerschätzungen werden direkt vom empfangenen Trägersignal mit einer Verzögerung von einem baud zwischen der Berechnung der Trägerschätzungen und ihrer Verwendung im Demodulator erhalten, um so ein differentiales phasenumgetastetes demoduliertes Signal am Ausgang des Demodulators zu bewirken.
Obwohl dieser Demodulator "pseudokohärent" ist, bleibt die Tatsache bestehen, daß er, für sich betrachtet, nicht kohärent ist. Um also ein besseres Geräuschabstand-Verhältnis und eine höhere Modemleistung zu erzielen, ist nach wie vor ein kohärenter Demodulator wünschenswert.
Das US-Patent 4,466,108 beschreibt einen Demodulator zur Demodulierung eines phasenmodulierten Eingabeträgersignals. Das empfangene phasenmodulierte Signal wird demoduliert, bevor der Phasenfehler bestimmt wird. Danach wird das Basisbandsignal abgetastet, um den Phasenfehler zu bestimmen, der widerum zur Korrektur der abgetasteten Signale verwendet wird.
"Open Loop Frequency Synchronization of MDPSK with Doppler" von D. Divsalar in IEEE International Conference on Communications, 7. bis 10. Juni 1987, Band 1, Seiten 232-238, beschreibt einen Doppler-umgetasteten Differentialdetektor für ein phasenmoduliertes Signal. Der Detektor enthält einen Doppler-Schätzungsteil, in dem die Inphasen- und Quadraturphasen- Komponenten eines phasenmodulierten eingegebenen Trägersignals, ein Mittel zur Abtastung des Demodulators zur Demodulierung eines phasenmodulierten Trägersignals, mit der Eingabe in Verbindung gebracht werden. Die miteinander verbundenen Signale werden abgetastet, akkumuliert und integriert, um so eine Schätzung der Doppler-Umtastung zu erzeugen. Sinus und Kosinus der Schätzung werden dazu verwendet, um die Doppler- Umtastung aus den Inphasen- und Quadraturphasen-Erkennungskanälen zu entfernen.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Demodulator zur Demodulierung eines phasenmodulierten eingegebenen Trägersignals bereitgestellt, der folgendes umfaßt: ein Umwandlungsmittel zur Abtastung eines eingegebenen Trägersignals mit baud-Perioden, das jede Probe des eingegebenen Trägersignals in ein binäres Eingabewort, das für die Amplitude des eingegebenen Trägersignals im Moment der Probenahme repräsentativ ist, umwandelt und Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten für eine vorliegende Probe des eingegebenen Trägersignals erzeugt; ein erstes Steuermittel für den Vergleich der Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten der vorliegenden Probe mit dazugehörigen gespeicherten idealen Komponenten einer vorhandenen Probe des eingegebenen Trägersignals, um die Phasenwinkelabweichungen zwischen den vorhandenen Komponenten und den idealen Komponenten zu bestimmen;
ein zweites Steuermittel zur Summierung der Phasenabweichung mit einem Phasenwinkel der vorhandenen Probe und der Phasenumtastung proportional zur differentialen Phasenumtastung zwischen der baud-Periode, in der die aktuelle Probe entnommen wurde, und der baud-Periode, aus der die vorhandene Probe entnommen wurde, um einen neuen Phasenwinkel zur Ableitung neuer idealer Komponenten des eingegebenen Trägersignals zu erzeugen, um einen Vergleich mit einer nächsten Probe des eingegebenen Trägersignals durchzuführen, und so die gespeicherten idealen Komponenten des eingegebenen Trägersignals in einem Dauerstatus phasenzuverriegeln; auf diese Art werden schrittweise kohärent demodulierte und im wesentlichen Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten des eingegebenen Trägersignals erzeugt.
Die vorliegende Erfindung stellt einen Demodulator bereit, der Schätzungen der Inphasen-(oder Kosinus-) und Quadraturphasen- (oder Sinus-) Komponenten als Eingaben in einen Trägerwiederherstellungsmechanismus verwendet, um die richtige Phase abzuleiten und um momentane Abweichungen in den Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten auszugleichen und schließlich um verbesserte Geräuschabstand-Verhältnisse zu erzielen und eine Struktur bereitzustellen, die von einer nicht-kohärenten in eine kohärente Signalverarbeitung umgeschaltet werden kann.
Um dieses Ziel zu erreichen, werden die momentanen Trägerschätzungen in einen Trägerwiederherstellungsschaltkreis eingegeben und mit idealen Komponenten verglichen, die zuvor existierende Phasenwinkel zur Erzeugung eines Phasenfehlersignals aufweisen, das heißt, eine Phasenwinkelabweichung zwischen den momentanen Schätzungen der Komponenten und den idealen Komponenten, das dann mit einem zuvor existierenden Phasenwinkel und einer Phasenumtastung zur Erzeugung eines neuen Phasenwinkels kombiniert wird. Der neu erzeugte Phasenwinkel wird dann als Eingabe in eine Sinustabelle verwendet, die in Reaktion auf einen neuen Phasenwinkel neue ideale Sinus- und Kosinus-Komponenten ausgibt, die dann zurückgeführt und mit dem Phasenfehlersignal verglichen werden. Durch dieses Feedback wird das Phasenfehlersignal schrittweise reduziert, was schließlich im Lauf der Zeit zu im wesentlichen idealen Sinus- und Kosinus-Komponenten führt, die einem Multiplikator- und einem Addierermittel zugeführt und als kohärente demodulierte Trägersignale abzüglich eventuell vorhandener Phasenwinkelabweichungen wiedergewonnen werden.
Insoweit, wie der kohärente Demodulator der vorliegenden Erfindung momentane Schätzungen der Komponenten einer Probe des eingegebenen Trägersignals verwendet, ist dieser wie auch der "pseudokohärente" Demodulator aus EP-A-0-349 185 in der Lage, mit der baud-Geschwindigkeit anstatt der Probenahmegeschwindigkeit zu arbeiten.
Daher liegt ein Ziel der vorliegenden Erfindung darin, einen kohärenten phasenumgetasteten Demodulator bereitzustellen, der einfach implementiert werden kann und die Probenahme mit baud- Geschwindigkeit durchführen kann.
Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, einen kohärenten Demodulator bereitzustellen, der ein verbessertes Geräuschabstand-Verhältnis hat und eine Erweiterung des sogenannten "pseudokohärenten" Demodulators darstellt.
Die oben angeführten Vorteile und Ziele der vorliegenden Erfindung werden verständlicher werden und die Erfindung selbst läßt sich am besten erläutern, indem auf die folgende Beschreibung eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen wird:

Kurze Beschreibung der Figuren

Figur 1 ist ein Vektordiagramm eines phasenmodulierten Trägersignals, das in den Demodulator der vorliegenden Erfindung eingegeben werden soll;
Figur 2 ist eine Tabelle, die im Vektordiagramm von Figur 1 und dem Demodulator der vorliegenden Erfindung verwendet wird, um die Funktion des Demodulators zu beschreiben;
Figur 3 ist ein Schaltkreis-Blockdiagramm, das ein digitales Ausführungsbeispiel eines Demodulators darstellt, das gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist;
Figur 4 ist ein Blockdiagramm, das ein repräsentatives Ausführungsbeispiel der vitalen Prozessor-Hardware zeigt, das zur Implementierung oder Ausführung der Funktionen des digitalen Ausführungsbeispiels von Figur 3 verwendet werden kann;
Figur 5 ist ein Zeitdiagramm, das typische Signalwellenformen anzeigt, die an unterschiedlichen Punkten des Ausführungsbeispiels von Figur 3 auftreten können; und
Figur 6 ist ein Schaltkreis-Blockdiagramm, das ein analoges Ausführungsbeispiel eines Demodulators zeigt, der gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.

Ausführliche Beschreibung der vorliegenden Erfindung

Wir betrachten Figur 1. Gezeigt wird ein Vektordiagramm eines Trägersignals R, das in den Demodulator der vorliegenden Erfindung eingegeben werden soll. Dieses Trägersignal ist ein vierphasiges Signal, das heißt, zu jedem beliebigen Zeitpunkt kann der Phasenwinkel einen von vier unterschiedlichen Werten aufweisen. Das empfangene Trägersignal R ist natürlicherweise sinusförmig und läßt sich durch folgendes mathematische Verhältnis beschreiben:
R = (A cos Θ) + (B sin Θ) = C cos (Θ + φ) (1)
wobei
Θ = 2πft
Das Symbol "f" bezeichnet die Frequenz des Trägersignals, "t" bezeichnet die Zeit.
Bei Betrachtung von Figur 1 ist ersichtlich, daß sich das äußere Ende von Vektor R zu jedem beliebigen gegebenen Zeitpunkt, wenn Θ ein Vielfaches von 2π ist, an jedem der vier Punkte 2, 4, 6 und 8 befinden kann. Die Spitzengröße "C" (in Gleichung 1) von Vektor R wird durch die Länge des Vektors, das heißt, den Radius des Kreises in Figur 1, dargestellt; die momentane Amplitude von R wird durch ihre Projektion auf die reale (horizontale) Achse dargestellt. Der Winkel "φ" bezeichnet die Phasendifferenz zwischen dem übertragenen Signal R und dem Referenzsignal Kosinus Θ.
Der erste Teil der Gleichung 1 beschreibt das empfangene Trägersignal R bezüglich seiner Inphasen- und Quadraturphasen- Komponenten. Die Inphasen-Komponente (Kosinus Θ) liegt auf der horizontalen Achse in Figur 1 und besitzt einen Spitzenamplitudenwert von "A", der entweder gleich +1 oder gleich -1 ist, abhängig vom Wert der Daten, die zu diesem Zeitpunkt übertragen werden. Die Quadraturphasen-Komponente (Sinus Θ) liegt entlang der vertikalen Achse von Figur 1 und hat einen Spitzenamplitudenwert von "B", der gleich +1 oder -1 ist, abhängig vom Wert der übertragenen Daten. Es wird darauf hingewiesen, daß die Vektoraddition der Inphasen- und Quadraturphasen- Komponenten das empfangene Trägersignal R in Figur 1 erzeugt.
Beim vierphasigen Signal werden die zu übertragenden Datenbits als Bitpaare (manchmal auch als "Dibits" bezeichnet) unterteilt oder organisiert. Während jedes Übertragungsintervalls oder jeder baud-Periode wird ein Paar der Datenbits übertragen. Das erste Bit in jedem Datenbitpaar bestimmt den Amplitudenwert A der Inphasen-Komponente cos Θ, während das zweite Datenbit in jedem Paar den Amplitudenwert B der Quadraturphasen-Komponente sin Θ bestimmt.
Da jeder der Amplitudenwerte A und B natürlicherweise binär ist, das heißt, einen Wert von entweder +1 oder -1 hat, gibt es vier mögliche Phasenwinkel, oder Phasenwerte, für das Trägersignal R. Diese Phasenwinkel werden durch die vier Punkte 2, 4, 6 und 8 dargestellt, die in Figur 1 zu sehen sind. Das erste Datenbit in jedem Dibitpaar moduliert die Inphasen-Komponente und das zweite Datenbit in jedem Dibitpaar moduliert die Quadraturphasen-Komponente des Trägersignals R.
In einem fest referenzierten Phasenmodulationssystem würde jeder der vier möglichen Phasenwinkel für das Trägersignal R einen anderen 2-Bit-Binärwert darstellen. In einem differentialen Phasendemodulator wie beispielsweise dem der vorliegenden Erfindung ist es jedoch nicht der eigentliche Phasenwinkel zu einem gegebenen Zeitpunkt, der den 2-Bit-Binärwert bestimmt, sondern vielmehr die Änderung im Phasenwinkel von einem Übertragungsintervall (baud-Periode) zum nächsten.
