DE69314877T2

DE69314877T2 - System mit adaptiver Signalmodulation

Info

Publication number: DE69314877T2
Application number: DE69314877T
Authority: DE
Inventors: Frank Chethik
Original assignee: Loral Aerospace Corp
Current assignee: Lockheed Martin Tactical Systems Inc
Priority date: 1992-07-01
Filing date: 1993-06-25
Publication date: 1998-04-30
Anticipated expiration: 2013-06-26
Also published as: EP0583059B1; DE69314877D1; JPH0690263A; EP0583059A1; US5237292A; CA2092452A1; CA2092452C

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine digitale Signalmodulation unter Anwendung von Quadratur-Amplitudenmodulation und, im besonderen, auf einen digitalen Signalmodulator, der sich adaptiv verhält als Antwort auf einen Befehl zur Änderung seines modulierten Ausgangssignals.
Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) von Übertragungsträgerfrequenzen durch digitale Signale ist ein bekanntes Verfahren zur digitalen Modulation. Bei einer zweiphasen-Modulation (zweiphasen-Umtastung) hat jedes Bit zwei Referenzphasen, eine Phase für einen Wert, der EINS entspricht, und eine Phase für einen Wert, der NULL entspricht. Die Phasen sind um 180º gegeneinander verschoben.
Bei einer Vierphasen-QAM (oder Vierphasenumtastung = quadrature-phase-shift-keyer = QPSK) kann eine Trägerwelle in Abhängigkeit der Werte von zwei Bits jeden von vier verschiedenen Phasenwerten (90º gegeneinander verschoben) annehmen. Eine solche Vierphasen-QAM (QPSK) ist in Figur 1 der beigefügten zeichnungen gezeigt und umfaßt eine Vierphasenumtast- Schaltung (QPSK) 10. Ein Paar digitaler Eingangssignale D1 und D2 ist auf den Mischer 12 beziehungsweise 14 geschaltet. Das Ausgangssignal eines lokalen Oszillators 16 ist an eine 90º-Gabelschaltung 18 angeschlossen, wo es in Sinus- und Cosinuswerte zerlegt wird, die dem Mischer 12 beziehungsweise 14 zugeführt werden. Die Ausgangssignale der Mischer 12 und 14 werden in einer Summierungsschaltung 20 summiert und bilden ein Ausgangssignal auf der Leitung 22.
Während die Eingangssignale D1 und D2 in der QPSK 10 in Form von binären Werten 1 und 0 vorliegen, werden diese Werte durch (nicht gezeigte) Niveauwandler in d1 und d2 umgeformt, welche die digitalen Werte +1 beziehungsweise -1 haben. In dieser Weise liefert die Summierungsschaltung 20 eine in rechtwinklige Phasen (Komponenten) zerlegten Ausgangsgröße in Form von d1A sinωt + d2A cosωt.
In Figur 2 der beigefügten Zeichungen sind die von der Summierungsschaltung 20 gelieferten Phasen in einem I-Q-Koordinatensystem als Vektoren 24, 26, 28 und 30 dargestellt. Wenn die Werte d1 und d2 +1 beziehungsweise -1 betragen, eilt das Ausgangssignal auf der Leitung 22 der Phase des lokalen Osszilators 16 um 45º nach. Entsprechend, wenn die Werte d1 und d2 -1 beziehungsweise +1 betragen, eilt die Ausgangsphase um 135º nach, und so weiter. Die QPSK 10 ist somit imstande, vier separate Phasensignale zu liefern in Abhängigkeit von den Werten der Eingangssignale D1 und D2.
In Figur 3 der beigefügten zeichnungen wird eine QAM-Schaltung gezeigt, welche die Erzeugung von 16 getrennten Phasenund Amplitudensignalen ermöglicht in Abhängigkeit von vier digitalen Eingangssignalen D1 bis D4. In diesem Falle wird ein Paar QPSK-Modulatoren 30 und 32 verwendet, von denen jeder genauso arbeitet wie die QPSK-Schaltung der Figur 1. In diesem Falle wird jedoch das Ausgangssignal der QPSK 32 durch ein 6 dB Dämpfungsglied 34 geleitet, bevor es der Summierungsschaltung 36 zugeführt wird. Das resultierende Ausgangssignal auf der Leitung 38 ist eine Vektoraddition aus den Ausgangssignalen der QPSK-Modulatoren 30 und 32 und ist in Figur 4 der beigefügten Zeichnungen gezeigt.
Wenn beispielsweise das Ausgangssignal des QPSK-Modulators 30 die durch den Vektor 40 gezeigte Phase hat und das Ausgangssignal des QPSK-Modulators 32 ein Signal mit der durch den Vektor 42 gezeigten Phase hat, dann hat das resultierende Signal auf der Ausgangsleitung 38 eine Phase, wie sie der zum Punkt 44 verlaufende Vektor 43 hat. Die 16 Zustände der vier digitalen Eingangssignale D1 bis D4 bewirken die Erzeugung einer "Konstellation" aus 16 Punkten. Ein zu jedem dieser Punkten gezogener Vektor gibt die Phase und Amplitude des resultierenden Ausgangssignals als Antwort (Reaktion) auf die vorgegebenen Eingangssignale an.
