DE2503595C2 - Datenempfänger für synchrone quadraturamplituden-modulierte Datensignale - Google Patents
Datenempfänger für synchrone quadraturamplituden-modulierte DatensignaleInfo
- Publication number
- DE2503595C2 DE2503595C2 DE2503595A DE2503595A DE2503595C2 DE 2503595 C2 DE2503595 C2 DE 2503595C2 DE 2503595 A DE2503595 A DE 2503595A DE 2503595 A DE2503595 A DE 2503595A DE 2503595 C2 DE2503595 C2 DE 2503595C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- phase
- signals
- signal
- quadrature
- equalizer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/01—Equalisers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
- H04L27/3836—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using the received modulated signal or the received IF signal, e.g. by detecting a pilot or by frequency multiplication
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft einen Datenempfanger für synchrone, quadraturamplitudenmodulierte Datensignale,
die ohne Trägerfrequenz oder Pilotton über bandbreitenbegrenzte Kanäle übertragen worden sind, mit einem
Transversal-Entzerrer, der eine erste und zweite Verzögerungsleitung, die je mit in synchronen Intervallen
angeordneten Anzapfungen für die ankommenden Inphase- bzw. Quadraturphase-Signa! komponenten ausgestattet
sind, ferner ein an jede Anzapfung angeschaltetes Dämpfungsglied und einen auf Fehlersignale ansprechenden
Korrelator zur Einstellung jedes Dämpfungsglieaes aufweist, und mit einem Fehlersignalgenerator
zur Erzeugung eines Fehlersignals in Abhängigkeit vom Unterschied zwischen Signalen, von denen ein Signal
eine entzerrte Quadraturphase-Signalkomponente ist, wobei die Korrelatoren die Dämpfungsglieder in Abhängigkeit
von den Fehlersignalen einstellen und der Entzerrer die empfangenen Signalkomponenten entzerrt.
Die Übertragung von digitalen Daten mit hoher Geschwindigkeit, beispielsweise 9600 Bits je Sekunde, über
bandbreitenbegrenzte Übertragungskanäle, beispielsweise Fernsprech-Sprachkanäle, erfordert eine sehr
genaue Kontrolle der Trägerwellenfrequenz und der linearen Phasenverzerrung weit über diejenigen Werte hinaus,
die für eine Sprachübertragung alleine notwendig sind oder normalerweise vorgesehen werden. In erster
Linie trifft man bei Fernsprechkanälen mit Spraehqualität eine lineare Verzerrung aufgrund von unterschiedlichen
Dämpfungen und Laufzeiten für Signalkomponenten unterschiedlicher Frequenz an. Eine lineare Verzerrung
zeigt sich durch sogenannte Zwischensymbol-Störungen, bei denen Impulskomponenten benachbarte
Signalintervalle überlappen. Die Zwischensymbol-Störungen lassen sich mit Transversal-Dämpfungsentzerrern
beherrschen.
Zwei weitere Übertragungsfehler von Bedeutung, die bei Fernsprechkanälen mit Spraehqualität auftreten,
sind die Frequenzversetzung und das Phasenzittern. Die Frequenzversetzung bezieht sich darauf, daß die modulierende
und demodulierende Trägerwelle an der Sende- bzw. Empfangsstelle nicht frequenzsynchronisiert sind.
Die harmonischen Beziehungen zwischen den verschiedenen Frequenzanteilen in dem übertragenen Signal
werden dadurch verändert. Das Phasenzittern bezieht sich auf Schwankungen der Phase zwischen aufeinander
folgenden Impulsen mit Bezug auf die Phase einer kontinuierlichen Schwingung. Dieser Umstand beeinträchtigt
die Genauigkeit, mit der sich die Wiedergewinnung des informationstragenden Grundbandsignals erreichen
läßt. Beide Fehler sind das Ergebnis einer langsamen, zeitveränderlichen Phasenverschiebung der Trägerwelle
des Übertragungskanals
Bisher ist es üblich gewesen, zusammen mit dem Datensignal Pilottöne zu übertragen, die eine bekannte Frequenz-
und Phasenbeziehung zu der modulierenden Trägerwelle besitzt. Unabhängig davon, ob diese Pilottöne
innerhalb <Jes Übertragungsbandes oder an dessen Rändern liegen, werden Frequenzen belegt, die im anderen
Fall für Datensignal zur Verfügung stehen würden, und die für die Übertragung der Datensignale verfugbare
Leistung wird verringert. Es ist daher erwünscht, ohne die Übertragung von Polittönen zur Trägerrückgewinnung
in einem Mcdulationssystem mit unterdrücktem Träger auszukommen.
In der US-PS 37 55 738 wird ein Durchlaßband-Entzerrer für phasenmodulierte Datensignale beschrieben. Bei
diesem Entzerrer werden getrennte Inphase- und Quadraturphase-Verstärkungsregelungen an den Anzapfungen
einer Transversal-Verzögerungsleitung verwendet. Quadratur-bezogene Signalkomponenten an allen
Anzapfungen werden selektiv abgeschwächt und zur Bildung des Entzerrer-Ausgangssignals kombiniert auf der
Grundlage einer Fehlerdifferenz zwischen der Amplitude einer Schwellwert-Vektorkorrponente und der
Amplitude der einen oder der anderen quadraturbezcgenen Entzerrer-Ausgangskomponente. Wenn man die
quadraturbezogenen Signale an jeder Anzapfung als Vektorkomponenten ansieht, so empfiehlt sich das Konzept
einer Drehung der sich ergebenden Anzapf-Vektoren zur Erzielung eines Gesamt-Ausgan;r:vektors, der dem
Ϊ/ΙαλΙβ« WaL-*™- nnWAL"-v«v>~*t* T\:*»r>A« Crt»TA^ref.CtnetAlluorfohΓΑ» nimmt eine tlfilll/Tii-lJrtKo Γακία ^η«ΔηΚατ·αΐΜΐηη
lUWQIVIl TVAlV/1 IICLUWIVUIUIXH» 1/lVJVt) j^u^vil VK ^^lUtf %vii τ VA iiAUi VAt λλααλαχλα+ W4A*w miiAUliiWilV 1.^3IW X U9JVIlL/v£itVIlUllA
an und berücksichtigt nicht eine mögliche zeitabhängige Phasenverschiebung aufgrund einer langsamen Frequenzversetzung.
Darüberhinaus beinhaUet das Fehlerkriterium nur eines der quadraturbezogenen Entzerrer-Ausgangssignale.
Aus der DE-OS 20 20 805 ist ein adaptiver Entzerrer bekannt, der eine Aufteilschaltung zur Quantisierung
jeder der entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten aufweist und mit einer Trägerschwingung,
die Demodulation der im Durchlaßband empfangenen Signale in Grundbandsignale durchführt. Zur BiI-dung
der Inphase- und Quadraturphase-Fehlersignale ist ein Fehlersignalgenerator vorgesehen, welcher die Differenz zwischen den entzerrten Signalkomponenten des Entzerrers und den quantisierten Signalkomponenten
verwendet.
In der US-PS 35 81207 wird eine Vorrichtung und ein Verfahren zur gemeinsamen Einstellung der Demodulationsträgerphase,
der Abtastzeit und der Anzapfdämpfung eines transversalen Entzerrers in einer synchronen
Digitaldaten-Übertragungsanlagen beschrieben. Diese gemeinsamen Einstellungen werden jedoch aus demodulierten Signalen berechnet und können daher nicht Übertragungskanal-Phasenverschiebungen und Frequenzversetzungen
bei den Durchlaßband-Frequenzen berücksichtigen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den eingangs definierten Datenempfänger derart auszubilden, daß
bei der Entzerrung auch eine Phasenverschiebung infolge einer Frequenzversetzung berücksichtigt wird.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Datenempfänger eine Aufteilschaitusg zur
Quantisierung jeder der entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten und einen Oszillator aufweist,
L,er ein Signal zur Demodulation der im Durchlaßband empfangenen Signale in Grundbandsignale
erzeugt, daß der Fehlersignalgenerator die Differenz zwischen den entzerrten Signalkomponenten des Entzerrers
und den quantisierten Signalkomponenten zur Bildung der Inphase- und Quadraturphase-Fehlersignale für
die Korrektoren vergleicht,, daß der Fehlersignalgenerator die entzerrten Inphase- und Qudraturpkase-Signalkomponenten
mit quantisierten Quadraturphase- und Inphase-Datensignaien überkreuz zur Bildung von
Kreuzproduktsignalen multipliziert und Steuersignale aus der Differenz der Kreuzproduktsignale für die Frequenz
und Phase des Oszillators ableitet, und daß ein Demodulator in Abhängigkeit von den Oszillatorsignalen
die Signalkomponenten in Grundbandsignale demoduliert.
Es wird also entsprechend der Erfindung eine Transversalfilteranordnung mit einer ersten und zweiten Verzögerungsleitung
vorgesehen, die je eine Mehrzahl von in gleichmäßigem Abstand angeordneten Anzapfungen
für die an ankommenden Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten besitzen. Ein einstellbares Dämpfungsglied
ist jeder Anzapfung der ersten und zweiten Verzögerungsleitung vorgesehen. Ferner sind Speichereinric;;tungen
für die uämpfungswerte der Inphase- und Quadraturphase-Anzapfung sowie Einrichtungen zur
abwechselnden Zuführung der jeweiligen Dämpfungswerte an die Inphase- und Quadraturphase-Dämpfungsglieder
vorhanden. Weiterhin weist die Anordnung Demodulatoren für die entzerrten Signale, Einrichtungen
zur Überwachung von Entzerrungsfehlern sowie eine phasenstarre Schleift auf, die einen Oszillator zur Lieferung
einer bezüglich Frequenzversetzung und Phasenzittem kompensierten Demodulationsträgerweile an die
Signaldemodulatoren enthält.
Das über den Übertragungskana! ankommende Durchlaßband-Signal wird in Inphase- und Quadraturphase-Komponenten
aufgespalten, bevor es an die erste bzw. zweite Verzögerungsleitung angelegt wird.
Bei einem Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung arbeitet der adaptive Transversalentzerrer mit den quadraturbezogenen
Durchlaßkomponenten des ankommenden Datensignals und es ist ihm der Demodulator nachgeschaltet.