Das Verhältnis zwischen den übertragenen 2-Bit-Binärwerten und den resultierenden Phasenwinkeln (Θ), die zur Darstellung solcher 2-Bit-Werte verwendet werden, wird in Figur 2 gezeigt. Wenn also beispielsweise das Trägersignal R in einer zweiten baud-Periode denselben Wert hat wie in der unmittelbar vorhergehenden baud-Periode (Null Grad Phasenänderung), wird ein 2- Bit-Binärdatenwert von (1,1) dargestellt. Ähnlich stellt eine +90º Phasenänderung von einer baud-Periode zur nächsten einen 2-Bit-Binärwert von (0,1) dar. Die Größe der Phasenänderung von einer baud-Periode zur nächsten bestimmt daher die Binärwerte des 2-Bit-Paares.
Nachdem dieser Hintergrund vermittelt wurde, konzentrieren wir uns nun auf Figur 3, wo ein digitales Ausführungsbeispiel des Demodulators der vorliegenden Erfindung dargestellt ist. Obwohl diese Komponenten im Ausführungsbeispiel von Figur 3 als diskrete Komponenten dargestellt sind, muß berücksichtigt werden, daß jede dieser Komponenten durch auszuführende Funktionen in anderen Ausführungsbeispielen ebenso interpretiert oder ausgetauscht werden kann, beispielsweise als Mikrocodes in einem Mikroprozessor.
Wie aus der Darstellung in Figur 3 hervorgeht, wird ein phasenmoduliertes Trägersignal R in ein Probenahmemittel eingegeben, beispielsweise in einen Analog-/Digital-Konverter 10. Das eingegebene analoge Trägersignal wird danach durch den Analog-/Digital-Konverter 10 in ein Multibit-Eingabeträgersignal konvertiert, das an den ersten und zweiten Bandpaßfilter 12 und 14 übertragen wird. Wie ersichtlich ist, tastet der Analog-/Digital-Konverter 10 in periodischen Abständen das eingegebene Trägersignal R ab und erzeugt für jede abgetastete Probe eine Multibit-Eingabeträgernummer, die den Amplitudenwert des eingegebenen Trägersignals R im Moment der Abtastung darstellt. Daher erscheint am Ausgang des Analog-/Digital- Konverters 10 ein kontinuierlicher Strom von Multibit-Binärnummern, die auf dieselbe Weise wie die Amplitude des eingegebenen Phasenmodulator-Trägersignals R variieren. Diese diskreten digitalen Nummernwerte stellen die Amplitudenwerte an periodisch voneinander getrennten Punkten auf der analogen Wellenform dar.
Diese Bits werden in die digitalen Bandpaßfilter 12 und 14 eingespeist, die vom Typ mit begrenztem Ansprechen auf einen Impuls (FIR) sein können. Dieser Filter 12 filtert im wesentlichen die äußeren Geräusche und solche Signale, die außerhalb seiner Bandbreite liegen, heraus, so daß nur das ursprünglich übertragene Signal (in Form eines Multibit-Signals) dort als R ausgegeben wird. Ebenso ist die Ausgabe von Filter 14 das ursprünglich übertragene Signal, jedoch mit einer Phasenverschiebung von 90º. Die Implementierung des Filters 14 läßt sich durch bekannte Sinus- und Kosinus-Umwandlungen für nicht-integrierende Phasenverschiebung des Ausgangssignals von Filter 14 im Verhältnis zu dem von Filter 12 erreichen. Die Ausgabe des Filters 14 wird als das Signal S dargestellt.
Die entsprechenden Signale R und S werden in die dazugehörigen Teiler 16 und 18 eingespeist, wobei die Signale skaliert werden; dabei fungieren die Teiler als Skalierer beispielsweise zur Halbierung der Amplituden der entsprechenden Signale. Die skalierten Signale R' und S' werden in einen Subtrahierer 20 bzw. einen Addierer 22 eingegeben. Von dort aus werden die sofortigen Schätzungen x und y basierend auf dem Signal R' (die skalierte Inphasen- oder Kosinus-Komponente) bzw. dem Signal S' (die skalierte Quadraturphasen- oder Sinus-Komponente) des eingegebenen Trägersignals bereitgestellt. Die Ausdrücke für diese Trägerschätzungen sind wie folgt:
X = Sin(wφnφTs + P) = {R(nφTs) + S(nφTs)}/2 (2)
Y = Cos(wφnφTs + P) = {R(nφTs) - S(nφTs)}/2 (3)
wobei R und S die reale und die imaginäre Komponente ist, das heißt, die Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten des empfangenen Signals; Ts ist die Abtastperiode; P stellt einen Phasenversatz zwischen dem tatsächlichen Träger und dem Abtastmoment nTs dar.
Obwohl diese Schätzungen als momentane Schätzungen der Kosinus- und Sinus-Komponenten betrachtet werden, ist zu berücksichtigen, daß diese Schätzungen nur zum Zentrum der baud-Periode hin gültig sind und in Figur 3 durch y bzw. x dargestellt werden.
In EP-A-0-349 185 werden die momentanen Schätzungen x und y direkt an die Multiplikatoren und Addierer gesendet, beispielsweise die Multiplikatoren 24 bis 30 und die Addierer 32 und 34.
Für die vorliegende Erfindung werden jedoch die momentanen Schätzungen der Inphase und Quadraturphase des eingegebenen Trägersignals, das am Subtrahierer 20 und am Addierer 22, die zusammen mit den Teilern 16 und 18 einen Schätzschaltkreis bilden, der von gestrichelten Linien umgeben ist, ausgegeben wird, in einen differentialen Trägerwiederherstellungsmechanismus mit der Bezeichnung 38 eingespeist.
Die momentanen Schätzungen x und y werden in einen Berechnungsblock 40, der zwei Multiplikatoren 42 und 44 aufweist, sowie einen Subtrahierer 46 eingespeist.
