JP2918430B2 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置

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JP2918430B2
JP2918430B2 JP5272719A JP27271993A JP2918430B2 JP 2918430 B2 JP2918430 B2 JP 2918430B2 JP 5272719 A JP5272719 A JP 5272719A JP 27271993 A JP27271993 A JP 27271993A JP 2918430 B2 JP2918430 B2 JP 2918430B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は無停電電源装置のよう
な交流電圧を一旦直流電圧に変換しさらに交流電圧に変
換する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】先ず、この種の電力変換装置の基本的な
主回路構成および動作を図６３，図６４の第１の従来例
によって説明する。図６３は例えば特開平２−２３１９
６５号公報に示された定電圧・定周波数電源装置のブロ
ック図，図６４はその動作説明図である。図６３におい
て、Ａはコンバータ回路であり、ダイオード１，２の整
流素子を直列接続することによって構成され、その直流
出力端は平滑コンデンサ１２に接続されている。
【０００３】Ｂは切換回路、Ｃはインバータ回路で、そ
れぞれ２個の直列接続されたスイッチング回路３，４お
よび５，６から成っている。このスイッチング回路３
は、例えばトランジスタ、あるいはＦＥＴ等のスイッチ
ング素子３ｔとこのスイッチング素子３ｔに逆並列接続
されたフライホイールダイオード３ｄとによって構成さ
れている。またスイッチング回路４，５，６も同様であ
る。
【０００４】上記コンバータ回路Ａと平滑コンデンサ１
２と切換回路Ｂとインバータ回路Ｃとの両端は接続線１
０，１１で互いに並列に接続されている。７は入力電圧
Ｖｓを供給する交流電圧源で、片端が接続線８によりコ
ンバータ回路Ａの中間点である中点に接続され、もう一
端が接続線９に接続されている。１４は負荷回路で、片
端は接続線１３により交流出力端の一端であるインバー
タ回路Ｃの中点に接続され、もう一端は接続線９により
交流出力端の他端である切換回路Ｂの中点に接続されて
いる。
【０００５】次に、この従来装置の動作について説明す
る。図６４は各スイッチング素子のスイッチング状態と
電流の流れとを表すもので、先ずコンバータ動作とし
て、図６４（ａ）で示す電圧波形（Ａ）の範囲、即ち正
の半サイクルの間、電流の流れは図６４（ｂ）のように
流れる。また図６４（ａ）で示す電圧波形Ｂの範囲、即
ち負の半サイクルの間、電流の流れは図６４（ｄ）のよ
うに流れる。このようにして、平滑コンデンサ１２は入
力電圧によってピーク充電され、図６５に示す直流電圧
ＶDは√２×Ｖｓになる。
【０００６】一方、インバータ回路Ｃは次のように動作
する。図６４（ａ）で示す電圧波形の正区間（（Ａ）の
範囲）を出力したいときは、図６４（ｃ）に示すスイッ
チング素子をＯＮし、図６４（ａ）で示す電圧波形の負
区間（（Ｂ）の範囲）を出力したいときは、図６４
（ｅ）に示すスイッチング素子をＯＮすれば、正と負の
両方の電圧を出力することができ、それぞれの図中のど
ちらか一方のスイッチング素子をＰＷＭ制御すれば、正
弦波を得ることができる。
【０００７】従って、図６５における正側の斜線の部分
を得るには、切換回路Ｂのスイッチング素子４ｔが導通
状態で、インバータ回路Ｃのスイッチング素子５ｔが正
弦波指令に従ってＰＷＭ制御をし、図６５における負側
の斜線の部分を得るには、切換回路Ｂのスイッチング素
子３ｔが導通状態で、インバータ回路Ｃのスイッチング
素子６ｔが正弦波指令に従ってＰＷＭ制御をすれば良
い。
【０００８】このようなスイッチング制御によって、図
示されていないがインバータ出力電圧ＶINVをフィルタ
ー回路に通せば、図６５における負荷電圧ＶLで示した
ような正弦波電圧が得られる。但し、条件として入力電
圧Ｖｓ，出力電圧ＶLの波形は異なってもよいが、同相
（電圧の零点が等しい）でなければならない。
【０００９】次に、制御関係を中心に、第２の従来例で
ある定電圧・定周波数電源装置について図６６を用いて
説明する。この第２の従来例は、図６３におけるコンバ
ータ回路Ａに変えてコンバータ回路Ｄが採用されてい
る。このコンバータ回路Ｄは、スイッチング回路１と２
とを直列に接続したもので、さらにスイッチング回路
１，２はそれぞれトランジスタ、あるいはＦＥＴ等のス
イッチング素子１ｔ，２ｔとダイオード１ｄ，２ｄから
構成されている。また、１５は交流リアクトルで、一端
は接続線８によりコンバータ回路Ｄの中点に接続され、
もう一端は接続線１６により交流電圧源７に接続され
る。
【００１０】３０はコンバータ回路Ｄ，切換回路Ｂ，イ
ンバータ回路Ｃが有するスイッチング素子を制御するた
めの制御回路である。１００は高力率コンバータ動作を
させるためのコンバータ電圧指令発生回路、１０１はキ
ャリア信号発生回路、１０２は負荷電圧を正弦波にする
ためのインバータ電圧指令発生回路、１０３はコンバー
タ電圧指令発生回路１００の出力ＶCMD1とキャリア信号
発生回路１０１の出力ＣＡＲとを比較する比較器、１０
４はインバータ電圧指令発生回路１０２の出力ＶCMD2と
キャリア信号発生回路１０１の出力ＣＡＲとを比較する
比較器、１０５はインバータ電圧指令発生回路１０２の
出力を受けてゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路
である。また、１０６は上記比較器１０３および１０４
とゼロクロス検出回路１０５との出力を受けてスイッチ
ング信号Ｔ1〜Ｔ6を発生するスイッチングパターン発生
回路である。また、図２５は上記スイッチングパターン
発生回路１０６の内部構成を示したもので、１０７〜１
０９は反転回路、１１０，１１１，１１３，１１４はア
ンド回路、１１２，１１５はオア回路、１１６，１１７
は反転回路である。なお、上記以外の構成は上述した第
１の従来例と同一である。
【００１１】次に第２の従来装置の動作について図６８
のタイミングチャートを参照しながら説明する。コンバ
ータ電圧指令発生回路１００から出力されたコンバータ
電圧指令信号ＶCMD1とキャリア信号発生回路１０１から
出力されたキャリア信号ＣＡＲとを比較器１０３で比較
しキャリア信号ＣＡＲの方が小さい時はロジックが”
Ｈ”となるコンバータＰＷＭ信号Ｔａが出力される。同
様にして、インバータ電圧指令発生回路１０２から出力
されたインバータ電圧指令ＶCMD2とキャリア信号ＣＡＲ
とを比較して得られたインバータＰＷＭ信号Ｔｂが比較
器１０４から出力される。さらにゼロクロス検出回路１
０５からインバータ電圧指令信号ＶCMD2が正のときロジ
ックが”Ｈ”となる極性信号Ｔｃが出力される。
【００１２】次に図６７において、極性信号Ｔｃをスイ
ッチング信号Ｔ4とし、反転回路１０７で反転された信
号をスイッチング信号Ｔ3とする。また、アンド回路１
１０，１１１とオア回路１１２とでセレクタを構成し、
その出力端であるオア回路１１２から極性信号Ｔｃが”
Ｈ”のときコンバータＰＷＭ信号Ｔａが出力され、”
Ｌ”のとき反転回路１０８で反転された信号が出力され
る。この出力信号をスイッチング信号Ｔ1とし、反転回
路１１６で反転された信号をスイッチング信号Ｔ2とす
る。同様にして、アンド回路１１３，１１４とオア回路
１１５とでセレクタを構成し、その出力端であるオア回
路１１５から極性信号Ｔｃが”Ｈ”のときインバータＰ
ＷＭ信号Ｔｂが出力され、”Ｌ”のとき反転回路１０９
で反転された信号が出力される。この出力信号をスイッ
チング信号Ｔ5とし、反転回路１１７で反転された信号
をスイッチング信号Ｔ6とする。
【００１３】ここで、コンバータ回路Ｄと切換回路Ｂと
の２つの回路をまとめて考えると交流電圧源７からの交
流電圧を直流電圧に変換して平滑コンデンサ１２を充電
する一般的なコンバータ動作を行う構成になっているこ
とがわかる。このときにコンバータ回路Ｄのスイッチン
グパターンは図６８のＴ1，Ｔ2に示すようなコンバータ
ＰＷＭ信号である。
【００１４】ここで、コンバータ電圧指令の位相とイン
バータ電圧指令の位相とがほぼ一致しているとすると切
換回路Ｂのスイッチングパターンはコンバータ電圧指令
ＶCM D1の極性と同様となり図６８に示すコンバータ出力
電圧ＶCNVを得る。
【００１５】一方、インバータ回路Ｃと切換回路Ｂとの
２つの回路をまとめて考えると平滑コンデンサ１２の直
流電圧を交流電圧に変換して出力する一般的なインバー
タ動作を行う構成になっていることがわかる。このとき
にインバータ回路Ｃのスイッチングパターンは図６８の
Ｔ5，Ｔ6に示すようなインバータＰＷＭ信号である。ま
た切換回路Ｂのスイッチングパターンはインバータ電圧
指令ＶCMD2の極性信号Ｔｃと同一であるから図６８に示
すインバータ出力電圧ＶINVを得る。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】従来の定電圧・定周波
数電源装置は以上のように構成されているので、切換回
路Ｂをコンバータ部とインバータ部とで共用しており、
コンバータ回路Ｄとインバータ回路Ｃとが同じ極性で動
くという条件のもとでしか動作することができなかっ
た。よって、負荷に安定電圧を供給するためにはインバ
ータ回路Ｃのスイッチングパターンを変えることができ
ないから切換回路Ｂはインバータ動作専用のスイッチン
クパターンとならざるを得ず、入力電圧が位相急変した
場合にコンバータ回路Ｄが正しく動作できなくなる。
【００１７】例えば、無停電電源装置（以後ＣＶＣＦと
する。）などでは、入力系統に発電機がつながれる場合
があり、電源系統と発電機との切り換えによる位相急変
が発生する。インバータ回路Ｃが正電圧を出力している
ときに入力電圧が１８０゜反転し負電圧になると、図６
６に示す切換回路Ｂはインバータ出力電圧を正極性にす
るためにスイッチング素子４ｔをＯＮしているから、交
流電圧源７から見るとスイッチング素子４ｔとコンバー
タ回路Ｄのスイッチング回路２のダイオード２ｄを介し
てリアクトル１５のみが接続された状態となる。この状
態が数ミリ秒以上継続すると過大な電流が回路内部を流
れスイッチング素子４ｔをＯＦＦせざるを得なくなり所
望のインバータ電圧を出力できなくなるなどの問題点が
あった。
【００１８】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたものであり、一定の範囲で入力電圧の位相
急変に対応でき安定した運転の継続を可能とする電力変
換装置を得ることを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る電力変換
装置は、一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を
逆並列接続してなる双方向スイッチング回路を交流電圧
源の一端とリアクトルとの間に挿入したものである。
【００２０】請求項２に係る電力変換装置は、第２のス
イッチ群とともにコンバータ動作を行う第１のスイッチ
群を、一方向が制御可能なスイッチング素子を複数個直
列に接続して構成したものである。
【００２１】請求項３に係る電力変換装置は、第２のス
イッチ群とともにコンバータ動作を行う第１のスイッチ
群を、双方向が制御可能なスイッチング素子を複数個直
列に接続して構成したものである。
【００２２】請求項４に係る電力変換装置は、コンバー
タ電圧指令信号と第１のキャリア信号とを基にしたＰＷ
Ｍコンバータ制御手段と、インバータ電圧指令信号と位
相が上記第１のキャリア信号と１８０゜異なる第２のキ
ャリア信号とを基にしたＰＷＭインバータ制御手段とを
備えたものである。
【００２３】請求項５に係る電力変換装置は、位相が１
８０゜異なる第１および第２のキャリア信号とこれら２
つのキャリア信号のクロスポイントで極性が変化するキ
ャリア状態信号とを出力するキャリア信号発生回路と、
コンバータ電圧指令信号と上記第１のキャリア信号とを
比較してコンバータ比較信号を出力する第１の比較器
と、インバータ電圧指令信号と上記第２のキャリア信号
とを比較してインバータ比較信号を出力する第２の比較
器と、上記コンバータ電圧指令信号のゼロポイントで極
性が変化するコンバータ極性信号を出力する第１のゼロ
クロス検出回路と、上記インバータ電圧指令信号のゼロ
ポイントで極性が変化するインバータ極性信号を出力す
る第２のゼロクロス検出回路と、上記コンバータ比較信
号とコンバータ極性信号とを入力してコンバータＰＷＭ
信号を出力する第１の排他的論理和回路（以下、ＸＯＲ
回路と称す）と、上記インバータ比較信号とインバータ
極性信号とを入力してインバータＰＷＭ信号を出力する
第２のＸＯＲ回路と、上記コンバータＰＷＭ信号とキャ
リア状態信号とを入力してコンバータ動作が可能な時間
帯のコンバータ可動信号を出力するアンド回路と、上記
コンバータ極性信号とインバータ極性信号とを入力して
異極性となるタイミングでハイレベルとなる極性異同信
号を出力する第３のＸＯＲ回路と、上記インバータＰＷ
Ｍ信号とキャリア状態信号とを入力してインバータ動作
が可能な時間帯のインバータ可動信号を出力するオア回
路と、上記コンバータＰＷＭ信号とコンバータ可動信号
とを上記極性異同信号の出力極性で振り分けることによ
り第１のスイッチ群のスイッチング素子を制御するスイ
ッチング信号を出力する第１のセレクタ回路と、上記キ
ャリア状態信号とインバータ極性信号とを上記極性異同
信号の出力極性で振り分けることにより第２のスイッチ
群のスイッチング素子を制御するスイッチング信号を出
力する第２のセレクタ回路と、上記インバータＰＷＭ信
号とインバータ可動信号とを上記極性異同信号の出力極
性で振り分けることにより第３のスイッチ群のスイッチ
ング素子を制御するスイッチング信号を出力する第３の
セレクタ回路とを備えたものである。
【００２４】請求項６に係る電力変換装置は、位相が１
８０゜異なる第１および第２のキャリア信号を出力する
キャリア信号発生回路と、コンバータ電圧指令信号と上
記第１のキャリア信号とを比較してコンバータ比較信号
を出力する第１の比較器と、インバータ電圧指令信号と
上記第２のキャリア信号とを比較してインバータ比較信
号を出力する第２の比較器と、上記コンバータ電圧指令
信号のゼロポイントで極性が変化するコンバータ極性信
号を出力する第１のゼロクロス検出回路と、上記インバ
ータ電圧指令信号のゼロポイントで極性が変化するイン
バータ極性信号を出力する第２のゼロクロス検出回路
と、上記コンバータ比較信号とコンバータ極性信号とを
入力してコンバータＰＷＭ信号を出力する第１のＸＯＲ
回路と、上記インバータ比較信号とインバータ極性信号
とを入力してインバータＰＷＭ信号を出力する第２のＸ
ＯＲ回路と、上記インバータＰＷＭ信号を反転してイン
バータＰＷＭ反転信号を出力する反転回路と、上記コン
バータＰＷＭ信号とインバータＰＷＭ反転信号とを入力
してコンバータ動作が可能な時間帯のコンバータ可動信
号を出力するアンド回路と、上記コンバータ極性信号と
インバータ極性信号とを入力して異極性となるタイミン
グでハイレベルとなる極性異同信号を出力する第３のＸ
ＯＲ回路と、上記コンバータＰＷＭ信号とコンバータ可
動信号とを上記極性異同信号の出力極性で振り分けるこ
とにより第１のスイッチ群のスイッチング素子を制御す
るスイッチング信号を出力する第１のセレクタ回路と、
上記インバータＰＷＭ反転信号とインバータ極性信号と
を上記極性異同信号の出力極性で振り分けることにより
第２のスイッチ群のスイッチング素子を制御するスイッ
チング信号を出力する第２のセレクタ回路と、上記イン
バータＰＷＭ信号とインバータ極性信号を反転した信号
とを上記極性異同信号の出力極性で振り分けることによ
り第３のスイッチ群のスイッチング素子を制御するスイ
ッチング信号を出力する第３のセレクタ回路とを備えた
ものである。
【００２５】請求項７に係る電力変換装置は、各スイッ
チ群のスイッチング状態を、そのスイッチング状態とそ
のスイッチ群を流れる電流で定まる［コンバータ動作回
路の出力電圧波高値／コンデンサの電圧］値と［インバ
ータ動作回路の出力電圧波高値／コンデンサの電圧］値
とを直交する２軸の各成分とする電圧ベクトルに対応さ
せ、これら電圧ベクトルの互いに隣接する３つの頂点を
結んで形成される各領域を、当該各領域の頂点を形成す
る３つの電圧ベクトルとともに記憶する手段と、コンバ
ータ電圧指令信号とインバータ電圧指令信号とを上記電
圧ベクトルの指令信号に変換する手段と、単位処理時間
毎に上記電圧ベクトル指令信号が位置する領域を判定し
当該領域に設定された３つの電圧ベクトルを上記記憶手
段から読み出す手段と、上記電圧ベクトル指令信号から
上記単位処理時間内における上記３つの電圧ベクトルに
対応するスイッチング状態の動作時間配分を演算する手
段と、上記スイッチング状態とその動作時間配分との情
報から上記各スイッチ群のスイッチング素子を制御する
スイッチング信号を発生する手段とを備えたものであ
る。
【００２６】請求項８および９に係る電力変換装置は、
上記請求項７において更にその電圧ベクトルの出力順序
を決定する手段を付加したもので、前者は、各スイッチ
群のスイッチング状態を、その中間点から一方の側のス
イッチング素子がオン他方の側のスイッチング素子がオ
フとなるときを１、逆にその中間点から一方の側のスイ
ッチング素子がオフ他方の側のスイッチング素子がオン
となるときを０とし、第１ないし第３のスイッチ群のス
イッチング状態を上記１または０を要素とする３次元の
ベクトルで表すとともに、前回出力した電圧ベクトルに
対応するスイッチング状態ベクトルと動作中の単位処理
間内で未出力の各電圧ベクトルに対応するスイッチング
状態ベクトルとのベクトル要素毎の排他的論理和を演算
する手段と、上記ベクトル要素毎の排他的論理和出力を
上記未出力スイッチング状態ベクトル毎に加算し、この
加算値が最小となるものを次に出力すべき電圧ベクトル
に選定する手段とを備えたものである。また、後者は、
上記した電圧ベクトル選定手段を、ベクトル要素毎の排
他的論理和出力を、各出力に各ベクトル要素で異なる係
数を乗算して重み付けをした後加算し、この加算値が最
大となるものを次に出力すべき電圧ベクトルに選定する
ものとしたものである。
【００２７】請求項１０ないし２５に係る電力変換装置
は、請求項１の改良に関し、請求項１０は、交流電圧源
よりコンバータに入力される入力電流を検出する電流検
出手段と、双方向スイッチング回路の両端電圧を検出す
る電圧検出手段と、上記入力電流の絶対値を検出し、上
記絶対値がある値を越えると過電流として検出して全て
のスイッチをオフとしてコンバータ、インバータ動作を
停止し、上記双方向スイッチング回路の両端電圧が現れ
るのを検出してコンバータ、インバータ動作を再び起動
する異常検出回路を有するものである。
【００２８】請求項１１に係る電力変換装置は、交流電
圧源よりコンバータに入力される入力電流を検出する電
流検出手段と、上記入力電流の絶対値を検出し、上記絶
対値がある値を越えると過電流として検出して全てのス
イッチをオフとしてコンバータ、インバータ動作を停止
し、上記入力電流がゼロとなるのを検出して、上記コン
バータ、インバータ動作を再び起動する異常検出回路を
有するものである。
【００２９】請求項１２に係る電力変換装置は、交流電
圧源よりコンバータに入力される入力電流を検出する電
流検出手段と、上記入力電流の絶対値を検出し、上記絶
対値がある値を越えると過電流として検出して、双方向
スイッチング回路のスイッチの指令及び第１のスイッチ
群のスイッチをオフとしてコンバータ動作を停止し、こ
のとき上記入力電流の極性を検出し、上記極性をもとに
インバータの出力をゼロとし、上記入力電流がゼロとな
るのを検出して、上記コンバータ、インバータ動作を再
び起動する異常検出回路を有するものである。
【００３０】請求項１３に係る電力変換装置は、交流電
圧源の電圧を検出する電圧検出手段と、上記交流電圧源
の極性と、インバータの出力電圧の極性を検出する極性
検出回路と、上記２つの極性の異同を検出し、上記２つ
の極性が異なる場合異常と検出してコンバータ、インバ
ータ動作を停止し、異常を検出してから所定の時間後再
びインバータ、コンバータ動作を起動する異常検出回路
を有するものである。
【００３１】請求項１４に係る電力変換装置は、交流電
圧源の電圧を検出する電圧検出手段と、上記交流電圧源
よりコンバータに入力される入力電流を検出する電流検
出手段と、上記交流電圧源の極性と、インバータの出力
電圧の極性を検出する極性検出回路と、上記２つの極性
の異同を検出し、上記２つの極性が異なる場合異常と検
出してコンバータ、インバータ動作を停止し、上記入力
電流がゼロとなるのを検出して、上記コンバータ、イン
バータ動作を再び起動する異常検出回路を有するもので
ある。
【００３２】請求項１５に係る電力変換装置は、交流電
圧源の電圧を検出する電圧検出手段と、上記交流電圧源
よりコンバータに入力される入力電流を検出する電流検
出手段と、上記交流電圧源の極性と、インバータの出力
電流の極性を検出する極性検出回路と、上記インバータ
の出力電圧の極性が変化することを検出する極性変化検
出回路と、上記極性変化検出回路により極性が変化した
ことを検出したときに、上記交流電圧源の電圧の極性に
より上記交流電圧源が異常となることを検出してコンバ
ータ、インバータ動作を停止し、再びインバータ、コン
バータ動作を起動できることを検出する異常検出回路を
有するものである。
【００３３】請求項１６に係る電力変換装置は、１８０
度位相の異なる２つのキャリア信号を使って上記コンバ
ータ動作とインバータ動作の指令をパルス幅変調し上記
第１、第２、第３のスイッチ群にスイッチング指令を出
力する制御回路と、上記交流電圧源の電圧を検出する電
圧検出手段と、上記交流電圧源より上記コンバータに入
力される入力電流を検出する電流検出手段と、上記電圧
検出手段による交流電圧源の検出値とインバータの出力
電圧指令との差を検出する電圧差検出手段と、上記電圧
差が上記コンデンサの電圧指令より大きくなると異常を
検出し、コンバータ、インバータ動作を一旦停止し、上
記電流検出段により検出した電流がゼロとなることを検
出して再びコンバータ、インバータの運転を行う異常検
出回路を有するものである。
【００３４】請求項１７に係る電力変換装置は、上記異
常検出回路により、交流電圧源の電圧源とインバータ出
力電圧指令との差がコンデンサ電圧指令より大きくな
り、かつ、コンバータに入力される入力電流が上記交流
電圧源と同極性で流れているときに異常を検出し異常時
の処理を行うことを特徴とするものである。
【００３５】請求項１８に係る電力変換装置は、上記異
常検出回路により、交流電圧源の電圧源とインバータ出
力電圧指令との差がコンデンサ電圧指令より大きくな
り、かつ、コンバータに入力される入力電流が上記交流
電圧源と同極性で流れていると共に上記入力電流の大き
さが所定のレベルを超えたときに異常を検出し異常時の
処理を行うことを特徴とするものである。
【００３６】請求項１９に係る電力変換装置は、交流電
圧源よりコンバータに入力される入力電流を検出する電
流検出手段と、上記入力電流の値と上記コンバータ側の
入力指令電流の値が入力されて、これらの差が所定のレ
ベルを越えると異常を検出して、コンバータ、インバー
タ動作を停止し、上記入力電流がゼロとなるのを検出し
て、上記コンバータ、インバータ動作を再び起動する異
常検出回路を有するものである。
【００３７】請求項２０に係る電力変換装置は、交流電