Die aus dem Entzerrer-Ausgangssignal in das Grundband demodulierten Datenzifiern wurden quantisiert
und in das Durchlaßband zurückmoduliert. Ein Vergleich der Entzerrer-Ausgangskomponenten mit den
zurückmodulierten Komponenten führt zu Inphase- und Quadraturphase-Fehlerkomponenten zur Steuerung
der Dämpfupgawerte für die Entzerrer-Anzapfungen. Es handelt sich dabei uci eine Art datenentscheidungsgerichtete
Fehlersteuerung. Eine Multiplikation diese! Ausgangskomponenten des Entzerrers mit den remodulierten
Komponente .1 führt zu einer Abschätzung des Phasenfehlers, die zur Neueinstellung der Phase für die
demodulierende Trägerwelle benutzt wird, welche der durch den Kanal bewirkten Frequenzversetzung sowie
dem Phasetizittern zugeordnet ist.
Bei einem weiten,"1. Ausführungsbeispiel der Erfindung arbeitet der adaptive Transversalentzetrer mit den
quadraturbezogenen Grundbandkomponenten des empfangenen Datensignals nach einer vorläufigen Demodulation. Fehlersignale zur Dämpfungssteuerung für die Entzerreranzapfungen werden abgeleitet aus einem
Vergleich der tatsächlichen Ausgleichssignale des Entzerrers mit den gleichen, in Richtung auf Bezugswerte
quantisierten Signalen. Bei diesem Ausfuhrungsbeispiel sind ein getrennter erster und zweiter Demodulations-S Trägerwellen-Oszillator für die vorläufige Demodulation des ankommenden Signals und für eine Phasenzitter-Kompensation erforderlich. Der erste Oszillator wird durch eine Multiplikation der Ausgangssignale des Entzerrers mit den quantisierten Datensignalen gesteuert. Es ist notwendig, daß das Phasenzittern getrennt kompensiert wird durch das Einführen eines demodulierenden Zitter-Näherungswertes in die Entzerrer-Ausgangssignale, und zwar wegen der Verzögerung, die der Grundband-Entzerrer zwischen den ersten Oszillator und die
ίο Einrichtung zur Erzeugung des Zitter-Näherungswertes einfuhrt. Der zweite Oszillator liefert diese Zitter-Kompensationskomponenten durch Multiplikation der quantisierten Datenwerte mit den zittermodulierten Entzerrer-Ausgangssignalen.
Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Zwischensymbol-Störung und das Phasenzittern getrennt
werden, aber unter gegenseitiger Mitwirkung auf koordinierte Weise trotz ihres unterschiedlich häufigen Auf
tretens kompensiert. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß sich alle bei unterdrücktem Träger quadratur-ampli-
tudenmodulierte oder phasenmodulierte Datensignale mit Hilfe der erfindungsgemäßen Einrichtungen entzerren lassen, wobei nur vorausgesetzt ist, daß Quadratur-Komponenten des empfangenen Signals abgetrennt werden können.
Nachfolgende wird die Erfindung anhand der Zeichnungen genauer beschrieben. Es zeigt
F i g. 1 das Blockschaltbild eines Digital-Datenempfängers nach der Erfindung für ein quadratur-amplitudenmoduliertes Datensignal mit einem Durchlaßband-Entzerrer und einem gemeinsamen gesteuerten Demodulator-Oszillator;
F i g. 2 das Blockschaltbild eines Digital-Datenempfängers nach der Erfindung für ein quadratur-amplitudenmoduliertes Datensignal mit einem Grundband-Entzerrer und zwei gemeinsam gesteuerten phasenzitter-kom-
pensierten Demodulator-Oszillatoren;
F i g. 3 und 4 in der Anordnung gemäß F i g. 5 ein genaueres Blockschaltbild eines adaptiven Grundband-Entzerrers, der entsprechend der Erfindung mit einem bezüglich des I fcasenzitterns und der Frequenzversetzung
kompensierten Demodulator-Trägerwellenoszillator kombiniert ist;
Fig. 6 das Blockschaltbild mit den Einzelheiten der individuellen Anzapfungs-Dämpfungswertsteuerung
nach der Erfindung;
Fig. 7 das Blockschaltbild eines adaptiven Grundband-Entzerrers, der mit hinsichtlich des Phasenzitterns
und der Frequenzversetzung kompensierten Demodulator-Trägerwellenoszillatoren nach der Erfindung kombiniert ist.
Zur Erläuterung sei angenommen, daß die Entzerrer-Trägerwiedergewinnungsanordnung nach der Erfindung
in einer Fernsprech-Sprachband-Datenübertragungsanlage hoher Geschwindigkeit unter Verwendung einer
Quadraiuf-ÄtnpüuiucnrriGuuiaiicn benutzt wird. Die Gnmd-Signalubertraaungsfrequenz ist der Kehrwert (1/
T) des Baud-<Symbole je Sekunde)-Intervalls, das auf zwei orthogonale, d. h. um 90° abweichende Phasenlagen
einer gemeinsamen Trägerfrequenz aufgeteilt ist. Die jeder orthogonalen Trägerphase zugeordneten Datensignale können, obwohl sie synchronisiert sind, voneinander unabhängig und mehrstufig sein. Beispielsweise
können vierstufige Grundband-Datensignale jeder orthogonalen Trägerphase für eine praktisch vertretbare
maximale Gesamt-Binärdatenfrequenz von 4/7-Bits je Sekunde bei einem Baud-Intervall T zugeordnet werden.
In jedem Baud-Intervall lassen sich die Daten durch die Werte / und Q darstellen, nämlich die Inphase- bzw.
Quadraturphase-Komponenten. Bei einem typischen Amplitudenmodulations-(AM)-Signalforrnat nimmt jede
Komponente einen der vier Werte ±1, ±3 an. Die Erfindung läßt sich auch auf andere zweidimensionale Signalformen anwenden, beispielsweise / = Cosinus A1Q = Sinus A, wobei A einen der Werte o°, 22,5°, 45°... 337,5°
einer Phasenmodulation (PM) annimmt. Darüber hinaus läßt sich ein kombinertes AM-PM-Signalformat realisieren.
Im Λ-ten Baud-Intervall modulieren die Datensymbole /(w) und Q(n) Quadratur-Trägersignale cos mct und
sin ω. r, wodurch sich die folgende komplexe Wellenform ergibt:
>Oct.
(D
S(O = /cos (uci + Q sin a>ct.
(2)
Der Imaginärteil aus Gleichung (2) ist:
S(i) = /sin <acr - Q cos vct.
(3)
Die Gleichung (2) stellt die Projektion der Gleichung (1) auf die reelle Achse dar, wenn die komplexe Signalebene mit der Trägerfrequenz a>c rotiert. Nur der Realteil gemäB der Gleichung(2) wird über den Kanal übertragen. Der Real- bzw. Imaginärteil der vorstehenden Gleichungen entspricht den Inphase- und Quadraturphase-Komponenten der tatsächlichen Signale.
Betrachtet man den Modulationsvorgang als Drehung der komplexen Signalebene mit der Trägerfrequenz im
Uhrzeigersinn, so begreift man den Demodulationsvorgang beim Empfänger leicht als das Anhalten der Rotation des ankommenden Signals durch Einführen einer entgegengesetzten Drehung mit der gleichen Trägerfre-
quenz im Gegenuhrzeigersinn. Die Schwierigkeit ergibt sich bei der Anpassung der demodulierenden Trägerwelle
an den modulierenden Träger, nachdem das übertragene Signal einer Verzerrung durch den Übertragungskanal unterworfen worden ist. Das über den Kanal ankommende Signal läßt sich ausdrücken als
/-,(O = sAO cos [<urί + A t + φ U)] - s,(O sin [ω,t + A t + φ U)], H)
darin bedeuten:
A ι = Frequenzversetzung
φ U) = Phasenzittern, dessen größere Frequenzkomponenten im allgemeinen unter 200 Hz liegen, d.h., ihre
Frequenz ist wesentlich kleiner als die typischerweise übertragene Signalbandbreite.
Das Inphase- bzw. Quadraturphase-Impulsansprechen Tür die Kombination aus dem Übertragungskanal und
dem Filter läßt sich darstellen durch die Tiefpaß-Kurvenformenp,U) und/>, (r). Dann lauten die Ausdrücke s,U)
und s„U) in Gleichung (4) wie folgt:
η η
s„U) = ΣθΜΡιΟ-ιΤ) - Σ ί In)P1U -ηΤ).
(6)
Bei der üblichen Ausführung des Quadratur-Amplitudenmodulations-(QAM)-Empfängers übersteigt die Trägerfrequenz
<yr die halbe Bandbreite des übertragenen Kanals. Demgemäß stellt der Ausdruck /·,(/) in Gleichung
(5) ein echtes Durchlaßbandsignal dar, bei dem im Bereich der Frequenz Null keine Energie vorhanden ist.
Dann läßt sich zeigen, daß die Hilbert-Transformation von r,U) lautet (vergleiche beispielsweise Seite 170 des
Buches »Principles of Data Communication« von Lucky, Salz and Weldon, McGraw-Hill 1968):
r„U) = J;(O sin [uet + A t + φ U)] + s„U) cos [ω,t + A t + φ (O].
Das reelle Signal /-„(0 wird demgemäß aus dem reellen Signal ηU) leicht dadurch erhalten, daß das ankommende
Signal über ein Phasenaufspalt-Netzwerk übertragen wird, dessen zwei Ausgangssignale η(ι) und rq(t)
jeweils um 90° phasenverschobene Abbilder voneinander sind.