Verschiedene Modifikationen der oben beschriebenen bekannten Schaltungen finden sich in den folgenden Patenten: In US-A-4 571 549 von Lods und anderen wird eine 16-QAM beschrieben, die eine Folge binärer Datensignale in 16 vorbestimmte Phasen- und Amplitudenwerte umwandelt. In US-A-4 464 767 von Bremer werden mehrere synchrone QAM-übertrager verwendet, die auf ein binäres Eingangsbitmuster ansprechen, um Ausgangssignale zu erzeugen, die Phasen- und Amplitudenzustände haben, die von einer 64-Punkte-Konstellation definiert werden.
US-A-4 168 397 von Bradley und 4 804 931 von Huleck zeigen weitere Versionen von QAM-Schaltungen zur Erzeugung von Viel-zustands-Ausgangsgrößen, die digitalen Signalen entsprechen. Bradley beschreibt einen 8-Phasen PSK-Modulator, während Huleck ein Vielphasenquadratursystem beschreibt, welches eine Vielzahl von kaskaden-geschalteten Verbindungsschaltungen verwendet, um ein Vielphasenausgangssignal zu erzeugen. US-A-4 039 961 von Ishio beschreibt einen Demodulator für ein 16-QAM-Signal, wobei die Bezugsträgerfrequenz aus dem empfangenen Signal gewonnen wird und für Demodulationszwecke regeneriert wird.
Bei dem gesamten oben genannten Stand der Technik erzeugen die beschriebenen Modulatoren regelmässig angeordnete Phasen/Amplitudenausgangssignale, die bestimmten digitalen Eingangssignalen entsprechen. In jedem Beispiel ist das Phasenausgangssignal vorbestimmt durch digitale Eingangswerte.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein QAM-System zu entwickeln, welches adaptiv ist und entsprechend den Eigenschaften der Elemente des Übertragungssystems angepaßt werden kann.
Eine weitere der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, ein digitales Modulationssystem zu entwickeln, welches adaptiv ist und eine Anpassung des Ausgangssignals des Wandlers in Übereinstimmung mit vorgebenen Steuereingangssignalen ermöglicht.
Eine weitere Aufgabe dieser Erfindung besteht darin, ein digitales Modulationssystem zu entwickeln, welches eine Anzahl von Amplituden/Phasen-zuständen des Ausgangssignals hat, welche die Anzahl der möglichen digitalen Übertragungszustände bei weitem überschreitet und es dadurch ermöglicht, Amplituden/Phasen-Zustände selektiv auszuwählen, um nichtlineare und/oder zeitlich streuende Elemente des Übertragungssystems zu kompensieren.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung ist ein adaptives System vorgesehen zur Umwandlung digitaler Eingangssignale in hinsichtlich Phase und Amplitude angepaßte periodische Signale zur Weitergabe an Übertragungseinrichtungen, wobei zu dem System gehören:
Eine Vielzahl von Vierphasenumtast-Modulatoren, die an einen gemeinsamen Oszillator angeschlossen sind und die eine Vielzahl von Eingängen für digitale Eingangssignale haben, wobei die Zustände der Eingangssignale bestimmen, welches von einer Mehrzahl von um 90º phasenverschobenen (vierphasenumgetasteten) Signalen am Ausgang erscheint;
Glieder zur vektoriellen Summierung der Ausgangssignale der genannten Modulatoren in der Weise, daß die Erzeugung einer Gruppierung (Konstellation) aus phasen- und amplitudenversetzten Ausgangssignale ermöglicht wird;
eine Daten enthaltende Speichereinrichtung (mapping means) zur Paarung eines Satzes digitaler Eingangssignale mit einen anderen Satz digitaler Zustände, wobei diese digitalen Zustände als steuernde Eingangssignale an die genannten Vierphasenumtast-Modulatoren angeschlossen sind und wobei die Speichereinrichtung eine Vielzahl von Sätzen digitaler Zustände gespeichert enthält, welche Vielzahl zahlenmäßig größer ist als erforderlich, um gerade die genannten digitalen Eingangssignale zu repräsentieren; und