圧源の電圧を検出する電圧検出手段と、上記交流電圧源
よりコンバータに入力される入力電流を検出する電流検
出手段と、上記交流電圧源の電圧の値と、インバータの
出力電圧指令の値が入力される位相差検出回路と、上記
位相差検出回路により上記２つの値の位相が所定のレベ
ルよりも大きくなることを検出し、この検出値が入力さ
れて異常を検出して、コンバータ、インバータ動作を停
止し、上記入力電流がゼロとなるのを検出して、上記コ
ンバータ、インバータ動作を再び起動する異常検出回路
を有するものである。
【００３８】請求項２１に係る電力変換装置は、双方向
スイッチング回路のスイッチがスイッチングする近傍に
て、コンバータ制御により上記双方向スイッチング回路
に流れる電流の指令をゼロにするようなコンバータの電
圧指令を発生する回路を有するものである。
【００３９】請求項２２に係る電力変換装置は、交流電
圧源が位相急変等で異常となり、入力電流が増加しそう
な状態をあらかじめ検出する電圧差異常予測検出回路を
有し、上記電圧差異常予測検出回路により異常を検出す
ると、上記入力電流の指令をゼロにするような、コンバ
ータの電圧指令を発生する回路を有するものである。
【００４０】請求項２３に係る電力変換装置は、交流電
圧源が位相急変などで異常となり、入力電流が増加しそ
うな状態をあらかじめ検出する電圧差異常予測検出回路
と、上記電圧差異常予測回路により異常を検出すると、
コンデンサの電圧を昇圧するチョッパ回路を有するもの
である。
【００４１】請求項２４に係る電力変換装置は、交流電
圧源が位相急変などで異常となり、入力電流が増加しそ
うな状態をあらかじめ検出する電圧差異常予測検出回路
を有し、上記電圧差異常予測検出回路により異常を検出
すると、コンデンサの直流電圧を上昇させるような、コ
ンバータの電圧指令を発生する回路を有するものであ
る。
【００４２】請求項２５に係る電力変換装置は、交流電
圧源が異常となり、入力電流が増加しそうな状態をあら
かじめ検出する電圧差異常予測検出回路を有し、上記電
圧差異常予測検出回路により異常を検出して、負荷への
出力をインバータ出力から交流電圧源にバイパスする、
または後に上記コンデンサの直流電圧が十分に上昇して
から負荷への出力を上記交流電圧源からインバータ出力
に切り換える第１および第２のスイッチ手段を有し、上
記電圧差異常予測検出回路により異常を検出すると上記
コンデンサの直流電圧を上昇させるような、コンバータ
の電圧指令を発生する回路を有するものである。
【００４３】
【作用】請求項１においては、交流電圧源の電圧極性と
インバータ動作による出力電圧の極性とが異なった場
合、双方向スイッチング回路により、また、請求項２に
おいては、一方向が制御可能なその第１のスイッチ群の
スイッチング素子により、更に、請求項３においては、
双方向が制御可能なその第１のスイッチ群のスイッチン
グ素子により、それぞれ上記交流電圧源の電圧をブロッ
クして過電流継続による不具合の発生を防止し、安定し
た電力変換動作を実現する。
【００４４】請求項４においては、コンバータ動作とイ
ンバータ動作とが互いに異なる時間帯で行われ、一定の
範囲でコンバータ動作回路の出力電圧と独立してインバ
ータ動作回路の出力電圧が得られる。
【００４５】請求項５においては、コンバータ動作回路
とインバータ動作回路との電圧の極性が異なるとき、そ
れぞれコンバータ動作またはインバータ動作が自由にで
きる条件に限定して各ＰＷＭ信号を出力する。
【００４６】請求項６においては、コンバータ動作回路
とインバータ動作回路との電圧の極性が異なるとき、第
２のスイッチ群と第３のスイッチ群とのスイッチングパ
ターンを入れ換えて動作するので、第３のスイッチ群の
スイッチング周波数が低減する。
【００４７】請求項７においては、装置の全スイッチン
グ素子のスイッチング状態が電圧ベクトルとして一体的
に取り扱われ、電圧ベクトルに換算された電圧指令信号
に応じて必要なスイッチング状態およびその動作時間が
抽出演算される。
【００４８】請求項８においては、その電圧ベクトル選
定手段が、スイッチング周波数を最小とするスイッチン
グパターンを出力する。
【００４９】請求項９においては、その電圧ベクトル選
定手段が、例えばインバータ出力電圧の確保を最優先に
するスイッチングパターンを出力する。
【００５０】請求項１０においては、交流電圧源よりコ
ンバータに入力される入力電流を電流検出手段により検
出し、双方向スイッチング回路の両端にかかる電圧を電
圧検出手段により検出し、これらの検出値が異常検出回
路に入力され、上記入力電流の絶対値を検出し、この絶
対値がある所定の値を越えると、異常検出をして異常検
出信号を出力し、上記異常検出信号がゲート回路に入力
され、インバータ側のスイッチ群のスイッチ、コンバー
タ側のスイッチ群のスイッチおよび双方向スイッチング
回路のスイッチの指令をすべてオフとし、上記電圧検出
手段の値がある所定の値を越えるのを検出して、上記異
常検出信号をリセットし、再びインバータ、コンバータ
動作を行う。
【００５１】請求項１１においては、交流電圧源よりコ
ンバータに入力される入力電流を電流検出手段により検
出し、この検出値が異常検出回路に入力され、上記入力
電流の絶対値を検出し、この絶対値がある所定の値を越
えると、異常検出をして異常検出信号を出力し、上記異
常検出信号がゲート回路に入力され、インバータ側のス
イッチ群のスイッチ、コンバータ側のスイッチ群のスイ
ッチおよび双方向スイッチング回路のスイッチの指令を
すべてオフとし、上記入力電流がゼロとなるのを検出し
て、上記異常検出信号をリセットし、再びインバータ、
コンバータ動作を行う。
【００５２】請求項１２においては、交流電圧源よりコ
ンバータに入力される入力電流を電流検出手段により検
出し、この検出値が異常検出回路に入力され、上記入力
電流の絶対値を検出し、この絶対値がある所定の値を越
えると、異常検出をして異常検出信号を出力し、上記異
常検出信号がゲート回路に入力され、上記異常検出回路
により上記入力電流の極性を検出し、その極性の値をも
とに、上記入力電流がさらに増加しないようなスイッチ
ングパターンで、上記インバータの出力をゼロとし、第
１のスイッチ群のスイッチをすべてオフしてコンバータ
側の動作を停止し、上記入力電流がゼロとなるのを検出
して、上記異常検出信号をリセットし、再びインバー
タ、コンバータ動作を行う。
【００５３】請求項１３においては、交流電圧源の電圧
を電圧検出手段により検出し、この検出値とインバータ
側の出力電圧指令の値が極性検出回路に入力され、異常
検出回路により上記交流電圧源の電圧の極性と、上記イ
ンバータ側の出力電圧指令の極性が異なることを検出す
ると異常検出信号を出力し、上記異常検出信号がゲート
回路に入力され、インバータ側のスイッチ群のスイッ
チ、コンバータ側のスイッチ群のスイッチおよび双方向
スイッチング回路のスイッチの指令をすべてオフとし、
所定の時間後上記異常検出信号をリセットし、再びイン
バータ、コンバータ動作を行う。
【００５４】請求項１４においては、交流電圧源の電圧
を電圧検出手段により検出し、この検出値とインバータ
側の出力電圧指令の値が極性検出回路に入力され、異常
検出回路により上記交流電圧源の電圧の極性と、上記イ
ンバータ側の出力電圧指令の極性が異なることを検出す
ると異常検出信号を出力し、上記異常検出信号がゲート
回路に入力され、インバータ側のスイッチ群のスイッ
チ、コンバータ側のスイッチ群のスイッチおよび双方向
スイッチング回路のスイッチの指令をすべてオフとし、
交流電圧源よりコンバータに入力される入力電流を電流
検出手段により検出し、この検出値が異常検出回路に入
力され、上記入力電流の検出値がゼロとなるのを検出し
て再びインバータ、コンバータ動作を行う。
【００５５】請求項１５においては、交流電圧源よりコ
ンバータに入力される入力電流を電流検出手段により検
出し、上記交流電圧源の電圧を電圧検出手段により検出
し、この検出値とインバータ側の出力電圧指令の値が極
性検出回路に入力され、上記インバータ側の出力電圧指
令の極性信号が極性変化検出回路に入力され、上記交流
電圧源の電圧の極性信号と上記極性変化回路から出力さ
れる立ち上がりエッジ信号および立ち下がりエッジ信
号、および上記入力電流の値が異常検出回路に入力さ
れ、上記インバータ側の出力電圧指令の極性が切り換わ
る近傍にて異常がある場合異常検出信号が出力され、上
記異常検出信号がゲート回路に入力され、インバータ側
のスイッチ群のスイッチ、コンバータ側のスイッチ群の
スイッチおよび双方向スイッチング回路のスイッチの指
令をすべてオフとし、上記入力電流の値が異常検出回路
に入力され、上記入力電流の検出値がゼロとなるのを検
出して再びインバータ、コンバータ動作を行う。
【００５６】請求項１６においては、交流電圧源よりコ
ンバータに入力される入力電流を電流検出手段により検
出し、上記交流電圧源の電圧を電圧検出手段により検出
し、上記交流電圧源の電圧の値とインバータの出力電圧
指令の電圧の値が電圧差検出回路に入力され、上記電圧
差検出回路により上記交流電圧源の電圧の値とインバー
タの出力電圧指令の電圧の値の差がコンデンサの指令電
圧よりも大きいと、電圧差異常信号を出力し、上記電圧
差異常信号が異常検出回路に入力されて異常検出信号が
出力され、上記異常検出信号がゲート回路に入力され、
インバータ側のスイッチ群のスイッチ、コンバータ側の
スイッチ群のスイッチおよび双方向スイッチング回路の
スイッチの指令をすべてオフとし、上記入力電流の値が
異常検出回路に入力され、上記入力電流の検出値がゼロ
となるのを検出して再びインバータ、コンバータ動作を
行う。
【００５７】請求項１７においては、交流電圧源よりコ
ンバータに入力される入力電流を電流検出手段により検
出し、上記交流電圧源の電圧を電圧検出手段により検出
し、上記交流電圧源の電圧の値とインバータの出力電圧
指令の電圧の値が電圧差検出回路に入力され、上記電圧
差検出回路により上記交流電圧源の電圧の値とインバー
タの出力電圧指令の電圧の値の差が平滑コンデンサの指
令電圧よりも大きいと、電圧差異常信号を出力し、上記
電圧差異常信号と、上記入力電流の値と、上記交流電圧
源の電圧の値が異常検出回路に入力されて、上記入力電
流の極性と、上記交流電圧源の電圧の極性が同一である
と、異常検出信号を出力され、上記異常検出信号がゲー
ト回路に入力され、インバータ側のスイッチ群のスイッ
チ、コンバータ側のスイッチ群のスイッチおよび双方向
スイッチング回路のスイッチの指令をすべてオフとし、
上記入力電流の値が異常検出回路に入力され、上記入力
電流の検出値がゼロとなるのを検出して再びインバー
タ、コンバータ動作を行う。
【００５８】請求項１８においては、交流電圧源よりコ
ンバータに入力される入力電流を電流検出手段により検
出し、上記交流電圧源の電圧を電圧検出手段により検出
し、上記交流電圧源の電圧の値とインバータの出力電圧
指令の電圧の値が電圧差検出回路に入力され、上記電圧
差検出回路により上記交流電圧源の電圧の値とインバー
タの出力電圧指令の電圧の値の差が平滑コンデンサの指
令電圧よりも大きいと、電圧差異常信号を出力し、上記
電圧差異常信号と、上記入力電流の値と、上記交流電圧
源の電圧の値が異常検出回路に入力されて、上記入力電
流の極性と、上記交流電圧源の電圧の極性が同一で、さ
らに上記入力電流が所定のレベルを越えていると異常検
出信号を出力され、上記異常検出信号がゲート回路に入
力され、インバータ側のスイッチ群のスイッチ、コンバ
ータ側のスイッチ群のスイッチおよび双方向スイッチン
グ回路のスイッチの指令をすべてオフとし、上記入力電
流の値が異常検出回路に入力され、上記入力電流の検出
値がゼロとなるのを検出して再びインバータ、コンバー
タ動作を行う。
【００５９】請求項１９においては、交流電圧源よりコ
ンバータに入力される入力電流を電流検出手段により検
出し、上記入力電流の値と、コンバータ電圧指令発生回
路での入力電流指令の値が異常検出回路に入力され、上
記入力電流の値と、上記コンバータ電圧指令発生回路で
の入力電流指令の値の差があるレベルを越えると、異常
検出信号が出力され、上記異常検出信号がゲート回路に
入力され、インバータ側のスイッチ群のスイッチ、コン
バータ側のスイッチ群のスイッチおよび双方向スイッチ
ング回路のスイッチの指令をすべてオフとし、上記入力
電流の値が異常検出回路に入力され、上記入力電流の検
出値がゼロとなるのを検出して再びインバータ、コンバ
ータ動作を行う。
【００６０】請求項２０においては、交流電圧源よりコ
ンバータに入力される入力電流を電流検出手段により検
出し、上記交流電圧源の電圧を電圧検出手段により検出
し、上記交流電圧源の電圧の値とインバータの出力電圧
指令の電圧の値が位相差検出回路に入力され、上記交流
電圧源の電圧の位相とインバータの出力電圧指令の電圧
の位相が所定のレベルをこえると、位相差異常信号が異
常検出回路に入力され、異常検出信号が出力され、上記
異常検出信号がゲート回路に入力され、インバータ側の
スイッチ群のスイッチ、コンバータ側のスイッチ群のス
イッチおよび双方向スイッチング回路のスイッチの指令
をすべてオフとし、上記入力電流の値が異常検出回路に
入力され、上記入力電流の検出値がゼロとなるのを検出
して再びインバータ、コンバータ動作を行う。
【００６１】請求項２１においては、双方向スイッチン
グ回路のスイッチがスイッチングする近傍にて、コンバ
ータ制御により双方向スイッチング回路に流れる電流指
令をゼロにするため、上記双方向スイッチング回路のス
イッチが自然転流する。
【００６２】請求項２２においては、交流電圧源が異常
となり、上記交流電圧源からコンバータ側に入力される
入力電流が増加しそうな状態をあらかじめ電圧差異常予
測検出回路により検出すると、コンバータ電圧指令発生
回路にて上記入力電流指令をゼロにする。
【００６３】請求項２３においては、交流電圧源が異常
となり、上記交流電圧源からコンバータ側に入力される
入力電流が増加しそうな状態をあらかじめ電圧差異常予
測検出回路により検出すると、コンデンサの電圧をチョ
ッパ回路により昇圧する。
【００６４】請求項２４においては、交流電圧源が異常
となり、上記交流電圧源からコンバータ側に入力される
入力電流が増加しそうな状態をあらかじめ検出する電圧
差異常予測検出回路により異常を検出すると、コンバー
タ電圧指令発生回路にてコンデンサの直流電圧指令を上
昇させ、上昇コンデンサの直流電圧を昇圧する。
【００６５】請求項２５においては、交流電圧源が異常
となり、上記交流電圧源からコンバータ側に入力される
入力電流が増加しそうな状態をあらかじめ検出する電圧
差異常予測検出回路により異常を検出すると、第１のス
イッチ手段をオフし、第２のスイッチ手段をオンして、
負荷への出力をインバータ側から交流電圧源側にバイパ
ス切り換えし、上記インバータ動作を停止し、コンバー
タ動作によりコンデンサの直流電圧を昇圧したのち、第
１のスイッチ手段をオンし、第２のスイッチ手段をオフ
して、バイパス接続を解除し、再び上記インバータ動作
による出力を負荷に供給する。
【００６６】
【実施例】
実施例１．以下、この発明の実施例１を図面とともに説
明する。図１および図２はこの発明の実施例１を示し、
図１はその構成図である。図において、１７は例えばサ
イリスタのような一方向を制御するスイッチング素子１
７ａ，１７ｂを逆方向に並列接続した双方向スイッチン
グ回路としての入力電圧制御回路で、片端は接続線１６
を介して交流電圧源７に接続され、もう一方は接続線１
８を介してリアクトル１５に接続されている。なお、１
〜１６，３０は従来の構成と全く同様で個々の説明は省
略する。
【００６７】図２は入力電圧制御回路１７の動作を示し
た波形図で、Ｖｓａ，Ｖｓｂは交流電圧源７の波形で、
後述するように、太線で示した電圧Ｖｓａが時刻ｔ1で
同じく太線で示した電圧Ｖｓｂに急変する。スイッチン
グ信号Ｔ17aは従来例で示したインバータ出力電圧ＶINV
の極性信号であるスイッチング信号Ｔ4と同じで、スイ
ッチング信号Ｔ17bはスイッチング信号Ｔ3と同じ信号
で、Ｖｓｃは入力電圧制御回路１７の出力電圧ある。
【００６８】次に、本発明のポイントである入力電圧制
御回路１７の動作について図２を参照しながら説明す
る。図２（ａ）において、交流電圧源７の出力電圧が時
刻ｔ1までＶｓａで次の瞬間Ｖｓｂに変化したとする。
このとき入力電圧制御回路１７のスイッチング素子は、
図２（ｂ）に示すように、インバータ出力電圧の極性信
号と同期したスイッチング信号Ｔ17aによりスイッチン
グ素子１７ａがＯＮしており、スイッチング信号Ｔ17b
によりスイッチング素子１７ｂがＯＦＦしているから、
入力電圧制御回路１７の出力電圧Ｖｓｃは、図２（ｃ）
に示すように、時刻ｔ1以前はＶｓａとなり、ｔ1以後は
Ｖｓｂが負電圧のときはゼロ電圧となる。時刻ｔ2にな
るとスイッチング素子１７ａと１７ｂとのスイッチング
状態が入れ替わり、交流電圧源７の出力電圧Ｖｓｂが正
電圧の時はＶｓｃはゼロ電圧となる。入力電圧制御回路
１７のこのような動作により、第１のスイッチ群である
コンバータ回路Ｄにはインバータ出力電圧と違った極性
の電圧が入力されることがなくなる。従って、従来問題
とした過大電流の継続でスイッチング素子がＯＦＦしイ
ンバータの出力電圧が停止するという現象が回避され
る。
【００６９】ここで、図中には示してないが第３のスイ
ッチ群であるインバータ回路Ｃの位相同期回路が負荷が
許すほどのゆっくりとした応答で交流電圧源７の出力電
圧Ｖｓｂの位相を追いかければ入力電圧制御回路１７の
出力電圧Ｖｓｃは綺麗な正弦波となっていく。また、コ
ンバータ回路Ｄの入力電圧を制御することができるの
で、コンデンサ１２の電圧が交流電圧源７の電圧Ｖｓの
波高値より小さい範囲で直流電圧を制御することができ
る。
【００７０】実施例２．次に、この発明の実施例２を図
面をもとに説明する。図３において、Ｅは第１のスイッ
チ群であるコンバータ回路で、一方向を制御する例えば
サイリスタなどのスイッチング素子１ｅと２ｅとの２つ
を直列に接続することで構成され、スイッチング素子１
ｅはインバータ出力電圧ＶINVが正極性のときＯＮ、負
極性のときＯＦＦし、スイッチング素子２ｅはスイッチ
ング素子１ｅの反対の動作をする。なお、３〜１６，３
０は従来の構成と全く同様である。
【００７１】図４は実施例２を説明するためのもので、
交流電圧源７の位相が急変し電圧が反転したときの動作
を示したものである。図４（ａ）は交流電圧源７とイン
バータ出力電圧ＶINVとの位相がともに正極性のときの
コンバータ回路Ｅを流れる電流を示したもので、スイッ
チング素子１ｅと４ｔと５ｔとがＯＮしており、コンバ
ータ回路Ｅの電流はリアクトル１５を介してコンデンサ
１２またはスイッチング素子５ｔを介して負荷回路１４
へ流れる。ここで、図４（ａ）の次の瞬間に交流電圧源
７の電圧の極性が反転した場合図４（ｂ）のようにな
る。図において、ＯＮしているスイッチング素子は図４
（ａ）と同じであるから、コンバータ回路Ｅの電流はス
イッチング素子４ｔを流れてスイッチング素子２ｅを流
れようとするがスイッチング素子２ｅはＯＦＦしている
ので流れない。従って、交流電圧源７の電圧Ｖｓとイン
バータ出力電圧ＶINVとが同極性でないときはコンバー
タ電流が流れることがないため、入力電圧Ｖｓの電圧位
相が変動しても問題が発生しない。また、コンデンサ１
２は交流電圧源７の出力電圧によりピーク充電されなく
なり直流電圧を零電圧から制御することができる。
【００７２】実施例３．次に、この発明の実施例３を図
面とともに説明する。図５において、Ｆは第１のスイッ
チ群であるコンバータ回路で、双方向制御回路１と２と
から構成されている。この双方向制御回路１は、トラン
ジスタ、あるいはＩＧＢＴ，ＦＥＴ等のスイッチング素
子１ｔａとフライホイールダイオード１ｄａとから成る
スイッチング回路と，トランジスタ、あるいはＩＧＢ
Ｔ，ＦＥＴ等のスイッチング素子１ｔｂとフライホイー
ルダイオード１ｄｂとから成るスイッチング回路とを逆
方向に直列接続したもので、双方向制御回路２もスイッ
チング素子２ｔａ，２ｔｂとフライホイールダイオード
２ｄａ，２ｄｂとでスイッチング回路１と同じように構
成されている。なお、上記以外の構成要素および構成は
従来の実施例と全く同様である。
【００７３】以下、図６をもとに動作を説明する。図６
（ａ）は交流電圧源７とインバータ出力電圧ＶINVとの
位相がともに正極性のときのコンバータ回路Ｆを流れる
電流を示したもので、図において、コンバータ回路Ｆの
双方向制御回路１および２の各２つのスイッチング素子
は常に同じスイッチングパターンで動作しており、その
スイッチングパターンは従来の第２の実施例と同じパタ
ーンであり、スイッチング回路１のスイッチング素子１
ｔｂとダイオード１ｄａとスイッチング回路４のダイオ
ード４ｄを流れてコンデンサ１２を充電する。ここで、
図６（ｂ）のように例えば交流電圧源７の電圧の極性が
反転した場合、スイッチング素子４ｔもＯＮとなってい
るので、このスイッチング素子４ｔとダイオード２ｄａ
とを介して電流が流れようとするが、コンバータ回路Ｆ
は双方向制御しているため、スイッチング素子２ｔｂが
ＯＦＦとなっているのでこの電流をブロックすることが
できる。従って、交流電圧源７が変動してもリアクトル
１５を介した短絡現象が発生することがなく、かつ、双
方向制御が可能な構成としているので正常時は直流側の
電力を交流電圧源側に回生することができ、モーターな
どのエネルギーを回生する負荷に対しても直流電圧を一
定に保つことができる。
【００７４】実施例４．以上で説明した実施例１〜３
は、それぞれのスイッチング素子の動作、特性により、
装置に入力される電圧の極性急変を防止するもので、こ
れによって交流電圧源７の電圧位相急変に基づく問題の
解消を図っている。これに対し、以下に説明する実施例
４による電力変換装置は、一定の範囲でコンバータ動作
とインバータ動作とを独立して制御できる方式を採用す
ることにより、上述の課題を達成せんとするものであ
る。
【００７５】即ち、一般的なフルブリッジの単相高力率
コンバータ回路やフルブリッジの単相出力インバータ回
路は、片アームがＰＷＭ制御を行いもう片アームが、そ
れぞれが出力したい電圧の極性に同期してスイッチング
動作をする。このとき交流／直流／交流電力変換器の場
合、コンバータ回路とインバータ回路との出力電圧の周
波数と位相が全く同じであればコンバータ回路とインバ
ータ回路との出力電圧に同期しているスイッチング素子
は全く同じ動作をしているので従来動作のように一体化
できる。しかしあくまでもコンバータ回路とインバータ
回路との出力電圧の周波数と位相とが全く同じであると
いう前提のもとであるので、この前提の裏返しである周
波数と位相とが違うときは本明細書の従来回路は動作で
きない。
【００７６】発明者は、以上で説明した制約が、両動作
のＰＷＭ制御を単一のキャリア信号により行っているこ
とに起因していることに着目し、コンバータ動作とイン
バータ動作とを位相が１８０゜異なるキャリア信号で各
別に制御する方式を新たに検討した。具体的な実施例の
説明に入る前に、先ず、このキャリア信号について図７
により説明する。
【００７７】図７（ａ）は単一キャリア信号の場合を表
したもので、図のように三角波を用いたＰＷＭ制御の場
合、キャリア信号と電圧指令とを比較した結果発生する
パルス信号は、図中のパルス幅の中心ポイントを中心と
して変化する。従って２つの電圧指令を共通キャリア信
号でＰＷＭ制御した場合、２つのパルス信号は必ずパル
ス幅に共通期間が発生する。このことを前提として、位
相差のある２つのキャリア信号の場合を図７（ｂ）を用
いて説明する。２つのキャリア信号が期間Ｗなる幅だけ
位相が異なるとき、２つのキャリア信号ＡおよびＢのパ
ルス幅の中心ポイントは期間Ｗだけ異なる。このときＰ