Wenn entweder die Frequenzkennlinie des Kanals ideal oder eine perfekte Entzerrung erzielt wäre, dann gilt
für sir.s angenommene Zeitwah! 0 <
% < T:
p,Uo +"T) = 1 für η = 0
= Ofürn = ..., -1, 1,2, 3,... (8a)
p,,Uo + nT) = 0 für η = ..., -1, 0, 1, 2, 3,... (8b)
Zum Abtastzeitpunkt t = ^ + nT hätte man dann:
S1U0 + "T) = I(n) (9a)
S11Uo + nT)-Q(n) (9b)
Es sei angenommen, daß I0 bekannt ist und daher aus Gründen der Bequemlichkeit unterdrückt wird. Bei perfekter
Entzerrung ist also die Zwischensymbol-Störung zu den Abtastzeitpunkten beseitigt. Bezeichnet man die
entzerrten Kanalausgangssignale zum Abtastzeitpunkt miVf, und^, so gilt:
>·,·(/ιΓ) = /(λ) cos [mcnT + AnT + φ (nT)] - Q(n) sin [ocnT + AnT + φ (nT)] (10a)
und
ν,,(πΓ) = /(π) sin [ω,ηΤ + AnT + φ (nT)] + β(η) cos [ω,ηΤ -f AnT + φ (nT)]. (10b)
Wenn es möglich ist, θ (nT) gleich [ωίηΤ + ΑηΤ + φ (nT)] zu erzeugen, dann kann man zum korrekten Abtastzeitpunkt
die Informationssymbole I(n) und Q (n) wie folgt erhalten (»demodulieren«):
α» = yi(nT) cos θ(ηΤ) + yq(nT) sin θ(ηΤ) = I(η)
"M) = yMT) cos θ(ηΤ) - yt(nT) sin θ(ηΤ) = Q (η) (Ha)
Die Gleichungen (11) werden selbst bei perfekter Entzerrung und ohne Störsignal nur darm realisiert, wenn
die Phasenbeziehung θ(ηΤ) fehlerfrei ist. Bei fehlerhafter Phasenbeziehung ergibt sich für den mittleren Teil
der Gleichungen (lla) und (lib):
θ(ηΤ) = ö(nT) + ω, ηΤ + AnT + φ(ηΤ), (12)
und
Oi(n) = l(n) cos δ(ηΤ) + Q{n) sin δ(ηΤ) (13a)
α,(η) ' Q(O cos δ{ηΤ) - I(n) sin <5(/i7"). (13b)
Die demodulierten Ausgangssignale a,(nT) und aq(nT) sind dann um den Winkel Θ(ηΤ) gegen die idealen
ίο Ausgangssignale /(/)) und Q(n) gedreht.
Eine ideale Signalpunktdarstellung oder -konstellation entsprechend F i g. 3 auf Seite 933 des Aufsatzes von
G. J. Foschini, R. D. Gitlin und S. B. Weinstein in »Bell System Technical Journal«, Band 52, Nr. 6, Juli/August
1973, zeigt eine endliche Anzahl von diskreten Punkten, die zulässige Vektor-Endpunkte für übertragene
Signale in einer QAM-Übertragungsanlage darstellen. Aufgrund von Störsignalen, Zwischensymbol-Störungen
und Phasenzittern läßt sich die Gesamtheit der empfangenen Signale besser durch ein Streudiagramm darstellen,
beispielsweise entsprechend F i g. 4 des vorgenannten Aufsatzes. Für einen einzigen Vektor zeigt F i g. 2 des
genannten Aufsatzes eine übertriebene Winkelverlagerung entsprechend dem Winkel δ, der hier als Winkeldrehung
definiert ist, gemessen im Ursprung zwischen einem Funkt für ein tatsächlich empfangenes Signal und
dem Punkt für ein nahezu ideales Signal. Der Punkt für ein nahezu ideales Signal ergibt sich aus quantisierten
Abtastwerten der Demodulator-Ausgangssignale. Diese quantisierten Ausgangssignale werden im folgenden
mit /(«) und ö(n) bezeichnet.
Um zu erreichen, daß die Demodulator-Ausgangssignale a,{n) und ö,(n) so dicht als möglich bei den entsprechenden
idealen Ausgangssignalen /(/i) und Q(n) trotz eines vorhandenen Phasenzitterns liegen, muß der
Empfänger-Phasenbezug θ(ηΤ) in jedem Baud-Intervall auf den neuesten Stand gebracht werden. Entsprechend
der Erfindung werden der Phasenbezug und die Dämpfungskoeffizienten für die Entzerrer-Anzapfungen
gemeinsam durch einen Algorithmus auf den neuesten Stand gebracht, der aus dem Gradienten eines symmetrischen
Ausdrucks für den quadrierten Fehler zwischen dem tatsächlichen und dem idealen Durchlaßband-Entzerrerausgangssignal
abgeleitet. Der Algorithmus, mit dem der Phasenbezug im n-ten Baud-Intervall auf den
neuesten Stand gebracht wird, hat die Form:
4-1)7} = θ(ηΤ) + ω,Τ-αδ(ηΤ). (14)
Der mittlere Ausdruck _c T zieht die Phasenverlagerung in der Demodulierenden Trägerwelle innerhalb eines
Baud-Intervalls T bei der Träger-Winkelfrequenz
<äc in Betracht. Der Wert α ist ein konstant zunehmender Wert,
der so gewählt werden muß, daß ein brauchbarer Kompromiß zwischen Rauschen, Stabilität und Zitter-Nachiaufoandbrciie
des Systems sichergestellt is*. Der Wert Θ («Γ) stammt sus dem Gradienten-Ausdruck. Bevor er
genauer dargestellt wird, sollen der Transversal-Entzerrer für das Durchlaßband und das Verfahren beschrieben
werden, mit dem dessen Anzapfungs-Dämpfungskoeffizienten auf den neuesten Stand gebracht werden.
Der bei der praktischen Verwirklichung der Erfindung verwendete Transversal-Entzerrer weist zwei synchron
angezapfte Verzögerungsleitungen auf, nämlich eine Inphase-Verzögerungsleitung zur Speicherung vor Abtastwerten
des empfangenen Signals und eine Quadraturphasen-Verzögerungsleitung zur Speicherung von Abtastwerten
der Hilbert-Transformation des empfangenen Signals. Das Abtastintervall ist das gleiche wie das Baud-Intervall
T. Inphase- und Quadraturphase-Entzerrerausgangssignale werden durch eine Kombination des entsprechenden
Inphase- und Quadraturphase-Anzapfsignals mit jedem von zwei Gruppen von Anzapfkoeffizienten
während jedes Abtastintervalls T abgeleitet. Die entsprechenden Inphase- und Quadraturphase-Ausgangssignale
des Entzerrers während des η-ten Baud-Intervalls (n ist in nachfolgenden Gleichungen abzuleiten) sind
in Vektordarstellung (angegeben durch Unterstreichung) definiert zu
A = C7V1.+^, (15)
darin bedeuten
y>i = Inphase-Ausgangssignal
yq = Quadraturphase-Ausgangssignal
CT = Transponierter Spaltenvektor der Inphase-Anzapf-Dämpfungskoeffizienten;
DT -- Transponierter Spaltenvektor der Quadraturphase-Anzapf-Dämpfungskoeffizienten;
r, = Spaltenvektor der Inphase-Abtastwerte an Anzapfungen der Inphase-Verzögerungsleitung;
r„ = Spaltenvektor der Quadraturphase-Abt_stwer\c an Anzapfungen der Quadraiurphase-Verzögerungsleitung.
Die Koeffizienten C und D sowie der Phasenbezug θ werden entsprechend einem symmetrischen Algoüthmus
eingestellt, der aus dem Gradienten des folgenden Ausdrucks abgeleitet ist:
e} + el - O,. - λ)2 + O„ - j,)2, (17)
darin bedeuten:
>", = quantisiertes ideales Inphase-Entzerrerausgangssignal und
_p„ = quantisiertes ideales Quadraturphase-Entzerrerausgangssignal.
Die in dem Fehlerausdruck (17) angegebenen Inphase- uhd Quadraturphase-Entzerrerausgangssignale sind
die letzten Empfänger-Entscheidungswerte / und Q., remoduliert in das Durchlaßband anhand des Empfänger-Phasenbezugs.
Analog zu den Gleichungen (11 a) und (11 b) für das abgetastete, empfangene Durchlaßband in
Abwesenheit einer Zwischensymbol-Störung gilt:
y, = / cos θ - O sin θ (18a)
v„ = / sin θ + O cos θ. (181))
Die Gradienten des symmetrischen Fehlerausdrucks (17) mit Bezug auf die Anzapfkoeffizienten-Vektoren C
und D werden
grad £(e/ + e,2) = 2(e,r, + eriq) (19)
und "
grad &{e} + e2 q) = 2(e,rq - eqr,), (20;
wobei die Beträge (Schätzwerte) sind gewonnen auf einer Pro-Baud-Grundlage ohne Mittelwertbildung.
Die Koeffizienten C und D werden jedes Baud-Intervall auf der Grundlage der folgenden Gleichungen auf
den neuesten Stand gebracht:
eqrq) (21)
und
Dn+, = D(n) -ß{e,iq-eqi,\ (22)
darin ist
β = ein zunehmender Betrag, der durch Anfangsbedingungen (verhältnismäßig hoher Wert), Bedingungen
für den eingeschwungenen Zusiand (verhältnismäßig niedriger Wen) und Stabiiitätsbedingungen
bestimmt ist.
Der Gradient des Ausdrucks (17) hinsichtlich des Träger-Phasenbzugs Θ lautet:
- e„j>,), (23a)
dessen rechte Seite läßt sich aufgrund des Ausdrucks (17) auch schreiben:
grad 0(ef + eT 2) = 2(y,->, - y,9i) (23b)
grad 0(e/ + £.,2) = 2 {e,yq - eqy,). (23 c)
Unter idealen Bedingungen (keine Störsignale oder restliche Zwischensymbol-Störungen nach der Entzerrung
/ = /, Q = Q) werden >>, und yq durch die rechte Seite der Gleichungen (10a) bzw. (10b) bestimmt und aufgrund
der Gleichungen (18a), (18b) und (23b) läßt sich dann schreiben:
grad e(ef + e}) = 2 (P + Q2) sin δ, (24)
wobei δ durch die Gleichung (12) definiert ist.