ein Prozessor, der auf Steuereingangssignale anspricht, um den genannten Satz digitaler Eingangssignale in die Lage zu versetzen, die Speichereinrichtung zu veranlassen, einen Satz digitaler Zustände entsprechend dem Steuereingangssignal auszugeben, wobei der genannte Prozessor in Abhängigkeit der genannten Steuereingangssignale die Auswahl aus einer Vielzahl von Sätzen digitaler Zustände für den genannten Satz digitaler Eingangssignale ermöglicht, wobei die genannte vektorielle Summierungseinrichtung phasen- und amplitudenversetzte Ausgangssignale entsprechend den genannten digitalen Zuständen erzeugt.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden digitale Signale umgewandelt in hinsichtlich ihrer Phase und Amplitude veränderte periodische analoge Signale, die auf eine Ausgangsverbindung gegeben werden. Das System ist adaptiv und beinhaltet eine Vielzahl einfacher Vierphasenumtast- Modulatoren, wobei jeder Modulator eine Vielzahl steuernder Eingangsgrößen hat, deren Zustand bestimmt, welches von ei ner Vielzahl phasenverschobener Signale ausgegeben wird. Ein lokaler Osszilator liefert ein periodisches sinusförmiges Signal an jeden QPSK-Modulator. Summierungsschaltungen kombinieren die Ausgangssignale der Modulatoren derart, daß eine Konstellation aus hinsichtlich Phase und Amplitude vesetzten sinusförmigen Ausgangssignalen erzeugt wird. Eine Prozessor/Speicherkombination ermöglicht die Umwandlung eines ersten Satzes von digitalen Eingangssignalen in einen anderen Satz digitaler Ausgangssignale entsprechend einem Steuereingangssignal. Auf diese Weise ermöglicht der Prozessor die Änderung der Konstellation der Ausgangssignale entsprechend einem Steuereingangssignal, welches den Bedingungen einer Übertragungseinrichtung Rechnung tragen kann.
Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren vorgesehen zur adaptiven Umwandlung digitaler Signale in phasen- und amplitudenversetzte Trägersignale, welches Verfahren folgende Schritte umfaßt:
a) Umwandlung einer Vielzahl von Paaren digitaler Signale in Vierphasenumtast-Trägersignale;
b) Dämpfung eines der genannten Vierphasenumtast-Trägersignale und vektorielle Summierung desselben mit einem ungedämpften Vierphasenumtast-Trägersignal;
c) Dämpfung der vektoriellen Summe aus Schritt b) und Kombination des Ergebnisses mit einem anderen der genannten Vierphasenumtast-Trägersignale;
d) Wiederholung der Schritte b) und c) bis ein letztes summiertes Ausgangssignal an einem Ausgang auftritt; und
e) Steuerung der Zustände der genannten Paare aus digitalen Signalen in Abhängigkeit von Steuersignalen und zusätzlichen digitalen Eingangssignalen in der Weise, daß einer Vielzahl der genannten zusätzlichen digitalen Eingangssignale in die Lage versetzt wird, digitale Signale in Übereinstimmung mit den genannten Steuersignalen zu erzeugen, wobei mehr Werte der genannten gesteuerten Zustände der genannten Paare digitaler Signale vorhanden sind als zur Darstellung der genannten zusätzlichen digitalen Eingangssignale benötigt werden.
Es werden nun Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beispielhaft unter Bezug auf die beigefügten Zeichungen beschrieben, in denen:
Figur 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Phasenumtast-Modulators zeigt,
Figur 2 ein Vektordiagramm zeigt, welches vier Phasenvektoren enthält, die am Ausgang der Schaltung nach Figur 1 erscheinen,
Figur 3 ein Blockschaltbild einer 16-QAM-Schaltung zeigt, die zum Stand der Technik gehört,
Figur 4 eine Phasenvektordarstellung ist, welche die 16 Konstellationspunkte zeigt, die durch die Arbeitsweise des Modulators nach Figur 3 erzeugt werden,
Figur 5 ein Blockschaltbild eines Systems zeigt zur Umwandlung digitaler Signale in phasenverschobene periodische anloge Signale gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Figur 6 eine Darstellung einer Konstellation von Punkten im Vektorraum zeigt, gewonnen durch die Schaltung nach Figur 5; ferner werden 16 Punkte in der Konstellation gezeigt, welche Punkte auswählt wurden in Übereinstimmung mit 16 möglichen Zuständen eines vier Bit umfassenden Steuereingangssignals,
