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Die Erfindung betrifft eine Transistorschaltung mit:
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- einem Ausgangstransistor mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor,
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- einem Steuertransistor mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor, wobei sein
Emitter mit der Basis des Ausgangstransistors gekoppelt ist, und
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- einem Begrenzungstransistor mit einem Emitter, einer Basis und einem Kollektor,
wobei sein Emitter mit dem Kollektor des Ausgangstransistors und sein Kollektor mit
der Basis des Steuertransistors gekoppelt ist, um einen der Basis des Steuertransistors
zugeführten Steuerstrom zu begrenzen.
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Eine solche Schaltung ist aus der US-Patentschrift 4.583.051, Figur 4
bekannt und unter anderem zur Verwendung in Leistungsendstufen von
Motoransteuerungen bekannt.
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In Endstufen zur Ansteuerung von Motoren werden die
Ausgangstransistoren bis in Sättigung ausgesteuert, so daß nahezu die gesamte
Versorgungsspannung am Motor verfügbar ist. Der dem Motor zu liefernde Strom kann
sich im wesentlichen in Abhängigkeit von der mechanischen Belastung des Motors
ändern. Um sicher zu sein, daß der Ausgangstransistor für den geschätzten maximalen
Laststrom und für die minimale Stromverstärkung der Endstufe in Sättigung bleibt, wird
diese Stufe mit einem gewissen Überschuß an Eingangsstrom angesteuert. Dieser
Überschuß ist proportional am größten, wenn der von der Endstufe an die Last zu
liefernde Strom klein ist. Fig. 3 und 4 der genannten US-Patentschrift zeigen
üblicherweise verwendete Endstufen nach dem Stand der Technik, die einen
Steuertransistor und einen Ausgangstransistor haben. Der Eingangsstrom der Endstufe
wird der Basis des Steuertransistors der Endstufe zugeführt. In einer ersten bekannten
Endstufe wird der Emitter des Steuertransistors mit der Basis des Ausgangstransistors
verbunden und der Kollektor des Steuertransistors mit einer festen Versorgungsspannung
verbunden. In einer zweiten bekannten Endstufe, der Darlington-Endstufe, wird der
Kollektor des Steuertransistors mit dem Kollektor des Ausgangstransistors verbunden. In
jeder der beiden bekannten Endstufen ist die Last zwischen den Kollektor des
Ausgangstransistors und eine Versorgungsspannung geschaltet. Der Emitter des
Ausgangstransistors wird mit einer Versorgungsspannung verbunden, die im Falle von
npn-Transistoren niedriger ist. Wenn der Laststrom der Endstufe immer klein ist, ist
wegen der geringen Dissipation in dem Steuertransistor die zweite Endstufe vom
Darlington-Typ vorzuziehen. Der Kollektor des Steuertransistors ist nämlich mit der
niedrigen Ausgangsspannung der Endstufe verbunden. Selbst der überschüssige
Eingangsstrom, der nach Verstärkung durch den Steuertransistor fließt, gibt keinen
Anlaß zu Dissipationsproblemen. Im allgemeinen wird der Kollektor des
Steuertransistors in der ersten Endstufe mit einer viel höheren Spannung verbunden sein
und unter im übrigen gleichen Bedingungen mehr Wärme abführen. Es ist die
verhältnismäßig starke Übersteuerung der Endstufe für kleine Ausgangsströme, die eine
nicht unwesentliche Dissipation in dem Steuertransistor der ersten Endstufe bewirkt.
Wenn der Laststrom der Endstufe immer groß ist, ist wegen des wesentlich kleineren
Spannungsabfalls am Ausgangstransistor die erste Endstufe vorzuziehen. Die Dissipation
in der Endstufe wird jetzt nahezu vollständig von der im Ausgangstransistor
entwickelten Wärme bestimmt. Unter diesen Bedingungen ist die Dissipation in dem
Steuertransistor von untergeordneter Bedeutung.