Wenn die Komponenten x und y in den Berechnungsblock 40 eingegeben werden, besitzen sie lediglich Informationen bezüglich der Sinus- und Kosinus-Komponenten des eingegebenen Trägersignals. Im Berechnungsblock 40 werden die Komponenten x und y gemäß folgender Gleichung kombiniert und multipliziert:
Sin(A-B) = Sin(A) φ Cos(B) - Cos(A) φ Sin(B) (4)
wobei A die kohärente Trägerphase 9 und B die in den Gleichungen 2 und 3 implizierte Phase darstellt.
Es ist zu berücksichtigen, daß die in den Gleichungen 2 und 3 implizierte Phase niemals direkt über inverse Sinus- und Kosinus-Funktionen berechnet wird, da für die Gleichung 4 die tatsächlichen Sinus- und Kosinus-Winkel nicht benötigt werden.
Der tatsächliche Phasenfehler, oder die Phasenwinkelabweichung, läßt sich ermitteln, indem man mit dem Sinus des in der Gleichung 4 festgestellten Phasenfehlers eine inverse Sinusfunktion mit dem Wert durchführt; dies wäre beispielsweise durch ein Nachsehen in der Tabelle oder andere mögliche Verfahren denkbar. Dieser Prozeß läßt sich jedoch vermeiden, wenn man beachtet, daß bei kleinen Winkeln der Sinus des Winkels ungefähr gleich der Größe des Winkels im Bogenmaß ist. Wenn sich also der wiederhergestellte Träger der tatsächlichen Phase des übertragenen Trägers nähert, wird die Gleichung 4 zu einer sehr guten Schätzung des tatsächlichen Phasenfehlers im Träger, und kann somit zur Einstellung der Trägerphase verwendet werden, um eine sehr genaue Phasensynchronisation zu erzielen. Dieser Phasenfehler wird vom Berechnungsblock 40 über die Leitung 48 ausgegeben und in einen Multiplikator 50 eingespeist, der als Skalierer zur Multiplikation des Phasenfehlers mit einem Multiplikationsfaktor D wirkt.
Der Grund dafür, daß ein Multiplikator benötigt wird, liegt darin, daß, wenn der Phasenfehler zuerst vom Berechnungsblock ausgegeben wird (beispielsweise wenn das System zuerst initiiert wird), dieser normalerweise sehr groß ist. In der Erfindung kommt ein Konvergenzprozeß zum Einsatz, so daß dieser große Phasenfehler schrittweise durch Rückmeldung verringert werden kann. Während Gleichung 4 zu Beginn der Berechnung ein ungültiger Ausdruck des tatsächlichen Phasenfehlers ist, stimmt das Zeichen des ausgegebenen Phasenfehlers nicht mit dem Zeichen des tatsächlich vorhandenen Phasenfehlers überein. Wird also der vom Berechnungsblock 40 ausgegebene Phasenfehler (oder die Phasenwinkelabweichung) mit einigen idealen Nummern kontinuierlich konvergiert, korrigiert sich der Phasenfehler mit der Zeit und gibt den tatsächlichen Phasenfehler wieder.
Um diese Art von Rückmeldung zu erlangen, wird der skalierte Phasenfehler als nächstes zu einem Summierer 52 gesendet, der als Eingaben neben dem skalierten Phasenfehlersignal (vom Multiplikator 50) einen Phasenwinkel von einer vorhandenen abgetasteten Probe des eingegebenen Trägersignals und eine Phasenverschiebung aufweist, die zur differentialen Phasenverschiebung zwischen der baud-Periode, aus der die aktuelle abgetastete Probe des eingegebenen Trägersignals entnommen wurde, und zur baud-Periode, aus der die vorhandene abgetastete Probe des eingegebenen Trägers entnommen wurde, proportional ist.
Die Phasenverschiebung wird durch den Ausdruck Q(nφTs) dargestellt; sie wird aufgrund der Ausgabe des Demodulators bestimmt, dargestellt durch U und V (siehe Figur 2). Anders ausgedrückt, der Ausdruck Q(nφTs) ist die tatsächliche differentiale Phasenverschiebung, die vom Demodulator erkannt wird. Die Trägerphase Θ läßt sich aus einer Standardschleife erster Ordnung ermitteln, die den Phasenfehler folgendermaßen aufspürt:
Θ {(n+1) φ Ts) = φ (n φ Ts) - DφE(nφTs) + Q(nφTs) (5)
Die tatsächliche differentiale Phasenverschiebung Q(nφTs) muß zur kohärenten Trägerphase hinzuaddiert werden, damit die momentanen Schätzungen X und Y mit dem wiederhergestellten Träger inphasig sind. Diese Phasenverschiebung wird ebenfalls benötigt, wenn der Demodulator die differentialen Phasenverschiebungen direkt erzeugen soll. Ein Trägersignal kann auch aufrechterhalten werden, ohne daß eine Phasenverschiebung bei der Demodulation absoluter phasenverschobener Signale verwendet wird, und der laufende Phasenverschiebungsterm Q kann separat gehalten und zur Trägerphase hinzuaddiert werden, um den Phasenfehler zu berechnen, und hinterher herausgenommen werden. In Gleichung 5 stellt E(nφTs) das Phasenfehlersignal dar, das durch die folgende Gleichung definiert ist:
E(nφTs) = sin(Θ) φ iR(nφTs) - S(nφTs)}/2 (6)
- cos (Θ) φ {R(n φ Ts) + S(nφTs)}/2
wobei Gleichung 6 durch das Ersetzen der Gleichungen 2 und 3 in Gleichung 4 erzielt wurde.