Figur 7 zeigt die Schaltung der Figur 5 in Verbindung mit nicht-linearen Übertragungselementen,
Figuren 8A bis 8E zeigen repräsentative Phasen/Amplituden Konstellationen an verschiedenden Punkten der Schaltung der Figur 7,
Figuren 9A bis 9B zeigen repräsentative Amplituden/Phasen- Reaktionen (Antworten) für einen Wanderwellenröhrenverstärker, der zur Gewinnung der Konstellationen nach den Figuren 8A bis 8E verwendet wird, und
Figuren 10A und 10B zeigen repräsentative AM/PM und AM/AM Verzerrungen für einen Wanderwellenverstärker, der zur Gewinnung der Konstellationen nach den Figuren 8A bis 8E verwendet wird.
Der in Figur 5 gezeigte Modulator baut auf dem in Figur 3 gezeigten bekannten Modulator auf. Die Anzahl der QPSK-Modulatoren in der Schaltung gemäß Figur 5 ist abhängig von der Präzision, die von der Ausgangskonstellation verlangt wird. Zum Zwecke der Erläuterung werden fünf QPSK-Modulatoren gezeigt, die eine potentielle Konstellation von 1024 möglichen Phasen-/Amplituden-Zuständen (210) ermöglichen. Jeder QPSK- Modulator wird von zwei binären Eingangssignalen gesteuert, während ein 10-Bit-großes binäres Wort D1 bis D10 den gesamten Modulator steuert.
Jeder QPSK-Modulator ist imstande, das Signal eines lokalen Oszillators in einem von vier Phasenzuständen an seinem Ausgang bereitzustellen. So liefert der QPSK-Modulator 100 entsprechend dem Zustand der Bits D9 und D10 eines von vier Phasenausgangssignalen. In entsprechender Weise erzeugt der QPSK-Modulator 102 (in Abhängigkeit der Zustände der Bits D7 und D8) ein Frequenzsignal eines lokalen Oszillators, welches einen von vier Phasenzuständen hat. Das Ausgangssignal des QPSK-Modulators 100 wird durch ein 6 dB Dämpfungsglied geleitet und wird in der Summierungsschaltung 106 mit dem Ausgangssignal des QPSK-Modulators 102 (vektoriell) addiert. Das Ergebnis wird durch ein 6 dB Dämpfungsglied 108 der Summierungsschaltung 110 zugeführt, und diese Prozedur wird wiederholt, bis die letzte der Summierungsschaltungen erreicht ist, (das heißt, die Summierungsschaltung 112). Das resultierende Ausgangssignal auf der Leitung 114 enthält ein Signal mit einer Phasen-Amplituden-Zustandskonstellation, die das Ergebnis einer Kombination der summierten Ausgangsgrößen aller QPSK-Modulatoren ist entsprechend den Zuständen der Dateneingangsbits D1 bis D10.
Vier binäre Eingangssignale A1 bis A4 sind an einen Konstellationsprozessor 130 angeschlossen. Es versteht sich, daß die binären Eingangssignale A1 bis A4 lediglich zu Erklärungszwecken gewählt wurden und andere Anzahlen binärer Eingangssignale zur Steuerung der Arbeitsweise der Schaltung gemäß Figur 5 verwendet werden können. Eine Konstellations- Steuereingangsgröße 134 wird dem Konstellationsprozessor 130 zugeführt und entscheidet darüber, welcher der 1024 möglichen Bit-Zustände für die digitalen Ausgangsgrößen D1 bis D10 in einem Speicher (mapper) 132 durch unterschiedliche Zustände der Eingangsgrößen A1 bis A4 adressiert werden.
Wie bekannt ist, können binäre Werte an den Eingängen A1 bis A4 sechszehn verschiedene digitale Bit-Muster bilden. Jedes Bit-Muster veranlaßt den Konstellationsprozessor 130, einen bestimmten Satz von Bits D1 bis D10 im Speicher 132 zu adressieren (in Übereinstimmung mit einem Befehl am Eingang 134). Die ausgewählten Zustände der Bits D1 bis D10 steuern die QPSK-Modulatoren in der Weise, daß sie für einen bestimmten Phasen-Amplituden-Signalzustand auf der Ausgangsleitung 114 sorgen. Die sechszehn Zustände, die an den Eingangsleitungen A1 bis A4 erscheinen können, veranlassen sechszehn (aus einer möglichen Anzahl von 1024) verschiedene Bit-Zustände auf den Ausgangsleitungen D1 bis D10.