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Ohne weitere Maßnahmen lassen die bekannten Endstufen, die bis in
Sättigung ausgesteuert werden, nicht zu, daß die Dissipation in der Endstufe sowohl für
große als auch für kleine Ströme minimiert wird.
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In der bekannten Transistorschaltung kann die Dissipation in dem
Steuertransistor der Endstufe, der vom ersten Leitungstyp ist, für kleine Leitströme
verringert werden, indem verhindert wird, daß der Ausgangstransistor unnötig weit in
Sättigung gesteuert wird. In diesem Fall braucht der Steuertransistor der Basis des
Ausgangstransistors keine unnötig große Menge Strom zuzuführen, wodurch die
Dissipation im Steuertransistor verringert wird. Dies wird erreicht, indem ein Teil des
gesamten Eingangsstroms der Endstufe von der Basis des Steuertransistors aus mit Hilfe
einer Reihenschaltung aus einem als Diode geschalteten Begrenzungstransistor und einer
Schottky-Diode zwischen der Basis des Steuertransistors und dem Kollektor des
Ausgangstransistors abgeführt wird. Sobald die Kollektor-Emitter-Spannung unter einen
bestimmten Wert abfällt, führt die Reihenschaltung den überschüssigen Eingangsstrom
ab.
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Wenn die bekannte Transistorschaltung integriert ist, sind zusätzliche
Prozeßschritte erforderlich, um die Schottky-Diode zu bilden, die die integrierte
Transistorschaltung komplizierter machen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannte
Transistorschaltung zu vereinfachen.
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Erfindungsgemäß ist eine Transistorschaltung der eingangs erwähnten Art
daher dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Begrenzungstransistors mit der Basis
des Ausgangstransistors gekoppelt ist. Wenn der Begrenzungstransistor in dieser Weise
angeordnet ist, wird die Schottky-Diode überflüssig. Ein weiterer Vorteil der
Abwesenheit der Schottky-Diode liegt darin, daß die Transistorschaltung in weniger
Prozeßschritten gefertigt werden kann. Der Basis-Emitter-Übergang des
Begrenzungstransistors wird leitend, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung des
Ausgangstransistors infolge von Übersteuerung abnimmt. Der überschüssige
Eingangsstrom wird dann über die Kollektor-Emitter-Strecke des Begrenzungstransistors
abgeführt.
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JP-A-60 106225 beschreibt einen Ausgangstransistor, dessen Basis mit
dem Emitter eines Steuertransistors gekoppelt ist, dem an seiner Basis Steuerstrom
zugeführt wird. Ein strombegrenzender Transistor ist vorhanden, dessen Emitter, Basis
und Kollektor mit der Basis des Steuertransistors bzw. dem Kollektor des
Ausgangstransistors bzw. der Basis des Ausgangstransistors gekoppelt sind. Der
strombegrenzende Transistor hat eine Leitfähigkeit, die der des Steuer- und des
Ausgangstransistors entgegengesetzt ist.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 eine erste bekannte Transistorschaltung für eine Endstufe,
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Fig. 2 eine zweite bekannte Transistorschaltung für eine Endstufe,
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Fig. 3 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Transistorschaltung
für eine Endstufe.