Der Wert δ, der in Gleichung (Ϊ4) verwendet wird, um den Trägerphasenbezug auf den neuesten Stand zu bringen,
läßt sich jetzt als modifizierter Gradient wie folgt schreiben:
lL
(25a) «
Die Gleichungen (24) legen eine Normierung mit dem Faktor/2 + Q2 nahe. Demgemäß lautet die Gleichung
(14), die jetzt das auf den neuesten Stand bringen der Irägerphase vollständig angibt:
0{ (n+1) T] = θ(πΤ) + ω,Τ - δ -tedf ^ZiL (25b)
Da Änderungen des Musters für die Zwischensymbol-Störung des Kanals wesentlich langsamer als Anderungen seiner Phasenverschiebung auftreten, ist σ um eine oder zwei Größenordnungen größer aisß, sodaß ein Verfolgen verhältnismäßig hochfrequenten Phasenzitterns möglich ist Man beachte, daß exakt equivalente Gleichungen zur Entstellung von θ in den Gleichungen (23 a) und (23 b) enthalten sind, nämlich:
θ{ (b+1) T) = θ(ηΓ) + ocT -a (25c)
ln θ{ (λ + 1) Γ} = θ(ηΤ) + &CT -a
(25d)
P + Q2
fenen Signalentscheidungen in dem oben angegebenen Einstellungs-Algorithmus zu ersetzen. Nach einer ge
eigaeten Zeit kann eine entscheidungsgerichtete Operation auf der Grundlage der vom Empfänger selbst getrof-
is fenen Slgaalentscheidungen eingeleitet werden. Im normalen Betrieb geht man von der Voraussetzung aus, daß
Bei der in Fi g. 2 dargestellten alternativen Empfangeranordnung werden die beiden Quadratur-Komponenten r,(f) und r„(t) in die abgetasteten Grundbandsignale j»,- undy„ vor der Entzerrung wie folgt demoduliert:
y, = n(nT) cos θχ (nT) + r,(nT) sin 0, (nT)
(26a)
y, = r„(«r) cos β, (nT) - />(λΓ) sin O1 (nT),
(26b)
Darin bedeutet B1 (nT) einen Demodulator-Phasenbezug, der den Trägerwinkel mcnT sowie einen Schätzwert
für die sich langsam ändernden (niederfrequenten) Phasenzitter- und Frequenzversetzungskomponenten. Der
Grundband-Entzerreraufbau ist identisch mit dem durch die Gleichungen (15) und (16) beschriebenen Grundband-Entzerrer, wobei die Anzapf-Koeffizientenvektoren C und Q sowie die quadraturbezogenen Ausgangssignale β/ und aq gegeben sind durch
(27)
ο, = CT lq - DT £i,
(28)
£, = Spaltenvektor von Inphase-Abtastwerten an Anzapfungen der Inphase-Verzögerungsleitung;
i, = Spaltenvektor von Quadraturphase-Abtastwerten an Anzapfungen der Quadraturphase-Verzögerungsleitung.
Die entzerrten Abtastwerte können immer noch hochfrequente Zitterkomponenten enthalten, die durch eine
zweite Demodulation entfernt werden. Es gilt also:
q, = a, cos B1 (nT) + aq sin B1 (nT)
(29a)
q„ = β, cos B1(UT) - a, sin B1 (nT),
(29 b)
Darin ist B1 (nT) ein Schätzwert für die hochfrequenten Zitterkomponenten (Änderungen derTräger-Phasenverschiebung, die innerhalb eines Zeitabschnitts von mehreren Baud-lntervallen merkbar sind). Der Demodu-
lationsvorgang gemäß Gleichung (29a) und (29b) läßt sich weiter vereinfachen, indem cos B2 durch eins und sin
B1 durch B2 ersetzt wird, da der Spitzen-Zitterwinkel B1 im allgemeinen sehr klein ist.
Die Abtastwerte q, und q„ werden dann quantisiert, um die Empfänger-Entscheidungen / und Q zu bilden.
Diese Werte dienen auch als Bezugssignale in dem Algorithmus zur Einstellung der Entzerrer-Anzapfkoeffizienten und der beiden getrennten Demodulator-Phasenbezugswerte.
Die Grundband-Entzerrer-Anzapfkoeffizienten Q und D sowie der vorläufige Demodulations-Phasenbezug
Bi (nT) werden entsprechend dem symmetrischen Fehlerquadrat-Ausdruck eingestellt:
e\, + e]„ = (β,-/)2 + (aq-Q)\
(30)
eu = a,-l
(31)
«i, = β, - Ö (32)
und a, und a, sind definiert durch die Gleichungen (27) und (28). Die Gradienten des symmetrischen Fehlerausdrucks mit Bezug auf C, D, bzw. B1 lauten:
grad c(e\i + e\<,) " 2(eχ,χ, + e\„xq)
(33a)
grad p(e], + e]q) = 2{eu£q - elqy,)
(33b)
grad 0,('i/ + e}„) = 2(a,Q - aj).
(33c)
Die Koeffizienten C und D sowie der Phasenbezug θ\ werden einmal in jedem Baud-Intervall auf der Grundlage
eines Gradienten-Algorithmus auf den neusten Stand gebracht. Die entsprechenden Gleichungen lauten:
C(/7 + l) = £00 ~ß{euxi + e1?i,) (34a)
DOi + 1) = D(n) ~ß(eUiq - ei<r2i) (34b)
θι { (λ + 1) T] = θ, («Γ) + acT - Q1 (34c)
wobeijS und at konstant zunehmende Beträge sind.
Der Phasenbezug O2(JiT) für die sekundäre Demodulation wird entsprechend dem symmetrischen Fehlerquadrat-Ausdruck
eingestellt:
e2 2i + el, = (q-If + (qq-Q)\ (35)
15 Darin bedeuten:
<% - ί, - Ö (37)
und <7, und ?„ sind durch die Gleichungen (29a) und (29 b) definierten, nicht quantisierten Empfänger-Ausgangssignale.
Der Gradient des obigen Fehlerausdrucks mit Bezug auf θ2 lautet:
■*& (38)
Demgemäß lautet der Gradienten-Algorithmus, der benutzt wird, um Θ2(πΤ) auf den neuesten Stand zu bringen:
θ2 [ (π + 1) Γ} = θ2(ηΤ) - a2 , (39)
P + Q1
wobei UT2 ein konstant zunehmender Betrag ist. Um eine Nachregelung hochfrequenten Zitterns zu ermöglichen,
ist a2 um eine Größenordnung oder mehr größer als a{. Der zunehmende Wert a\ ist typischerweise um etwa
eine Größenordnung größer alsjj, damit der Hauptteil für die Nachregelung des niederfrequenten Zitterns dem
vorläufigen Demodulator statt dem Grundband-Entzerrer überlassen ist.
Wie bei dem Grundbandempfänger legen äquivalente Gradientenausdrücke alternative Mittel nahe, um θ\
und θ2 auf den neuesten Stand zu bringen, nämlich:
0, { (n+ 1) T] = β, (nT) + ω,Τ - αδχ (40)
θ2{(η+1)Τ) = Θ2(πΤ) - Uo2 (41)
darin bedeuten:
§
=
a.ei, -
a,ei„
*·- /l'+ vq
(42)
L (43)
P + Q2
F i g. 1 zeigt in Form eines vereinfachten Blockschaltbildes einen Empfänger für eine quadratur-amplitudenmodulierte
Digital-Datenübertragungsanlage mit einem adaptiven Durchlaßband-Transversalentzerrer und
einer Demodulator-Trägerwellen-Oszillatorsteuerung nach der Erfindung. Der Empfänger wei3t eine an die Eingangsleitung
10 angeschaltete Quadratur-Phasenaufspalteinrichtung 20 auf, ferner einen Transversal-Entzerrer
30, einen Demodulator 40, eine Schwellenwert-Aufteileinrichtung (slicer) 50, einen Remodulator 7f, einen Fehlersignalgenerator
M, einen Oszillator 90 zur Erzeugung einer demodulierenden Trägerwelle und einen Datenverbraucher
60. Ein moduliertes Digitaldatensignal der durch Gleichung (4) definierten Art kommt auf der Leitung
10 an und wird entsprechend Gleichungen (5) und (6) in Real- und Imaginärteile aufgespalten. Sowohl die
Real- als auch die Imaginär-Komponenten werden im Entzerrer 30 abgetastet und so verarbeitet, daß die Zwischensymbol-Störungen
unter Steuerung von Fehlersignalen e, und e, aus dem Fehlersignalgenerator 80 ein
Minimum werden. Die Ausgangssignale y, und yq des Entzerrers 3* durch die Gleichungen (15) und (16) definiert.
Diese Ausgangssignale werden im Demodulator 40 in Grundband-Analogwerte o, und β, demoduliert,
und zwar unter Steuerung der bezüglich Phasenzittern und Frequenzversetzung kompensierten, demodulieren-
den Trägerwelle θ aus dem Oszillator 90. Die Analogsignale α, und a„ werden wiederum in der Wellenwert-Aufteüschaltung
59 zu diskreten Werten / und Q. quantiäert. Die Werte / und Q werden in Jem Datenverbraucher
(C mit Hilfe üblicher Einrichtungen in serielle Bitströme decodiert Diese Datenwerte werden ferner in das
Durchlaßband des Übertragungskanals zurückmoduliert, und zwar in Abhängigkeit von der Trägerwelle des
S Oszillators M, um Bezugssignale y, und yq zu gewinnen, aus denen die Verzerrungsfehler abgeleitet werden können.
Der Fehlersignalgenerator 80 vergleicht die zurückmodulierten Bezugsausgangssignale y, undy„ entsprechend
den Gleichungen (17,18a und 18b) mit den Entzerrer-Ausgangssignaleny, undyq, um die an den En*zerrer
3* anzulegenden Fehlersteuersignale e, und e„ zu gewinnen. Der Fehlersignalgenerator 80 verarbeitet ferner
die Bezugsgrundbandsignale / und Q sowie die Entzerrer-Ausgangssignale y, wayq entsprechend Gleichung
ίο (25a), um den Winkelfehler δ für die demodulierende Trägerwelle zu erhalten. Der Fehler δ steuert den Oszillator
90 entsprechend Gleichung (14), um die durch Gleichung (12) definierte, hinsichtlich des Phasenzittems und
der Frequenzversetzung kompensierte, demodulierende Trägerwelle zu erzeugen. Da die Fehlerkomponenten <·,
und eq sowohl die Dämpfungseinstellungen für die Entzerrer-Anzapfungen als auch die Phasenverschiebungen
für die demodulierende Trägerwelle steuern, ergibt sich eine optimale gemeinsame Kompensation der Zwischensymbol-Störungen
und der Träger-Phasenverschiebungen.
Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines alternativen Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei
dem das empfangene Signal vor der Entzerrung demoduliert wird und die gemeinsamen Fehlersignale im
GrundbandUtatt im Durchlaßband abgeleitet werden. Der Grundbandempfanger weist eine an die Eingangsleitung
110 angsffihaltete Quadratur-Phasenaufspalteinrichtung 120 auf, ferner einen Demodulator 14©, einen Entzerrer
130, einen Zitter-Kompensator 200, eine Schwellenwert-Aufteileinrichtung 115, einen Fehlersignalgenerator
180, einen DatenvciLraucher 1(0, einen Oszillator 190 für eine demodulierende Trägerwelle und einen Zitterkompensator-Oszillator
210. Ein moduliertes Digital-Datensignal der gleichen Art wie für den Empfänger
gemäß Fig. 1 kommt über die Leitung 110 an und wird in Real- und Imaginärteile r, und rq aufgespalten. Die
Signalanteile werden vor der Entzerrung demoduliert zu einer Inphase-Komponente^ und einer Quadraturphase-Komponente
yr Diese Komi>onenten verarbeitet der Entzerrer 130 unter .Steuerung von Fehtersignaler C1
und <?, auf dem Fehlersignalgenerator 180, derart, daß die Zwischensymbol-Störungen ein Minimum werden.