Das IQ-Diagramm in Figur 6 zeigt die 32 x 32 Konstellationen von Phasen-Amplituden-Vektorpunkten, die von der Schaltung gemäß Figur 5 erzeugt werden können. Jeder Vektor geht vom Schnittpunkt der I/Q-Achsen aus und endet an einem Schnittpunkt des in dem Diagramm gezeigten Gitters. 16 separate Punkte in der Konstellation sind dargestellt, um die anabgen Phasenwerte sichtbar zu machen, die (in diesem Beispiel) durch die digitalen Eingangssignale A1 bis A4 erzeugt werden. Durch Änderung der Befehle an dem Konstellation- Steuereingang 134 kann der Prozessor 130 dazu gebracht werden, die Paarung zwischen diesen Zuständen an den Eingängen A1 bis A4 mit den Zuständen von D1 bis D10 im Speicher 132 zu ändern. So können im Falle einer nicht linearen Verzerrung auf der Ausgangsleitung 114 (oder einem an diese angeschlossenen Übertragungselement) die analogen Ausgangssignale auf ihr, die den Eingangssignalen A1 bis A4 entsprechen, in der Weise neu angeordnet werden, daß sie die erwarteten Verzerrungen kompensieren. Eine solche Neuanordnung wird durch eine Konstellation-Anpassungsfunktion 135 im Konstellationsprozessor 130 herbeigeführt. Die Arbeitsweise der Anpassungsfunktion 135 wird bei der Behandlung der Figur 7 genauer erläutert.
Zusammenfassend ist festzustellen, daß die in Figur 5 gezeigten Vierphasenumtaster in der Lage sind, analoge Ausgangssignale mit einer beliebigen von 1024 Phasenbeziehungen zur Verfügung zu stellen. Diese Phasen/Amplituden-Beziehungen werden durch die digitalen Werte gesteuert, die an den Eingängen D1 bis D10 erscheinen. Die speziellen Binärwerte, die an die Eingänge D1 bis D10 gelangen, werden von dem Konstellationsprozessor 130 in Abhängigkeit einer Konstellations-Steuereingangsgröße 134 und dem Inhalt des Speichers 132 gesteuert. Es können so die 16 Zustände an den Eingängen A1 bis A4 mit 16 beliebigen von den 1024 Werten für D1 bis D10 gepaart werden und entsprechende analoge Phasenausgangssignale auf der Leitung 114 erzeugt werden.
Figur 7 zeigt die Verwendung des Systems der Figur 5 in Kombination mit einem nicht-linearen Übertragungselement, in diesem Falle, einem schematisch dargestellten Wanderwellen- Röhrenverstärker (TWTA) 200. Der TWTA 200 kann verwirklicht werden durch ein Bandpaßfilter (BPF) 202 gefolgt von einem nicht-linearen Element NLE 204. Zweck des Systems ist es, Nachbarsymbolstörungen am Eingang des NLE 204 zu unterdrücken, denn wenn das NLE 204 auf ein Signal reagiert, das signifikant durch Nachbarsymbolstörungen geschädigt ist, ist die resultierende Leistungsverschlechterung (Bit-Fehlerrate gegenüber Signal/Rausch-Verhältnis) weitgehend nicht wiederherstellbar.
Im Konstellationsprozessor 130 sind drei Funktionen gezeigt, welche die Erzeugung einer entsprechend orientierten Konstellation ermöglichen, um nicht-lineare Übertragungseigenschaften des TWTA 200 zu beseitigen. Der Speicher (mapper) 132 hält, wie zuvor beschrieben, eine anfängliche Aufzeichnung von Eingangsgrößen A1 bis A4 für einen Vektor bereit, der durch einen Konstellationspunkt in einer regelmäßigen 16-QAM-Konstellation (beispielsweise) definiert ist, wie zum Beispiel in Figur 8A gezeigt. Die resultierende digitale Phase und Amplitude des gewählten Vektors wird einer Konstellations-Anpassungsfunktion 135 zugeführt, die eine nicht-lineare Kompensationsfunktion 210 und einen transversalen Entzerrer 212 enthält. Die nicht-lineare Kompensationsfunktion ist vorgeladen, um sie zu befähigen, die Ausgangsgröße vom Speicher 132 so anzupassen, daß sie in dem NLE 204 auftretenden Nichtlinearitäten (wie zum Beispiel AM/AM und AM/PM-Verzerrungen) kompensiert. Genauer gesagt, ändert die nicht-lineare Kompensationsfunktion 210 Phase und Amplitude des vom Speicher 132 gelieferten Phasenvektors derart, daß die erwarteten Wirkungen des NLE 204 komplettiert werden. Eine repräsentative geänderte Ausgangskonstellation der nicht-linearen Kompensationsfunktion 210 ist in Figur 8B gezeigt.