ＷＭ制御によって発生する２つのパルス信号は（Ｗ／
２）×２＝Ｗだけパルスが重なることなく動作する。従
って、キャリア信号の位相差によって発生するパルス幅
Ｗと２つのパルス信号の重ならない期間とは比例関係に
あるので、後者（２つのパルス信号の重ならない期間）
を最大にしようとするとキャリア信号の位相差を最大に
すれば良いから、位相差を１８０゜にすれば良いことに
なる。
【００７８】次に、この発明の実施例４を図面をもとに
説明する。図８において主回路である１〜１６は従来と
全く同じ構成である。３０は制御回路で以下に示す要素
で構成されている。１１８は１８０゜位相が異なる三角
波のキャリア信号ＣＡＲ１，ＣＡＲ２および両キャリア
信号のクロスポイントで極性が変化するキャリア状態信
号Ｔｉを発生するキャリア信号発生回路、１１９はコン
バータ電圧指令発生回路１００の出力を受けてゼロクロ
スを検出するゼロクロス検出回路である。また、１２０
は上記比較器１０３および１０４とゼロクロス検出回路
１０５および１１９の出力を受けてスイッチング信号Ｔ
1〜Ｔ6を発生するスイッチングパターン発生回路であ
る。また、１００，１０２〜１０５は従来の回路と同じ
である。
【００７９】図９は上記スイッチングパターン発生回路
１２０の内部構成を示したもので、１２１，１２２、１
２４は排他的論理和回路（以後、ＸＯＲ回路とす
る。）、１２３，１２９〜１３４はアンド回路、１２
５，１３５〜１３７はオア回路、１２６〜１２８，１３
８〜１４０は反転回路である。また、アンド回路１２３
とＸＯＲ回路１２４とオア回路１２５とで異符号対策信
号発生回路Ｐを構成し、反転回路１２６とアンド回路１
２９，１３０とオア回路１３５とで第１のセレクタ回路
Ｑを、反転回路１２７とアンド回路１３１，１３２とオ
ア回路１３６とで第２のセレクタ回路Ｒを、反転回路１
２８とアンド回路１３３，１３４とオア回路１３７とで
第３のセレクタ回路Ｓをそれぞれ構成する。
【００８０】本発明のようにインバータとコンバータの
一相を共通に接続すると、インバータとコンバータが出
力しようとする電圧極性が同じであれば、共通スイッチ
群Ｂは共通の極性に従いスイッチングすればよいが、極
性が異なる場合、例えばコンバータ電圧が正でインバー
タ電圧が負を出力する場合、コンバータからスイッチン
グ素子１ｔと４ｔをＯＮする指令が出力され、インバー
タからスイッチング素子３ｔと６ｔをＯＮする指令が出
力されるから、そのままスイッチングさせてしまうと共
通スイッチ群Ｂの３ｔと４ｔが同時に０Ｎとなり、直流
短絡が発生し所望の電圧を発生できないどころか装置の
故障が発生してしまう。そこで、図７に示すようにイン
バータとコンバータのＰＷＭキャリア波形の位相をずら
すことでスイッチング指令発生ポイントを時間的にずら
し、キャリア周期内でインバータが支配的な期間とコン
バータが支配的な期間とに分割できるようにする。 ここ
で、ＰＷＭ制御とは、キャリア信号より電圧指令が大き
い期間はインバータ、コンバータともに出力電圧を送出
するようにスイッチを選択し、キャリア信号が電圧指令
より大きいときはインバータはゼロ電圧を出力し、コン
バータはリアクトル１５を介し入力電源を短絡するよう
にスイッチを選択するように動作するもので、また、イ
ンバータは共通スイッチＢの３ｔがオンのときはインバ
ータスイッチＣの５ｔをオン、４ｔがオンのときは６ｔ
をオンすれば出力電圧をゼロにできるし、コンバータも
３ｔがオンのときは１ｔ，４ｔがオンのときは２ｔをオ
ンにすれば入力電源を短絡できるので、共通スイッチＢ
のどのスイッチがオンしていてもその動作に併せインバ
ータスイッチＣ、コンバータスイッチＤのスイッチを選
択すればキャリア信号が電圧指令より大きい期間の動作
を実現することができる。 従って、インバータとコンバ
ータのキャリア信号を１８０度ずらすと、インバータと
コンバータのスイッチング指令発生ポイントは１８０度
の期間ずれが発生する。また、制御回路内ではキャリア
信号の振幅は直流電圧値と等価であるから、この期間が
あることで直流電圧振幅分の電圧指令動作範囲が発生す
る。 本実施例はキャリア周波数を１８０度ずつの分割し
た時間帯でそれぞれインバータとコンバータがＯＮ／Ｏ
ＦＦできるように構成したもので、図１０がその動 作を
示すタイミングチャートである。以下、主として図１０
を参照しながら動作を説明する。比較器１０３でコンバ
ータ電圧指令信号ＶCMD1とキャリア信号ＣＡＲ１とが比
較されコンバータ比較信号Ｔｆが出力される。比較器１
０４ではインバータ電圧指令信号ＶCMD2とキャリア信号
ＣＡＲ１と１８０゜位相が異なるキャリア信号ＣＡＲ２
とが比較されインバータ比較信号Ｔｇが出力される。ま
た、キャリア信号発生回路１１８から２つのキャリア信
号のクロスポイントで極性が変化するキャリア状態信号
Ｔｉが出力される。この信号はコンバータ回路Ｄとイン
バータ回路Ｃとの動作をお互いのＰＷＭ信号が時間的に
重ならないときに限り独立させるためのもので、コンバ
ータ側が自由に動けるときを”Ｈ”とする。
【００８１】スイッチングパターン発生回路１２０に
は、コンバータ比較信号Ｔｆとコンバータ極性信号Ｔｅ
とキャリア状態信号Ｔｉとインバータ比較信号Ｔｇとイ
ンバータ極性信号Ｔｈとが入力される。そして、ＸＯＲ
回路１２１で、信号ＴｆとＴｅとが演算されコンバータ
の電圧極性の情報を持つコンバータＰＷＭ信号Ｔｊが出
力され、アンド回路１２３で信号ＴｊとＴｉとのアンド
をとりコンバータ回路が自由に動作できるときのコンバ
ータ可動信号Ｔｌを出力する。一方、ＸＯＲ回路１２４
に信号ＴｅとＴｈとが入力され、両信号が異符号のとき
には”Ｈ”、同符号のときには”Ｌ”となる極性異同信
号Ｔｍが出力される。これらの信号は上記セレクタ回路
Ｑに入力され、同符号（Ｔｍが”Ｌ”）のときは信号Ｔ
ｊが、異符号（Ｔｍが”Ｈ”）のときは信号Ｔｌが選択
されスイッチング信号Ｔ1としてスイッチング回路１に
出力される。
【００８２】また、信号ＴｉとＴｈとは上記セレクタ回
路Ｒに入力され、異符号（Ｔｍが”Ｈ”）のときは信号
Ｔｉが、同符号（Ｔｍが”Ｌ”）のときは信号Ｔｈが選
択されスイッチング信号Ｔ3としてスイッチング回路３
に出力される。
【００８３】さらに、ＸＯＲ回路１２２で信号ＴｈとＴ
ｇとが演算されインバータの電圧極性の情報を持つイン
バータＰＷＭ信号Ｔｋが出力され、オア回路１２５で信
号ＴｋとＴｉとのオアをとりインバータ回路が自由に動
作できるときのインバータ可動信号Ｔｎを出力する。こ
れらの信号は上記セレクタ回路Ｓに入力され、同符号
（Ｔｍが”Ｌ”）のときは信号Ｔｋが、異符号（Ｔｍ
が”Ｈ”）のときは信号Ｔｎが選択されスイッチング信
号Ｔ5としてスイッチング回路５に出力される。なお、
スイッチング信号Ｔ2とＴ4とＴ6とはそれぞれスイッチ
ング信号Ｔ1とＴ3とＴ5との反転信号であり、スイッチ
ング回路２，４，６に出力され、上記したスイッチング
信号により図１０下段に示すコンバータ出力電圧ＶCNV
とインバータ出力電圧ＶINVとを得る。
【００８４】以上のように、インバータとコンバータの
出力電圧が同極性のとき（信号ＴｍがＬの期間）は図１
０に示すようにスイッチング素子３ｔの指令Ｔ３は電圧
の極性でスイッチングし、異極性のとき（信号ＴｍがＨ
の期間）はキャリア周期内で１８０度期間づつ時間分割
して動作させる。これにより、コンバータの極性で動作
する場合はインバータ側のスイッチは共通スイッチ群Ｂ
の影響をうけないように例えばスイッチング素子３ｔが
ＯＮのときはスイッチング素子５ｔをＯＮにして出力に
ゼロ電圧を出すように動作させ、インバータの極性で動
作するときはコンバータ側のスイッチは共通スイッチ群
Ｂの影響をうけないように例えばスイッチング素子３ｔ
がＯＮのときはスイッチング素子１ｔをＯＮにして出力
にゼロ電圧を出すように動作させる。 上記説明により、
パルス幅をキャリア周期の１８０度期間より開く必要が
ない場合は共通スイッチ群Ｂを１８０度期間相手側に自
由にスイッチを選択されても、単独で動作できるスイッ
チ群（インバータはスイッチ群Ｃ、コンバータはスイッ
チ群Ｄ）を使って出力にゼロを出力するように動作し、
残りの１８０度で自由にスイッチを選択するように動作
できることがわかる。以上より、２つのキャリア信号の
位相を１８０゜ずらしたことで、コンバータ回路とイン
バータ回路の動作が独立し、その独立性は２つのＰＷＭ
信号の時間的に重ならない期間がどれだけあるかよって
決まることになる。ここで、コンバータ回路とインバー
タ回路とが出力できる位相差の限度を求めてみる。
【００８５】今、コンバータ出力電圧の波高値をＶCと
するとコンバータ電圧はＶC・Ｓｉｎθとなり、インバ
ータ出力電圧の波高値をＶIとするとインバータ電圧は
ＶI・Ｓｉｎ（θ−α）となる（αは両回路の位相差で
０≦θ≦αの関係にある）。ここで、インバータとコン
バータの極性が異なる期間は、前記のように電圧指令の
発生範囲は直流電圧以下であるから、コンデンサ１２の
直流電圧をＶDとすると、異符号の期間においてコンバ
ータの電圧振幅とインバータの電圧振幅の和は下記の
（１）式のようになる。 ＶC・Ｓｉｎθ−ＶI・Ｓｉｎ（θ−α）≦ＶD・・・（１） ここで、（１）式の左辺が最大になるのはθ＝α／２の
ときであるので、この関係を代入して変形すると（２）
式が得られる。 （ＶC＋ＶI）・Ｓｉｎ（α／２）≦ＶD・・・・・・（２） （２）式より、限界の位相差αは下記（３）式で求めら
れる。 α＝２・Ｓｉｎ-1｛ＶD／（ＶC＋ＶI）｝・・・・・（３） 即ち、この位相差α以内で、両回路の独立動作が可能と
なる訳である。
【００８６】実施例５．上述した実施例４では、両回路
の電圧が異符号となったとき、そのスイッチング素子の
スイッチングパターンを工夫することで対応している。
しかし、その結果、スイッチング素子のスイッチング周
波数が一時的に倍増しスイッチングロスが増えてしま
う。例えば、ＶD＝ＶC＝ＶIとすると、（３）式から位
相差が最大６０゜まで正常動作するように設計すること
ができるが、この場合、コンバータ回路は高力率動作を
しているので、スイッチング周波数が倍増するのは電流
のゼロ位相を中心に±３０゜の範囲となり、電流値が低
くスイッチング周波数の増大によるロスへの影響が比較
的小さい。これに対し、インバータ回路は負荷回路によ
って電流の位相が変わるので、最悪の場合は電流ピーク
位相を中心に±３０゜の範囲となり、電流値が大きくな
ってスイッチング周波数増大の影響が極めて大きくな
る。
【００８７】実施例５は以上の点を改善したもので、両
出力が異符号となったとき、スイッチ群Ｃとスイッチ群
Ｂとのスイッチングパターンを入れ換えて動作させるこ
とをその特徴としたものである。以下、実施例５を図面
をもとに説明する。
【００８８】本実施例の構成は制御回路３０のスイッチ
ングパターン発生回路１２０以外は実施例４と同じであ
る。図１１はそのスイッチングパターン発生回路１２０
で、１４３，１４４，１４７はＸＯＲ回路，１４６，１
５２〜１５７はアンド回路、１４５，１４８〜１５１，
１６１〜１６３は反転回路、１５８〜１６０はオア回路
である。また、反転回路１４５とアンド回路１４６とＸ
ＯＲ回路１４７とでインバータ優先信号発生回路Ｔを構
成し、反転回路１４８とアンド回路１５２，１５３とオ
ア回路１５８とでセレクタ回路Ｕを、反転回路１４９と
アンド回路１５４，１５５とオア回路１５９とでセレク
タ回路Ｖを、反転回路１５０，１５１とアンド回路１５
６，１５７とオア回路１６０とでセレクタ回路Ｗをそれ
ぞれ構成する。
【００８９】以下、図１２を参照しながら動作を説明す
る。スイッチングパターン発生回路１２０には、コンバ
ータ比較信号Ｔｆとコンバータ極性信号Ｔｅとインバー
タ比較信号Ｔｇとインバータ極性信号Ｔｈとが入力され
る。そして、ＸＯＲ回路１４３で信号ＴｆとＴｅとが演
算されコンバータの電圧極性の情報を持つコンバータＰ
ＷＭ信号Ｔｐが出力され、ＸＯＲ回路１４４で信号Ｔｇ
とＴｈとが演算されインバータの電圧極性の情報を持つ
インバータＰＷＭ信号Ｔｑが出力される。また、反転回
路１４５から信号Ｔｑを反転したインバータＰＷＭ反転
信号Ｔｒ（従って、信号Ｔｒはインバータ回路がＰＷＭ
動作していないタイミングで出力される）が出力され、
アンド回路１４６で信号ＴｐとＴｒとのアンドがとられ
コンバータとインバータとが異符号のときのコンバータ
のスイッチング信号となるコンバータ可動信号Ｔｓが出
力される。一方、ＸＯＲ回路１４７で信号ＴｅとＴｈと
の演算を行い両信号が異符号のときには”Ｈ”、同符号
のときには”Ｌ”となる極性異同信号Ｔｔが出力され
る。これらの信号は上記セレクタ回路Ｕに入力され、同
符号（Ｔｔが”Ｌ”）のときは信号Ｔｐが、異符号（Ｔ
ｔが”Ｈ”）のときは信号Ｔｓが選択されスイッチング
信号Ｔ1としてスイッチング回路１に出力される。
【００９０】また、信号ＴｒとＴｈとは上記セレクタ回
路Ｖに入力され、異符号（Ｔｔが”Ｈ”）のときは信号
Ｔｒが、同符号（Ｔｔが”Ｌ”）のときは信号Ｔｈが選
択されスイッチング信号Ｔ3としてスイッチング回路３
に出力される。
【００９１】さらに、信号ＴｈとＴｑとは上記セレクタ
回路Ｗに入力され、同符号（Ｔｔが”Ｌ”）のときは信
号Ｔｑが、異符号（Ｔｔが”Ｈ”）のときは信号Ｔｈを
反転回路１５０で反転した信号が選択されスイッチング
信号Ｔ5としてスイッチング回路５に出力される。な
お、スイッチング信号Ｔ2とＴ4とＴ6とはそれぞれスイ
ッチング信号Ｔ1とＴ3とＴ5との反転信号であり、スイ
ッチング回路２，４，６に出力され、上記したスイッチ
ング信号により図１２下段に示すコンバータ出力電圧Ｖ
CNVとインバータ出力電圧ＶINVとを得る。
【００９２】図１１でインバータＰＷＭ反転信号Ｔｒ
を、切換回路Ｂのスイッチング信号を作成するセレクタ
回路Ｖへも送る構成としていることからも判る如く、こ
の実施例５ではインバータ回路Ｃと切換回路Ｂとのスイ
ッチングパターンを一部入れ換えている。この結果、図
１２の信号Ｔ1，Ｔ3，Ｔ5からわかるように、コンバー
タとインバータとが異符号のときのスイッチング周波数
は、インバータ回路Ｃの信号Ｔ5はスイッチングせず、
切換回路Ｂの信号Ｔ3はキャリア信号と同じで、コンバ
ータ回路Ｄの信号Ｔ1はキャリア信号の２倍になってい
る。従って、２種類のキャリア信号で動作させる方式の
採用によってスイッチングロスが増大するという弊害を
低減させる効果がある。
【００９３】実施例６．次に、この発明の実施例６によ
る電力変換装置を説明するが、この実施例では後述する
電圧ベクトルなる概念を導入し、装置の全スイッチング
素子のスイッチング状態を、この電圧ベクトルを導入す
ることで一体的に取り扱い、スイッチング制御を行う。
勿論、上述した実施例４，５と同様、一定の範囲でコン
バータとインバータとを独立に動作させることができ、
従来提起された問題点の解決を図るとともに、その制御
のソフトウェア的要素を利用して後述する新たな効果を
も達成している。
【００９４】以下、この発明の実施例６を図面とともに
説明する。図１３において、３０は制御回路で、１６４
は水晶発振器、１６５は上記水晶発信器１６４の出力信
号をカウントし時刻△Ｔ周期にリセットがかかるカウン
タで、△Ｔ周期の割り込み信号とカウント値を出力す
る。１６６は上記カウンタ１６５の出力と後述する演算
回路１６８が設定する設定値とを比較するコンパレータ
で、その結果により割り込み信号を発生するものであ
る。１６７はＡ／Ｄコンバータ、１６８はスイッチング
信号を算出するマイクロコンピュータ等の演算回路であ
り、１６９は外部信号を入力するインターフェイス回
路、１７０はＲＡＭ、１７１は演算部であるＡＬＵ、１
７２は外部に信号を出力するインターフェイス回路であ
る。また、１７５は演算回路１６８の動作の基準クロッ
クを出力する水晶発振器、１７６は演算回路１６８を動
作させるプログラムを有する記憶回路（以後、ＲＯＭと
する。）であり、１７３はスイッチング信号発生回路
で、１７４は直流電圧検出器である。
【００９５】動作の説明に入る前に、新たに導入する電
圧ベクトルの内容について説明する。図１４はスイッチ
ング素子のスイッチング状態のすべてのケースを表にま
とめたもので、図中、Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3はそれぞれスイッ
チング素子１，３，５を示し、”１”はＯＮの状態、”
０”はＯＦＦの状態を示す。なお、スイッチング素子
２，４，６のスイッチング状態はそれぞれスイッチング
素子１，３，５のスイッチング状態を反転したものであ
るので、図示を省略している。表からも判るように、ス
イッチング状態の種類としてはＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，
Ｆ，Ｇ＋，Ｇ−の合計８種類が考えられる。
【００９６】これら８種類のスイッチング状態を電圧ベ
クトルの形で表したのが図１５である。今、スイッチン
グ状態がある１つの状態、例えば図１４のＡ欄、従って
Ｓ1がＯＦＦ，Ｓ3ＯＦＦ，Ｓ5がＯＮ（Ｓ2がＯＮ，Ｓ4
がＯＮ，Ｓ6がＯＦＦ）の状態とすると、コンデンサ１
２の直流電圧ＶDに対するコンバータ出力電圧波高値ＶC
およびインバータ出力電圧波高値ＶIが特定される。こ
の場合、ＶC＝０、ＶI＝ＶDであるから、図１５に示す
ように、横軸をＶC／ＶD，縦軸をＶI／ＶDとする直交座
標平面を考えると、スイッチング状態Ａは原点から座標
（０，１）へ向かうベクトルで表現することが可能とな
る。そこで、上記で例示したスイッチング状態を電圧ベ
クトルＡとして扱い、図中、Ａの上部に矢印バーを付加
して示すものとする。
【００９７】図１５は、以上のようにして図１４に示す
Ａ〜Ｇの電圧ベクトルを表示したものである。但し、電
圧ベクトルＧについては、ゼロベクトルであるが、
Ｓ1，Ｓ3，Ｓ5が共にＯＮとなる場合と共にＯＦＦとな
る場合とを区別してそれぞれＧ＋，Ｇ−と表すものとす
る。
【００９８】ここで、図１５に示すベクトル図に関連し
て電力変換装置の動作範囲について検討すると、仮にコ
ンバータ回路とインバータ回路とが完全に独立して動作
する一般的な交流／直流／交流電力変換器の場合は、０
≦｜ＶI／ＶD｜≦１，０≦｜ＶC／ＶD｜≦１の範囲での
動作が可能となるので、図中、□ＢＩＥＨで囲まれた領
域内で動作することになる。これに対し、コンバータ出
力電圧とインバータ出力電圧とが同一位相であることを
前提にした従来の電力変換装置の場合は、両出力電圧が
同符号である必要があり、図中□ＡＢＣＧと□ＤＥＦＧ
とで囲まれた領域内でのみ動作可能となる。
【００９９】しかるに、本発明の場合は上記したよう
に、位相が１８０゜異なる２つのキャリア信号を使用
し、キャリア周期内を半サイクル期間毎にコンバータ制
御とインバータ制御とが独立して動作できるように時分
割したので、両電圧が異符号のときは以下の式が成立す
る。 ｜ＶC｜＋｜ＶI｜≦ＶD・・・・・・・・・・・・・（４） ここで、コンバータ出力電圧が正極性でインバータ出力
電圧が負極性のときは、（４）式はＶC−ＶI≦ＶDとな
り、次の（５）式が成立する。 （ＶI／ＶD）≧（ＶC／ＶD）−１・・・・・・・・・（５） これは、図１５の△ＣＤＧで囲まれた領域で動作するこ
とを示す。また、コンバータ出力電圧が負極性でインバ
ータ出力電圧が正極性のときは、（４）式は−ＶC＋ＶI
≦ＶDとなり、次の（６）式が成立する。 （ＶI／ＶD）≦（ＶC／ＶD）＋１・・・・・・・・・（６） これは、図１５の△ＦＡＧで囲まれた領域で動作するこ
とを示す。
【０１００】以上より、本発明の場合は、図１５の実線
で示した領域ＡＢＣＤＥＦ内で動作することとなる。従
って、上記領域を図に示すように［１］〜［６］の領域
に区分すると、コンバータ電圧指令とインバータ電圧指
令とに基づく電圧ベクトル指令に対しては、その該当す
る領域の３つの頂点の電圧ベクトルを合成することで対
処することができる。例えば領域［１］に該当する場
合、電圧ベクトルＡ，Ｂ，Ｇを合成すればよい。各ベク
トルの配分は単位処理時間ΔＴ内の各電圧ベクトルの動
作時間割合で行う。
【０１０１】図１６はこの電圧ベクトルの合成を各領域
毎に示したものである。但し、図１６中、ＴCはコンバ
ータ出力の直流電圧利用率を時間に置き換えたもので、
（７）式で表される。 ＴC＝（｜ＶC｜／ＶD）・ΔＴ，ＴC≦ΔＴ・・・・・（７） また、ＴIはインバータ出力の直流電圧利用率を時間に
置き換えたもので、（８）式で表される。 ＴI＝（｜ＶI｜／ＶD）・ΔＴ，ＴI≦ΔＴ・・・・・（８） 更に、”○”は条件を満たすという意味、”×”は満た
さないという意味である。
【０１０２】次に、この発明の実施例６の動作について
説明する。図１７はこの実施例の処理手順を表すフロー
チャートで、この単位処理時間周期△Ｔの基準となる割
り込みはカウンタ１６５のリセットに基ずくものであ
る。まず、ステップＳＴ１でコンバータ電圧指令信号Ｖ
CMD1の絶対値｜ＶCMD1｜と極性信号ＶPL1とを作成し、
インバータ電圧指令信号ＶCMD2の絶対値｜ＶCMD2｜と極
性信号ＶPL2とを作成する。また、直流電圧検出器１７
４で検出した直流電圧はＡ／Ｄコンバータ１６７でデジ
タル値に変換され、演算回路１６８に入力される。この
直流電圧のデジタル値をＶDとし、上記（７），（８）
式の演算を行う。
【０１０３】次に、ステップＳＴ２，ＳＴ３，ＳＴ８に
よってコンバータとインバータとの電圧極性による分類
が行われ、ＳＴ４，ＳＴ９でコンバータ電圧指令信号Ｖ
CMD1の絶対値｜ＶCMD1｜とインバータ電圧指令信号Ｖ
CMD2の絶対値｜ＶCMD2｜との大きさの比較を行い図１６
の表す領域の分類を行う。ＳＴ５〜ＳＴ７，ＳＴ１０〜
ＳＴ１２は図１６に示された領域に対する計算式を割り
当てたもので、これにより１回の演算あたりに出力する
スイッチングパターンが算出される。さらに、この演算
結果を受けてＳＴ１３は、ある意味付け（後述する。）
によって決められる３つのベクトルＺ（１），Ｚ
（２），Ｚ（３）の出力の順番を決定し、先ずベクトル
Ｚ（１）とその出力時間Ｔ（１）をＳＴ１４に出力し、
Ｚ（２），Ｚ（３）とＴ（２），Ｔ（３）とプログラム
内部カウント値ｉ（このときは”１”）とをＲＡＭ１７
０に保存しておき、ＳＴ１４で出力用インターフェイス
１７２にデータがセットされ、この割り込みの処理を終
了する。また、出力用インターフェイス１７２はセット
されたデータＺ（ｉ）をスイッチング信号発生回路１７
３に出力し、Ｚ（ｉ）を出力する時間情報を持ったカウ
ント値であるデータＴ（ｉ）をコンパレータ１６６に出
力する。スイッチング信号発生回路１７３では、入力さ
れた信号Ｓ1，Ｓ3，Ｓ5をそれぞれ反転してＳ2，Ｓ4，
Ｓ6を作成しスイッチング素子１〜６のスイッチング信
号として出力する。一方、上記コンパレータ１６６は演
算回路１６８の出力とカウンタ１６５の出力信号とを比
較し、カウンタ１６５からの信号が大きいとき出力信号
が”Ｈ”から”Ｌ”に立ち下がり、この信号を演算回路
１６８の入力用インターフェイス１６９が受けて、その
立ち下がりに同期して割り込みを発生し図１８のフロー
チャートに示す処理を行う。
【０１０４】図１８において、ＳＴ１５でプログラム内
部カウント値ｉをＲＡＭ１７０からリードして”１”を
加算した値を改めてｉとし、ＳＴ１６でＲＡＭ１７０か
らＺ（ｉ），Ｔ（ｉ）をリードして、Ｔ（ｉ）はＴ
（ｉ）＋Ｔ（ｉ−１）を改めてＴ（ｉ）とし出力用イン
ターフェイス１７２に出力する。出力用インターフェイ
ス１７２は上記した動作を繰り返すことにより３つのベ
クトルが周期△Ｔ以内に全て出力される。
【０１０５】つまり、コンバータ電圧指令およびインバ
ータ電圧指令は実質的に電圧ベクトルの指令に変換さ
れ、この電圧ベクトル指令に基づき図１６の領域が抽出
され、当該領域の合成ベクトルに従ってスイッチング信
号が制御される訳である。