Die Grundband-Ausgangssignale a, und a„ des Entzerrers 130 gemäß Gleichungen (27) und (28) werden
zunächst entsprechend den Gleichungen (29a) und (29b) durch den Zitter-Kompensator 200 unter Steuerung
des AusgangsMgnals des Oszillators 202 verarbeitet, der so ausgelegt ist, daß te Änderungen des Phasenzittems
und der Frequenzversetzung schnell folgt. Im Effekt bewirkt der Zitter-Kompensator 200 eine zweite Demodulation.
Die vom Phasemittern % jfreiten Ausgangssignale qt und qq werden in der Aufteileinrichtung 150 auf vorbestimmte
diskrete Digitüstufen unter Bildung der Signale / und Q quantisiert, die dann wiederum gemeinsam
an den Datenverbraucher 160 un den Fehlersignalgenerator 180 gegeben werden. Der Generator 180 erhält die
Entzerrer-Fehlersteuersignale e, und eq aus den Differenzen zwischen den direkten Ausgangssignaien a, aq des
Entzerrers 130 und den quantisierten Ausgangssignalen / und Q der Aufteileinrichtung 150. Die Beträge a„ a„,
Qi, qq, I und Ö finden weiter entsprechend Gleichungen (34c) und (39) Verwendung bei der Steuerung der Phasenbezüge
θ\ und θ2-
F i g. 3 und 4 zeigen in der Anordnung gemäß F i g. 5 ein genaueres Blockschaltbild eines QAM-Digitaldatenempfängers
unter Verwendung eines Durchlaßband-Entzerrers. Gestrichelte Linien in den Fi.g. 3 und 4 stellen
die Beziehung zur Fig. 1 her.
Der Abschnitt 20 enthält die Phasenaufspalteinrichtung, die das ankommende Signal verarbeitet. Bei einem
Ausführungsbeispiel der Erfindung sind die Filter 12 und 13 übliche Bandpaßfilter, die in der Phasenverschiebung
um 90° voneinander abweichen. Bei einem anderen Ausfuhrungsbeispiel dreht das Filter 13 alle Frequenz-
|i anteile um ±90° und das Filter 12 ist ein Allpaßfilter, dessen Verzögerung der des Filters 13 entspricht. Die
j?! 45 Schaltungsanordnung 11 zur Wiedergewinnung der Zeitsteuerung erzeugt eine Zeitsteuerungswelle mit der
)\ Baud-Frequenz aus Signal-Nulldurchgängen oder mit Hilfe anderer bekannter Mittel, um die Abtastschaltun-
jp gen 14 und 15 im Inphase- bzw. Quadraturphase-Kanal und außerdem die Übertragungsfrequenz der Verzöge-
Fr] rungsleitungen 18 und 19 zu steuern. Außerdem leitet dir Umschalter 16 ein Zeitsteuerungssignal mit dem dop-
% pelten Wert der Baud-Frequenz ab.
$ so Der Abschnitt 30 stellt den adaptiven Entzerrer dar, der eine Inphase- und eine Quadraturphase-Verzöge-H
rungsleitung 18 und 19, C- und D-Koeffizienten-Speicher 22 und 23, den Umschalter 16, der am Eingang einen
P zweipoligen Umschalter 16 α mit zwei Schaltstellungen und am Ausgang einpolige Umschalter 16b und 16c mit
jV: zwei Schaltstellungen enthält, ferner Addierer 26 und 27 und einen Inverter 28.
ft Der Entzerrer-Abschnitt ist genauer in F i g. 6 dargestellt. Jede Verzögerungsleitung 18 und 19 weist eine Viel-
55 zahl von Verzögerungsleitungen (beispielsweise 82„ _ ι und 82„ in der Inphase-Verzögerungsleitung 18 und 83„.,
$ und 83, in der Quadraturphase-Verzögerungsleitung 19) auf, die durch 31 Anzapfungen 84 und 85 getrennt sind.
'*; Die Verzögerung zwischen den Anzapfungen ist so gewählt, daß sie dem synchronen Signai- oder Baud-Intervall
Ij T entspricht. Die für die Anzapfungen 84 und 85 in F i g. 6 wird angenommen, daß die den gleichen Verzöge-
i:: rungsabsiand vom Eingang ihrer Verzögerungsleitungen besitzen. Jeder Anzapfung 84,85 ist ein einstellbares
60 Dämpfungsglied 86 bzw. 87 zugeordnet, deren Dämpfungsfaktoren durch die Koeffizienten-Verarbeiter 22 bzw.
' ■■ 23 bestimmt werden. Die Ausgangssignale der Inphase-Dämpfungsgliedsr, beispielsweise des Dämpfungsglie-
; des 86, werden in der Summierschaltung 88 kombiniert und an die Sammelleitung 102 gegeben. Entsprechend
; werden die Ausgangssignale der Quadraturphase-Dämpfungsglieder, beispielsweise des Dämpfungsgliedes 87,
in der Summierschaltung 89 kombiniert und an die Sammelleitung 103 gegeben. Aufgrund der in den Gleichungen
(14) und (15) definierten Wechselwirkungen zwischen den Inphase- und Quadratur-Anzapfsignalen ist es
,. notwendig, doppelte Verzögerungsleitungen und Koeffizienten-Verarbeiter (insgesamt vier) für jeden der lnpha-
> se- und Quadraturphase-Signalabtastwerte vorzusehen oder alternativ jeweils eine Inphase- und Quadraturphase-Verzögerungsleitung
und einen Koeffizienten-Verarbeiter in zeitlicher Unterteilung (time-sharing) während
jedes Baud-Intervalls zu benutzen. Die letztgenannte Alternative ist in Fig. 6 dargestellt.
An jeder Anzapfung ist ein Umschalter 16 vorgesehen, um die in den Speicherstellen 98 und 99 gespeicherten
Koeffizienten-Werte während jedes Baud-Intervalls in zeitlicher Unterteilung zusammen mit den Dämpfungsgliedern 77 und 78 zu benutzen. Die Umschaltkontakte 100 des Umschalters 16 sind in abgesetzter Form dargestellt,
und zwar derart, daß Arbeitskontakte ais kleine Kreuze und Ruhekontakte als kleine Querstriche angegeben
sind. Koinzedenf mit den Kontakten 100 (die den Kontakten 16 A in Fig. 3 entsprechen) schalten die Kontakte
16 £ und 16 C die Ausgangssignale der Summierschaltungen 88 und 89 abwechselnd zwischen den Addierern
26 und 27 um. x
Im Koeffizienten-Verarbeiter 22 (F i g. 6) wird der empfangene Abtastsignal-Realteil ru an der Anzapfung 84
der Inphase-Verzögerungsleitung 18 in den Multiplizierern 94 und 96 mit dem Inphase-Fehlersignal e, von der
Leitung 42 und mit dem Quadraturphase-Fehlersignal eq von der Leitung 43 korreliert. Die Ergebnisse dieser
Korrelationen werden entsprechend der Darstellung direkt an den Addierer 92 im C-Koeffizienten-Verarbeiter
22 und über einen Inverter 96Λ an deu Addierer 93 im D-Koeffizienten-Verarbeiter 23 gegeben. Gleichzeitig
werden die Ergebnisse der Korrelation der entsprechenden Fehlersignale e,- und eq mit dem Quadraturphase-Signalabtastwert
Γφ an der Anzapfung 85 der Quadraturphase-Verzögerungsleitung 19 in den Multiplizierern 95
und 97 an den Addierer 92 gegeben. Das Summen-Ausgangssignal des Addierers 92 stellt den CKoeflizienten-Wert
im Speicher 98 ein. Entsprechend stellt das Summen-Ausgangssignal des Addierers 93 den ZVKoeffizienten-Wert
im Speicher 99 ein.
Die Koeffizienten-Werte in den Speichern 98 und 99 werden kontinuierlich durch Ändec/agen der Fehlersigna!e
e, und eq auf den neuesten Stand gebracht and während jedes Baud-Intervalls an jedes derDämprungsglieder
86 und 87 anlegt
Die in F i g. 3 dargestellten Kabel 24 und 25, die die Verzögerungsleitungen 18 und 19 mit den Koeffizienten-Speichern
C und D verbinden, enthalten die verschiedenen Anzapfsignaladern. Während einer Hälfte jedes
Baud-Intervalls werden die Ergebnisse der Anwendung der C Koeffizienten auf die Inphase-Signalabtastwerte
und der .D-Koeffizienten auf die Quadraturphase-Signalabtastwerte im Addierer 26 kombiniert, um das entzerrte
Inphase-Ausgangssignal y-, auf der Leitung 46 bilden. Während der anderen Hälfte jedes Baud-Intervalls werden
die Ergebnisse der Anwendung der .D-Koeffizienten auf die Inphase-Signalabtastwerte und der C-Koeffizienten
auf die Quadraturphase-Signalabtastwerte im Addierer 27 (nach einer Invertierung der Jnphase-Summierung
im Inverter 28) kombiniert, um das entzerrte Quadraturphase-Ausgangssignal .y,, auf der Leitung 47 zu
bilden.
Im Abschnitt 40 der F i g. 3 werden die Ausgangssignaley, und^ in das Grundband demoduliert, und zwar mit
Hilfe der Multiplizierer 31,32,34,35, des Inverters 29 und der Addierer 36 und 37. Die Multiplizierer 32 und 34
verarbeiten unter Steuerung einer demodulierenden Inphase-Trägerwelle auf der Leitung 44 und die Multiplizierer
31 und 35 unter Steuerung einer demodulierenden Quadraturphase-Trägerwelle auf der Leitung 45 die
Entzerrer-Ausgangssignaley, bzw. y„ zur Bildung der Grundbandsignale β, und aq an den Ausgängen der Addierer
36 und 37. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 31 wird im Inverter 29 vor Anlegen an den Addierer 37
invertiert. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 34 liegt direkt am Addierer 37 und auch die Ausgangisignale
der Multiplizierer 32 und 35 sind direkt mit dem Addierer 36 verbunden. Der Abschnitt 40 verwirklicht die Gleichungen
(lla) und (lib).