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Fig. 1 zeigt eine bekannte Endstufe mit einem Darlington-Transistorpaar
T1 und T2. T1 ist der Ausgangstransistor und T2 ist der Steuertransistor. Die Endstufe
kann einen Strom I1 von einem positiven Stromversorgungsanschluß 1 aus durch eine
Last R1 hindurch über eine Anschlußklemme 2 liefern. In der Praxis ist R1 ein
Elektromotor, der je nach seiner mechanischen Belastung einen großen oder einen
kleinen Strom I1 erzeugt. Der Emitter des Ausgangstransistors T1 ist mit einem
negativen Stromversorgungsanschluß 3 gekoppelt, der im vorliegenden Beispiel geerdet
ist. Eine Stromquelle Ii zwischen dem positiven Stromversorgungsanschluß und einer
mit der Basis des Steuertransistors T2 gekoppelten Eingangsklemme 4 steuert die
Endstufe in Sättigung. Jede andere Ansteuerung mit dem gleichen Ergebnis ist jedoch
auch möglich. Die Stromquelle Ii ist so dimensioniert, daß der Ausgangstransistor T1
bei der minimalen Stromverstärkung der Transistoren T1 und T2 und dem maximalen
Laststrom I1 in Sättigung gerät. In der Praxis wird die Stromquelle Ii ein- und
ausgeschaltet, um den Motor zu starten oder zu stoppen oder um seine Drehrichtung
umzukehren. Die an T1 abfallende Sättigungsspannung (VCESAT) beträgt ungefähr
1 V. Dieser relativ hohe Wert ist typisch für ein Darlington-Paar. Wenn an die Last R1
ein hoher Strom geliefert werden soll, wird nahezu der gesamte Steuerstrom Ii
verwendet, um den Ausgangstransistor T1 in Sättigung zu halten. Die im
Ausgangstransistor entwickelte Wärmemenge ist wegen der hohen Sättigungsspannung
VCESAT relativ groß. Die Dissipation in dem Steuertransistor T2 ist relativ gering und
kann vernachlässigt werden. Wenn an die Last R1 ein kleiner Strom geliefert werden
soll, ist die Dissipation in dem Ausgangstransistor gering. Der jetzt unverhältnismäßig
große Eingangsstrom wird von dem Steuertransistor T2 verstärkt und der Basis des
Ausgangstransistors T1 zugeführt. Da der Kollektor des Steuertransistors T2 mit der
niedrigen Kollektorspannung des Ausgangstransistors T1 verbunden ist, bleibt die
Dissipation in dem Steuertransistor klein. Auf diese Weise sorgt die Darlington-Endstufe
bei kleinen Lastströmen für einen hohen Wirkungsgrad und bei großen Lastströmen für
einen niedrigen Wirkungsgrad.
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Fig. 2 zeigt eine weitere bekannte Endstufe, mit einem Ausgangstransistor
T1 und einem Steuertransistor T2. Jetzt ist der Kollektor des Steuertransistors T2 mit
dem Stromversorgungsanschluß 5 verbunden, der im vorliegenden Beispiel mit dem
positiven Stromversorgungsanschluß 1 verbunden ist. Alle weiteren Bezugszeichen in
Fig. 2 haben die gleiche Bedeutung wie die in Fig. 1. Diese Endstufe hat eine
wesentlich niedrigere Sättigungsspannung VCESAT als die Darlington-Schaltung von
Fig. 1, nämlich etwa 0,3 V. Für einen großen Laststrom I1 ist daher die Dissipation im
Ausgangstransistor T1 wesentlich geringer als die in der Darlington-Endstufe. Da der
Kollektor des Steuertransistors T2 mit einer höheren Spannung verbunden ist, ist die
Dissipation in dem Steuertransistor T2 größer als in dem Steuertransistor der
Darlington-Endstufe, aber im Vergleich zur Dissipation in dem Ausgangstransistor ist
sie klein. Bei einem kleinen Laststrom I1 ist die Dissipation im Ausgangstransistor T1
gering, aber der jetzt unverhältnismäßig große Eingangsstrom Ii führt zu einer
erheblichen Dissipation im Steuertransistor. Der Wirkungsgrad der Endstufe von Fig. 2
ist für große Lastströme hoch und für kleine Lastströme niedrig. Mit Hilfe der
bekannten Schaltungsanordnungen ist es nicht möglich, die Dissipation der Endstufe bei
stark variierenden Lastbedingungen zu minimieren.
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Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen
Transistorschaltung. Die Schaltung unterscheidet sich von der in Fig. 2 durch die
Hinzufügung eines Begrenzungstransistors T3, dessen Basis mit der Basis des
Ausgangstransistors T1 verbunden ist, dessen Emitter mit dem Kollektor des
Ausgangstransistors T1 verbunden ist und dessen Kollektor mit der Basis des
Steuertransistors T2 gekoppelt ist. Alle anderen Bezugszeichen in Fig. 3 haben die
gleiche Bedeutung wie die in Fig. 2 oder Fig. 1. Im Falle eines hohen Laststroms I1
verhält sich die Schaltung ebenso wie die in Fig. 2. Nahezu der gesamte Eingangsstrom
Ii, verstärkt durch den Steuertransistor T2, wird zur Sättigung des Ausgangstransistors
T1 gebraucht, und der Wirkungsgrad ist hoch. Wenn der Laststrom I1 klein ist, ist der
Ausgangstransistor T1 durch den Überschuß an Eingangsstrom Ii unnötig weit gesättigt.
Daher nimmt die Kollektorspannung des Ausgangstransistors T1 so weit unter dessen
Basisspannung ab, daß der Basis-Emitter-Übergang des Begrenzungstransistors leitend
wird. Dies führt zu einem Kollektorstrom Ic durch den Begrenzungstransistor T3
hindurch von der Basis des Steuertransistors T2 zum Kollektor des Ausgangstransistor
T1 und über den Transistor T1 zum negativen Stromversorgungsanschluß 3. Nur ein
Teil Ii - Ic des verfügbaren Stroms Ii wird jetzt als Basisstrom Ib für den
Steuertransistor T2 zur Verfügung stehen. Der Begrenzungstransistor T3 wird stärker
leitend, und der Restbasisstrom für T2 nimmt ab, wenn der Ausgangstransistor T1
weiter in Sättigung gesteuert wird. Dies führt zu einer Gleichgewichtssituation, bei der
der Basisstrom des Steuertransistors und damit die Dissipation in dem Steuertransistor
begrenzt wird. Jetzt braucht die Stromkomponente Ic nicht mehr in verstärkter Form
vom Steuertransistor als Wärme abgegeben zu werden, sondern sie wird über den
Begrenzungstransistor und den Ausgangstransistor abgeführt. Die dabei in diesen beiden
Transistoren entwickelte Wärmemenge ist gering. Die Verringerung der Dissipation im
Steuertransistor ist wesentlich größer als die Zunahme der Dissipation in dem
Begrenzungstransistor und dem Ausgangstransistor. Der Wirkungsgrad der Endstufe für
einen kleinen Strom I1 ist durch Hinzufügen des Begrenzungstransistors T3 verbessert
worden.
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Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die dargestellte Ausführungsform.
Im Rahmen der Erfindung sind verschiedene Abwandlungen möglich, die dem
Fachmann leicht einfallen. Beispielsweise können Transistoren des entgegengesetzten
Leitungstyps verwendet werden, oder jeder der Transistoren kann durch einen
Darlington-Transistor ersetzt werden. Außerdem kann die Schaltung Teil einer größeren
Schaltungsanordnung sein, beispielsweise einer Gegentakt-Endstufe. Es ist auch
möglich, Widerstände mit der Basis, dem Emitter und dem Kollektor jedes der
dargestellten Transistoren in Reihe zu schalten, Widerstände parallel zum Basis-Emitter-
Übergang der dargestellten Transistoren zu schalten und eine Stromquelle zwischen dem
Emitter des Transistors T2 und dem negativen Stromversorgungsanschluß 3 anzuordnen,
ohne daß das Prinzip oder die Funktionsweise der Erfindung beeinflußt wird. Die Last
braucht kein Elektromotor zu sein, und die Endstufe kann auch Teil eines Systems sein,
das normalerweise nicht in Sättigung gesteuert wird. Dies ist beispielsweise der Fall für
Audioverstärker mit Eintakt- oder Gegentaktausgängen. Die im Fall einer
unerwünschten oder versehentlichen Übersteuerung solcher Endstufen auftretende
Situation ist nämlich die gleiche wie in gesättigten Endstufen. In diesem Fall schützt die
erfindungsgemäße Schaltung die Endstufe vor übermäßiger Übersteuerung und begrenzt
die beim Übersteuern auftretende Dissipation in dem Steuertransistor.