【０１０６】ここで、算出されたスイッチングパターン
は３つのベクトルで構成されており、その出力する順番
によっては、スイッチング頻度が増減しスイッチングロ
スが変わることによって電力変換効率が変化する。ま
た、電圧指令や直流電圧の過渡的な変動等により出力波
形の制御性に影響が生じることから、スイッチングパタ
ーンを出力する順序を考慮する必要がある。
【０１０７】そこで、実施例６では、スイッチングロス
を最小にする出力順序を求めるための処理手段を設けて
いる。図１９は、このベクトルの出力順番を決定する処
理をチャート化したもので、図１７のＳＴ１３の内部処
理方法の一例である。ＳＴ１７で前回のカウンタからの
割り込みで演算され最後に出力されたベクトルＺ3と今
回の割り込みで演算された３つのベクトルの集合｛Ｐ
1｝とを（Ｘ・Ａ）なる演算を行い今回最初に出力する
ベクトルＺ1を得る。ただし、演算（Ｘ・Ａ）とは、例
えばベクトルＡ（ａ1，ａ2，ａ3）とベクトルＸ（ｘ1，
ｘ2，ｘ3），Ｙ（ｙ1，ｙ2，ｙ3）の集合｛Ｐ｝とを演
算するとしたとき、ベクトルＡとベクトルＸとの演算結
果をＡＸとすると ＡＸ＝［ａ1(xor)ｘ1］＋［ａ2(xor)ｘ2］＋［ａ3(xor)ｘ3］・・・（９） ただし、(xor)は排他的論理和を表す。となり、ベクト
ルＡとベクトルＹとの演算結果をＡＹとすると ＡＹ＝［ａ1(xor)ｙ1］＋［ａ2(xor)ｙ2］＋［ａ3(xor)ｙ3］・・・（１０） となり、要素ＡＸとＡＹのうち数が小さい方がＡ（Ｘ・
Ａ）｛Ｐ｝の演算結果となるように定義する。
【０１０８】例えば、ベクトルＡが（１，１，０）、ベ
クトルＸが（０，０，１）、ベクトルＹが（１，０，
１）とすると、 ＡＸ＝１＋１＋１＝３ ＡＹ＝０＋１＋１＝２ となり、上記演算結果の数値がより小さいベクトルＹを
次に出力すべきベクトルに決定する。
【０１０９】次に、ＳＴ１８で集合｛Ｐ1｝からＳＴ１
７で算出したベクトルＺ1を除いた集合を｛Ｐ2｝とし、
ＳＴ１９でベクトルＺ1と集合｛Ｐ2｝とを（Ｘ・Ａ）な
る演算を行いベクトルＺ2を算出し、残りのベクトルを
Ｚ3とする。なお、ベクトルＧが演算（Ａ・Ｘ）をされ
るときはベクトルＧ＋（１，１，１）とＧ−（０，０，
０）との両方とも演算して変化の小さい方を選択するも
のとする。この一連の演算によりスイッチの変化が一番
少ない出力順序が得られる。
【０１１０】実施例７．次に、実施例７では、インバー
タ出力電圧の制御性が一番良好となる出力順序を求める
ための処理手段を設けている。図２０は、図１７におけ
るベクトルの出力順序を決定する処理ＳＴ１３の内部処
理をチャート化したもので、ＳＴ２０で前回のカウンタ
からの割り込みで演算され最後に出力されたベクトルＺ
3と今回の割り込みで演算された３つのベクトルの集合
｛Ｐ1｝とを（Ｘ・Ｂ）なる演算を行い今回最初に出力
するベクトルＺ1を得る。ただし、演算（Ｘ・Ｂ）と
は、例えばベクトルＡ（ａ1，ａ2，ａ3）とベクトルＸ
（ｘ1，ｘ2，ｘ3），Ｙ（ｙ1，ｙ2，ｙ3）の集合｛Ｐ｝
とを演算するとしたとき、ベクトルＡとベクトルＸとの
演算結果をＡＸとすると ＡＸ＝［ａ1(xor)ｘ1］＋１０×［ａ2(xor)ｘ2］ ＋１００×［ａ3(xor)ｘ3］・・・（１１） ただし、(xor)は排他的論理和を表す。となり、ベクト
ルＡとベクトルＹとの演算結果をＡＹとすると ＡＹ＝［ａ1(xor)ｙ1］＋１０×［ａ2(xor)ｙ2］ ＋１００×［ａ3(xor)ｙ3］・・・（１２） となり、要素ＡＸとＡＹのうち数が大きい方がＡ（Ｘ・
Ｂ）｛Ｐ｝の演算結果となるように定義する。上式中、
１０，１００は重み付けのための係数である。
【０１１１】例えば、ベクトルＡが（１，１，０）、ベ
クトルＸが（１，０，１）、ベクトルＹが（１，０，
０）とすると、 ＡＸ＝０＋１０・１＋１００・１＝１１０ ＡＹ＝０＋１０・１＋１００・０＝１０ となり、上記演算結果の数がより大きいベクトルＸを次
に出力すべきベクトルに決定する。
【０１１２】次に、ＳＴ２１で集合｛Ｐ1｝からＳＴ２
０で算出したベクトルＺ1を除いた集合を｛Ｐ2｝とし、
ＳＴ２２でベクトルＺ1と集合｛Ｐ2｝とを（Ｘ・Ｂ）な
る演算を行いベクトルＺ2を算出し、残りのベクトルを
Ｚ3とする。なお、ベクトルＧが演算（Ｘ・Ｂ）をされ
るときはＧ＋ベクトル（１，１，１）とＧ−ベクトル
（０，０，０）との両方とも演算して変化の小さい方を
選択するものとする。このように、インバータ回路Ｃの
スイッチング状態Ｓ5の要素に１００を掛け、切換回路
Ｂのスイッチング状態Ｓ3の要素に１０を掛けることで
スイッチングに対する重み付けを行いインバータ回路の
スイッチングを優先して出力するようにすると、交流電
圧源７の変動や負荷回路１４の変動により直流電圧が変
動してもインバータ出力電圧は装置の限界まで安定した
出力を得ることができる。
【０１１３】即ち、制御途中で直流電圧ＶDが例えば急
減し、その分、動作パルス幅を増加させる方向に制御系
が応答した場合、上記で抽出された３つの電圧ベクトル
のすべてを単位処理時間ΔＴ内に出力し得ない場合が起
こり得る。しかし、図２０に示す処理方式を採用するこ
とにより、以上のような場合にも、先ずインバータ回路
のスイッチング動作を優先して行うので、それだけイン
バータ出力電圧の動揺が抑制される訳である。但し、上
記したケースのように、３つのベクトルの一部が出力で
きなくなる場合にも、その周期ΔＴの最後のベクトル
は、図２０の演算で決定された最終に出力すべきベクト
ルを選定し、これを次周期ΔＴにおけるベクトルの出力
順序を演算するための基準となるベクトルＺ3に設定す
る。なお、上記実施例６、７に関し、それらを適用する
場合の回路構成、処理フローチャートとしては、必ずし
も図１３、図１７〜図２０に示すものに限定される訳で
はない。
【０１１４】実施例８．次に、請求項１０に対応する実
施例８を図に基づいて説明する。図２１は実施例８に係
る電力変換装置を示すブロック構成図である。図２１に
おいて、図１に示す実施例１と同一符号は同一部分を示
し、その説明は省略する。新たな符号として、２４０は
双方向スイッチング回路としての入力電圧制御回路１７
の両端の電圧ＶSWを検出する電圧検出手段、２４２は交
流電圧源７よりコンバータ回路Ｄに入力される入力電流
ＩR を検出する電流検出手段、３０４は上記入力電流が
過電流となるのを検出し、インバータ及びコンバータ動
作を一旦止めた後、上記電圧検出手段２４０により検出
される入力電圧制御回路１７の両端電圧ＶSWに基づいて
再び起動できる条件を検出するための異常検出回路、２
２３はゲート回路である。
【０１１５】また、図２２は上記異常検出回路３０４と
上記ゲート回路２２３の構成例を示したものである。図
２２において、３００は上記入力電流ＩR の絶対値を検
出する絶対値回路、３０１は上記絶対値回路の出力信号
ＩRAが過電流のレベルＩR ＿ｌｍｔを越えた時にはハイ
の出力信号３００＿ｏｕｔを出力するコンパレータ、３
０２は上記入力電圧制御回路１７の両端電圧ＶSWが所定
のレベルの基準電圧Ｖ＿ｌｍｔを越えた時にハイの出力
信号３０２＿ｏｕｔを出力するコンパレータ、３０３は
Ｄフリップフロップ、２１２〜２１９はゲート遮断を行
うＡＮＤ回路である。
【０１１６】次に動作について図２３に示す各部の動作
波形を参照して説明する。図２１において、交流電圧源
７よりコンバータ回路Ｄに入力される入力電流ＩR が電
流検出手段２４２より検出されて、異常検出回路３０４
に入力され、図２２に示す異常検出回路３０４内の絶対
値回路３００を通して絶対値変換され、コンパレータ３
０１に入力される。今、図２３に示す時刻ｔ1 におい
て、絶対値回路３００の出力３００＿ｏｕｔが過電流の
レベルＩR ＿ｌｍｔを越えると、コンパレータ３０１の
出力信号３０１＿ｏｕｔはハイとなり、Ｄフリップフロ
ップ３０３のトグルがローからハイとなり、その出力信
号ＥＲＲ＿Ｌはローとなるため、その出力信号ＥＲＲ＿
ＬによりＡＮＤ回路２１２〜２１９の出力信号Ｔ1’〜
Ｔ6’，Ｔ17a’，Ｔ17b’はすべてローとなることによ
りゲート遮断動作が行われる。
【０１１７】次に、時刻ｔ2 で、電圧検出手段２４０に
より検出される入力電圧制御回路１７の両端電圧ＶSWの
レベルがコンパレータ３０２の基準電圧Ｖ＿ｌｍｔを越
えると、上記コンパレータ３０２の出力信号３０２＿ｏ
ｕｔはローとなり、上記Ｄフリップフロップ３０３の出
力信号ＥＲＲ＿Ｌは強制的にハイとなり、上記ゲート遮
断動作は解除される。そして、ゲート遮断動作が解除さ
れると、上記入力電圧制御回路１７のスイッチングが再
開されるため、上記入力電圧制御回路１７の両端電圧は
ゼロになり、上記コンパレータ３０２の出力信号３０２
＿ｏｕｔはハイとなって、通常の状態に戻る。
【０１１８】従って、上記実施例８によれば、交流電圧
源７よりコンバータ回路Ｄに入力される入力電流ＩR が
過電流となることを検出して、インバータ回路Ｃ及びコ
ンバータ回路Ｄ側のスイッチ群のスイッチおよび上記入
力電圧制御回路１７のスイッチの指令をすべてオフとす
ることができるため、上記入力電流ＩR は平滑コンデン
サ１２を充電しながらゼロとなり、過大な入力電流が流
れることによる不具合の発生を防止することができる。
そして、上記のような異常状態が回避されると、再びコ
ンバータ動作及びインバータ動作が行われるので、安定
した電力変換動作を行うことができる。
【０１１９】実施例９．次に、請求項１１に対応する実
施例９を図に基づいて説明する。図２４は実施例９に係
る電力変換装置を示すブロック構成図である。図２４に
おいて、図２１に示す実施例８と異なる構成は、制御回
路３０内の異常検出回路３０５であり、この異常検出回
路３０５は、電流検出手段２４２により検出される入力
電流が過電流となるのを検出し、インバータ及びコンバ
ータ動作を一旦止めた後、上記電流検出手段２４２によ
り検出される入力電流ＩR に基づいて再び起動できる条
件を検出するようになされており、その他の構成は実施
例７の構成と全く同様であるため、説明は省略する。
【０１２０】また、図２５は上記異常検出回路３０５の
構成例を示したものである。図２５において、３０６は
入力電流ＩR の絶対値を検出する絶対値回路３００の出
力信号３００＿ｏｕｔがゼロになるとローの出力信号３
０６＿ｏｕｔを出力するコンパレータであり、その他は
図２２に示す実施例７の構成と全く同様であるため、説
明は省略する。
【０１２１】次に動作について図２６に示す各部の動作
波形を参照して説明する。図２４において、交流電圧源
７よりコンバータ回路Ｄに入力される入力電流ＩR が電
流検出手段２４２より検出されて、異常検出回路３０５
に入力され、図２５に示す異常検出回路３０５内の絶対
値回路３００を通して絶対値変換され、コンパレータ３
０１に入力される。今、図２６に示す時刻ｔ1 におい
て、絶対値回路３００の出力３００＿ｏｕｔが過電流の
レベルＩR ＿ｌｍｔを越えると、コンパレータ３０１の
出力信号３００＿ｏｕｔはハイとなり、Ｄフリップフロ
ップ３０３のトグルがローからハイとなり、その出力信
号ＥRRL はローとなるため、実施例７と同様にして、そ
の出力信号ＥＲＲ＿Ｌ によりゲート回路２２３からの
ゲート信号はすべてローとなることによりゲート遮断動
作が行われる。
【０１２２】次に、時刻ｔ2 で、上記入力電流ＩR がゼ
ロになると、コンパレータ３０６の出力信号３０６＿ｏ
ｕｔはローとなり、上記Ｄフリップフロップ３０３の上
記出力信号ＥＲＲ＿Ｌ は強制的にハイとなり、上記ゲ
ート遮断動作は解除される。そして、ゲート遮断動作が
解除されると、上記入力電圧制御回路１７のスイッチン
グが再開されるため、上記コンパレータ３０６の出力信
号３０６＿ｏｕｔはハイとなって、通常の状態に戻る。
【０１２３】従って、上記実施例９によれば、交流電圧
源７よりコンバータ回路Ｄに入力される入力電流ＩR が
過電流となることを検出して、インバータ回路Ｃ及びコ
ンバータ回路Ｄ側のスイッチ群のスイッチおよび入力電
圧制御回路１７のスイッチの指令をすべてオフとするこ
とができるため、上記入力電流ＩR は平滑コンデンサ１
２を充電しながらゼロとなり、過大な入力電流が流れる
ことによる不具合発生を防止することができる。そし
て、上記のような異常状態が回避されると、再びコンバ
ータ動作及びインバータ動作が行われるので、安定した
電力変換動作を行うことができる。さらに、上記入力電
流ＩR に基づいて上記入力電圧制御回路１７におけるス
イッチング素子をオフするため、該スイッチング素子が
自己消弧できないような例えばサイリスタの場合でも、
確実に該スイッチング素子をオフできるとともに、実施
例７と異なり上記入力電圧制御回路１７の両端電圧を検
出する電圧検出回路が不要となるため、安価な電力変換
装置を実現することができる。
【０１２４】実施例１０．次に、請求項１２に対応する
実施例１０を図に基づいて説明する。上述した実施例８
と９では、異常検出回路３０４、３０５により、交流電
圧源７からコンバータＤ側に流れる入力電流ＩR が過電
流となることを検出すると、ゲート回路２２３によりす
べてのスイッチング素子の指令をオフとするような制御
を行っていた。
【０１２５】すなわち、図２７において、今、交流電圧
源７からの入力電圧極性が負で、インバータ回路Ｃの出
力電圧指令の極性が正であると仮定する。また、インバ
ータ回路Ｃの出力電流ＩL は図示矢印の向きに流れてい
ると仮定する。このとき、異常検出回路が働き異常状態
を検出すると、ゲート遮断が行われ、上記出力電流ＩL
は、図示する点線の経路を流れる。すなわち、ＬＩＮＥ
＿ＣＯＭ→ダイオード３ｄ→Ｐ点→平滑用コンデンサ１
２→Ｎ点→ダイオード６ｄ→ＬＩＮＥ＿Ｉの経路で流れ
る。また、上記入力電流ＩR は、ＬＩＮＥ＿ＣＯＭ→ダ
イオード３ｄ→Ｐ点→平滑用コンデンサ１２→Ｎ点→ダ
イオード２ｄ→リアクトル１５の経路で、上記平滑用コ
ンデンサ１２を充電しながら減少する。
【０１２６】このとき、ＬＩＮＥ＿ＣＯＭにはＰ点Ｌ電
位が、ＬＩＮＥ＿ＩにはＮ点の電位が現れるため、イン
バータ回路Ｃの出力に現れる電圧ＶL は負極性の直流電
圧が現れる。ところが、インバータ回路Ｃの出力電圧指
令は正極性であるため、上記出力電圧ＶL は出力電圧指
令とは逆の電圧極性となり、強いては負荷に印加される
電圧も負となるため、負荷に与える影響が大きくなる。
【０１２７】この状況を緩和するため、図２８のよう
に、インバータ回路Ｃの出力がゼロとなるように、スイ
ッチ３ｔおよび５ｔをオンする。上記出力電流ＩL は図
のように還流する。すなわち、ＬＩＮＥ＿ＣＯＭ→ダイ
オード３ｄ→スイッチング素子５ｔ→ＬＩＮＥ＿Ｉの経
路で流れる。また、上記入力電流ＩR は、ＬＩＮＥ＿Ｃ
ＯＭ→ダイオード３ｄ→Ｐ点→平滑用コンデンサ１２→
Ｎ点→ダイオード２ｄ→リアクトル１５の経路で流れ、
上記平滑用コンデンサ１２を充電しながら減少する。
【０１２８】インバータ回路Ｃの出力をゼロとすると
き、図２９のようにスイッチング素子４ｔおよび６ｔを
オンする方法もある。このとき、上記入力電流ＩR は図
の点線のように、ＬＩＮＥ＿ＣＯＭ→スイッチング素子
４ｔ→Ｎ点→ダイオード２ｄ→リアクトル１５の経路で
流れ、上記入力電流ＩR は更に増加することになる。よ
って、このようなインバータ回路Ｃのゼロ出力は行わな
いようにする。
【０１２９】上記入力電流ＩR の極性が逆の時には、上
記スイッチング素子４ｔおよび６ｔをオンすることによ
り、上記インバータ回路Ｃの出力電圧をゼロにする。動
作は同様であるので説明は省略する。
【０１３０】図３０は請求項１２に対応する実施例１０
に係る電力変換装置を示すブロック構成図である。図３
０において、図２４に示す実施例９と同一符号は同一部
分を示し、その説明は省略する。制御回路３０内の新た
な符号として、２４７は極性検出回路を内蔵するゲート
回路である。なお、１〜１７，１００〜１０６，２４
２，３０５，Ｂ〜Ｄは実施例９の構成と全く同様である
ため説明は省略する。
【０１３１】図３１は上記ゲート回路２４７の構成図を
示したものである。２４８は上記入力電流ＩＲの極性を
検出する極性検出回路、２４９，２５０はＮＯＴ回路、
２５１，２５２はセレクタ回路としてのＡＮＤ回路、２
５３〜２６０はゲート遮断回路としてのＡＮＤ回路、２
６１〜２６４はＯＲ回路である。
【０１３２】また、図３２は上から順に上記入力電流Ｉ
R の波形、異常検出信号ＥＲＲ＿Ｌの波形、上記極性検
出回路２４８の出力信号ＩR ＿Ｐｏｌｅの波形、上記Ｎ
ＯＴ回路２４９の出力信号２４９＿ｏｕｔの波形、上記
ＮＯＴ回路２５０の出力信号２５０＿ｏｕｔの波形、上
記ＡＮＤ回路２５１の出力信号２５１＿ｏｕｔの波形、
上記ＡＮＤ回路２５２の出力信号２５２＿ｏｕｔの波
形、ゲート信号Ｔ３’〜Ｔ６’の波形である。
【０１３３】次に動作について説明する。上記入力電流
が過電流となることを検出して、時刻ｔ1 で上記異常検
出信号ＥＲＲ＿Ｌがローになると、上記ＡＮＤ回路２５
３〜２６０によりすべてのゲート信号はすべてローとな
る。上記ＮＯＴ回路２５０の出力信号２５０＿ｏｕｔは
ローからハイに変化する。また、上記入力電流ＩR の極
性信号ＩR ＿Ｐｏｌｅはハイであるため、上記ＡＮＤ回
路２５１の出力信号２５１＿ｏｕｔはハイとなり、上記
ＮＯＴ回路２４９の出力信号２４９＿ｏｕｔはローのた
め、上記ＡＮＤ回路２５２の出力信号２５２＿ｏｕｔは
ローである。
【０１３４】上記信号２５１＿ｏｕｔがハイであるた
め、上記ＯＲ回路２６１の出力信号Ｔ3’および上記Ｏ
Ｒ回路２６３の出力信号Ｔ5’は強制的にハイに固定さ
れる。また、上記ＯＲ回路２６２の出力信号Ｔ4’およ
び上記ＯＲ回路２６４の出力信号Ｔ6’はゼロに固定さ
れる。
【０１３５】従って、上記実施例１０によれば、上記入
力電流は増加しないで平滑コンデンサ１２を充電しなが
ら減少し、インバータ回路Ｃの出力電圧はゼロであるた
め、上記出力電圧に負極性の電圧が印加されることが回
避でき、上記出力電圧が負荷に与える影響を緩和するこ
とができる。
【０１３６】実施例１１．次に、請求項１３に対応する
実施例１１を図面をもとに説明する。図３３において、
３２９は交流電圧源７の電圧およびインバータの出力電
圧指令の極性を検出する極性検出回路、３３０は上記極
性検出回路３２９の２つの極性信号をもとに異常を検出
する異常検出回路である。なお、１〜１７，３０，１０
０〜１０６，２２３，Ｂ〜Ｄは実施例８の構成と全く同
様、また、２２０は実施例９の構成とまったく同様であ
るため、説明は省略する。
【０１３７】図３４は上記極性検出回路３２９および上
記異常検出回路３３０の構成例を示したものである。図
３４において、３２２は入力電圧ＶR の極性を検出する
極性検出回路、３２３はインバータＣの出力電圧指令Ｖ
CMD2の極性を検出する極性検出回路、３２４は上記２つ
の極性検出回路の出力信号３２２＿ｏｕｔおよび３２３
＿ｏｕｔの符号の異同を検出するエクスクルーシブＯＲ
回路（以後ＸＯＲ回路と称す）、３２５は上記ＸＯＲ回
路３２４の出力信号３２４＿ｏｕｔの立ち上がりを検出
する立ち上がりエッジ検出回路、３２６は上記立ち上が
りエッジ検出回路３２５の出力信号３２５＿ｏｕｔの立
ち下がりを検出する立ち下がりエッジ検出回路、３２７
はＮＯＴ回路、３２８はＤフリップフロップである。
【０１３８】また、図３５は上から順にインバータＣの
出力電圧指令ＶCMD2の波形、上記交流電圧源の電圧ＶR
の波形、上記交流電圧源からコンバータ側に流れる入力
電流ＩR の波形、上記極性検出回路３２３の出力信号３
２３＿ｏｕｔの波形、上記極性検出回路３２２の出力信
号３２２＿ｏｕｔの波形、上記ＸＯＲ回路３２４の出力
信号３２４＿ｏｕｔの波形、上記出力信号３２５＿ｏｕ
ｔの波形、上記立ち下がりエッジ検出回路３２６の出力
信号３２６＿ｏｕｔの波形、上記ＮＯＴ回路３２７の出
力信号３２７＿ｏｕｔの波形、上記Ｄフリップフロップ
３２８の出力信号ＥＲＲ＿Ｌの波形を示したものであ
る。
【０１３９】次に動作について説明する。時刻ｔ1 にお
いて、交流電圧源７の電圧ＶR に図のように異常が起こ
り、時刻ｔ2 で上記インバータＣの出力電圧指令ＶCMD2
の極性を表す信号３２３＿ｏｕｔと、上記交流電圧源７
の電圧の極性を表す信号３２２＿ｏｕｔより、上記ＸＯ
Ｒ回路３２４にて上記２つの極性が異なることを検出し
て、出力信号３２４＿ｏｕｔはハイとなる。
【０１４０】このとき、上記Ｄフリップフロップ３２８
のトグルには、ローからハイと信号が変化するため、上
記Ｄフリップフロップ３２８の出力信号ＥＲＲ＿Ｌはロ
ーとなり、上記信号ＥＲＲ＿Ｌは上記ゲートから２２３
に入力され、ゲート遮断動作を行う。また、上記信号３
２４＿ｏｕｔは上記立ち上がりエッジ検出回路３２５に
入力され、少なくとも上記入力電流ＩR がゼロとなるた
めに必要な時刻ｔ3 以後の所定の時刻ｔ4 まで、上記信
号３２５＿ｏｕｔはハイとなる。
【０１４１】時刻ｔ4 で上記信号３２５＿ｏｕｔはロー
となり、上記立ち下がりエッジ検出回路３２６が上記信
号３２５＿ｏｕｔの立ち下がりを検出して、上記信号３
２６＿ｏｕｔは時刻ｔ５までハイとなる。このとき、上
記ＮＯＴ回路３２７の出力３２７＿ｏｕｔはローとな
り、上記Ｄフリップフロップ３２８に強制的にリセット
がかかり、上記出力信号ＥＲＲ＿Ｌは再びハイとなって
ゲート遮断動作が解除され、再びインバータ、コンバー
タ動作が行われる。
【０１４２】以上の動作により、上記入力電圧源７の電
圧の極性と上記インバータＣの出力電圧指令の極性が異
なるとき、仮に上記入力電流が存在するときでも、上記
入力電圧制御回路１７のスイッチがオフできるように、
少なくとも上記入力電流がゼロとなるような充分な時
間、ゲート遮断によりインバータ、コンバータ動作を停
止し、上記入力電流は過電流となる前にコンデンサ１２
を充電しながらゼロとなり、過大な入力電流が流れるこ
とによる不具合発生を未然に防止することができる。ま
た、再び上記インバータ、コンバータ動作を行われるの
で、安定した電力変換動作を行うことができる。
【０１４３】実施例１２．次に、請求項１４に対応する
実施例１2を図面をもとに説明する。図３６において、
３３２は極性検出回路３２９の出力である２つの極性信
号をもとに異常を検出する異常検出回路である。なお、
１〜１７，３０，１００〜１０６，２２３，２４２，３
２９，Ｂ〜Ｄは実施例１1の構成と全く同様であるため
説明は省略する。
【０１４４】図３７は上記異常検出回路３３２の構成例
を示したものである。３２４は上記極性検出回路３２９
より出力される２つの出力信号３２２＿ｏｕｔおよび３
２３＿ｏｕｔの符号の異同を検出するＸＯＲ回路、３０
０は上記入力電流ＩR の絶対値を検出する絶対値回路、
３０６は上記絶対値回路３００の出力とゼロレベルＩ0
＿ｌｍｔとの比較を行うコンパレータ、３３１はＤフリ
ップフロップである。
【０１４５】また、図３８は上から順にインバータＣの
出力電圧指令ＶCMD2の波形、交流電圧源７の電圧ＶR の
波形、上記入力電流ＩR の波形、極性検出回路３２３の
出力信号３２３＿ｏｕｔの波形、上記極性検出回路３２
２の出力信号３２２＿ｏｕｔの波形、上記ＸＯＲ回路３
２４の出力信号３２４＿ｏｕｔの波形、上記絶対値回路
３００の出力３００＿ｏｕｔの波形、コンパレータ３０
６の出力信号３０６＿ｏｕｔの波形、Ｄフリップフロッ
プ３３１の出力信号ＥＲＲ＿Ｌの波形を示したものであ
る。
【０１４６】次に動作について説明する。時刻ｔ1 にお
いて、交流電圧源７の電圧ＶR に図のように異常が起こ
り、時刻ｔ2 で上記インバータＣの出力電圧指令ＶCMD2
の極性を表す信号３２３＿ｏｕｔと、上記交流電圧源の
電圧の極性を表す信号３２２＿ｏｕｔより、上記ＸＯＲ
回路３２４にて上記２つの極性が異なることを検出し
て、出力信号３２４＿ｏｕｔはハイとなる。
【０１４７】このとき、上記Ｄフリップフロップ３３１
のトグルには、ローからハイと信号が変化するため、上