Die Signale a, und aq liegen in Analogform vor und sino nicht präzise entsprechend im voraus zugeordneten
diskreten Digitalstufen quantisiert. Demgemäß sind im Abschnitt 50 in Fig. 3 Schwellenwert-Aufteilschaltungen
52 und 53 vorgesehen, die die Signale a, und aq in die Digital-Werte / und ö auf den Leitungen 48 und 49
quantisieren. Die Signale / und (J werden außerdem an die Datenverbraucher 54 und 55 übertragen, um die
seriellen Ausgangsdaten auf übliche Weise zu gewinnen.
Die quantisierten Grundbandsignale / und £ auiden Schaltungen 52 und 53 auf den Leitungen 48 und 49 werden
im Abschnitt 70 der F i g. 4 weiter verarbeitet, um die Grundband-Bezugssignale zu erzeugen, aus denen die
Fehlersignale zur Anzapfpunkt-Dämpfungseinstellung und zur Phasensteuerung der demodulierenden Trägerwelle
gewonnen worden sollen. Die im Abschnitt 70 gezeigte Schaltung stellt einen Remodulator dar, der das
direkte Gegenstück des Demodulators 4β in Fi g. 3 ist. Der Remodulator 70 enthält die Multiplizierer 56 bis 59,
die Addierer 62,63 und den Inverter 54. Die Multiplizierer 56 und 58 verarbeiten unter Steuerung einer Inphase-Trägerwelle
auf der Leitung 44 und die Multiplizierer 57 und 59 unter Steuerung einer Quadraturphase-Trägerwelle
auf der Leitung 45 die quantisierten Grundbandsi£na>u / und Q, um die Grundband-Bezugssignale y, und
yq am Ausgar.g der Addierer 62 und 63 zu erzeugen. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 57 wird vor Anlegen
an den Addierer 62 im Inverter 54 invertiert. Das Ausgangssignal des iviultiplizierers 56 wird direkt an den
Addierer 62 angelegt und die Ausgangssignale der Multiplizierer 58 und 59 direkt an den Addierer 63.
Im Abschnitt W der F i g. 4 werden die Fehlersignale e, und ev aus der Differenz zwischen den tatsächlichen
Entzerrer-Ausgangssignalen y-, und yq und den remodulierten Bezugs-Ausgangssignalen y, und yq abgeleitet.
Außerdem wird das Steuersignal δ für den örtlichen Oszillator entsprechend Gleichung (14) abgeleitet. Die Fehlererzeugungsschaltungen
des Abschnittes 89 enthalten die Addierer 66, 67,71, die Inverter 64,65 und die Qua·
drier- und Dividierschaltung 69. Beide Bezugssignaley, undyq werden vor Anlegen an die Addierer fi6 und 67 in
den Invertem 64 und 65 invertiert. Gleichzeitig werden die Entzerrer-Ausgangssignale auf den Leitungen 46 und
47 an die Addierer 66 bzw. 67 anlegt. Auf diese Weise werden das Inphase-Fehlersignal e, und das Quadraturphase-Fehlersignal
e„ auf den Leitungen 42 und 43 bereitgestellt, um die ArTapf-Dämpfungsglied-KoefTizienten
des Entzerrers 3D auf den neuesten Stand zu bringen.
In der Quadrier- und Dividier-Schaltung 69 können übliche Schaltungen, beispielsweise Vollweg-Gleichrichter.
Tür das Quadrieren der quantisierten Grundbandsignale / und Q, Multiplizierer zur Bildung der Produkte eyq
und <y, sowie Operationsverstärker mit Gegenkopplungs-Multilizierern verwendet werden, um jedes dieser
Produkte durch dir Summe der Quadrate der quantisierten Signale zu dividieren. Der Addiere» 71 bildet die Dif-
ferenz der dividierten Signale. Schaltungsanordnungen zur Durchführung nichtlinearer Quadrier- und Dividier-Funktionen sind in Kapitel 7 des Buches »Operational Amplifiers«, J. G. Graeme et al, erschienen bei McOraw
Hill Book Company, 1971 beschrieben. . .
Alternativ können unter weitergehender Anwendung von Digitalschaltungen die Quadrier- und Dmdierschaltung 69 zusammen mit dem Addierer 71 in Form von Nurlese-Speichern realisiert werden, die als Nacnschlasetabellen dienen. . . .
Das Ausgangssignal des Addierers 71 entspricht der Lösung von Gleichung (25 a). Dieses Ausgangssignal wird
entsprechend Gleichung (25b) an den örtlichen Oszillator 75 gegeben, dessen Nennfrequenz die der modulierenden Trägerwelle ist. Das Steuersignal 6 beeinflußt die Phase und Frequenz des Oszillators 75 nach Art eines
Steuersignals für eine phasenstarre Schleife. Das Ausgangssignal des Oszillators 75 folgt dem Phasenzittern
und der Frequenzversetzung im empfangenen Signal und wird über die Leitungen 44 und 45 dem Demodulator
40 und dem Remodulator 70 in den F i g. 1,3 und 4 zugeführt. Der Oszillator 75 liefert zwei Ausgangss.gnale, die
sich um 90° in der Phase unterscheiden, damit jeweils die entsprechenden Demodulatoren und Multiplizierer
angesteuert werden können. . . _
F i g 7 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel für eine gemeinsame Steuerung eines adaptiven Entzerrers
sowie das Phasenzittern und die Frequenzversetzung der demodulierenden Trägerwelle in einer QAM-Digitaldatenübertragungsaniage. Fig. 7 iiiusüic» genauer die Gruadbandsnerdaui«8«nröFig. 2. In Fig_ 7 ist der
Hauptdemodulator dem Entzerrer vorgeschaltet, und Fehlersignale werden auf der Ebene der Grundbandfrequeiizen abgeleitet. Das hochfrequente Zittern wird nach Durchlaufen der Multibaud-Verzogerung des Entzerrers im wesentlichen unkorreliert zu dem des empfangenen Signals. Folglich kann der dem Entzerrer vorgeschaltete Hauptdemodulator das hochfrequente Zittern nicht kompensieren, obwohl er in der Lage ist, die
Frequenzversetzung und das niederfrequente Zittern auszugleichen. Es ist daher ein Hilfsdemodulator vorgesehen, der das hochfrequente Zittern beseitigt. A„fc„,l,pi„
Der Eingangsabschnitt des Grundbandempfängers mit der Eingangsleitung 110 und der Pnasen-Auispaiteinrichtung 120 ist identisch mit dem des Durchlaßband-Empfängers in Fig. 3.
Der Abschnitt 140 in F i g. 7 bildet einen Demodulator mit den Mk*iplizierern 141 bis 144, den Addierern 146
147 und dem Inverter 145. Dieser Demodulator wird gesteuert durch eine demodulierende Inpnase-lragerweii
auf der Leitung 134, die an die Multiplizierer 142 und 144 angeschaltet ist, sowie durch eine demodulierenae
Quadraturphase-Trägerwelle auf der Leitung 135, die mit den Multiplizierern 141 und !«verbunden ist_Uie
Multiplizierer-Ausgangssignale werden entsprechend der Darstellung in F i g. 7 in des»Addierern 14f^0J "/
kombiniert (das Ausgangssignal des Addierers 141 wird vor Anlegen an den Addierer 14* im Inverter "S invertiert), um die Inphase- und Quadraturphase-Grundbandkomponenten y, und>, vor Anlegen an den Entzerrer
130 zu bilden Der Entzerrer 130 ist in seinem Aufbau identisch mit dem in den Fi g. 3 und 6 dargestellten fcntzerrer. Die durchlaufenden Signale befinden sich jedoch im Grundband und die Fehlersteuersignale werden im
" DerTb'schnittTooTn F i g. 7 bildet einen Hilfsdemodulator, dessen Aufbau identisch mitdem im Abschnitt
140 ist. Er umfaßt die Multiplizierer 201 bis 204, die Addierer 206,207 und den Invertei: 205.FunktionenI entspricht er dem Hauptdemodulator mit der Ausnahme, daß die demodulierenden Wellen die Phasen-ZitterKomponente θ enthalten und er die Ausgangssignale c, und a, des Entzerrers 130 verarbeitet, um die vom Pnasenz.ttem befreiten Signale q, und q, entsprechend Gleichungen (29a) und (29b) zu bilden. lpnfciprtpn
Die Signale q, und q, werde'n in der Schwellenwert-Aufteilschaltung 150 zur Bildung von «uanusierten
Bezugssignalen / und Q verarbeitet, aus denen in den Datenverbrauchern 160Λ und IWB Inphase- und Quadraturphase-Datensignale abgeleitet werden. . τνβ«..ητ Twicrhpn
Die Entzerrer-Fehlersteuersignale <?, und e„ werden im Grundband gewonnen, indem die umeranz ™™™
den Entzerrer-Ausgangssignalen ap a„ und den quantisierten Signalen / und Q wι den Addierern 1 Ml-»gemu
F i g 7 gebildet wird. Die Signale / und β werden vor Anlegen an die Addierer 164 und 165 in den Invertern 162
bzw. 163 invertiert.
Wie oben erläutert, sind zwei Oszillatoren 190,210 für demodulierende Trägerwellen erforderlich^Der Oszillator 190 liefert d»e demodulierende Hauptwelle. Sein Steuersignal gewinnt man anhand der D™»«™^Ka, e-
lationen der tatsächlichen Signale („„ α,) und der Bezugssignale (/, Q) aus dem Entzerrer 130 ^"«Abschaltung 150 mit den Multiplizieren! 181,182 und dem Addierer 183 entsprechend Gleichung (34 C). γ« uszi1-lator 210 liefert die demodulierende Hilfsteile und sein Steuersignal wird gewonnen durch eine ff"ela"on °"
Ausgangssignale q, und q„ des Hilfsdemodulators 200 mit den Bezugssignalen / und Q in den Multiplizieren!
185,186 und dem Addierer 187. Die Inverter 184 und 188 invertierten die Ausgangssignale der Multiplizierer IW
und 185 Wie oben erwähnt, kann der Hilfsdemodulator 200 dadurch vereinfacht werden, daß cos θ2 durcn eins
(direkte Verbindung vom Entzerrer 130 an die Addierer 206 und 207) und θ2 durch θ2 seIbstjersetzt werden.
2400 Hz und einer vierstufigen Datencodierung verwirklicht werden, um eine äquivalente Senen-BinaruDenra-
gungsfrequenz von 9600 Bits je Sekunde über Femsprech-Sprachkanäle zu erhalten.