Das Ausgangssignal der nicht-linearen Kompensationsfunktion 210 wird einem transversalen Entzerrer 212 (beispielsweise einem endlichen Impulsansprechfilter) zugeführt, um zu erreichen, daß die Eingangsgrößen des NLE 204 miminale Nachbarsymbolstörungen haben. Die Koeffizienten und Verzögerungen im transversalen Entzerrer 212 werden entsprechend der übertragenen Symbolrate und Impulsantwort des BPF 202 gewählt und im voraus geladen. Auf diese Weise wird erreicht, daß die in das NLE 204 eingegebenen Symbole minimale ISI im idealen Abtastaugenblick der Wellenform haben.
Der transversale Entzerrer 212 ist nur erforderlich in Fällen, in denen das Hauptspektrum der Ausgangsgröße der Bandbreite des BPF 202 vergleichbar ist, sowie in Fällen, in denen die Impulsantwort des BPF 202 mit der Zeitdauer eines Übertragungssymbols vergleichbar ist. Die Reaktion des Systems vom Eingang des transversalen Entzerrers 212 bis zum Ausgang des BPF 202 ist somit im wesentlichen frei von Nachbarsymbolstörungen. Eine repräsentative Ausgangskonstellation des transversalen Entzerrers 212 ist in Figur 8C gezeigt.
Die auf diesem Gebiet Sachkundigen erkennen, daß die Funktionen des Speichers 132 und des nicht-linearen Kompensators 210 in einer einzigen Funktion zusammengefaßt werden können, da die Aufzeichnungsfunktion (Mappingfunktion) ihre Eingangsgrößen in einem vorverzerrten Routinenverzeichnis aufzeichnen kann. Diese Aufzeichnungsfunktion kann als eine RAM-Aufruftabelle verwirklicht werden. Somit kann in Situationen, in denen die Eigenschaften des NLE 204 eine Drift infolge Alterung der Bausteine unterliegen, oder aus anderen Gründen die Tabelle entsprechend angepaßt werden.
Die Figuren 8A bis 8E zeigen Konstellationen, die den Punkten A bis E in Figur 7 entsprechen. Ein Konstellationsbeispiel daß heißt, ein 16-QAM, zeigt Figur 8A. Nach der Behandlung durch den nicht-linearen Kompensators 210 ergibt sich die Konstellation gemäß Figur 8B, die nicht mehr einer herkömmlichen 16-QAM ähnelt. Der transversale Entzerrer führt Nachbarsymbolstörungen ein, und das Ergebnis ist die Konstellation gemäß 8C. Nach dem Passieren der Bandformverzerrung des BPF 200 ergibt sich die Konstellation D (FIgur 8D). Beachte, daß die meisten der ISI beseitigt sind.
Schließlich machen die nicht-linearen Verzerrungen des TWTA in dem NLE 204 die zuvor erzwungenen Konstellations-Verzerrungen rückgängig, und es erscheint eine vertraute 16-QAM. Eine restliche Konstellationstreuung ist vorhanden, besonders bei den inneren Zuständen, was auf eine unvollständige transversale Entzerrungskompensation des BPF 202 zurückzuführen ist. Dies ist die Folge einer nicht-linearer Verzerrung, die auf die nicht vollständig entzerrte Konstellation bei D wirkt, verbunden mit der größeren Verstärkung der inneren Zustände (kleine Signale im TWTA) verglichen mit einer kleineren Verstärkung der äußeren Zustände (in der Nähe der TWTA-Sättigung).
Es ist zu beachten, daß der Punkt D nicht tatsächlich existiert, sondern ein begriffliches Interface im hypothetischen TWTA-Modell ist. Die Nichtlinearitäten und die Band formung des TWTA 200, die bei der Bildung der Konstellationen nach den Figuren 8A bis 8E verwendet wurden, sind in den Figuren 9A, 9B, 10A und 10B gezeigt.
Es ist zu beachten, daß die obige Beschreibung nur beispielhaft für die Erfindung ist. Zahlreiche Alternativen und Modifikationen können von dem einschlägigen Fachmann vorgenommen werden, ohne die Erfindung zu verlassen. Zum Beispiel kann eine Kompensation von zeitlich streuenden Elementen im Übertragungsmittel (Filter, Ausbreitungsmedium) durchgeführt werden durch Kombination sukzessiver Datenworte (A1 bis A4) mit geeigneten digital gesteuerten Kombinationskoeffizienten, um "konjugierte" Nachbarsymbolstörungen zu erzeugen. Diese Störung und das resultierende Signal am Mediumausgang hat weit weniger Nachbarsymbolstörungen. Die Folge ist, daß das so erzeugte Signal eine insgesamt geringere Wahrscheinlichkeit eines Bitfehlers beim Vorhandensein von mediuminduzierter Störungen aufweist, als wenn auf diese "konjugierten" Nachbarsymbolstörungen verzichtet wird. Die vorliegende Erfindung soll daher alle solche Alternativen, Modifikationen und Varianten umfassen, die in ihren Bereich fallen.