記Ｄフリップフロップ３３１の出力信号ＥＲＲ＿Ｌはロ
ーとなり、上記信号ＥＲＲ＿Ｌは上記ゲート回路２２３
に入力され、ゲート遮断動作を行う。
【０１４８】時刻ｔ3 で上記入力電流ＩR がゼロになる
と、上記コンパレータ３０６の出力信号３０６＿ｏｕｔ
はローとなり、上記Ｄフリップフロップ３３１の上記出
力信号ＥＲＲ＿Ｌは強制的にハイとなり、上記ゲート遮
断動作は解除され、再びインバータ、コンバータ動作が
行われる。
【０１４９】以上の動作により、上記交流電圧源７の電
圧の極性と上記インバータの出力電圧指令の極性が異な
り、上記入力電流が存在するときでも上記入力電圧制御
回路１７のスイッチがオフできるように、ゲート遮断に
よりインバータ、コンバータ動作を停止し、上記入力電
流は過電流となる前にコンデンサを充電しながらゼロと
なり、過大な入力電流が流れることによる不具合発生を
未然に防止でき、上記入力電流がゼロになるのを実際に
確認してから即座に再び上記インバータ、コンバータ動
作を行われるので、上記のような異常が起こったときの
インバータ、コンバータ動作の停止時間が最小限であ
り、安定した電力変換動作を行うことができる。
【０１５０】実施例１３．次に、請求項１５に係る実施
例１３を図面をもとに説明する。図３９において、２２
６は交流電圧源７の電圧ＶR の極性と、インバータ回路
Ｃ側の出力電圧指令ＶCMD2の極性を検出する極性検出回
路、２２５は上記インバータ回路Ｃの出力電圧指令の極
性が変化したことを検出する極性変化検出回路、２２４
は上記極性変化検出回路２２５の出力により、上記イン
バータ回路Ｃの極性が変化するタイミングにおいて、上
記ＶR の極性が異常であることを検出する異常検出回路
である。なお、１〜１７，３０，１００〜１０６，２２
３，２４２，Ｂ〜Ｄは実施例１１の構成と全く同様であ
るため説明は省略する。
【０１５１】図４０は上記異常検出回路２２４、上記極
性変化検出回路２２５および上記極性検出回路２２６の
構成例を示したものである。図４０において、２２７は
上記インバータ回路Ｃの出力電圧指令ＶCMD2の極性を検
出する極性検出回路、２２８は上記交流電圧源７の電圧
ＶR の極性を検出する極性検出回路、２２９は立ち上が
りエッジ検出回路、２３０は立ち下がりエッジ検出回
路、２３１はＮＯＴ回路、２３２，２３３はセレクタと
してのＡＮＤ回路、２３４はＯＲ回路、２３５は入力異
常検出信号ＥＲＲ＿Ｌを出力するＤフリップフロップで
ある。また、３００および３０６の構成例は実施例１２
と同様であるので説明は省略する。
【０１５２】また、図４１は上から順に上記インバータ
回路Ｃの出力電圧指令ＶCMD2の波形、上記交流電圧源７
の電圧ＶR の波形、上記入力電流ＩR の波形、上記極性
検出回路２２７の出力信号ＶCMD2＿Ｐｏｌｅの波形、上
記極性検出信号２２８の出力信号ＶR ＿Ｐｏｌｅの波
形、上記立ち上がりエッジ検出回路２２９の出力信号２
２９＿ｏｕｔの波形、上記立ち下がりエッジ検出回路２
３０の出力信号２３０＿ｏｕｔの波形、上記ＮＯＴ回路
２３１の出力信号２３１＿ｏｕｔの波形、上記ＡＮＤ回
路２３２の出力信号２３２＿ｏｕｔの波形、上記ＡＮＤ
回路２３３の出力信号２３３＿ｏｕｔの波形、上記ＯＲ
回路２３４の出力信号２３４＿ｏｕｔの波形、上記絶対
値回路３００の出力３００＿ｏｕｔの波形、上記コンパ
レータ３０６の出力信号３０６＿ｏｕｔの波形、上記Ｄ
フリップフロップ２３５の出力信号ＥＲＲ＿Ｌの波形を
示したものである。
【０１５３】次に動作について説明する。今、時刻ｔ1
において、上記交流電圧源７の電圧ＶR が図のように変
化したとする。時刻ｔ2 において、上記インバータ回路
Ｃの出力電圧指令ＶCMD2が図のように正から負に変わる
と、上記出力信号ＶCMD2＿Ｐｏｌｅはローからハイとな
り、上記立ち上がりエッジ検出回路２２９の出力信号２
２９＿ｏｕｔは図のようにｔ2 からｔ3 の所定の期間ハ
イとなる。
【０１５４】上記信号ＶR ＿Ｐｏｌｅはローであるた
め、上記ＮＯＴ回路２３１の出力信号２３１＿ｏｕｔは
ハイである。よって、上記ＡＮＤ回路２３２の出力信号
２３２＿ｏｕｔはｔ２でハイとなる。また、上記出力信
号２３３＿ｏｕｔはローのままである。
【０１５５】上記出力信号２３２＿ｏｕｔがハイとなる
と、上記ＯＲ回路２３４の出力信号２３４＿ｏｕｔはロ
ーからハイに変わり、上記Ｄフリップフロップ２３５の
トグルに立ち上がりの信号が入力され、上記立ち上がり
の信号により、上記Ｄフリップフロップ２３５の出力信
号ＥＲＲ＿Ｌはハイからローに変化する。上記出力信号
ＥＲＲ＿Ｌがローとなることで異常を検出すると、ゲー
ト回路２２３に上記信号ＥＲＲ＿Ｌがローで入力され、
ゲート遮断動作を行う。
【０１５６】時刻ｔ4 で上記入力電流ＩR がゼロになる
と、上記コンパレータ３０６の出力信号３０６＿ｏｕｔ
はローとなり、上記Ｄフリップフロップ２３５の上記出
力信号ＥＲＲ＿Ｌは強制的にハイとなり、上記ゲート遮
断動作は解除され、再びインバータ、コンバータ動作が
行われる。
【０１５７】以上の動作により、上記交流電圧源７の電
圧の極性と上記インバータ回路Ｃの出力電圧指令の極性
が異なり、かつ入力電圧制御回路１７のスイッチが極性
の異なる入力電圧ＶR をブロックできないことが起こる
ような上記インバータ回路Ｃの出力電圧指令の極性が変
化するタイミングにおいて異常検出を行い、上記入力電
圧制御回路１７のスイッチがオフできるように、ゲート
遮断によりインバータ、コンバータ動作を停止し、上記
入力電流が過電流となる前に平滑コンデンサ１２を充電
しながらゼロとなり、過大な入力電流が流れることによ
る不具合発生を未然に防止でき、上記入力電流がゼロに
なるのを実際に確認してから即座に再び上記インバー
タ、コンバータ動作を行われるので、異常時のインバー
タ、コンバータ動作の停止時間が最小限であり、安定し
た電力変換動作を行うことができる。
【０１５８】実施例１４．次に、請求項１６に係る実施
例１４を図面をもとに説明する。図４２において、３３
４は交流電圧源７の電圧ＶR とインバータ回路Ｃ側の出
力電圧指令ＶCMD2の電圧差を検出し、その検出値が平滑
コンデンサ１２の直流電圧指令ＶCE＊を越えると、すな
わち、 │ＶR−ＶCMD2│＞ＶCE＊ ・・・（１２） を満たすと、ハイの信号を出力する電圧差検出回路、３
３５は上記電圧差検出回路３３４の出力信号を受けて異
常を検出する異常検出回路である。なお、１〜１７，３
０，１００〜１０５，２２３，２４２，Ｂ〜Ｄは実施例
１１の構成と全く同様、また、１１８〜１２０は図８に
示す実施例４の構成と全く同様であるので、説明は省略
する。
【０１５９】図４３は上記電圧差検出回路３３４の構成
例と上記異常検出回路３３５の構成例を示したものであ
る。図４３において、３７０は交流電圧源７の電圧ＶR
とインバータ回路Ｃ側の出力電圧指令ＶCMD2の電圧差を
検出する減算回路、３７１は絶対値回路、３７２は上記
絶対値回路３７１の出力と上記コンバータＤの電圧指令
ＶCE＊とを比較し、上記絶対値回路３７１の出力が上記
ＶCE＊を越えると信号ＶＥＲＲをアクティブにするコン
パレータ、３３６は入力異常検出信号ＥＲＲ＿Ｌを出力
するＤフリップフロップである。また、３００および３
０６の構成例は実施例５と同様であるので説明は省略す
る。
【０１６０】また、図２４は上から順にインバータの出
力電圧指令ＶCMD2の波形、上記交流電圧源７の電圧ＶR
の波形、上記入力電流ＩR の波形、上記絶対値回路３０
０の出力３００＿ｏｕｔの波形、上記コンパレータ３０
６の出力信号３０６＿ｏｕｔの波形、上記電圧差検出回
路３３４の出力信号ＶＥＲＲの波形、上記Ｄフリップフ
ロップ３３６の出力信号ＥＲＲ＿Ｌの波形を示したもの
である。
【０１６１】次に動作について説明する。今、時刻ｔ1
において、上記交流電圧源の電圧ＶR が図のように変化
したとする。時刻ｔ2 において、上記インバータの出力
電圧指令ＶCMD2が図のように正から負に変わる。インバ
ータ、コンバータ動作において、キャリア信号が各々１
８０°ずれていると、上記（１２）式の条件を満たさな
い限りは、入出力の極性が異なるときでも上記入力電流
が過電流とはならない。しかし、時刻ｔ3 において上記
（１２）式の条件を満たし、かつ上記電圧制御回路１７
が上記入力電圧ＶR をブロックできないとき、上記入力
電流は上記リアクトル１５を介して過電流となる。
【０１６２】上記（１２）式の条件を満たすと、上記電
圧差検出回路３３４により、上記信号ＶＥＲＲがローか
らハイとなり、上記Ｄフリップフロップ３３６の出力信
号ＥＲＲ＿Ｌはハイからローとなって、上記ゲート回路
２２３によりゲート遮断を行う。
【０１６３】時刻ｔ4 で上記入力電流ＩR がゼロになる
と、上記コンパレータ３０６の出力信号３０６＿ｏｕｔ
はローとなり、上記Ｄフリップフロップ２３５の上記出
力信号ＥＲＲ＿Ｌは強制的にハイとなり、上記ゲート遮
断動作は解除され、再びインバータ、コンバータ動作が
行われる。
【０１６４】以上の動作により、上記交流電圧源７の電
圧の極性と上記インバータの出力電圧指令の差の絶対値
が上記平滑コンデンサ１２の電圧指令ＶCE＊を越えたと
きに異常検出を行い、上記入力電流がある場合でも、上
記入力電圧制御回路１７のスイッチがオフできるよう
に、ゲート遮断によりインバータ、コンバータ動作を停
止し、上記入力電流が過電流となる前にコンデンサを充
電しながらゼロとなるため、過大な入力電流が流れるこ
とによる不具合発生を未然に防止でき、上記入力電流が
ゼロになるのを実際に確認してから即座に再び上記イン
バータ、コンバータ動作を行われるので、上記のように
キャリア信号を１８０°ずらせている場合などには異常
検出の条件を上記のように設定することによりさらにコ
ンバータ、インバータの動作範囲を広げ、上記のような
異常が起こったときのインバータ、コンバータ動作の停
止時間が最小限であり、安定した電力変換動作を行うこ
とができる。
【０１６５】実施例１５．次に、請求項１７に係る実施
例１５を図面をもとに説明する。図４５において、３６
０は信号ＶＥＲＲ、交流電圧源７の電圧ＶR および入
力電流ＩR の値より異常検出の条件を決定する異常検
出回路である。なお、１〜１７，３０，１００〜１０
５，２２３，２４２，Ｂ〜Ｄは実施例１１の構成、ま
た、１１８〜１２０は図８に示す実施例４の構成、さら
に、３３４は実施例１４の構成とそれぞれ全く同様であ
るので説明は省略する。
【０１６６】図４６は上記異常検出回路３６０の構成例
を示したものである。図４６において、３３７は異常検
出信号ＥＲＲ＿Ｌを出力するＤフリップフロップ、３３
８はＡＮＤ回路、３３９は交流電圧源７の電圧ＶR の極
性を検出する極性検出回路、３４０は上記ＶR とＩR の
極性の異同を検出するエクスクルーシブＮＯＲ回路（以
後ＸＮＯＲ回路と称する）、３４１は上記交流電圧源７
からコンバータ側に入力される入力電流ＩR の極性を検
出する極性検出回路である。また、３００および３０６
の構成例は実施例１２と同様であるので説明は省略す
る。
【０１６７】また、図４７は上から順に上記インバータ
の出力電圧指令ＶCMD2の波形、上記交流電圧源７の電圧
ＶR の波形、上記入力電流ＩR の波形、上記絶対値回路
３００の出力３００＿ｏｕｔの波形、上記コンパレータ
３０６の出力信号３０６＿ｏｕｔの波形、上記極性検出
回路３３９の出力信号３３９＿ｏｕｔの波形、上記極性
検出回路３４１の出力信号３４１＿ｏｕｔの波形、上記
ＸＮＯＲ回路３４０の出力信号３４０＿ｏｕｔの波形、
上記電圧差検出回路３３４の出力信号ＶＥＲＲの波形、
上記ＡＮＤ回路３３８の出力信号３３８＿ｏｕｔの波
形、上記Ｄフリップフロップ３３７の出力信号ＥＲＲ＿
Ｌの波形を示したものである。
【０１６８】次に動作について説明する。今、時刻ｔ1
において、上記交流電圧源の電圧ＶR が図のように変化
したとする。時刻ｔ2 において、上記インバータの出力
電圧指令ＶCMD2が図のように正から負に変わる。インバ
ータ、コンバータ動作において、キャリア信号が各々１
８０°ずれていると、実施例１３での（１２）式の条件
を満たさない限りは、入出力の極性が異なるときでも上
記入力電流が過電流とはならない。しかし、時刻ｔ3 に
おいて上記（１２）式の条件を満たし、かつ上記電圧制
御回路１７が上記入力電圧ＶR をブロックできないと
き、上記入力電流は上記リアクトル１５を介して過電流
となる。
【０１６９】上記（１２）式の条件を満たすと、上記電
圧差検出回路３３４により、上記信号ＶＥＲＲがローか
らハイとなる。また、上記電圧制御回路１７が上記入力
電圧ＶR をブロックできない条件、すなわち上記電圧制
御回路１７のスイッチがオフできない条件とは、上記入
力電流ＩR の極性と上記入力電圧ＶR の極性が一致し、
上記交流電圧源の電圧ＶR の極性が上記入力電流ＩR が
増加するような極性となっているときであるから、上記
ＸＮＯＲ回路３４０によりこれらの極性が一致するとき
はハイの信号を出力する。
【０１７０】図において、上記２つの極性が同極性であ
るから、上記出力信号３４０＿ｏｕｔはハイであり、上
記ＡＮＤ回路３３８の出力信号３３８＿ｏｕｔは時刻ｔ
３にてローからハイとなる。上記Ｄフリップフロップの
トグルにはローからハイの信号が立ち上がりとして入力
され、上記出力信号ＥＲＲ＿Ｌはハイからローとなり、
上記ゲート回路２２３によりゲート遮断を行う。
【０１７１】時刻ｔ4 で上記入力電流ＩR がゼロになる
と、上記コンパレータ３０６の出力信号３０６＿ｏｕｔ
はローとなり、上記Ｄフリップフロップ２３５の上記出
力信号ＥＲＲ＿Ｌは強制的にハイとなり、上記ゲート遮
断動作は解除され、再びインバータ、コンバータ動作が
行われる。
【０１７２】以上の動作により、上記交流電圧源７の電
圧の極性と上記インバータの出力電圧指令の差の絶対値
が上記平滑コンデンサ１２の電圧指令ＶCE＊を越えたと
きに異常検出を行い、上記交流電圧源の電圧ＶR に対し
て、上記入力電流が短絡するような極性となっているか
を上記異常検出回路により判断し、上記入力電流がある
場合でも、上記入力電圧制御回路１７のスイッチがオフ
できるように、ゲート遮断によりインバータ、コンバー
タ動作を停止し、上記入力電流が過電流となる前にコン
デンサを充電しながらゼロとなり、過大な入力電流が流
れることによる不具合発生を未然に防止できるため、上
記入力電流がゼロになるのを実際に確認してから即座に
再び上記インバータ、コンバータ動作を行われるので、
上記キャリア信号を１８０°ずらせている場合などには
異常検出の条件を上記のように設定することによりさら
にコンバータ、インバータの動作範囲を広げ、上記のよ
うな異常が起こったときのインバータ、コンバータ動作
の停止時間が最小限であり、安定した電力変換動作を行
うことができる。
【０１７３】実施例１６．次に、請求項１８に係る実施
例１６を図面をもとに説明する。図４８において、３４
２は信号ＶＥＲＲ、交流電圧源７の電圧ＶR および入力
電流ＩR の値より異常検出の条件を決定する異常検出回
路である。なお、１〜１７，３０，１００〜１０５，２
２３，２４２，Ｂ〜Ｄは実施例１１の構成、また、１１
８〜１２０は図８に示す実施例４の構成、さらに、３３
４は実施例１４の構成とそれぞれ全く同様であるので説
明は省略する。
【０１７４】図４９は上記異常検出回路３４２の構成例
を示したものである。図４９において、３４４は交流電
圧源７からコンバータ側に流れる入力電流の絶対値と所
定の値Ｉｘ＿ｌｍｔとを比較するコンパレータ、３４３
はＡＮＤ回路である。また、３０６，３３７〜３４１の
構成例は実施例１５と全く同様であるので説明は省略す
る。
【０１７５】また、図５０は上から順に上記インバータ
の出力電圧指令ＶCMD2の波形、上記交流電圧源７の電圧
ＶR の波形、上記入力電流ＩR の波形、上記絶対値回路
３００の出力３００＿ｏｕｔの波形、上記コンパレータ
３０６の出力信号３０６＿ｏｕｔの波形、上記極性検出
回路３３９の出力信号３３９＿ｏｕｔの波形、上記極性
検出回路３４１の出力信号３４１＿ｏｕｔの波形、上記
ＸＮＯＲ回路３４０の出力信号３４０＿ｏｕｔの波形、
上記コンパレータ３４４の出力信号３４４＿ｏｕｔの波
形、上記電圧差検出回路の出力信号ＶＥＲＲの波形、上
記ＡＮＤ回路３４３の出力信号３４３＿ｏｕｔの波形、
上記ＡＮＤ回路３３８の出力信号３３８＿ｏｕｔの波
形、上記Ｄフリップフロップ３３７の出力信号ＥＲＲ＿
Ｌの波形を示したものである。
【０１７６】次に動作について説明する。今、時刻ｔ1
において、上記交流電圧源の電圧ＶR が図のように変化
したとする。時刻ｔ2 において、上記インバータの出力
電圧指令ＶCMD2が図のように正から負に変わる。インバ
ータ、コンバータ動作において、キャリア信号が各々１
８０°ずれていると、実施例１４での（１２）式の条件
を満たさない限りは、入出力の極性が異なるときでも上
記入力電流が過電流とはならない。しかし、時刻ｔ3 に
おいて上記（１２）式の条件を満たし、かつ上記電圧制
御回路１７が上記電圧ＶR をブロックできないとき、上
記入力電流は上記リアクトル１５を介して過電流とな
る。
【０１７７】上記（１２）式の条件を満たすと、上記電
圧差検出回路３３４により、上記信号ＶＥＲＲがローか
らハイとなる。上記入力電流の絶対値のレベルが所定の
レベルＩｘ＿ｌｍｔを越えていることを上記コンパレー
タ３４４により検出し、図５０において時刻ｔ3 では、
上記出力信号３４４＿ｏｕｔはハイであり、上記出力信
号３４３＿ｏｕｔの出力はｔ３にてローからハイにな
る。
【０１７８】また上記電圧制御回路１７が上記入力電圧
ＶR をブロックできない条件、すなわち上記電圧制御回
路１７のスイッチがオフできない条件とは、上記入力電
流ＩR の極性と上記電圧ＶR の極性が一致し、上記交流
電圧源の電圧ＶR の極性が上記入力電流ＩR が増加する
ような極性となっているときであるから、上記ＸＮＯＲ
回路３４０によりこれらの極性が一致するときはハイの
信号を出力する。
【０１７９】図においては、上記２つの極性が同極性で
あるから、上記出力信号３４０＿ｏｕｔはハイであり、
上記ＡＮＤ回路３３８の出力信号３３８＿ｏｕｔは時刻
ｔ３にてローからハイとなる。上記Ｄフリップフロップ
のトグルにはローからハイの信号が立ち上がりとして入
力され、上記出力信号ＥＲＲ＿Ｌはハイからローとな
り、上記ゲート回路２２３によりゲート遮断を行う。
【０１８０】時刻ｔ4 で上記出力３００＿ｏｕｔの波形
は上記のレベルＩｘ＿１ｍｔよりも小さくなるため、上
記コンパレータ３４４の出力信号３４４＿ｏｕｔはロー
となり、上記信号３４３＿ｏｕｔもローとなるため、上
記出力信号３３８＿ｏｕｔはローとなる。時刻ｔ5 で上
記入力電流ＩＲがゼロになると、上記コンパレータ３０
６の出力信号３０６＿ｏｕｔはローとなり、上記Ｄフリ
ップフロップ２３５の上記出力信号ＥＲＲ＿Ｌは強制的
にハイとなり、上記ゲート遮断動作は解除され、再びイ
ンバータ、コンバータ動作が行われる。
【０１８１】以上の動作により、上記交流電圧源７の電
圧ＶR の極性と上記インバータの出力電圧指令ＶCMD2の
差の絶対値が上記コンデンサ１２の電圧指令ＶCE＊を越
えたときに異常検出を行い、上記電圧ＶＲに対して、上
記入力電流ＩR が短絡するような極性となっているかを
上記異常検出回路により判断し、上記入力電流が所定の
レベルＩｘ＿１ｍｔを越えているかどうかを上記異常検
出回路により判断し、上記入力電圧制御回路１７のスイ
ッチがオフできるように、ゲート遮断によりインバー
タ、コンバータ動作を停止し、上記入力電流が過電流と
なる前にコンデンサを充電しながらゼロとなるため、過
大な入力電流が流れることによる不具合発生を未然に防
止でき、上記入力電流がゼロになるのを実際に確認して
から即座に再び上記インバータ、コンバータ動作を行わ
れるので、上記キャリア信号を１８０°ずらせている場
合などには異常検出の条件を上記のように設定すること
によりさらにコンバータ、インバータの動作範囲を広
げ、余分の異常検出がなく、入力電流のリブルによる誤
動作を軽減し、上記のような異常が起こったときのイン
バータ、コンバータ動作の停止時間が最小限であり、安
定した電力変換動作を行うことができる。
【０１８２】実施例１７．次に、請求項１９に係る実施
例１７を図面をもとに説明する。図５１において、３４
７は交流電圧源７からコンバータ側に流れる入力電流と
上記入力電流の指令ＩR ＊が入力されて異常を検出する
異常検出回路である。なお、１〜１７，１００〜１０
６，２２３，Ｂ〜Ｄは実施例８の構成と全く同様である
ため説明は省略する。
【０１８３】図５２は上記異常検出回路３４７の構成例
を示したものである。図５２において、３４５は上記入
力電流ＩR と、上記入力電流指令ＩR ＊との電流の差を
検出する電流差検出回路、３４６は異常検出信号ＥＲＲ
＿Ｌを出力するＤフリップフロップである。また、３０
０，３０６は図３７に示す実施例１２の構成例と全く同
様であるため説明は省略する。
【０１８４】また、図５３は上から順に上記入力電流Ｉ
R と上記入力電流指令ＩR ＊の波形、上記電流差検出回
路３４５の出力３４５＿ｏｕｔの波形、上記絶対値回路
３００の出力３００＿ｏｕｔの波形、上記コンパレータ
３０６の出力信号３０６＿ｏｕｔの波形、上記Ｄフリッ
プフロップ３４６の出力ＥＲＲ＿Ｌの波形を示したもの
である。
【０１８５】次に動作について説明する。上記入力電流
ＩR と上記入力電流指令ＩR ＊の差が所定のレベルを越
えると、上記電流差検出回路３４５の出力３４５＿ｏｕ
ｔはローからハイになる。上記Ｄフリップフロップ３４
６のトグルにはローからハイの信号が立ち上がりとして
入力され、上記出力信号ＥＲＲ＿Ｌはハイからローとな
り、上記ゲート回路２２３によりゲート遮断を行う。
【０１８６】時刻ｔ2 で上記入力電流ＩR がゼロになる
と、上記コンパレータ３０６の出力信号３０６＿ｏｕｔ
はローとなり、上記Ｄフリップフロップ３４６の上記出
力信号ＥＲＲ＿Ｌは強制的にハイとなり、上記ゲート遮
断動作は解除され、再びインバータ、コンバータ動作が
行われる。
【０１８７】以上の動作により、上記入力電流ＩR と上
記入力電流指令ＩR ＊との差を検出して、上記の差があ
る所定のレベルを越えると上記電流差検出回路３４５に
より異常が検出され、上記入力電圧制御回路１７のスイ
ッチがオフできるように、ゲート遮断によりインバー
タ、コンバータ動作を停止し、上記入力電流が過電流と
なる前にコンデンサを充電しながらゼロとなるため、過
大な入力電流が流れることによる不具合発生を未然に防
止でき、上記入力電流がゼロになるのを実際に確認して
から即座に再び上記インバータ、コンバータ動作を行わ
れ、異常時のインバータ、コンバータ動作の停止時間が
最小限であり、また電圧検出手段を不要とするので、よ
り安価で安定した電力変換動作を行うことができる。
【０１８８】実施例１８．次に、請求項２０に係る実施
例１８を図面をもとに説明する。図５４において、３４
８は交流電圧源７の電圧とインバータ側の出力電圧指令
ＶCMD2の位相差を検出する位相差検出回路である。な
お、１〜１７，１００〜１０５，１１８〜１２０，２２
３，３３５，Ｂ〜Ｄは実施例１４の構成と全く同様であ
るため説明は省略する。
【０１８９】今、平滑コンデンサ１２の電圧指令をＶCE
＊とすると、コンバータとインバータのキャリア信号が
互いに１８０°ずれていると、上記入力電圧ＶR と上
記インバータ側の出力電圧指令ＶCMD2との、運転できる
限界の位相差αは、下記（１３）式で表される。 α＝２＊Ａｒｃｓｉｎ｛（ＶCE＊）／（ＶR＋ＶCMD2）｝ ・・・（１３）
【０１９０】上記位相差検出回路３４８にて（１３）式
の計算を行い、上記位相差がαを越えると、異常検出回
路３３５により異常を検出し、上記ゲート回路２２３に
よりゲート遮断を行う。この後の動作は請求項１２と同
様であるので説明は省略する。