Claims (3)
1. Datenempfänger für synchrone, quadraturamplitudenmodulierte Datensignale, die ohne Trägerfrequenz
oder Pilotton über bandbreitenbegrenzte Kanäle übertragen worden sind,
mit einem Transversal-Entzerrer, der eine erste und zweite Verzögerungsleitung, die je mit in synchronen
Intervallen angeordneten Anzapfungen für die ankommenden Inphase- bzw. Quadraturphase-Signalkomponenten ausgestattet sind, ferner ein an jede Anzapfung angeschaltetes Dämpfungsglied und einen aufFeh<ersignale
ansprechenden Korrelator zur Einstellung jedes Dämpfungsgliedes aufweist, und
mit einem Fehlersignalgenerator zur Erzeugung eines Fehlersignals in Abhängigkeit vom Unterschied zwisehen Signalen, von denen ein Signal eine entzerrte Quadraturphase-Signalkomponente ist, wobei die Korrelatoren die Dämpfungsglieder in Abhängigkeit von den Fehlersignalen einstellen und der Entzerrer die empfangenen Signalkomponenten entzerrt, dadurch gekennzeichnet,
mit einem Fehlersignalgenerator zur Erzeugung eines Fehlersignals in Abhängigkeit vom Unterschied zwisehen Signalen, von denen ein Signal eine entzerrte Quadraturphase-Signalkomponente ist, wobei die Korrelatoren die Dämpfungsglieder in Abhängigkeit von den Fehlersignalen einstellen und der Entzerrer die empfangenen Signalkomponenten entzerrt, dadurch gekennzeichnet,
daß der Datenempfanger eine Aufteilschaltung (50,150} zur Quantisierung jeder der entzerrten Inphase- und
Quadraturphase-Signalkoraponenten und einen Oszillator (9t) aufweist, der ein Signal zur Demodulation
is der im Durchlaßband empfangenen Signale in. Grundbandsignale erzeugt,
daß der Fehlersignalgenerator (M, IW) die Differenz zwischen den entzerrten Signalkomponenten des Entzerrers
(3·, 130) und den quantisierten Signalkomponenten zur Bildung der Imphase- und Quadraturphase-Fehlersigsde
für die Korrelatoren vergleicht,
™ daS der Fsalersignalgenerator (80. IW) die entzerrten Inphase- und Quadraturphase-Signalkomponenten
mit quantisierten Quadraturphase- und Inphase-Datensignaien überkreuz zur Bildung von Kreuzprodukisignalen
multiplizier und Steuersignale aus der Differenz der Kreuzproduktsignale für die Frequenz und
Phase des Oszillators ableitet, und
daß ein Demodulator (40, 140) in Abhängigkeit von den Oszillatorsignalen die Signalkomponenten im
Grundbandsignal demoduliert.
2. Datenempfanger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die empfangenem Signalkomponenten direkt an den Entzerrer im Frequenzbereich des Durchlaßbandes
angelegt werden,
daß der Demodulator die entzerrten, im Durchlaßband ankommenden Signalkomponenten in den Frequenzbereich
des Grundbandes demoliert,
daß die Aufteilschaltung die Grundbandsignale vom Demodulator auf im voraus zugeordnete diskrete
Datensignalstufen quantisie:<, und
daß der Dateneraplangor «sinen Modulator aufweist, der die Datensignalstufen von der Aufteilschaltung auf
Frequenzen moduliert, die dei, im Entzerrer wirksamen Durchlaßband entsprechen, wobei die Fehlerdifferenzen
zwischen Durchlaßbandsignalen am Ausgang des Entzerrers bzw. des Modulators entnommen werden.
3. Datenempfanger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger einen zwischen den
Entzerrer und die Aufteilschaltung eingefügten Modulator zur Zitter-Kompensation und einen zweiten, an
diesen Modulator angeschalteten Oszillator aufweist, und daß der Fehlersignalgeneutor dte Differenz zwischen
den Kreuzprodukten der quadraturbezogenen Ausgangssignale des Modulators zur Zitterkompensation
und der quantisierten Signale von der Aufteüschaltung vergleicht, um ein Steuersignal zur Einstellung
der Phase des zweiten Oszillators zu bilden.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US437978A US3878468A (en) | 1974-01-30 | 1974-01-30 | Joint equalization and carrier recovery adaptation in data transmission systems |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2503595A1 DE2503595A1 (de) | 1975-07-31 |
DE2503595C2 true DE2503595C2 (de) | 1985-01-24 |
Family
ID=23738727
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2503595A Expired DE2503595C2 (de) | 1974-01-30 | 1975-01-29 | Datenempfänger für synchrone quadraturamplituden-modulierte Datensignale |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3878468A (de) |
JP (1) | JPS5829672B2 (de) |
CA (1) | CA1033012A (de) |
DE (1) | DE2503595C2 (de) |
FR (1) | FR2259492B1 (de) |
GB (1) | GB1493466A (de) |
Families Citing this family (73)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
USRE33056E (en) * | 1971-09-14 | 1989-09-12 | Codex Corporation | Signal structures for double side band-quadrature carrier modulation |
US4028626A (en) * | 1973-01-18 | 1977-06-07 | Hycom Incorporated | Digital data receiver with automatic timing recovery and control |
US3969674A (en) * | 1974-10-21 | 1976-07-13 | Gte Automatic Electric Laboratories Incorporated | Method and apparatus for incoherent adaptive mean-square equalization of differentially phase-modulated data signals |
FR2295649A1 (fr) * | 1974-12-20 | 1976-07-16 | Trt Telecom Radio Electr | Egaliseur de ligne autoadaptatif pour systeme de transmission de donnees |
US3947768A (en) * | 1975-01-08 | 1976-03-30 | International Business Machines Corporation | Carrier-modulation data transmission equalizers |
US3974449A (en) * | 1975-03-21 | 1976-08-10 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Joint decision feedback equalization and carrier recovery adaptation in data transmission systems |
JPS5220753A (en) * | 1975-06-11 | 1977-02-16 | Motorola Inc | Quadrature phase shift keying demodulator |
US4053837A (en) * | 1975-06-11 | 1977-10-11 | Motorola Inc. | Quadriphase shift keyed adaptive equalizer |
US4052557A (en) * | 1975-07-31 | 1977-10-04 | Milgo Electronic Corporation | Phase-jump detector and corrector method and apparatus for phase-modulated communication systems that also provides a signal quality indication |
US4027250A (en) * | 1975-10-21 | 1977-05-31 | Lang Gordon R | Apparatus and method for reducing effects of amplitude and phase jitter |
US4064361A (en) * | 1975-12-31 | 1977-12-20 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Correlative timing recovery in digital data transmission systems |
US4054838A (en) * | 1976-04-19 | 1977-10-18 | Rixon, Inc. | QAM phase jitter and frequency offset correction system |
FR2354003A1 (fr) * | 1976-06-04 | 1977-12-30 | Anvar | Perfectionnements aux systemes de transmission de donnees |
US4227249A (en) * | 1976-08-09 | 1980-10-07 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Injected coded reference for adaptive array systems |
US4074086A (en) * | 1976-09-07 | 1978-02-14 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Joint adaptive echo canceller and equalizer for two-wire full-duplex data transmission |
FR2367386A1 (fr) * | 1976-10-06 | 1978-05-05 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif de resynchronisation automatique d'un recepteur pour transmission de donnees |
FR2368184A1 (fr) * | 1976-10-18 | 1978-05-12 | Ibm France | Systeme de synchronisation de porteuse pour demodulateur de phase coherent |
US4181888A (en) * | 1978-08-04 | 1980-01-01 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Feedback nonlinear equalization of modulated data signals |
US4213095A (en) * | 1978-08-04 | 1980-07-15 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Feedforward nonlinear equalization of modulated data signals |
USRE31351E (en) * | 1978-08-04 | 1983-08-16 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Feedback nonlinear equalization of modulated data signals |
US4263671A (en) * | 1978-10-19 | 1981-04-21 | Racal-Milgo, Inc. | Sampling clock correction circuit |
FR2455406B1 (fr) * | 1979-04-27 | 1987-05-29 | Cit Alcatel | Procede de compensation des bruits de phase a la reception d'une transmission de donnees |
FR2455408B1 (fr) * | 1979-04-27 | 1987-05-29 | Cit Alcatel | Procede de reduction des bruits de phase a la reception d'une transmission de donnees |
US4263670A (en) * | 1979-05-11 | 1981-04-21 | Universal Data Systems, Inc. | Microprocessor data modem |
US4285061A (en) * | 1979-09-14 | 1981-08-18 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Equalizer sample loading in voiceband data sets |
US4247940A (en) * | 1979-10-15 | 1981-01-27 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Equalizer for complex data signals |
US4253184A (en) * | 1979-11-06 | 1981-02-24 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Phase-jitter compensation using periodic harmonically related components |
IT1119567B (it) * | 1979-11-08 | 1986-03-10 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Equalizzatore numerico adattativo per ricevitori di segnali dati utilizzanti una modulazione differenziale di fase |
US4320526A (en) * | 1980-03-03 | 1982-03-16 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive phase-jitter tracker |
US4313202A (en) * | 1980-04-03 | 1982-01-26 | Codex Corporation | Modem circuitry |
US4397039A (en) * | 1980-12-29 | 1983-08-02 | International Business Machines Corporation | Instantaneous phase tracking in single sideband systems |
US4501004A (en) * | 1982-01-30 | 1985-02-19 | Nippon Electric Co., Ltd. | Device for eliminating FM or like interference from a digital microwave signal |
FR2546010B1 (fr) * | 1983-05-11 | 1985-07-12 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif d'egalisation en frequence porteuse commande a partir de la bande de base |
US4534043A (en) * | 1983-06-27 | 1985-08-06 | Racal Data Communications, Inc. | Test tone detector apparatus and method modem using same |
US4777640A (en) * | 1986-06-09 | 1988-10-11 | Motorola, Inc. | Frequency adaptive phase jitter canceler |
US4953186A (en) * | 1988-02-19 | 1990-08-28 | Silicon Systems, Inc. | Phase jitter tracker |