Während der anfänglichen Konvergenz kann der kohärente Demodulationsprozeß keine gültige Ausgabephasenverschiebung Q liefern. Daher wird ein "pseudokohärenter" Demodulator wie der in EP-A-0-349 185 beschriebene verwendet, um anfängliche Schätzungen der Phasenverschiebungen zu liefern. Nach der Initiierung der Phasenkonvergenz kann der Demodulator (entweder durch herkömmliche Firmware oder Software, nicht dargestellt) in einen kohärenten Modus umgeschaltet werden, um so eine bessere Leistung zu erzielen.
Wir betrachten nun Figur 3. Es ist ersichtlich, daß der Phasenwinkel Θ', der am Summierer 52 ausgegeben wird, in eine Verzögerungsleitung 54 eingespeist wird, die als Speicher implementiert werden kann. Die Verzögerungsleitung 54 gewährleistet, daß der neue Phasenwinkel Θ', der am Summierer 52 ausgegeben wird, als Bestandteil seiner Berechnung den vorhandenen Winkel Θ aufweist, der durch die Verzögerungsleitung 54 als Ausgabe bereitgestellt und über die Rückmeldungsleitung 56 zum Summierer 52 zurückgespeist wurde. Der Abstand zwischen dem neuen Phasenwinkel Θ' und dem Phasenwinkel Θ beträgt eine baud-Periode. Da die neuen Phasenwinkel Θ' ständig vom Summierer 52 erzeugt werden, erfolgt eine Rückführung der aktualisierten Phasenwinkel 9 zum Summierer 52, wodurch eine Ausgleichsschaltung zur schrittweisen Reduzierung des Phasenwinkelsignals vom Berechnungsblock 40 erzeugt wird.
Der Phasenwinkel Θ wird als nächstes in eine Sinustabelle 58 eingespeist, bei der es sich um einen Speicher oder eine Speicheransammlung handeln kann. Für den Phasenwinkel Θ wird in diesem Ausführungsbeispiel ein 8-Bit-Wert angenommen (da er sich in einem digitalen Format befindet), obwohl dieser nicht darauf beschränkt ist, und der 8-Bit-Wert von Θ wird als eine Adresse zur Auswahl eines von beispielsweise 256 möglichen Einträgen (oder trigonometrischen Funktionen) verwendet, die zuvor in der Sinustabelle 58 gespeichert wurden. Als Reaktion auf einen neuen Phasenwinkel Θ liefert die Sinustabelle 58 so eine entsprechende trigonometrische Funktion aus Sinus- und Kosinus-Komponenten an die Leitungen 60 bzw. 62, damit diese an den Berechnungsblock 40 zurückgeführt werden können.
Diese Sinus- und Kosinus-Komponenten aus der Sinustabelle 58 stellen, obwohl es sich bei ihnen um Multi-Bit-Nummern handelt, in Wirklichkeit die Amplituden der Sinuswelle und der Kosinuswelle des eingegebenen Trägersignals am Phasenwinkel Θ dar, der zuvor als Eingabe an Sinustabelle 58 geliefert wurde. Diese Sinus- und Kosinus-Wellenformen sind kohärent, obwohl zu berücksichtigen ist, daß sie nur eine Probe der Sinuswelle und eine Probe der Kosinuswelle für ihre bestimmte baud-Periode darstellen; zur umfassenden Darstellung der Sinus- und Kosinuswellen des eingegebenen Trägersignals sind aber mehrere dieser Komponenten erforderlich.
Die kohärenten Sinus- und Kosinus-Komponenten werden als nachstes in die Multiplikatoren 24 und 30 eingespeist und paarweise durch den Addierer 32 und den Subtrahierer 34 kombiniert, so daß sie die Ausgabekomponenten U und V liefern, wie dies in Figur 2 dargestellt und durch die nachfolgenden Gleichungen definiert ist.
U = RφsinΘ + SφcosΘ (6)
V = RφcosΘ - SφsinΘ (7)
Wir betrachten nun Figur 2. Es ist ersichtlich, daß U und V die Amplitudenwerte der Modulationskomponenten des eingegebenen Trägersignals R darstellen. Wenn beispielsweise U = +1 und V = +1, dann wird eine Null (0) Grad Phasenverschiebung dargestellt. Werden in der nächsten baud-Periode ein U = -1 und ein V = +1 erhalten, dann kann gesagt werden, daß eine Phasenverschiebung von +90º, entsprechend einem Informations-Dibit-paar von (0,1), registriert wurde. Die Dibit-Information bezieht sich natürlich auf die tatsächliche Dateninformation, die durch das eingegebene analoge Trägersignal R übertragen wird, das zur zusätzlichen Verarbeitung gesendet werden soll, beispielsweise zu einem Aufteiler, dessen Ausgabe an den Summierblock 52 als Q(nφTs) zurückgeführt werden kann.
Die diskreten Komponenten des in Figur 3 dargestellten Ausführungsbeispiels können als Funktionen ersetzt und durch bestimmte spezialisierte Mikroprozessoren zur Digitalsignalverarbeitung (DSP), wie beispielsweise dem in Figur 4 dargestellten, ausgeführt werden. Im Ausführungsbeispiel von Figur 4 wird ein Mikroprozessor 64 durch einen Kombinationsanweisungsdatenbus und -adreßbus 66 mit einer Reihe von Komponenten verbunden. Das eingegebene phasenmodulierte Trägersignal R wird in einen Analog-zu- Digital-Konverter, wie dem in Figur 3 dargestellten Analog-zu- Digital-Konverter 10, eingespeist. In dem in Figur 4 dargestellten Ausführungsbeispiel wird der stetige Strom aus Multibit-Binärnummern vom Analog-zu-Digital-Konverter 10 zum Datenbus 66 gespeist und an aufeinanderfolgenden Speicherstellen eines beliebigen Zugriffs-Lese- /Schreibspeichers (RAM) 68 gespeichert. Ebenfalls im Ausführungsbeispiel von Figur 4 enthalten sind ein beliebiger Zugriffs-Nur-Lese-Speicher (ROM) 70 und ein Eingabe-/Ausgabe- Schnittstellenmechanismus 72, der durch einen weiteren Datenbus 74 an andere Eingabe-/Ausgabe-Schnittstellenmechanismen angeschlossen ist.