【０１９１】以上の動作により、上記入力電圧ＶR と上
記インバータ側の出力電圧指令ＶCM D2より両者の位相差
を検出して、上記位相差がαを越えると異常検出を行う
ので、異常検出を短期間にて行うため、上記入力電流は
過電流となる前に平滑コンデンサ１２を充電しながらゼ
ロとなり、過大な入力電流が流れることによる不具合発
生を未然に防止でき、上記入力電流がゼロになるのを実
際に確認してから即座に再び上記インバータ、コンバー
タ動作を行われ、異常時のインバータ、コンバータ動作
の停止時間が最小限である、安定した電力変換動作を行
うことができる。
【０１９２】実施例１９．次に、請求項２１に係る実施
例１９を図面をもとに説明する。図１に示す実施例１と
図８に示す実施例４の構成において、コンバータ側を高
力率制御しているという仮定のもとでは、コンバータ電
圧指令発生回路１００での電流指令を、図５５に示すよ
うに、交流電圧源７の位相に一致した正弦波状の波形と
する。
【０１９３】入力電流ＩR の制御において、上記入力電
流のゼロクロス近傍にて上記電流指令をゼロにすると、
入力電圧制御回路１７におけるスイッチ１７ａおよび１
７ｂをオン，オフするポイントの近傍では、上記スイッ
チ１７ａおよび１７ｂに流れる電流は確実にゼロとなる
ため、上記２つのスイッチが指令通りにオン，オフで
き、交流電圧源７の異常が起こっても、上記交流電圧源
７の入力電圧ＶR を確実にブロックすることができる。
このため、常に安定した電力供給を行うことが可能とな
る。
【０１９４】すなわち、入力電圧制御回路１７に自己消
弧できないサイリスタ等を使用している場合、交流電圧
源７の電圧位相が急変して、入力電圧とインバータの出
力電圧指令の極性とが異なり、サイリスタが指令通りに
オフできないでオンしたままとなった場合には、入力電
流の急峻な増加が起こり、素子破壊を招くが、入力電流
のゼロクロス近傍にて上記電流指令をゼロにすることに
より、入力電圧制御回路１７におけるスイッチ１７ａお
よび１７ｂをオン，オフするポイントの近傍では、上記
スイッチ１７ａおよび１７ｂに流れる電流は確実にゼロ
として、上記のごとく不具合を解消できる。
【０１９５】実施例２０．次に、請求項２２に係る実施
例２０を図面をもとに説明する。図５６において、３４
９は交流電圧源７の電圧ＶR とインバータ側の出力電圧
指令ＶCMD2の電圧差を検出して次式（１４）を満たすと
き、信号ＰＲＥ＿ＥＲＲを出力する電圧差異常予測検出
回路である。 │ＶR−ＶCMD2│＞（ＶCE＊）−δ ・・・（１４） ただし、ＶCE＊は平滑コンデンサ１２の指令電圧、δは
検出条件に余裕を持つための電圧である。なお、１〜１
７，１００〜１０５，１１８〜１２０，Ｂ〜Ｄは実施例
１３の構成と全く同様であるため説明は省略する。
【０１９６】また、図５７に上記電圧差異常予測検出回
路３４９の構成例を示す。図５７において、３７３は絶
対値回路３７１の出力と上記（ＶCE＊）−δを比較し、
上記絶対値回路３７１の値が上記（ＶCE＊）−δを越え
ると、出力信号ＰＲＥ＿ＥＲＲをアクティブにする。３
７０，３７１は実施例１４と全く同様であるため説明は
省略する。
【０１９７】図５８に示すように、インバータ側とコン
バータ側のキャリア信号が例えば１８０°ずれていて、
かつ、上記入力電圧制御回路１７が全領域でオンする場
合には、図の実線の内部が動作可能領域となる。ここ
で、動作領域が上記電圧δで決まる図中の点線よりも外
の領域にあるとき、コンバータ電圧指令発生回路１００
にて、コンバータ側の入力電流指令をゼロとすると、上
記実線の領域を出る前に双方向スイッチング回路のスイ
ッチをオフできるため、上記インバータの出力電圧指令
とは逆の極性の入力電圧をブロックできることになる。
【０１９８】すなわち、事前に入力電流が増加しそうな
状態を検出して、上記双方向スイッチング回路に流れる
電流はゼロにするため、上記インバータの出力電圧指令
とは逆の極性の入力電圧をブロックでき、インバータの
出力電圧は停止すること無く持続運転して、広い範囲で
常に安定した電力供給を行うことができる。
【０１９９】実施例２１．次に、請求項２３に係る実施
例２１を図面をもとに説明する。図５９において、３５
０はチョッパ回路である。なお、１〜１７，１００〜１
０５，１１８〜１２０，３４９，Ｂ〜Ｄは実施例２０の
構成と全く同様であるため説明は省略する。
【０２００】図６０に示すように、インバータ側とコン
バータ側のキャリア信号が例えば１８０°ずれていて、
かつ、上記入力電圧制御回路１７が全領域でオンする場
合には、図の斜線部より中の領域が動作可能領域とな
る。ここで、実施例１９と同様に、余裕電圧δで決まる
図中の点線よりも外の領域にあるとき、上記電圧差異常
予測検出回路３４９の出力信号ＰＲＥ＿ＥＲＲがアクテ
ィブとなり、上記チョッパ回路３５０に上記信号ＰＲＥ
＿ＥＲＲが入力される。
【０２０１】上記チョッパ回路３５０に上記信号ＰＲＥ
＿ＥＲＲが入力されると、上記チョッパ回路３５０は昇
圧動作を行い、平滑コンデンサ１２の電圧を所定の電圧
γでけ上昇させる。このとき、インバータ動作、コンバ
ータ動作の動作可能領域は図のように斜線部分の領域が
更に増加することになり、上記コンバータ、インバータ
動作を止めることなく、交流電圧源７の電圧が異常の時
のみ上記平滑コンデンサ１２の電圧を上昇させるので、
インバータ、コンバータのスイッチングにおけるスイッ
チング損失の上昇は、入力電圧異常の時のみに限定さ
れ、常に安定した電力供給を行うことができる。
【０２０２】実施例２２．次に、請求項２４に係る実施
例２２を図面をもとに説明する。構成例は図３６と同様
である。電圧差異常予測検出回路３４９により交流電圧
源の電圧の異常を検出すると、上記電圧差異常予測検出
回路３４９の出力信号ＰＲＥ＿ＥＲＲがアクティブとな
り、コンバータ電圧指令発生回路１００に入力される。
【０２０３】上記信号ＰＲＥ＿ＥＲＲがコンバータ電圧
指令発生回路１００に入力されると、上記コンバータ電
圧指令発生回路において、コンデンサ１２の直流電圧指
令を上昇させ、上記コンデンサ１２の直流電圧を所定の
電圧γだけ上昇させる。このとき、インバータ、コンバ
ータ動作領域は図６０と同様に、斜線部分の領域だけ更
に増えることになり、上記コンバータ、インバータ動作
を止めることなく、入力電圧異常の時のみ上記平滑コン
デンサ１２の電圧を上昇させるので、インバータ、コン
バータのスイッチングにおけるスイッチング損失の上昇
は、入力電圧異常の時のみに限定され、また、回路構成
が容易なため、安価で常に安定した電力供給を行うこと
ができる。
【０２０４】実施例２３．次に、請求項２５に係る実施
例２３を図面をもとに説明する。図６１において、３５
２は第１のスイッチ手段としてのスイッチ、３５１は第
２のスイッチ手段としてのスイッチ、３５３は請求項２
２と同様な条件で異常検出し、上記スイッチ手段３５
１，３５２へスイッチング信号を出力し、コンバータ電
圧指令発生回路１００に異常検出信号ＰＲＥ＿ＥＲＲを
出力する電圧差異常予測検出回路である。なお、１〜１
７，１００〜１０５，１１８〜１２０，Ｂ〜Ｄは実施例
２０の構成と全く同様であるため説明は省略する。
【０２０５】図６２に上記電圧差異常予測検出回路３５
３の構成例を示す。図６２において、３７４はディレイ
回路、３７５はＮＯＴ回路、３７６は上記スイッチ手段
３５１，３５２の指令Ｔ３５１，Ｔ３５２を出力するＤ
フリップフロップである。なお、３７０，３７１，３７
３は実施例２０と全く同様であるので説明は省略する。
【０２０６】上記電圧差異常予測検出回路３５３により
交流電圧の異常を検出すると、上記電圧差異常予測検出
回路３５３の出力信号ＰＲＥ＿ＥＲＲがアクティブとな
り、コンバータ電圧指令発生回路１００に入力される。
またこのとき、スイッチ手段３５１，３５２への信号Ｔ
３５１，Ｔ３５２は、上記Ｄフリップフロップ３７６に
より、Ｔ３５１→オン、Ｔ３５２→オフとしてバイパス
切り換えを行う。
【０２０７】上記信号ＰＲＥ＿ＥＲＲがコンバータ電圧
指令発生回路１００に入力されると、上記コンバータ電
圧指令発生回路において、コンデンサ１２の直流電圧指
令を上昇させ、上記コンデンサ１２の直流電圧を所定の
電圧γだけ上昇させる。このとき、インバータ、コンバ
ータ動作領域は図６０と同様に、斜線部分の領域だけ更
に増えて、そのとき、スイッチ手段３５１，３５２への
信号Ｔ３５１，Ｔ３５２は、上記Ｄフリップフロップ３
７６により、Ｔ３５１→オフ、Ｔ３５２→オンとして、
再びインバータ動作による出力を負荷に接続する。
【０２０８】よって、交流電圧源に異常が発生しようと
するとき、出力側をバイパス切り換えして、インバータ
を切り離し、上記コンバータ動作を上記インバータ動作
による制限なしに行うことにより上記平滑コンデンサ１
２の電圧を上昇させるので、上記平滑コンデンサ１２の
電圧は短時間で上昇可能であり、上記平滑コンデンサ１
２の電圧が上昇した後に再びインバータ動作に切り換え
るため、安定した電力供給を行うことができる。
【０２０９】なお、上記各実施例においては、各スイッ
チング素子を単品の例えばサイリスタ素子であるように
図示、説明しているが、変換装置としての電流、電圧定
格によっては、適宜の数、並列、直列に接続されてなる
複数の素子で構成するようにしてもよい。また、各スイ
ッチ群を構成するスイッチング回路の直列個数も任意に
選定することができる。更に、本願明細書の請求項に記
載された、例えば「第１のスイッチ群と同様に構成され
た第２のスイッチ群」という表現は、必ずしも両スイッ
チ群におけるスイッチング素子やスイッチング回路の直
列数を同一とすると規定するものではない。
【０２１０】
【発明の効果】以上のように、この発明の請求項１にお
ける電力変換装置は、交流電圧源の電圧極性とインバー
タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、その双
方向スイッチング回路により上記交流電圧源の電圧をブ
ロックするようにしたので、過電流継続による不具合の
発生が防止され、安定した電力変換動作が実現する。
【０２１１】また、請求項２においては、一方向が制御
可能なその第１のスイッチ群のスイッチング素子により
上記交流電圧源の電圧をブロックするようにしたので、
過電流継続による不具合の発生が防止され、安定した電
力変換動作が実現するとともに、回路構成が簡単で安価
となる。
【０２１２】また、請求項３においては、双方向が制御
可能なその第１のスイッチ群のスイッチング素子により
上記交流電圧源の電圧をブロックするようにしたので、
過電流継続による不具合の発生が防止され、安定した電
力変換動作が実現するとともに、電力を交流電圧源側へ
回生することもできる。
【０２１３】請求項４における電力変換装置は、コンバ
ータ電圧指令信号と第１のキャリア信号とを基にしたＰ
ＷＭコンバータ制御手段と、インバータ電圧指令信号と
位相が上記第１のキャリア信号と１８０゜異なる第２の
キャリア信号とを基にしたＰＷＭインバータ制御手段と
を備えたので、コンバータ動作とインバータ動作とが互
いに異なる時間帯で行われ、一定の範囲でコンバータ動
作回路の出力電圧と独立してインバータ動作回路の出力
電圧が得られる。勿論、過電流継続による不具合の発生
が防止され、安定した電力変換動作が実現するととも
に、コンバータ回路を高力率で動作させることができ
る。
【０２１４】また、請求項５においては、コンバータ動
作回路とインバータ動作回路との電圧の極性が異なると
き、それぞれコンバータ動作またはインバータ動作が自
由にできる条件に限定して各ＰＷＭ信号を出力するよう
にしたので、一定の範囲でコンバータ回路とインバータ
回路とを非同期運転させることができる。
【０２１５】また、請求項６においては、コンバータ動
作回路とインバータ動作回路との電圧の極性が異なると
き、第２のスイッチ群と第３のスイッチ群とのスイッチ
ングパターンを入れ換えて動作させる構成としたので、
第３のスイッチ群のスイッチング周波数が低減し、２種
類のキャリア信号で動作させる方式の採用によってスイ
ッチングロスが増大するという弊害を低減させる。
【０２１６】また、請求項７における電力変換装置は、
スイッチング状態を電圧ベクトルとして一体的に取り扱
い、電圧ベクトルに換算された電圧指令信号に応じて必
要なスイッチング状態およびその動作時間を抽出演算す
る構成としたので、一定の範囲でコンバータ動作とイン
バータ動作との独立性が可能となり、従来装置の問題点
を解消を図る得るとともに、その制御のソフトウェア的
要素を利用して種々な効果を付加し易くなる。
【０２１７】また、請求項８においては、スイッチング
周波数が最小となるスイッチングパターンを追求する構
成としたので、スイッチングロスが低減し、変換効率が
向上する。
【０２１８】また、請求項９においては、例えばインバ
ータ出力電圧の確保を最優先にするスイッチングパター
ンを追求する構成としたので、直流電圧が変動してもイ
ンバータ出力電圧が安定して得られる。
【０２１９】また、請求項１０によれば、異常検出回路
の出力により、交流電圧源からコンバータ側に流れる入
力電流が過電流となるのを検出して、インバータ側のス
イッチ群のスイッチ、コンバータ側のスイッチ群のスイ
ッチおよび双方向スイッチング回路におけるスイッチの
指令をすべてオフとすることができ、入力電流はコンデ
ンサを充電しながらゼロとなるため、過大な入力電流が
流れることによる不具合発生を防止することができると
ともに、上記異常検出後に双方向スイッチング回路の両
端電圧を検出して、上記両端電圧がゼロになることを検
出してからすぐに再びコンバータ動作、インバータ動作
を行うため、安定した電力変換動作をすぐに再度行える
という効果がある。
【０２２０】また、請求項１１によれば、異常検出回路
の出力により、交流電圧源からコンバータ側に流れる入
力電流が過電流となるのを検出して、インバータ側のス
イッチ群のスイッチ、コンバータ側のスイッチ群のスイ
ッチおよび双方向スイッチング回路におけるスイッチの
指令をすべてオフとすることができ、入力電流はコンデ
ンサを充電しながらゼロとなるため、過大な入力電流が
流れることによる不具合発生を防止することができると
ともに、上記異常検出後に双方向スイッチング回路に流
れる電流を検出して、その検出値が実際にゼロとなるこ
とを検出して再びコンバータ動作、インバータ動作を行
うため、安定した電力変換動作をすぐに再度行えるとと
もに、双方向スイッチング回路の両端の電圧を検出する
電圧検出手段が不要となり、安価な電力変換装置を実現
できるという効果がある。
【０２２１】また、請求項１２によれば、異常検出回路
により、交流電圧源からコンバータ側に流れる入力電流
が過電流となるのを検出した後、双方向スイッチング回
路におけるスイッチの指令をすべてオフとし、インバー
タ、コンバータ動作を停止する期間、電流検出手段によ
る入力電流の値より、上記入力電流がさらに増加しない
ようなスイッチングパターンで、上記インバータの出力
をゼロとし、第１のスイッチ群のスイッチをすべてオフ
してコンバータ側の動作を停止するため、上記インバー
タの出力電圧を、上記インバータの指令電圧の逆極性の
電圧とならずにゼロ電圧に固定できるため、出力電圧を
さらに安定させるとともに、上記異常検出後に双方向ス
イッチング回路に流れる電流を検出して、その検出値が
実際にゼロとなることを検出して再びコンバータ動作、
インバータ動作を行うため、安定した電力変換動作をす
ぐに再度行えるという効果がある。
【０２２２】また、請求項１３によれば、交流電圧源の
電圧の極性とインバータの出力電圧指令の極性が異なる
ときに、入力電流が存在するときでも、双方向スイッチ
ング回路のスイッチがオフできるように、少なくとも上
記入力電流がゼロとなるような充分な時間、ゲート遮断
によりインバータ、コンバータ動作を停止し、上記入力
電流は過電流となる前にコンデンサを充電しながらゼロ
となるため、過大な入力電流が流れることによる不具合
発生を未然に防止することができる。のた、所定の時間
後再び上記インバータ、コンバータ動作が行われ、安定
した電力変換動作を行うことができる。
【０２２３】また、請求項１４によれば、交流電圧源の
電圧の極性とインバータの出力電圧指令の極性が異な
り、入力電流が存在するときでも、入力電圧制御回路の
スイッチがオフできるように、ゲート遮断によりインバ
ータ、コンバータ動作を停止し、上記入力電流は過電流
となる前にコンデンサを充電しながらゼロとなるため、
過大な入力電流が流れることによる不具合発生を未然に
防止でき、上記入力電流がゼロになるのを実際に確認し
てから即座に再び上記インバータ、コンバータ動作が行
われるので、異常検出後のインバータ、コンバータ動作
の停止時間が最小限であり、安定した電力変換動作を行
うことができる。
【０２２４】また、請求項１５によれば、交流電圧源の
電圧の極性とインバータの出力電圧指令の極性が異な
り、かつ双方向スイッチング回路のスイッチが極性の異
なる入力電圧をブロックできないことがおこる、上記イ
ンバータの出力電圧指令の極性が変化するタイミングの
近傍に限定して異常検出を行い、上記入力電圧制御回路
のスイッチがオフできるように、ゲート遮断によりイン
バータ、コンバータ動作を停止し、上記入力電流が過電
流となる前にコンデンサを充電しながらゼロとなるた
め、過大な入力電流が流れることによる不具合発生を未
然に防止でき、上記入力電流がゼロになるのを実際に確
認してから即座に再び上記インバータ、コンバータ動作
が行われるので、異常検出後のインバータ、コンバータ
動作の停止時間が最小限であり、安定した電力変換動作
を行うことができる。
【０２２５】また、請求項１６によれば、交流電圧源の
電圧の極性とインバータの出力電圧指令の差がコンデン
サの電圧を越えたときに異常検出を行い、入力電流があ
る場合でも、双方向スイッチング回路のスイッチがオフ
できるように、ゲート遮断によりインバータ、コンバー
タ動作を停止し、上記入力電流が過電流となる前にコン
デンサを充電しながらゼロとなるため、過大な入力電流
が流れることによる不具合発生を未然に防止でき、上記
入力電流がゼロになるのを実際に確認してから即座に再
び上記インバータ、コンバータ動作が行われるので、イ
ンバータ側とコンバータ側の２つのキャリア信号を１８
０°ずらせている場合などには異常検出の条件を上記の
ように設定することによりさらにコンバータ、インバー
タの動作範囲が広がり、異常時のインバータ、コンバー
タ動作の停止時間が最小限であり、安定した電力変換動
作を行うことができる。
【０２２６】また、請求項１７によれば、交流電圧源の
電圧の極性とインバータの出力電圧指令の差がコンデン
サの電圧指令を越え、かつ、上記交流電圧源の電圧に対
して、入力電流が増加するような極性となっているかを
異常検出回路により判断し、上記入力電流がある場合で
も、双方向スイッチング回路のスイッチがオフできるよ
うに、ゲート遮断によりインバータ、コンバータ動作を
停止し、上記入力電流が過電流となる前にコンデンサを
充電しながらゼロとなるため、過大な入力電流が流れる
ことによる不具合発生を未然に防止でき、上記入力電流
がゼロになるのを実際に確認してから即座に再び上記イ
ンバータ、コンバータ動作が行われるので、キャリア信
号を１８０°ずらせている場合などには異常検出の条件
を上記のように設定することによりさらにコンバータ、
インバータの動作範囲が広がり、異常時のインバータ、
コンバータ動作の停止時間が最小限であり、安定した電
力変換動作を行うことができる。
【０２２７】また、請求項１８によれば、交流電圧源の
電圧の極性とインバータの出力電圧指令の差がコンデン
サの電圧指令を越え、かつ、上記交流電圧源の電圧に対
して、入力電流が増加するような極性であり、さらに上
記入力電流の値があるレベルを越えるときに上記異常検
出回路により異常検出を行い、双方向スイッチング回路
のスイッチがオフできるように、ゲート遮断によりイン
バータ、コンバータ動作を停止し、上記入力電流が過電
流となる前にコンデンサを充電しながらゼロとなるた
め、過大な入力電流が流れることによる不具合発生を未
然に防止でき、上記入力電流がゼロになるのを実際に確
認してから即座に再び上記インバータ、コンバータ動作
が行われるので、キャリア信号を１８０°ずらせている
場合などには異常検出の条件を上記のように設定するこ
とによりさらにコンバータ、インバータの動作範囲が広
がり、入力電流のリブル等による誤動作が軽減され、異
常時のインバータ、コンバータ動作の停止時間が最小限
であり、安定した電力変換動作を行うことができる。
【０２２８】また、請求項１９によれば、入力電流と入
力電流指令との差を検出して、これらの検出した値の差
が所定のレベルを越えると電流差検出回路により異常が
検出され、双方向スイッチング回路のスイッチがオフで
きるように、ゲート遮断によりインバータ、コンバータ
動作を停止し、上記入力電流が過電流となる前にコンデ
ンサを充電しながらゼロとなるため、過大な入力電流が
流れることによる不具合発生を未然に防止でき、上記入
力電流がゼロになるのを実際に確認してから即座に再び
上記インバータ、コンバータ動作が行われ、異常時のイ
ンバータ、コンバータ動作の停止時間が最小限であり、
また電圧検出手段を不要とするので、より安価で安定し
た電力変換動作を行うことができる。
【０２２９】また、請求項２０の発明によれば、交流電
圧源の電圧とインバータ側の出力電圧指令より両者の位
相差を検出して、上記位相差が所定の位相差を越えると
異常検出を行い、上記入力電流は過電流となる前にコン
デンサを充電しながらゼロとなるため、過大な入力電流
が流れることによる不具合発生を未然に防止でき、上記
入力電流がゼロになるのを実際に確認してから即座に再
び上記インバータ、コンバータ動作が行われ、異常時の
インバータ、コンバータ動作の停止時間が最小限であ
り、安定した電力変換動作を行うことができる。
【０２３０】また、請求項２１によれば、双方向スイッ
チング回路のスイッチがスイッチングする近傍にて、コ
ンバータ制御により上記双方向スイッチング回路に流れ
る電流指令をゼロとするため、上記スイッチは自然転流
するため、交流電圧源の電圧極性とインバータ出力電圧
指令の極性とが異なる場合においても、上記双方向スイ
ッチング回路により交流電圧源の電圧を必ずブロックで
きることが可能であるとともに、連続的に安定した電力
変換動作をさせることができるという効果がある。
【０２３１】また、請求項２２の発明によれば、あらか
じめ入力電流が増加しそうな状態を検出して、上記双方
向スイッチング回路に流れる電流をゼロにするので、上
記インバータの出力電圧指令とは逆の極性の入力電圧を
ブロックでき、インバータの出力電圧は停止することな
く持続運転して、広い範囲で常に安定した電力供給を行
うことができる。
【０２３２】また、請求項２３によれば、あらかじめ入
力電流が増加しそうな状態を検出すると、チョッパ回路
によりコンデンサの電圧を上昇させるので、インバー
タ、コンバータのスイッチングにおけるスイッチング損
失の上昇は、上記チョッパ回路によりコンデンサの電圧
を上昇させた交流電圧源の電圧が異常の時のみに限定さ
れ、インバータ動作、コンバータ動作の動作可能領域が
広がることにより上記交流電圧源をリアクトルを介して
短絡するという状態を回避でき、上記インバータ、コン
バータ動作が停止することなく、常に安定した電力供給
を行うことができる。
【０２３３】また、請求項２４によれば、あらかじめ入
力電流が増加しそうな状態を検出すると、コンバータ電
圧指令発生回路において、コンデンサの直流電圧指令を
上昇させるので、インバータ、コンバータのスイッチン
グにおけるスイッチング損失の上昇は、交流電圧源の電
圧が異常の時のみに限定され、インバータ動作、コンバ
ータ動作の動作可能領域が広がることにより上記交流電