Claims

1. Adaptives System zur Umwandlung digitaler Eingangssignale in hinsichtlich Phase und Amplitude angepaßte periodische Signale zur Weitergabe an Übertragungseinrichtungen, wobei zu dem System gehören:

Eine Vielzahl von Vierphasenumtast-Modulatoren (100, 102 ...), die an einen gemeinsamen Oszillator angeschlossen sind und die eine Vielzahl von Eingängen für digitale Eingangssignale (D1 bis D10) haben, wobei die Zustände der Eingangssignale (D1 bis D10) bestimmen, welches von einer Mehrzahl von um 90º phasenverschobenen (vierphasenumgetasteten) Signalen am Ausgang erscheint;

Glieder (106, 110, 112) zur vektoriellen Summierung der Ausgangssignale der genannten Modulatoren in der Weise, daß die Erzeugung einer Gruppierung (Konstellation) aus phasen- und amplitudenversetzten Ausgangssignale ermöglicht wird;

eine Daten enthaltende Speichereinrichtung (mapping means) (132) zur Paarung eines Satzes digitaler Eingangssignale (A1 bis A4) mit einen anderen Satz digitaler Zustände, wobei diese digitalen Zustände als steuernde Eingangssignale (D1 bis D10) an die genannten Vierphasenumtast-Modulatoren (101, 102...) angeschlossen sind und wobei die Speichereinrichtung (132) eine Vielzahl von Sätzen digitaler Zustände gespeichert enthält, welche Vielzahl zahlenmäßig größer ist als erforderlich, um gerade die genannten digitalen Eingangssignale (A1 bis A4) zu repräsentieren; und

ein Prozessor (130), der auf Steuereingangssignale (134) anspricht, um den genannten Satz digitaler Eingangssignale (A1 bis A4) in die Lage zu versetzen, die Speichereinrichtung (132) zu veranlassen, einen Satz digitaler Zustände entsprechend dem Steuereingangssignal (134) auszugeben, wobei der genannte Prozessor (130) in Abhängigkeit der genannten Steuereingangssignale (134) die Auswahl aus einer Vielzahl von Sätzen digitaler Zustände für den genannten Satz digitaler Eingangssignale (A1 bis A4) ermöglicht, wobei die genannte vektorielle Summierungseinrichtung (106, 110, 112) phasen- und amplitudenversetzte Ausgangssignale entsprechend den genannten digitalen Zuständen (D1 bis D10) erzeugt.

2. System nach Anspruch 1, wobei die genannten Steuereingangssignale (134) den Prozessor (130) dazu bringen, eine Auswahl der genannten digitalen Zustände aus der genannten Speichereinrichtung (132) durch die genannten digitalen Eingangssignale (A1 bis A4) entsprechend den Signalübertragungscharakteristika der genannten Übertragungseinrichtung vorzunehmen.