Neben anderen Diensten hat der Mikroprozessor 64 außerdem die Aufgabe, die Bewegung der eingegebenen Träger-Multibit-Nummern vom Analog-zu-Digital-Konverter 10 zum RAM 68 zu steuern. Ein typischer Hardware-Multiplikator (nicht dargestellt) kann zu diesem Typ Mikroprozessor hinzugefügt werden, um die Berechnung der verschiedenen an vorheriger Stelle beschriebenen Gleichungen zu unterstützen. Der Mikroprozessor 64 führt verschiedene Programmroutinen aus, die die unterschiedlichen Funktionen darstellen, die durch die im Ausführungsbeispiel von Figur 3 dargestellten Komponenten ausgeführt werden.
Diese Programmroutinen sind permanent in ROM 70 gespeichert, der ebenfalls an den Mikroprozessor 64 gekoppelt ist. Beispielsweise könnte eine erste dieser Funktionsprogrammroutinen analog zu der vom Bandpaßfilter 12 ausgeführten Funktion sein. Eine zweite Funktionsprogrammroutine kann mit der vom Schätzschaltkreis 36, das heißt, die an vorheriger Stelle beschriebenen Gleichungen 2 und 3, ausgeführten Funktion übereinstimmen. Auf ähnliche Weise kann eine weitere Funktionsprogrammroutine zur Berechnung von Gleichung 4 verwendet werden, was auch durch den Berechnungsblock 40 des Ausführungsbeispiels von Figur 3 ausgeführt wird. Natürlich ist zu berücksichtigen, daß diese unterschiedlichen Funktionsprogrammroutinen in einem Mikrocodeformat ausgeführt werden, und die resultierenden kohärenten Sinus- und Kosinus-Komponenten des eingegebenen Trägersignals können nach wie vor multipliziert und addiert werden, um so Demodulatorsignalnummern zu bilden, die die Amplitudenwerte des eingegebenen Trägersignals als U und V darstellen.
Ein Speicher kann auch im RAM 68 partitioniert werden, um die Verzögerungsfunktion des Verzögerungsblocks 54 zu aktivieren, während ein Teil des Speicher-ROM 70 für die Speicherung der Werte reserviert werden kann, die die idealen Sinus- und Kosinus-Komponenten darstellen, die in der Sinustabelle 58 des Ausführungsbeispiels von Figur 3 gespeichert sind. Die resultierenden Demodulatorsignalnummern U und V werden wiederum im RAM 68 gespeichert und sollen für weitere Signalverarbeitungsoperationen wie beispielsweise Aufteilungen, Decodierungen, Descrambling und Deserialisierung verwendet werden.
Wir betrachten nun Figur 5. An den unterschiedlichen Ausgängen der entsprechenden Komponenten, die im Ausführungsbeispiel von Figur 3 dargestellt sind, wird eine Mehrzahl an repräsentativen Signalmustern gezeigt. Die Wellenformen von Figur 5 stellen drei kontinuierliche baud-Perioden dar. Bekannterweise ist ein baud eine Einheit der Signalgeschwindigkeit und bezieht sich darauf, wie oft sich der Status oder der Zustand in einer Signalleitung pro Sekunde ändert. Eine baud-Periode ist das Zeitintervall, in dem der Status oder der Zustand des Signals gleich bleiben muß.
Wie aus der Darstellung hervorgeht, stellt die obere Wellenform in Figur 5 das eingegebene Trägersignal am Ausgang des Bandpaßfilters 12 dar, während die zweite Wellenform das phasenverschobene Signal am Ausgang des Bandpaßfilters 14 darstellt. Während die Kosinus- und Sinus-Komponenten des Trägersignals, mit kurzzeitigen Abweichungen aufgrund von Geräuschen, die als Folge des Konvergierungsprozesses beseitigt werden, konvergieren, werden Wellenformen, die die kohärenten Sinus- und Kosinus-Komponenten des Trägersignals - geliefert als Ausgaben der Sinustabelle 58 - darstellen, ausgegeben, wie dies durch die mittleren beiden Wellenformen aus Figur 5 gezeigt wird. Wie in der Abbildung dargestellt ist, werden die Sinus- und Kosinus-Wellenformen in der baud- Periode BP2 von der baud-Periode BP1 um 90º verschoben. Obwohl zwischen der baud-Periode BP2 und der baud-Periode BP3 keine Phasenverschiebung vorliegt, gibt es dennoch eine Änderung in den Mustern der Sinus- und Kosinus-Wellenformen für diejenigen baud-Perioden, die auf der in BP2 festgestellten Phasenverschiebung basieren.
Die letzten beiden Wellenform-Muster sind repräsentativ für die Amplitudenwerte der Modulationskomponenten des eingegebenen Trägersignals R und, wie an der Mitte der entsprechenden baud-Perioden ersichtlich ist, stellen U und V die Amplitudenwerte des eingegebenen Trägersignals dar. Beispielsweise hat für die baud-Periode BP1 U einen Wert +1, während V einen Wert -1 hat; dies entspricht einer Dibit-Paar-Information von (1,0). Entsprechend besitzen in baud-Periode BP2 U und V Amplituden von -1. Dies ergibt eine Dibit-Paar-Information von (0,0). In der baud-Periode BP3 haben U und V Amplitudenwerte von +1, was zu einer Dibit-Paar-Information von (1,1) führt.
Obwohl die in Figur 2 abgebildete und bislang beschriebene Phasenverschiebung sich auf eine Änderung im Phasenwinkel bezieht, läßt sich ebenso eine absolute Phase verwenden. Für das absolute Phasenszenario heißt das, daß anstelle von 0º, 90º, 180º und -90º entsprechend 45º, 135º, 225º und 315º verwendet werden. Die Ergebnisse bleiben dadurch dieselben.
Ein analoges Ausführungsbeispiel des Demodulators der vorliegenden Erfindung wird in Figur 6 dargestellt. Für das Ausführungsbeispiel von Figur 6 wird das Trägersignal R durch einen Bandpaßfilter 76 in eine Signalverteilungsleitung 78 gespeist. Durch einen Phasenverschieber 80 wird das Trägersignal R um 90º phasenverschoben, um das Signal S zu erzeugen. Die Signale R und S werden in einem Schätzschaltkreis 94 (innerhalb des gepunkteten Blocks) an die Modulatoren 82 bis 88 und an entsprechende Dämpfer 90 und 92 gespeist. Die Trägersignale werden nach der Dämpfung an die Differenzschaltungen 96 und 98 gespeist. Die Ausgaben der unterschiedlichen Schaltungen werden an die differentiale Trägerwiederherstellungsschaltung 100 geleitet, genau gesagt an die Modulatoren 102 und 104 des Berechnungsblocks 106 innerhalb der Schaltung 100. Wie auch in früheren Ausführungsbeispielen werden die eingegebenen Signale durch ideale analoge Signale moduliert, die in diesem Ausführungsbeispiel von einem spannungsgesteuerten Oszillator 108 als Reaktion auf einen vorbestimmten Phasenwinkel Θ kommen.
Durch eine Differenzschaltung 110 werden die modulierten Signale vom Berechnungsblock 106 als ein Phasenfehlersignal (oder eine Phasenwinkelabweichung) an einen Verstärker 112 geleitet, wo dieses mit einer Konstanten D multipliziert wird. Es ist zu berücksichtigen, daß D eine fraktionale Konstante ist, die sicherstellt, daß die Korrektur des Phasenfehlersignals lediglich in Inkrementen durchgeführt wird, anstelle einer Korrektur für den gesamten Fehler in einem einzigen Schritt, so daß das Signal nicht instabil und oszillatorisch wird. Das auf diese Weise verstärkte Signal wird dann durch einen Summierer 114 mit dem vorbestimmten Phasenwinkel, der von einer Probe- und Halteschaltung 116 und einer differentialen Phasenverschiebung, Q(nφTs), geliefert wird, die proportional zu den differentialen Phasenverschiebungen zwischen dem eingegebenen Trägersignal und dem vorbestimmten eingegebenen Trägersignal ist, summiert.
Durch diese Summierung des ursprünglich zuvor existierenden Phasenwinkels 0 und der aktuellen Phasenverschiebung mit dem Fehlersignal wird ein neuer Phasenwinkel 0 berechnet und zur Probe- und Halteschaltung 116 übertragen, von wo aus ein neuer Phasenwinkel 0 berechnet wird. Wie bereits zuvor wird dieser neue Phasenwinkel 0 zu weiteren Berechnungen neuer Phasenwinkel an den Summierer 114 und an den spannungsgesteuerten Oszillator 108 zurückgeleitet, so daß eine Eingabe dorthin erfolgen kann, um so zu ermöglichen, daß ideale Kosinus- und Sinus-Wellenformen von dort ausgegeben werden können. Die ideale Kosinus- und Sinus-Wellenform wird durch die Rückmeldeleitungen 118 bzw. 120 zurückgeführt an den Berechnungsblock 106, wodurch eine Rückmeldungsschleife zur Durchschnittsermittlung des Phasenfehlersignals erfolgen kann.
Die auf diese Weise erzeugten Sinus- und Kosinus-Wellenformen werden als nächstes in Verbindung mit den Trägersignalen R und S an die Modulatoren 82 und 88 geleitet, wo sie von den entsprechenden Summen- und Differenzschaltungen 122 und 124 gepaart und addiert oder subtrahiert werden, um dadurch kohärente demodulierte Signale U und V zu erzeugen. Das demodulierte Signal U stellt die inphasige Basisband-Komponente des übertragenen Trägersignals dar, und für die vorliegende Erfindung stellt es den Binärwert des ersten Datenbits in jedem übertragenen Dibitpaar dar. Das demodulierte Signal V stellt andererseits die Quadraturphasen-Basisband-Komponente des übertragenen Trägersignals dar und ist repräsentativ für den Binärwert des zweiten Bits im übertragenen Dibitpaar. Beide Wellenformen der demodulierten Signale U und V ähneln denen, die für die U- und V- Wellenformmuster in Figur 5 abgebildet sind. Und wie in Figur 6 leicht ersichtlich ist, besitzen die demodulierten Signale U und V denselben entsprechenden Ausdruck wie die Gleichungen (6) und (7). Durch geeignetes Ersetzen sind diese Gleichungen, wie dies auch in EP-A-D-349-185 erfolgte, repräsentativ für die Spitzenamplitudenwerte der sinusoidalen Komponenten des eingegebenen Trägersignals.

Claims

1. Ein Demodulator zur Demodulierung eines phasenmodulierten eingegebenen Trägersignals, der folgendes umfaßt:

ein Umwandlungsmittel (10, 12, 14) zur Abtastung eines eingegebenen Trägersignals (R) mit baud-Perioden, das jede Probe des eingegebenen Trägersignals (R) in ein binäres Eingabewort, das für die Amplitude des eingegebenen Trägersignals (R) im Moment der Probenahme repräsentativ ist, umwandelt und Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten (R, S) für eine vorliegende Probe des eingegebenen Trägersignals erzeugt;

ein erstes Steuermittel (40) für den Vergleich der Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten (R, S) der vorliegenden Probe (R) mit dazugehörigen gespeicherten idealen Komponenten (60, 62) einer vorhandenen Probe des eingegebenen Trägersignals (R), um die Phasenwinkelabweichung (48) zwischen den vorhandenen Komponenten (R, S) und den idealen Komponenten (60, 62) zu bestimmen; und

ein zweites Steuermittel (52, 54, 56, 58) zur Summierung der Phasenabweichung (48) mit einem Phasenwinkel (9) der vorhandenen Probe und der Phasenumtastung (Q(n*Ts)) proportional zur differentialen Phasenumtastung zwischen der baud-Periode, in der die aktuelle Probe entnommen wurde, und der baud-Periode, aus der die vorhandene Probe entnommen wurde, um einen neuen Phasenwinkel (Θ') zur Ableitung neuer idealer Komponenten (COS, SIN) des eingegebenen Trägersignals (R) zu erzeugen, um einen Vergleich mit einer nächsten Probe des eingegebenen Trägersignals (R) durchzuführen, und so die gespeicherten idealen Komponenten (COS, SIN) des eingegebenen Trägersignals (R) in einem Dauerstatus phasenzuverriegeln; auf diese Art werden schrittweise kohärent demodulierte und im wesentlichen Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten (U, V) des eingegebenen Trägersignals (R) erzeugt.

2. Ein Demodulator gemäß Anspruch 1, bei dem das erste Steuermittel (40) folgendes umfaßt:

eine Mehrzahl an Multiplikatorelementen (44, 42), von denen jedes eine der aktuellen Komponenten (R, 5) mit einer entsprechenden idealen Komponente (SIN, COS) multipliziert; und

3. Ein Demodulator gemäß Anspruch 1, der folgendes umfaßt:

ein Skaliermittel (50) zur Multiplikation der Phasenwinkelabweichung (48) mit einer fraktionalen Korrekturkonstanten (D).

4. Ein Demodulator gemäß Anspruch 1, bei dem das Umwandlungsmittel (10, 12, 14) folgendes umfaßt:

einen ersten Filter (12) zur Filterung des binären Eingabeworts, um ein gefiltertes eingegebenes Trägersignal (R) zu erzeugen, das dieselben Amplitudenwerte wie das eingegebene Trägersignal (R) besitzt, und

einen zweiten Filter (14) zur Filterung und Phasenverschiebung des binären Eingabeworts, um ein gefiltertes phasenverschobenes Trägersignal (S) mit denselben Amplitudenwerten wie das eingegebene Trägersignal (R) zu erzeugen.

5. Ein Demodulator gemäß Anspruch 1, bei dem das zweite Steuermittel (52, 54, 56, 58) folgendes umfaßt:

einen ersten Addierer (52) zur Summierung der Phasenwinkelabweichung (48) mit dem Phasenwinkel (56) der vorhandenen Probe und der proportionalen differentialen Phasenverschiebung (Q(n*Ts)) und zur Ausgabe des neuen Phasenwinkels (Θ); und

ein Verzögerungselement (54), an dessen Ausgang der Phasenwinkel (9) der vorhandenen Probe an den ersten Addierer (52) bereitgestellt wird, und an dessen Eingang der neue Phasenwinkel (Θ') empfangen wird, der vom ersten Addierer (52) ausgegeben wird, wobei das Verzögerungselement (54) eine Verzögerung von mindestens einer baud-Periode zwischen dem Phasenwinkel (Θ), der dort ausgegeben wird, und dem neuen Phasenwinkel (Θ'), der dort eingegeben wird, bereitstellt.

6. Ein Demodulator gemäß Anspruch 5, des weiteren bestehend aus:

einem Speicher (58), der auf den Phasenwinkel (Θ) reagiert, der am Ausgang des Verzögerungselements (54) bereitgestellt wird, um gespeicherte ideale Kosinus- und Sinus-Komponenten (COS, SIN) entsprechend dem Phasenwinkel, der vom Verzögerungselement (54) ausgegeben wird, auszugeben, wobei die gespeicherten Kosinus- und Sinus- Komponenten (COS, SIN) an das erste Steuermittel zurückgeführt werden, um sie dort mit momentanen Schätzungen der Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten (R,5) der nächsten Probe des eingegebenen Trägersignals (R) zu vergleichen.

7. Ein Demodulator gemäß Anspruch 6, des weiteren bestehend aus:

einem Multiplikatormittel (24-30) zur Multiplikation der gespeicherten Kosinus- und Sinus-Komponenten (COS, SIN) des eingegebenen Trägersignals (R) entsprechend dem Phasenwinkel (9), der vom Verzögerungselement (54) mit der aktuellen Probe (R,S) ausgegeben wird; und

einem zweiten Addierer (32, 34) zur Summierung der Ergebnisse des Multiplikatormittels (26, 28), der die kohärenten demodulierten Inphasen- und Quadraturphasen- Komponenten (U,V) des eingegebenen Trägersignals (R) bereitstellt.

8. Ein Demodulator gemäß Anspruch 7, bei dem das Verzögerungselement (54) eine Probe- und Halteschaltung umfaßt und bei dem der Speicher (58) einen spannungsgesteuerten Oszillator umfaßt.

9. Ein Demodulator gemäß Anspruch 8, des weiteren bestehend aus:

einem Verstärkermittel (50) zur Bereitstellung einer Korrekturverstärkung (D) für die Phasenwinkelabweichung.

10. Eine Einrichtung gemäß Anspruch 1, bei der das zweite Steuermittel (52, 54, 56, 58) folgendes umfaßt:

einen Speicher (58) zur Ausgabe eines zuvor eingespeicherten Werts (SIN, COS) als Reaktion auf den aktuellen Phasenwinkel (9) des eingegebenen Trägersignals (R) als Rückmeldung zur schrittweisen Beseitigung der Phasenwinkelabweichung;

einem Mittel (24-30) zur Multiplikation des Werts (SIN, COS) aus dem Speicher (58) mit dem binären Eingabewort (R) und einem entsprechenden phasenverschobenen binären Eingabewort (S); einem NP-Mittel (32,34) zur Addition der Ergebnisse des Multiplikatormittels (24-30), um kohärent demodulierte Inphasen- und Quadraturphasen-Komponenten (U,V) des eingegebenen Trägersignals (R) zu erzeugen.