圧源をリアクトルを介して短絡するという状態を回避で
き、また、回路構成が容易なため、安価で常に安定した
電力供給を行うことができる。
【０２３４】さらに、請求項２５によれば、あらかじめ
入力電流が増加しそうな状態を検出して、出力側を交流
電圧源にバイパス切り換えしてインバータを切り離し、
コンバータ動作を上記インバータ動作による制限なしに
行うことによりコンデンサの電圧を上昇させることがで
きるので、上記コンデンサの電圧は短時間で上昇可能で
あり、上記コンデンサの電圧が上昇後に再びインバータ
動作に切り換えるため、安定した電力供給を行うことが
できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施例１を示す電力変換装置のブロ
ック図である。
【図２】この発明の実施例１の動作を示す動作波形図で
ある。
【図３】この発明の実施例２を示す電力変換装置のブロ
ック図である。
【図４】この発明の実施例２の動作を説明する図であ
る。
【図５】この発明の実施例３を示す電力変換装置のブロ
ック図である。
【図６】この発明の実施例３の動作を説明する図であ
る。
【図７】この発明の実施例４以降で適用するキャリア信
号を説明する図である。
【図８】この発明の実施例４と５とを示す電力変換装置
のブロック図である。
【図９】この発明の実施例４におけるスイッチングパタ
ーン発生回路を示す回路図である。
【図１０】この発明の実施例４の動作を示す動作波形図
である。
【図１１】この発明の実施例５におけるスイッチングパ
ターン発生回路を示す回路図である。
【図１２】この発明の実施例５の動作を示す動作波形図
である。
【図１３】この発明の実施例６と７とを示す電力変換装
置のブロック図である。
【図１４】スイッチング状態と電圧ベクトルとの関係を
表の形態で示す図である。
【図１５】電圧ベクトルと動作領域とを示す図である。
【図１６】電圧ベクトルの合成を各領域毎に表の形態で
示す図である。
【図１７】この発明の実施例６と７との動作を示すフロ
ーチャートである。
【図１８】同じく、この発明の実施例６と７との動作を
示すフローチャートである。
【図１９】この発明の実施例６の動作を示すフローチャ
ートである。
【図２０】この発明の実施例７の動作を示すフローチャ
ートである。
【図２１】この発明の実施例８の電力変換装置の構成図
である。
【図２２】この発明の実施例８における異常検出回路お
よびゲート回路を示したものである。
【図２３】この発明の実施例８の動作を示す動作波形図
である。
【図２４】この発明の実施例９の電力変換装置の構成図
である。
【図２５】この発明の実施例９における異常検出回路を
示したものである。
【図２６】この発明の実施例９の動作を示す動作波形図
である。
【図２７】この発明の実施例８および９におけるゲート
遮断状態での電流経路を示したものである。
【図２８】この発明の実施例１０におけるゲート遮断状
態での電流経路を示したものである。
【図２９】ゲート遮断状態での電流を示したものであ
る。
【図３０】この発明の実施例１０の電力変換装置の構成
図である。
【図３１】この発明の実施例１０におけるゲート回路、
極性検出回路を示したものである。
【図３２】この発明の実施例１０の動作を示す動作波形
図である。
【図３３】この発明の実施例１１の電力変換装置の構成
図である。
【図３４】この発明の実施例１１における極性検出回
路、異常検出回路を示したものである。
【図３５】この発明の実施例１１の動作を示す動作波形
図である。
【図３６】この発明の実施例１２の電力変換装置の構成
図である。
【図３７】この発明の実施例１２における異常検出回路
を示したものである。
【図３８】この発明の実施例１２の動作を示す動作波形
図である。
【図３９】この発明の実施例１３の電力変換装置の構成
図である。
【図４０】この発明の実施例１３における極性検出回
路、極性変化検出回路および異常検出回路を示したもの
である。
【図４１】この発明の実施例１３の動作を示す動作波形
図である。
【図４２】この発明の実施例１４の電力変換装置の構成
図である。
【図４３】この発明の実施例１４における異常検出回路
および電圧差検出回路を示したものである。
【図４４】この発明の実施例１４の動作を示す動作波形
図である。
【図４５】この発明の実施例１５の電力変換装置の構成
図である。
【図４６】この発明の実施例１５における異常検出回路
を示したものである。
【図４７】この発明の実施例１５の動作を示す動作波形
図である。
【図４８】この発明の実施例１６の電力変換装置の構成
図である。
【図４９】この発明の実施例１６における異常検出回路
を示したものである。
【図５０】この発明の実施例１６の動作を示す動作波形
図である。
【図５１】この発明の実施例１７の電力変換装置の構成
図である。
【図５２】この発明の実施例１７における異常検出回路
を示したものである。
【図５３】この発明の実施例１７の動作を示す動作波形
図である。
【図５４】この発明の実施例１８の電力変換装置の構成
図である。
【図５５】この発明の実施例１９における入力電流指令
を示したものである。
【図５６】この発明の実施例２０及び２２の電力変換装
置の構成図である。
【図５７】この発明の実施例２０における電圧差異常予
測検出回路を示したものである。
【図５８】この発明の実施例２０の電圧差異常予測検出
の領域を示したものである。
【図５９】この発明の実施例２１の電力変換装置の構成
図である。
【図６０】この発明の実施例２１の電圧差異常予測検出
の領域と、インバータ、コンバータの動作領域を示した
ものである。
【図６１】この発明の実施例２３の電力変換装置の構成
図である。
【図６２】この発明の実施例２３における電圧差異常予
測検出回路を示したものである。
【図６３】従来の第１の実施例を示す電力変換回路のブ
ロック図である。
【図６４】従来の第１の実施例の動作を説明する図であ
る。
【図６５】従来の第１の実施例を示す入出力電圧波形図
である。
【図６６】従来の第２の実施例を示す電力変換装置のブ
ロック図である。
【図６７】従来の第２の実施例におけるスイッチングパ
ターン発生回路を示す回路図である。
【図６８】従来の第２の実施例の動作を示す動作波形図
である。
【符号の説明】
１〜６ スイッチング回路 １ｔ〜６ｔ スイッチング素子 ７ 交流電圧源 １２ コンデンサ １４ 負荷回路 １５ リアクトル １７ 入力電圧制御回路 ３０ 制御回路 １００ コンバータ電圧指令発生回路 １０１，１１８ キャリア信号発生回路 １０２ インバータ電圧指令発生回路 １０３，１０４ 比較器 １０５，１１９ ゼロクロス検出器 １０６，１２０ スイッチングパターン発生回路 １１９ ゼロクロス検出回路 ２０１，２２４，２３９，２４１，３０４，３０５，３
３０，３３２，３３５，３４２，３４７，３６０ 異常
検出回路 ２０２〜２０４，２２６〜２２８，２４８，３２２，３
２３，３２９，３３９，３４１ 極性検出回路 ２０５，２４３，３００，３７１ 絶対値回路 ２０６，３２４ ＸＯＲ回路 ２０７，３４０ ＸＮＯＲ回路 １１０〜１１４，２０８，２１２〜２１９，２３２，２
３３，２５１〜２６０，３３８，３４３ ＡＮＤ回路 ２０９，２３７，２４４，３０１，３０２，３０６，３
４４，３７２コンパレータ ２１１，２３５，２３６，３０３，３２８，３３１，３
３６，３３７，３４６，３７６ Ｄフリップフロップ ２２０，２４０ 電圧検出手段 ２２１，２４２ 電流検出手段 ２２２ 絶対値回路 ２２３ ゲート回路 ２２５ 極性変化検出回路 ２２９，３２５ 立ち上がりエッジ検出回路 ３３０，３２６ 立ち下がりエッジ検出回路 １０７〜１０９，１１６，１１７，２３１，２４９，２
５０，３２７，３７５ＮＯＴ回路 １１２，１１５，２３４，２４６，２６１〜２６４ Ｏ
Ｒ回路 ２４７ ゲート回路 ３３４ 電圧差検出回路 ３４５ 電流差検出回路 ３４８ 位相差検出回路 ３４９，３５３ 電圧差異常予測検出回路 ３５０ チョッパ回路 ３５１，３５２ スイッチ手段 ３７０ 減算回路 ３７３ 電圧差検出回路 ３７４ ディレイ回路 Ｂ 第２のスイッチ群としての切換回路 Ｃ 第３のスイッチ群としてのインバータ回路 Ｄ，Ｅ，Ｆ 第１のスイッチ群としてのコンバータ回路 Ｐ 異符号対策信号発生回路 Ｑ，Ｒ，Ｓ，Ｕ，Ｖ，Ｗ セレクタ回路 Ｔ インバータ優先信号発生回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−231965（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−314176（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−307366（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−15171（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−115195（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−110479（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 5/458

Claims (25)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 一方向が制御可能なスイッチング素子と
    ダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路を
    複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１の
    スイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイッ
    チ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続し、
    交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１のスイ
    ッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を上記
    第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２および第
    ３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続するとと
    もに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチング
    素子を所定のタイミングで制御することにより上記交流
    電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充電す
    るコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のスイッ
    チ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御する
    ことにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して上記
    交流出力端から出力するインバータ動作をさせるように
    した電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなる双方向スイッチング回路を上記交流電圧源の
    一端とリアクトルとの間に挿入し、上記交流電圧源の電
    圧極性と上記インバータ動作による出力電圧の極性とが
    異なった場合、上記双方向スイッチング回路により上記
    交流電圧源の電圧をブロックするようにしたことを特徴
    とする電力変換装置。
  2. 【請求項２】 一方向が制御可能なスイッチング素子を
    複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、一方向が制
    御可能なスイッチング素子とダイオードとを逆並列接続
    してなるスイッチング回路を複数個直列に接続した第２
    のスイッチ群と、この第２のスイッチ群と同様に構成さ
    れた第３のスイッチ群と、コンデンサとの各両端を互い
    に並列に接続し、交流電圧源の一端をリアクトルを介し
    て上記第１のスイッチ群の中間点に接続し、上記交流電
    圧源の他端を上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、
    上記第２および第３のスイッチ群の両中間点を交流出力
    端に接続するとともに、上記第１および第２のスイッチ
    群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御するこ
    とにより上記交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コ
    ンデンサを充電するコンバータ動作をさせ、上記第２お
    よび第３のスイッチ群のスイッチング素子を所定のタイ
    ミングで制御することにより上記コンデンサの電圧を交
    流に変換して上記交流出力端から出力するインバータ動
    作をさせるようにした電力変換装置において、 上記交流電圧源の電圧極性と上記インバータ動作による
    出力電圧の極性とが異なった場合、上記第１のスイッチ
    群のスイッチング素子により上記交流電圧源の電圧をブ
    ロックするようにしたことを特徴とする電力変換装置。
  3. 【請求項３】 双方向が制御可能なスイッチング素子を
    複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、一方向が制
    御可能なスイッチング素子とダイオードとを逆並列接続
    してなるスイッチング回路を複数個直列に接続した第２
    のスイッチ群と、この第２のスイッチ群と同様に構成さ
    れた第３のスイッチ群と、コンデンサとの各両端を互い
    に並列に接続し、交流電圧源の一端をリアクトルを介し
    て上記第１のスイッチ群の中間点に接続し、上記交流電
    圧源の他端を上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、
    上記第２および第３のスイッチ群の両中間点を交流出力
    端に接続するとともに、上記第１および第２のスイッチ
    群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御するこ
    とにより上記交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コ
    ンデンサを充電するコンバータ動作をさせ、上記第２お
    よび第３のスイッチ群のスイッチング素子を所定のタイ
    ミングで制御することにより上記コンデンサの電圧を交
    流に変換して上記交流出力端から出力するインバータ動
    作をさせるようにした電力変換装置において、 上記交流電圧源の電圧極性と上記インバータ動作による
    出力電圧の極性とが異なった場合、上記第１のスイッチ
    群のスイッチング素子により上記交流電圧源の電圧をブ
    ロックするようにしたことを特徴とする電力変換装置。
  4. 【請求項４】 一方向が制御可能なスイッチング素子と
    ダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路を
    複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１の
    スイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイッ
    チ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続し、
    交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１のスイ
    ッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を上記
    第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２および第
    ３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続するとと
    もに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチング
    素子を所定のタイミングで制御することにより上記交流
    電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充電す
    るコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のスイッ
    チ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御する
    ことにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して上記
    交流出力端から出力するインバータ動作をさせるように
    した電力変換装置において、 上記コンバータ動作は、コンバータ電圧指令信号と第１
    のキャリア信号とを基にしたＰＷＭ制御で行い、上記イ
    ンバータ動作は、インバータ電圧指令信号と位相が上記
    第１のキャリア信号と１８０゜異なる第２のキャリア信
    号とを基にしたＰＷＭ制御で行うことにより、上記コン
    バータ動作とインバータ動作とをキャリア信号の周波数
    を１８０゜ずつの分割した時間帯でそれぞれオン・オフ
    できるように構成したことを特徴とする電力変換装置。
  5. 【請求項５】 一方向が制御可能なスイッチング素子と
    ダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路を
    複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１の
    スイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイッ
    チ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続し、
    交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１のスイ
    ッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を上記
    第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２および第
    ３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続するとと
    もに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチング
    素子を所定のタイミングで制御することにより上記交流
    電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充電す
    るコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のスイッ
    チ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御する
    ことにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して上記
    交流出力端から出力するインバータ動作をさせるように
    した電力変換装置において、 位相が１８０゜異なる第１および第２のキャリア信号と
    これら２つのキャリア信号のクロスポイントで極性が変
    化するキャリア状態信号とを出力するキャリア信号発生
    回路と、コンバータ電圧指令信号と上記第１のキャリア
    信号とを比較してコンバータ比較信号を出力する第１の
    比較器と、インバータ電圧指令信号と上記第２のキャリ
    ア信号とを比較してインバータ比較信号を出力する第２
    の比較器と、上記コンバータ電圧指令信号のゼロポイン
    トで極性が変化するコンバータ極性信号を出力する第１
    のゼロクロス検出回路と、上記インバータ電圧指令信号
    のゼロポイントで極性が変化するインバータ極性信号を
    出力する第２のゼロクロス検出回路と、上記コンバータ
    比較信号とコンバータ極性信号とを入力してコンバータ
    ＰＷＭ信号を出力する第１の排他的論理和回路（以下、
    ＸＯＲ回路と称す）と、上記インバータ比較信号とイン
    バータ極性信号とを入力してインバータＰＷＭ信号を出
    力する第２のＸＯＲ回路と、上記コンバータＰＷＭ信号
    とキャリア状態信号とを入力して上記コンバータ動作が
    可能な時間帯のコンバータ可動信号を出力するアンド回
    路と、上記コンバータ極性信号とインバータ極性信号と
    を入力して異極性となるタイミングでハイレベルとなる
    極性異同信号を出力する第３のＸＯＲ回路と、上記イン
    バータＰＷＭ信号とキャリア状態信号とを入力して上記
    インバータ動作が可能な時間帯のインバータ可動信号を
    出力するオア回路と、上記コンバータＰＷＭ信号とコン
    バータ可動信号とを上記極性異同信号の出力極性で振り
    分けることにより上記第１のスイッチ群のスイッチング
    素子を制御するスイッチング信号を出力する第１のセレ
    クタ回路と、上記キャリア状態信号とインバータ極性信
    号とを上記極性異同信号の出力極性で振り分けることに
    より上記第２のスイッチ群のスイッチング素子を制御す
    るスイッチング信号を出力する第２のセレクタ回路と、
    上記インバータＰＷＭ信号とインバータ可動信号とを上
    記極性異同信号の出力極性で振り分けることにより上記
    第３のスイッチ群のスイッチング素子を制御するスイッ
    チング信号を出力する第３のセレクタ回路とを備えたこ
    とを特徴とする電力変換装置。
  6. 【請求項６】 一方向が制御可能なスイッチング素子と
    ダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路を
    複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１の
    スイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイッ
    チ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続し、
    交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１のスイ
    ッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を上記
    第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２および第
    ３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続するとと
    もに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチング
    素子を所定のタイミングで制御することにより上記交流
    電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充電す
    るコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のスイッ
    チ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御する
    ことにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して上記
    交流出力端から出力するインバータ動作をさせるように
    した電力変換装置において、 位相が１８０゜異なる第１および第２のキャリア信号を
    出力するキャリア信号発生回路と、コンバータ電圧指令
    信号と上記第１のキャリア信号とを比較してコンバータ
    比較信号を出力する第１の比較器と、インバータ電圧指
    令信号と上記第２のキャリア信号とを比較してインバー
    タ比較信号を出力する第２の比較器と、上記コンバータ
    電圧指令信号のゼロポイントで極性が変化するコンバー
    タ極性信号を出力する第１のゼロクロス検出回路と、上
    記インバータ電圧指令信号のゼロポイントで極性が変化
    するインバータ極性信号を出力する第２のゼロクロス検
    出回路と、上記コンバータ比較信号とコンバータ極性信
    号とを入力してコンバータＰＷＭ信号を出力する第１の
    ＸＯＲ回路と、上記インバータ比較信号とインバータ極
    性信号とを入力してインバータＰＷＭ信号を出力する第
    ２のＸＯＲ回路と、上記インバータＰＷＭ信号を反転し
    てインバータＰＷＭ反転信号を出力する反転回路と、上
    記コンバータＰＷＭ信号とインバータＰＷＭ反転信号と
    を入力して上記コンバータ動作が可能な時間帯のコンバ
    ータ可動信号を出力するアンド回路と、上記コンバータ
    極性信号とインバータ極性信号とを入力して異極性とな
    るタイミングでハイレベルとなる極性異同信号を出力す
    る第３のＸＯＲ回路と、上記コンバータＰＷＭ信号とコ
    ンバータ可動信号とを上記極性異同信号の出力極性で振
    り分けることにより上記第１のスイッチ群のスイッチン
    グ素子を制御するスイッチング信号を出力する第１のセ
    レクタ回路と、上記インバータＰＷＭ反転信号とインバ
    ータ極性信号とを上記極性異同信号の出力極性で振り分
    けることにより上記第２のスイッチ群のスイッチング素
    子を制御するスイッチング信号を出力する第２のセレク
    タ回路と、上記インバータＰＷＭ信号とインバータ極性
    信号を反転した信号とを上記極性異同信号の出力極性で
    振り分けることにより上記第３のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を制御するスイッチング信号を出力する第３の
    セレクタ回路とを備えたことを特徴とする電力変換装
    置。
  7. 【請求項７】 一方向が制御可能なスイッチング素子と
    ダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路を
    複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１の
    スイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイッ
    チ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続し、
    交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１のスイ
    ッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を上記
    第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２および第
    ３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続するとと
    もに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチング
    素子を所定のタイミングで制御することにより上記交流
    電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充電す
    るコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のスイッ
    チ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御する
    ことにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して上記
    交流出力端から出力するインバータ動作をさせるように
    した電力変換装置において、 上記各スイッチ群のスイッチング状態を、そのスイッチ
    ング状態とそのスイッチ群を流れる電流で定まる［コン
    バータ動作回路の出力電圧波高値／コンデンサの電圧］
    値と［インバータ動作回路の出力電圧波高値／コンデン
    サの電圧］値とを直交する２軸の各成分とする電圧ベク
    トルに対応させ、これら電圧ベクトルの互いに隣接する
    ３つの頂点を結んで形成される各領域を、当該各領域の
    頂点を形成する３つの電圧ベクトルとともに記憶する手
    段と、コンバータ電圧指令信号とインバータ電圧指令信
    号とを上記電圧ベクトルの指令信号に変換する手段と、
    単位処理時間毎に上記電圧ベクトル指令信号が位置する
    領域を判定し当該領域に設定された３つの電圧ベクトル
    を上記記憶手段から読み出す手段と、上記電圧ベクトル
    指令信号から上記単位処理時間内における上記３つの電
    圧ベクトルに対応するスイッチング状態の動作時間配分
    を演算する手段と、上記スイッチング状態とその動作時
    間配分との情報から上記各スイッチ群のスイッチング素
    子を制御するスイッチング信号を発生する手段とを備え
    たことを特徴とする電力変換装置。
  8. 【請求項８】 各スイッチ群のスイッチング状態を、そ
    の中間点から一方の側のスイッチング素子がオン他方の
    側のスイッチング素子がオフとなるときを１、逆にその
    中間点から一方の側のスイッチング素子がオフ他方の側
    のスイッチング素子がオンとなるときを０とし、第１な
    いし第３のスイッチ群のスイッチング状態を上記１また
    は０を要素とする３次元のベクトルで表すとともに、前
    回出力した電圧ベクトルに対応するスイッチング状態ベ
    クトルと動作中の単位処理間内で未出力の各電圧ベクト
    ルに対応するスイッチング状態ベクトルとのベクトル要
    素毎の排他的論理和を演算する手段と、上記ベクトル要
    素毎の排他的論理和出力を上記未出力スイッチング状態
    ベクトル毎に加算し、この加算値が最小となるものを次
    に出力すべき電圧ベクトルに選定する手段とを備えたこ
    とを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
  9. 【請求項９】 各スイッチ群のスイッチング状態を、そ
    の中間点から一方の側のスイッチング素子がオン他方の
    側のスイッチング素子がオフとなるときを１、逆にその
    中間点から一方の側のスイッチング素子がオフ他方の側
    のスイッチング素子がオンとなるときを０とし、第１な
    いし第３のスイッチ群のスイッチング状態を上記１また
    は０を要素とする３次元のベクトルで表すとともに、前
    回出力した電圧ベクトルに対応するスイッチング状態ベ
    クトルと動作中の単位処理間内で未出力の各電圧ベクト
    ルに対応するスイッチング状態ベクトルとのベクトル要
    素毎の排他的論理和を演算する手段と、上記ベクトル要
    素毎の排他的論理和出力を、各出力に各ベクトル要素で
    異なる係数を乗算して重み付けをした後加算し、この加
    算値が最大となるものを次に出力すべき電圧ベクトルに
    選定する手段とを備えたことを特徴とする請求項７記載
    の電力変換装置。
  10. 【請求項１０】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源より上記コンバータに入力
    される入力電流を検出する電流検出手段と、上記双方向
    スイッチング回路の両端電圧を検出する電圧検出手段
    と、上記入力電流が過電流となるのを検出する異常検出
    回路とを有し、上記異常検出回路により上記入力電流が
    過電流となるのを検出して、上記第１、第２、第３のス
    イッチ群のスイッチおよび上記双方向スイッチング回路
    のスイッチの指令をすべてオフとし、上記異常検出回路
    により上記双方向スイッチング回路の両端に電圧が現れ
    るのを検出して、再びコンバータ、インバータの運転を
    行うことを特徴とする電力変換装置。
  11. 【請求項１１】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源より上記コンバータに入力
    される入力電流を検出する電流検出手段と、上記入力電
    流が過電流となるのを検出する異常検出回路とを有し、
    上記異常検出回路により上記入力電流が過電流となるの
    を検出して、上記第１、第２、第３のスイッチ群のスイ
    ッチおよび上記双方向スイッチング回路のスイッチの指
    令をすべてオフとし、その後上記異常検出回路により上
    記入力電流がゼロとなるのを検出して、再びコンバー
    タ、インバータの運転を行うことを特徴とする電力変換
    装置。
  12. 【請求項１２】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源より上記コンバータに入力
    される入力電流を検出する電流検出手段と、上記入力電
    流が過電流となるのを検出する異常検出回路とを有し、
    上記入力電流が上記異常検出回路により過電流となるこ
    とを検出し、上記双方向スイッチング回路のスイッチの
    指令をオフとし、上記入力電流の極性により、入力電流
    がさらに増加しないようなスイッチングパターンで、上
    記インバータの出力をゼロとし、第１のスイッチ群のス
    イッチをすべてオフしてコンバータ側の動作を一旦停止
    し、上記入力電流がゼロとなるのを検出して、上記コン
    バータ、インバータの運転を行うことを特徴とする電力
    変換装置。
  13. 【請求項１３】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源の電圧を検出する電圧検出
    手段と、上記交流電圧源の極性とインバータの出力電圧
    の極性を検出する極性検出回路と、上記交流電圧源が異
    常となることを検出する異常検出回路とを有し、上記交
    流電圧源の極性と上記インバータの出力電圧極性が異な
    ることを上記異常検出回路により検出し、インバータ、
    コンバータ動作を一旦停止し、所定の時間後再びコンバ
    ータ、インバータの運転を行うことを特徴とする電力変
    換装置。
  14. 【請求項１４】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源の電圧を検出する電圧検出
    手段と、上記交流電圧源より上記コンバータに入力され
    る入力電流を検出する電流検出手段と、上記交流電圧源
    の極性とインバータの出力電圧の極性を検出する極性検
    出回路と、上記交流電圧源が異常となることを検出する
    異常検出回路とを有し、上記交流電圧源の極性と上記イ
    ンバータの出力電圧極性が異なることを上記異常検出回
    路により検出して、インバータ、コンバータ動作を一旦
    停止し、上記双方向スイッチング回路に流れる電流がゼ
    ロとなって再びコンバータ、インバータの運転を行うこ
    とを特徴とする電力変換装置。
  15. 【請求項１５】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源の電圧を検出する電圧検出
    手段と、上記交流電圧源より上記コンバータに入力され
    る入力電流を検出する電流検出手段と、上記交流電圧源
    の極性とインバータの出力電圧の極性を検出する極性検
    出回路と、上記インバータの出力電圧の極性が変化する
    ことを検出する極性変化検出回路と、上記交流電圧源が
    異常となることを検出する異常検出回路とを有し、イン
    バータの電圧指令の極性が変化するタイミングの近傍
    で、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバータ動作に
    よる出力電圧極性とが異なりかつ上記双方向スイッチン
    グ回路により上記交流電圧源の電圧をブロックできない
    ことを上記異常検出回路により検出し、インバータ、コ
    ンバータ動作を一旦停止し、上記双方向スイッチング回
    路に流れる電流がゼロとなって再びコンバータ、インバ
    ータの運転を行うことを特徴とする電力変換装置。
  16. 【請求項１６】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、１８０度位相の異なる２つのキャリア信号を使って上記
    コンバータ動作とインバータ動作の指令をパルス幅変調
    し上記第１、第２、第３のスイッチ群にスイッチング指
    令を出力する制御回路と、上記交流電圧源の電圧を検出
    する電圧検出手段と、上記交流電圧源より上記コンバー
    タに入力される入力電流を検出する電流検出手段と、上
    記電圧検出手段による交流電圧源の検出値とインバータ
    の出力電圧指令との差を検出する電圧差検出手段と、上
    記電圧差が上記コンデンサの電圧指令より大きくなると
    異常を検出し、コンバータ、インバータ動作を一旦停止
    し、上記電流検出段により検出した電流がゼロとなるこ
    とを検出して再びコンバータ、インバータの運転を行う
    異常検出回路を有する ことを特徴とする電力変換装置。
  17. 【請求項１７】 上記異常検出回路は、交流電圧源の電
    圧源とインバータ出力電圧指令との差がコンデンサ電圧
    指令より大きくなり、かつ、コンバータに入力される入
    力電流が上記交流電圧源と同極性で流れているときに異
    常を検出し異常時の処理を行うことを特徴とする請求項
    １６記載の電力変換装置。
  18. 【請求項１８】 上記異常検出回路は、交流電圧源の電
    圧源とインバータ出力電圧指令との差がコンデンサ電圧
    指令より大きくなり、かつ、コンバータに入力される入
    力電流が上記交流電圧源と同極性で流れていると共に上
    記入力電流の大きさが所定のレベルを超えたときに異常
    を検出し異常時の処理を行うことを特徴とする請求項１
    ６記載の電力変換装置。
  19. 【請求項１９】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するとともに入力電流指令に従って入力電流を高効率
    にするようにコンバータ動作をさせ、上記第２および第
    ３のスイッチ群のスイッチング素子を所定のタイミング
    で制御することにより上記コンデンサの電圧を交流に変
    換して上記交流出力端から出力するインバータ動作をさ
    せるようにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源より上記コンバータに入力
    される入力電流を検出する電流検出手段と、上記入力電
    流の値と上記コンバータ側の入力指令電流の値が入力さ
    れる異常検出回路とを有し、上記入力電流の値と上記入
    力電流の指令の値の差が所定のレベルを越えると、上記
    異常検出回路により異常を検出し、インバータ、コンバ
    ータ動作を一旦停止し、上記双方向スイッチング回路に
    流れる電流がゼロとなるのを上記異常検出回路により検
    出して再びコンバータ、インバータの運転を行うことを
    特徴とする電力変換装置。
  20. 【請求項２０】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源の電圧を検出する電圧検出
    手段と、上記交流電圧源より上記コンバータに入力され
    る入力電流を検出する電流検出手段と、上記交流電圧源
    の電圧の値と、インバータの出力電圧指令の値が入力さ
    れる位相差検出回路と、上記交流電圧源の異常を検出す
    る異常検出回路とを有し、上記位相差検出回路により、
    上記交流電圧源の位相と上記インバータの出力電圧の位
    相の差が所定の値より大きくなることを検出して、上記
    異常検出回路に入力されて異常を検出し、インバータ、
    コンバータ動作を一旦停止し、上記双方向スイッチング
    回路に流れる電流がゼロとなることを上記異常検出回路
    により検出して再びコンバータ、インバータの運転を行
    うことを特徴とする電力変換装置。
  21. 【請求項２１】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するとともに入力電流指令に従って入力電流を高効率
    にするようにコンバータ動作をさせ、上記第２および第
    ３のスイッチ群のスイッチング素子を所定のタイミング
    で制御することにより上記コンデンサの電圧を交流に変
    換して上記交流出力端から出力するインバータ動作をさ
    せるようにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記双方向スイッチング回路においてその
    スイッチングが切り替わるときに、上記コンバータ側の
    制御において、上記入力電流指令をゼロにすることを特
    徴とする電力変換装置。
  22. 【請求項２２】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源の電圧を検出する電圧検出
    手段を有し、上記電圧検出手段により検出した値と、上
    記インバータの出力電圧指令が入力され、これらの値の
    差の絶対値が上記コンデンサの電圧指令より所定の値だ
    け小さいとき異常として検出する電圧差異常予測検出回
    路を有し、上記電圧差異常予測検出回路により異常を検
    出すると、上記入力電流の指令をゼロにすることを特徴
    とする電力変換装置。
  23. 【請求項２３】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記コンデンサと並列にチョッパ回路を接
    続し、上記交流電圧源の電圧を検出する電圧検出手段を
    有し、上記電圧検出手段により検出した値と、上記イン
    バータの出力電圧指令が入力され、これらの値の差の絶
    対値が上記コンデンサの電圧指令より所定の値だけ小さ
    いとき異常として検出する電圧差異常予測検出回路を有
    し、上記電圧差異常予測検出回路により異常を検出する
    と、上記コンデンサの電圧を上記チョッパ回路により昇
    圧し、上記インバータ動作と上記コンバータ動作の動作
    範囲を広げることを特徴とする電力変換装置。
  24. 【請求項２４】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記交流電圧源の電圧を検出する電圧検出
    手段を有し、上記電圧検出手段により検出した値と、上
    記インバータの出力電圧指令が入力され、これらの値の
    差の絶対値が上記コンデンサの電圧指令より所定の値だ
    け小さいとき異常として検出する電圧差異常予測検出回
    路を有し、上記電圧差異常予測検出回路により異常を検
    出すると、上記コンデンサの直流電圧指令を上昇させる
    ことを特徴とする電力変換装置。
  25. 【請求項２５】 一方向が制御可能なスイッチング素子
    とダイオードとを逆並列接続してなるスイッチング回路
    を複数個直列に接続した第１のスイッチ群と、この第１
    のスイッチ群と同様に構成された第２および第３のスイ
    ッチ群と、コンデンサとの各両端を互いに並列に接続
    し、交流電圧源の一端をリアクトルを介して上記第１の
    スイッチ群の中間点に接続し、上記交流電圧源の他端を
    上記第２のスイッチ群の中間点に接続し、上記第２およ
    び第３のスイッチ群の両中間点を交流出力端に接続する
    とともに、上記第１および第２のスイッチ群のスイッチ
    ング素子を所定のタイミングで制御することにより上記
    交流電圧源の電圧を直流に変換して上記コンデンサを充
    電するコンバータ動作をさせ、上記第２および第３のス
    イッチ群のスイッチング素子を所定のタイミングで制御
    することにより上記コンデンサの電圧を交流に変換して
    上記交流出力端から出力するインバータ動作をさせるよ
    うにした電力変換装置において、 一方向が制御可能な一対のスイッチング素子を逆並列接
    続してなり、上記交流電圧源の電圧極性と上記インバー
    タ動作による出力電圧の極性とが異なった場合、上記交
    流電圧源の電圧をブロックする双方向スイッチング回路
    を上記交流電圧源の一端と上記リアクトルとの間に挿入
    すると共に、上記第３のスイッチ群の出力端子と負荷と
    の間に第１のスイッチ手段を接続し、上記第１のスイッ
    チ手段と上記負荷との接続点と、上記双方向スイッチン
    グ回路と上記交流電圧源との接続点との間に第２のスイ
    ッチ手段を接続し、上記交流電圧源の電圧を検出する電
    圧検出手段を有し、上記電圧検出手段により検出した値
    と、上記インバータの出力電圧指令が入力され、これら
    の値の差の絶対値が上記コンデンサの電圧指令より所定
    の値だけ小さいとき異常として検出する電圧差異常予測
    検出回路を有し、上記電圧差異常予測検出回路により異
    常を検出すると、上記インバータ動作を停止し、負荷へ
    の出力を上記第１のスイッチ手段および第２のスイッチ
    により上記交流電圧源にバイパス接続し、上記コンバー
    タ動作により上記コンデンサの直流電圧を昇圧したの
    ち、バイパス接続を解除して再び上記インバータ動作に
    よる出力を負荷に供給することを特徴とする電力変換装
    置。
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