3. System nach Anspruch 2, wobei der genannte Prozessor (130) die genannten digitalen Zustände in Abhängigkeit der genannten Steuereingangssignale (134) so auswählt, daß ein periodisches Signal von der genannten vektoriellen Summierungseinrichtung (106, 110, 112) geliefert wird, welches in Phase und Amplitude so geändert wird, daß es die Übertragungscharakteristika der genannten Übertragungseinrichtung kompensiert.

4. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der genannte Prozessor (130) eine Anpassungseinrichtung (135) enthält, die auf das genannte Steuereingangssignal (134) anspricht, um die genannten ausgewählten digitalen Zustände (D1 bis D10) so zu ändern, daß das von den genannten Vierphasenumtast-Modulatoren (100, 102) und der genannten vektoriellen Summiereinrichtung (106, 110, 112) erzeugte periodische Signal in Phase und Amplitude modifiziert wird, wobei das modifizierte periodische Signal, wenn es den genannten Übertragungscharakteristika der genannten Übertragungseinrichtung unterworfen wird, in ein periodisches Signal umgewandelt wird, welches die gewünschte Phasen- und Amplitudencharakteristik hat.

5. System nach Anspruch 4, wobei die genannte Anpassungseinrichtung (135) eine Kompensationseinrichtung (210) enthält zur Anpassung digitaler Zustands-Ausgangssignale von der genannten Speichereinrichtung (132) in der Weise, daß nichtlineare Übertragungscharakteristika der genannten Übertragungseinrichtung kompensiert werden.

6. System nach einem der Ansprüche 4 oder 5, wobei die genannte Anpassungseinrichtung (135) eine transversale Entrerrungsfilterfunktion (212) hat zur Anpassung digitaler Zustandsausgangssignale aus der genannten Speichereinrichtung (132), um Nachbarsymbolstörungen zu minimieren, die von den Übertragungscharakteristika der genannten Übertragungseinrichtung herrühren.

7. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die genannte Einrichtung zur vektoriellen Summierung der Ausgangssignale der genannten Modulatoren (100, 102) eine Vielzahl von Summierungsschaltungen (106, 110, 112) enthält, und jede Summierungsschaltung zwischen einem Ausgang eines Vierphasenumtast-Modulators und einem Ausgang eines anderen Vierphasenumtast-Modulators geschaltet ist, dessen Ausgangssignal eine Dämpfung von sechs dB (104, 108) erfährt.

8. Verfahren zur adaptiven Umwandlung digitaler Signale in phasen- und amplitudenversetzte Trägersignale, welches Verfahren folgende Schritte umfaßt:

a) Umwandlung einer Vielzahl von Paaren digitaler Signale (D1 bis D10) in Vierphasenumtast-Trägersignale;

b) Dämpfung eines der genannten Vierphasenumtast-Trägersignale und vektorielle Summierung desselben mit einem ungedämpften Vierphasenumtast-Trägersignal;

c) Dämpfung der vektoriellen Summe aus Schritt b) und Kombination des Ergebnisses mit einem anderen der genannten Vierphasenumtast-Trägersignale;

d) Wiederholung der Schritte b) und c) bis ein letztes sum miertes Ausgangssignal an einem Ausgang (114) auftritt; und

e) Steuerung der Zustände der genannten Paare aus digitalen Signalen (D1 bis D10) in Abhängigkeit von Steuersignalen (134) und zusätzlichen digitalen Eingangssignalen (A1 bis A4) in der Weise, daß einer Vielzahl der genannten zusätzlichen digitalen Eingangssignale in die Lage versetzt wird, digitale Signale in Übereinstimmung mit den genannten Steuersignalen (134) zu erzeugen, wobei mehr Werte der genannten gesteuerten Zustände der genannten Paare digitaler Signale (D1 bis D10) vorhanden sind als zur Darstellung der genannten zusätzlichen digitalen Eingangssignale (A1 bis A4) benötigt werden.

9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei die genannten Steuersignale (134) kennzeichnend sind für den Zustand einer übertragungseinrichtung, über welche die genannten phasen- und amplitudenversetzten Trägersignale übertragen werden sollen, und eine Modifizierung der genannten digitalen Signale in Übereinstimmung mit dem Zustand der genannten Übertragungseinrichtung bewirken.

10. Verfahren nach Anspruch 9, wobei die genannte Modifizierung der genannten Paare digitaler Signale eine Phasen- und Amplitudenverschiebung des genannten Trägersignals herbeiführen, die, nach Erprobung der genannten Übertragungseinrichtung geändert wird, um die gewünschten Phasen- und Amplituden-Charaktieristika zu erhalten.