US5132926A (en) * | 1990-09-21 | 1992-07-21 | Proteon, Inc. | Token ring equalizer |
US5640417A (en) * | 1991-10-04 | 1997-06-17 | Harris Canada, Inc. | QAM detector which compensates for received symbol distortion induced by a cellular base station |
US5754591A (en) * | 1994-08-03 | 1998-05-19 | Broadcom Corporation | System for, and method of, processing quadrature amplitude modulated signals |
US5930286A (en) * | 1995-12-06 | 1999-07-27 | Conexant Systems, Inc. | Gain imbalance compensation for a quadrature receiver in a cordless direct sequence spread spectrum telephone |
US5815529A (en) * | 1996-04-04 | 1998-09-29 | Lucent Technologies Inc. | Transmission system for digital audio broadcasting that incorporates a rotator in the transmitter |
US6097767A (en) * | 1998-04-17 | 2000-08-01 | Advanced Micro Devices, Inc. | Apparatus and method for determining an optimum equalizer setting for a signal equalizer in a communication network receiver |
US6567981B1 (en) * | 1998-08-03 | 2003-05-20 | Elysium Broadband Inc. | Audio/video signal redistribution system |
US6775334B1 (en) * | 1998-11-03 | 2004-08-10 | Broadcom Corporation | Equalization and decision-directed loops with trellis demodulation in high definition TV |
KR100382487B1 (ko) * | 2000-11-02 | 2003-05-09 | 엘지전자 주식회사 | 이득 및 위상 왜곡 보상 기능을 가지는 이동통신 송신시스템 |
US7079574B2 (en) | 2001-01-17 | 2006-07-18 | Radiant Networks Plc | Carrier phase recovery system for adaptive burst modems and link hopping radio networks |
US7016444B2 (en) * | 2001-04-16 | 2006-03-21 | Hughes Network Systems, Llc | Filter loop structure for synchronization in a mobile communication terminal and a method of using the same |
US7184473B2 (en) * | 2001-04-27 | 2007-02-27 | The Directv Group, Inc. | Equalizers for layered modulated and other signals |
US7209524B2 (en) * | 2001-04-27 | 2007-04-24 | The Directv Group, Inc. | Layered modulation for digital signals |
US7471735B2 (en) * | 2001-04-27 | 2008-12-30 | The Directv Group, Inc. | Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations |
US7423987B2 (en) * | 2001-04-27 | 2008-09-09 | The Directv Group, Inc. | Feeder link configurations to support layered modulation for digital signals |
US7184489B2 (en) * | 2001-04-27 | 2007-02-27 | The Directv Group, Inc. | Optimization technique for layered modulation |
US7173981B1 (en) * | 2001-04-27 | 2007-02-06 | The Directv Group, Inc. | Dual layer signal processing in a layered modulation digital signal system |
US7151807B2 (en) | 2001-04-27 | 2006-12-19 | The Directv Group, Inc. | Fast acquisition of timing and carrier frequency from received signal |
US7583728B2 (en) * | 2002-10-25 | 2009-09-01 | The Directv Group, Inc. | Equalizers for layered modulated and other signals |
US7639759B2 (en) | 2001-04-27 | 2009-12-29 | The Directv Group, Inc. | Carrier to noise ratio estimations from a received signal |
US7245671B1 (en) * | 2001-04-27 | 2007-07-17 | The Directv Group, Inc. | Preprocessing signal layers in a layered modulation digital signal system to use legacy receivers |
US7822154B2 (en) * | 2001-04-27 | 2010-10-26 | The Directv Group, Inc. | Signal, interference and noise power measurement |
US8005035B2 (en) * | 2001-04-27 | 2011-08-23 | The Directv Group, Inc. | Online output multiplexer filter measurement |
US7502430B2 (en) * | 2001-04-27 | 2009-03-10 | The Directv Group, Inc. | Coherent averaging for measuring traveling wave tube amplifier nonlinearity |
US7778365B2 (en) * | 2001-04-27 | 2010-08-17 | The Directv Group, Inc. | Satellite TWTA on-line non-linearity measurement |
US6628707B2 (en) | 2001-05-04 | 2003-09-30 | Radiant Networks Plc | Adaptive equalizer system for short burst modems and link hopping radio networks |
US7139343B2 (en) * | 2002-03-27 | 2006-11-21 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Digital radio receiver |
CA2489569C (en) * | 2002-07-01 | 2012-05-22 | The Directv Group, Inc. | Improving hierarchical 8psk performance |
US7738587B2 (en) * | 2002-07-03 | 2010-06-15 | The Directv Group, Inc. | Method and apparatus for layered modulation |
CA2503530C (en) * | 2002-10-25 | 2009-12-22 | The Directv Group, Inc. | Lower complexity layered modulation signal processor |
US7230480B2 (en) * | 2002-10-25 | 2007-06-12 | The Directv Group, Inc. | Estimating the operating point on a non-linear traveling wave tube amplifier |
US7463676B2 (en) * | 2002-10-25 | 2008-12-09 | The Directv Group, Inc. | On-line phase noise measurement for layered modulation |
US7474710B2 (en) * | 2002-10-25 | 2009-01-06 | The Directv Group, Inc. | Amplitude and phase matching for layered modulation reception |
US7529312B2 (en) * | 2002-10-25 | 2009-05-05 | The Directv Group, Inc. | Layered modulation for terrestrial ATSC applications |
CA2503133C (en) * | 2002-10-25 | 2009-08-18 | The Directv Group, Inc. | Method and apparatus for tailoring carrier power requirements according to availability in layered modulation systems |
US6996230B1 (en) | 2003-06-13 | 2006-02-07 | Adtran, Inc. | Echo-canceler for precoded fractionally spaced receiver using signal estimator |
US7502429B2 (en) * | 2003-10-10 | 2009-03-10 | The Directv Group, Inc. | Equalization for traveling wave tube amplifier nonlinearity measurements |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3462687A (en) * | 1965-05-28 | 1969-08-19 | Bell Telephone Labor Inc | Automatic phase control for a multilevel coded vestigial sideband data system |
US3560855A (en) * | 1968-06-07 | 1971-02-02 | Bell Telephone Labor Inc | Automatic equalizer utilizing error control information |
US3581207A (en) * | 1969-08-06 | 1971-05-25 | Robert W Chang | Joint setting of demodulating carrier phase, sampling time and equalizer gain parameters in synchronous data transmission systems |
DE2020805C3 (de) * | 1970-04-28 | 1974-07-11 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Entzerrer zur Entzerrung von phasen- oder quadraturmodulierten Datensignalen |
US3715665A (en) * | 1971-06-15 | 1973-02-06 | Bell Telephone Labor Inc | Joint initial setting of attenuator coefficients and sampling time in automatic equalizers for synchronous data transmission systems |
BE791373A (fr) * | 1971-11-17 | 1973-03-01 | Western Electric Co | Egaliseur automatique pour systeme de transmission de donnees amodulation de phase |
US3715670A (en) * | 1971-12-20 | 1973-02-06 | Bell Telephone Labor Inc | Adaptive dc restoration in single-sideband data systems |
US3755738A (en) * | 1972-05-01 | 1973-08-28 | Bell Telephone Labor Inc | Passband equalizer for phase-modulated data signals |
-
1974
- 1974-01-30 US US437978A patent/US3878468A/en not_active Expired - Lifetime
- 1974-09-30 CA CA210,371A patent/CA1033012A/en not_active Expired
-
1975
- 1975-01-28 GB GB3560/75A patent/GB1493466A/en not_active Expired
- 1975-01-29 DE DE2503595A patent/DE2503595C2/de not_active Expired
- 1975-01-29 FR FR7502810A patent/FR2259492B1/fr not_active Expired
- 1975-01-30 JP JP50011979A patent/JPS5829672B2/ja not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2259492B1 (de) | 1980-03-14 |
JPS50110267A (de) | 1975-08-30 |
GB1493466A (en) | 1977-11-30 |
US3878468A (en) | 1975-04-15 |
CA1033012A (en) | 1978-06-13 |
DE2503595A1 (de) | 1975-07-31 |
JPS5829672B2 (ja) | 1983-06-24 |
FR2259492A1 (de) | 1975-08-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2503595C2 (de) | Datenempfänger für synchrone quadraturamplituden-modulierte Datensignale | |
DE69330738T2 (de) | Adaptiver Entzerrer, der Trägerfrequenzverschiebungen kompensieren kann | |
DE3040685A1 (de) | Phasenzitterkompensation unter verwendung periodischer, harmonisch in beziehung stehender signalkomponeten | |
DE69432100T2 (de) | Replikherstellendes adaptives demodulationsverfahren und dieses verwendender demodulator | |
DE69329634T2 (de) | Parallele Übertragung von TDMA Synchronisations- und Datenbursts durch künstliches selektives Fading und Entzerrung mit Entscheidungsrückkoppelung | |
DE3604849C2 (de) | Vorrichtung und Verfahren zur Auslöschung von Kreuzpolarisationsstörungen | |
DE68918421T2 (de) | Kohärenter Demodulator für phasenumgetastete Signale. | |
DE2744600C2 (de) | ||
DE69220683T2 (de) | Adaptive Entzerrer | |
DE2627446C2 (de) | Anordnung zur Kompensation des Trägerphasenfehlers in einem Empfänger für diskrete Datenwerte | |
DE2740123A1 (de) | Echoausloeschanordnung fuer eine zweidraht-zweiweg-datenuebertragungsanlage | |
DE2410881A1 (de) | Automatische entzerrungsanordnung fuer einen datenuebertragungskanal | |
DE3016371C2 (de) | ||
DE68913070T2 (de) | Adaptive Konmpensation für multiharmonischen Phasenjitter. | |
DE2725387A1 (de) | Korrekturanordnung fuer ein datenuebertragungssystem | |
DE2321111A1 (de) | Automatisch adaptierender transversalentzerrer | |
EP0244779A1 (de) | Adaptiver Depolarisations-Interferenz-Kompensator | |
DE102004001998A1 (de) | Fehlerkorrektur in Direktumsetzungsarchitekturen | |
DE3038574A1 (de) | Schaltungsanordnung zur korrektur des phasenrauschens bei einem datenuebertragungssystem | |
DE2556959B2 (de) | Automatischer Bandpassentzerrer für Datenübertragungssysteme | |
DE2401814C3 (de) | Entzerrung eines phasenmodulierten Signals | |
EP0030584B1 (de) | Verfahren und Anordnung zur digitalen Regelung der Trägerphase in Empfängern von Datenübertragungssystemen | |
DE2749099A1 (de) | Selbstadaptives entzerrungssystem fuer einen signaluebertragungskanal | |
DE68919486T2 (de) | Kompensationssystem für Phasenstörungen. | |
DE2101076B2 (de) | Digitale datenuebertragungsanlage mit hoher arbeitsgeschwindigkeit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: BLUMBACH, P., DIPL.-ING., 6200 WIESBADEN WESER, W. |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |