DE60221297T2

DE60221297T2 - Konstellationsneuanordnung für übertragungsdiversitätsarten

Info

Publication number: DE60221297T2
Application number: DE60221297T
Authority: DE
Inventors: Christian Wengerter; Alexander Golitschek Edler Von Elbwart; Eiko Seidel
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2002-10-18
Filing date: 2002-10-18
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2022-10-19
Also published as: US8675774B2; KR100636947B1; EP1858189B1; EP1858189A3; US7558331B2; EP2110978B1; JP3885079B2; DE60234792D1; EP2110978A3; US20050163040A1; US8005163B2; US20110274195A1; US20090245407A1; DE60221297D1; JP2005533462A; EP1858189A2; ATE452478T1; ATE367689T1; KR20040079435A; EP1552637B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen Sendeverfahren in Drahtlos-Kommunikationssystemen und insbesondere ein Verfahren, ein Sende-/Empfangsgerät sowie einen Empfänger, die Sende-Diversity-Schemata nutzen, wobei das Bit-zu-Symbol-Abbilden (Mapping) für unterschiedliche gesendete Diversity-Zweige unterschiedlich durchgeführt wird. Die Erfindung ist insbesondere für Systeme mit unzuverlässigen und zeitabhängig variablen Kanalbedingungen anwendbar, sie ergibt eine verbesserte Leistungsfähigkeit, da Sendefehler vermieden werden.
Es gibt mehrere allseits bekannte Sende-Diversity-Verfahren, wobei ein oder mehrere Redundanzversionen in Bezug auf identische Daten auf mehreren (wenigstens zwei) Diversity-Zweigen „standardmäßig" gesendet werden, ohne dass (durch einen Rückkopplungskanal) ausdrücklich weitere Diversity-Zweige angefordert werden (wie dies in einem ARQ-Schema durch Anfordern von Sendewiederholungen erfolgt). So werden beispielsweise folgende Schemata als Sende-Diversity betrachtet:

Standort-Diversity: Das gesendete Signal stammt von verschiedenen Standorten, zum Beispiel von unterschiedlichen Basisstationen in einer Zellen-Umgebung.
Antennen-Diversity: Das gesendete Signal stammt von verschiedenen Antennen, zum Beispiel von verschiedenen Antennen einer Mehr-Antennen-Basisstation.
Polarisations-Diversity: Das gesendete Signal wird auf verschiedenen Polarisationen abgebildet.
Frequenz-Diversity: Das gesendete Signal wird beispielsweise auf verschiedenen Trägerfrequenzen oder auf verschiedenen Frequenzsprungsequenzen abgebildet.
Zeit-Diversity: Das gesendete Signal wird beispielsweise auf verschiedenen Verschachtelungs-Sequenzen abgebildet.
Multicode-Diversity: Das gesendete Signal wird auf verschiedenen Codes beispielsweise in einem CDMA (Code Division Multiple Access – Codeteilungsmultiplex)-System abgebildet.

Es sind mehrere Verfahren zum Durchführen von Diversity-Combining bekannt. Die folgenden drei Verfahren sind die häufigsten:

Schalt-Diversity (Selection Combining): Es wird der Diversity-Zweig mit dem höchsten SNR zum Decodieren ausgewählt, die verbleibenden Zweige werden ignoriert.
Equal Gain Combining: Empfangene Diversity-Zweige werden kombiniert und die Unterschiede in dem empfangenen SNR ignoriert.
Maximal Ratio Combining: Empfangene Diversity-Zweige werden kombiniert, dabei wird das empfangene SNR jedes Diversity-Zweiges berücksichtigt.

Das Kombinieren kann auf Bit-Ebene (beispielsweise LLR) oder auf Modulations-Symbolebene durchgeführt werden.
Darüber hinaus basiert ein verbreitetes Verfahren der Fehlererkennung/-korrektur auf ARQ (Automatic Repeat reQuest – automatische Anforderungswiederholung)-Schemata, die mit einer Vorwärtsfehlerkorrektur (Forward Error Correction – FEC) kombiniert werden, dies wird Hybrid-ARQ (HARQ) genannt. Wird von der zyklischen Redundanzprüfung (Cyclic Redundancy Check – CRC) ein Fehler im Paket erkannt, fordert der Empfänger den Sender auf, zusätzliche Informationen zu senden (Sendewiederholung), um somit die Wahrscheinlichkeit zu erhöhen, dass das fehlerhafte Paket korrekt decodiert wird.
In dem Patent WO-02/067491 A1 wurde ein Verfahren für Hybrid-ARQ-Sendungen offenbart, das die Bit-Zuverlässigkeiten über erfolgreich angeforderte Sendewiederholungen durch Neuanordnung der Signalkonstellation mittelt.
Werden, wie in dem Patent gezeigt, Modulationsformate höherer Ordnung (beispielsweise M-PSK, M-QAM mit log₂(M) > 2) genutzt, wenn mehr als 2 Bits auf einem Modula tionssymbol abgebildet werden, besitzen die auf einem Modulationssymbol abgebildeten Bits abhängig von ihrem Inhalt und abhängig von der gewählten Abbildung (Mapping) verschiedene Zuverlässigkeiten. Im Vergleich mit einer Eingabe von gleichmäßiger verteilten Bit-Zuverlässigkeiten führt dies bei den meisten FEC-Schemata (beispielsweise Turbocodes) zu einer schlechteren Leistungsfähigkeit der Decodiereinrichtung.
Das Patent US-2002-0306980 A1 offenbart ein Verfahren zum Senden und Empfangen in einem Diversity-Sende-Kommunikationssystem. Zum Verbessern der Leistungsfähigkeit des Systems werden Verschachteln und Sende-Diversity durch Umstellen der Abfolge der über die verschiedenen Sendekanäle gesendeten Symbole genutzt. Die Verbesserung wird durch Bereitstellen verschiedener Misch(Shuffling)-Funktionen zusammen mit den mit verschiedenen Sendekanälen genutzten Verschachtelungs-Einrichtungen und Deinterleaving-Einrichtungen erzielt.
Das Patent EP-1096718 A2 offenbart ein Drahtlos-Sendesystem, das dieselben Informationen parallel überträgt und dazu zwei oder mehrere verschiedene Arten von Modulationsschemata nutzt. Ein Empfänger verarbeitet die unterschiedlich modulierten Signale, um gesonderte demodulierte Signale zu erzeugen, die anschließend kombiniert werden, um ein einziges kombiniertes Signal für die Weiterverarbeitung zu bilden.
In herkömmlichen Kommunikationssystemen werden die modulationsabhängigen Schwankungen der Bit-Zuverlässigkeiten nicht berücksichtigt und somit bleiben die Schwankungen auch nach dem Kombinieren der Diversity-Zweige an dem Empfänger bestehen.
Die Aufgabe der Erfindung ist das Bereitstellen eines Verfahrens, Senders und Empfängers, die in Bezug auf Sendefehler eine bessere Leistungsfähigkeit zeigen. Diese Aufgabe wird erfüllt durch ein Verfahren, einen Sender und einen Empfänger, wie in den unabhängigen Ansprüchen dargelegt.
Die Erfindung basiert auf der Idee, die Leistungsfähigkeit beim Decodieren an dem Empfänger zu verbessern, indem verschiedene Abbildungen der Signalkonstellationen an den verfügbaren unterscheidbaren Sende-Diversity-Zweigen durchgeführt werden. Die Idee ist auf Modulationsformate anwendbar, bei denen mehr als 2 Bits auf einem Modulationssymbol abgebildet werden, da dies eine Schwankung der Zuverlässigkeiten für die auf der Signalkonstellation abgebildeten Bits impliziert (so besitzen beispielsweise bei der regulären BPSK- und QPSK-Modulation alle auf einem Modulationssymbol abgebildeten Bits dieselbe Zuverlässigkeit). Die Schwankungen hängen von der genutzten Abbildung und von dem tatsächlich gesendeten Inhalt der Bits ab.
Je nach dem genutzten Modulationsformat und der tatsächlichen Anzahl der auf einem einzigen Modulationssymbol abgebildeten Bits ist für eine gegebene, beliebige Zahl (N > 1) verfügbarer Diversity-Zweige die Qualität des Mittelungsprozesses unterschiedlich. Mittelung wird im Sinn der vorliegenden Erfindung als ein Prozess verstanden, bei dem die Unterschiede der durchschnittlichen kombinierten Bit-Zuverlässigkeiten unter den verschiedenen Bits eines Datensymbols verringert werden. Obwohl es möglich ist, dass erst nach dem Nutzen mehrerer Diversity-Zweige oder -Pfade eine perfekte Mittelung ohne verbleibende Differenzen erzielt wird, bezeichnet Mitteln in dem Kontext des Dokumentes jegliche Prozessschritte in der Richtung des Verringerns der Differenzen der mittleren kombinierten Bit-Zuverlässigkeit. Wird im Mittel ein gleiches SNR für alle verfügbaren Diversity-Zweige angenommen, würden für 16-QAM 4 Abbildungen (4 Diversity-Zweige) benötigt, um für die Zuverlässigkeiten für alle auf jedem Symbol abgebildeten Bits einen perfekten Durchschnitt zu ermitteln. Sind jedoch beispielsweise nur 2 Zweige verfügbar, ist das Ermitteln eines perfekten Durchschnittes nicht möglich. Somit sollte das Ermitteln eines Durchschnittes auf einer Bestmöglich-Basis durchgeführt werden, wie in dem folgenden Beispiel dargestellt.
Die vorliegende Erfindung ist an Hand der folgenden ausführlichen Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen in Bezug auf die beigefügten Figuren leichter verständlich, in denen:
1 ein Beispiel für eine 16-QAM-Signalkonstellation ist;
2 ist ein Beispiel für eine andere Abbildung einer 16-QAM-Signalkonstellation;
3 stellt zwei weitere Beispiele von 16-QAM-Signalkonstellationen dar;
4 ist eine beispielhafte Ausführungsform eines Kommunikationssystems gemäß der vorliegenden Erfindung; und
5 stellt Einzelheiten einer Tabelle zum Speichern einer Vielzahl von Signalkonstellations-Mustern dar.
Die folgende ausführliche Beschreibung wird für eine Abbildung einer quadratischen 16-QAM mit Gray-Abbildung gezeigt. Das gezeigte Beispiel kann jedoch ohne Beschränkung der Allgemeinheit auf andere M-QAM- und M-PSK-Formate (mit log₂(M) > 2) ausgedehnt werden. Darüber hinaus werden die Beispiele für Sende-Diversity-Schemata gezeigt, die eine identische Bit-Abfolge auf beiden Zweigen zeigen (Einfach-Redundanzversions-Schema). Auch hier kann wieder eine Erweiterung auf ein Sende-Diversity-Schema erzielt werden, das nur teilweise identische Bits auf den Diversity-Zweigen sendet. Ein Beispiel für ein System, das mehrere Redundanzversionen nutzt, wird in dem ebenfalls angemeldeten Patent EP 01127244 beschrieben, das am 16.11.2001 angemeldet wurde. Wenn von einem Turbocodierer ausgegangen wird, können die systematischen Bits, verglichen mit den Paritätsbits, auf einer höheren Ebene gemittelt werden.
Wenn von einem Sende-Diversity-Schema mit zwei erzeugten Diversity-Zweigen, die an dem Empfänger unterschieden werden können (beispielsweise durch verschiedene Spreiz- oder Verwürfelungscodes in einem CDMA-System oder durch andere Verfahren zum Erzeugen orthogonaler Zweige), sowie einer Übertragung derselben Redundanzversion ausgegangen wird, werden üblicherweise die empfangenen Diversity-Zweige an dem Empfänger kombiniert, bevor die FEC-Decodiereinrichtung angewendet wird. Ein übliches Verfahren zum Kombinieren ist das Maximal Ratio Combining, das erzielt werden kann, indem die berechneten Log-Likelihood-Verhältnisse (LLRs) von jedem einzelnen empfangenen Diversity-Zweig addiert werden.
Das Log-Likelihood-Verhältnis LLR als eine weiche Metrik für die Zuverlässigkeit eines demodulierten Bits b von einem empfangenen Modulationssymbol r = x + jy wird wie folgt definiert:
Wie aus 1 ersichtlich (Balken zeigen Zeilen/Spalten an, für die das entsprechende Bit gleich 1 ist), sind die Abbildungen der Inphasen-Komponenten-Bits und der Quadratur-Komponenten-Bits in der Signalkonstellation orthogonal zueinander (für M-PSK kann die LLR-Berechnung nicht durch Aufteilen in komplexe Komponenten vereinfacht werden, das allgemeine Verfahren des Mittelns der Bit-Zuverlässigkeit ist jedoch ähnlich). Es ist daher ausreichend, sich auf die Inphasen-Komponenten-Bits i₁ und i₂ zu konzentrieren. Für q₁ und q₂ gelten dieselben Schlussfolgerungen.
Unter der Annahme, dass die 1 aus 1 für das Bit-zu-Symbol-Mapping auf den ersten Diversity-Zweig angewendet wird, ergibt das Log-Likelihood-Verhältnis LLR des Bits mit dem höchsten Stellenwert (most significant bit – MSB) i₁ und des Bits mit dem geringsten Stellenwert (least significant bit – LSB) i₂ die folgenden Gleichungen für einen Gauß'schen Kanal:
wobei x die Inphasen-Komponente des normalisierten empfangenen Modulationssymbols r kennzeichnet und K ein Faktor ist, der proportional zu dem Signal-Rausch-Verhältnis ist. Unter der Annahme einer einheitlichen Signalkonstellation (x₁ = 3x₀, normale 16-QAM) können die Gleichungen (2) und (3) recht gut angenähert werden, wie in S. Le Goff, A. Glavieux, C. Berrou, „Turbo-Codes and High Spectral Efficiency Modulation", IEEE SUPERCOMM/ICC'94, Band 2, Seiten 645 bis 649, 1994, und in Ch. Wengerter, A. Golitschek Edler von Elbwart, E. Seidel, G. Velev, M. P. Schmitt, „Hybrid ARQ Technique Employing a Signal Constellation Rearrangement"" IEEE Proceedings of VTC 2002 Fall, Vancouver, Kanada, September 2002, durch folgende Gleichungen ge zeigt: LLR(i1) ≈ –4Kx0x (4) LLR(i2) ≈ –4Kx0(2x0 – |X|) (5)
Das durchschnittliche LLR für i₁ und i₂ für ein gegebenes gesendetes Modulationssymbol ergibt die in Tabelle 1 gegebenen Werte (4Kx₀ ² wird durch Λ ersetzt). Durchschnittlich in diesem Sinne bezeichnet die Tatsache, dass der durchschnittliche empfangene Wert für einen gegebenen gesendeten Konstellationspunkt exakt diesem gesendeten Konstellationspunkt entspricht. Individuelle Proben sind selbstverständlich Rauschen gemäß dem Parameter K unterworfen. Für einen Gauß'schen Kanal beträgt der durchschnittliche Wert des Rausch-Prozesses jedoch null. Im Fall gesendeter Modulationssymbole und von 1q₁1g₂, wobei q₁ und q₂ beliebig sind, ist die Größe des durchschnittlichen LLR (i₁) höher als die des durchschnittlichen LLR (i₂). Das bedeutet, dass das LLR für das MSB i₁ vom Inhalt des LSB i₂ abhängig ist; so besitzt beispielsweise in 1 i₁ dann eine höhere durchschnittliche Zuverlässigkeit, wenn der logische Wert für i₂ gleich 1 ist (Spalten ganz links und ganz rechts). Wenn also von einer einheitlichen Verteilung gesendeter Modulationssymbole ausgegangen wird, besitzen durchschnittlich 50% der MSBs i₁ etwa die dreifache LLR-Größe von i₂.
Tabelle 1. Durchschnittliche LLRs für auf der Inphasen-Komponente der Signalkonstellation für Abbildung 1 in Figur 1 gemäß den Gleichungen (4) und (5) abgebildete Bits.
Wird nun ein zweiter Sende-Diversity-Zweig hinzugefügt, der beispielsweise eine identische Bit-Abfolge sendet, würden Schemata nach dem Stand der Technik eine identische Abbildung auf dem ersten Diversity-Zweig nutzen. Hier wird vorgeschlagen, eine zweite Signalkonstellation-Abbildung (2) gemäß 2 zu nutzen (selbstverständlich ist darüber hinaus auch eine der in 3 dargestellten Konstellationen möglich), die die in der Tabelle 2 gegebenen durchschnittlichen LLRs ergibt.
Tabelle 2. Durchschnittliche LLRs für auf der Inphasen-Komponente der Signalkonstellation für Abbildung 2 in Figur 2 abgebildete Bits.
Werden die weich kombinierten LLRs der empfangenen Diversity-Zweige, die das Neuordnen der Konstellation (1 und 2) anwenden und die das identische Abbilden (1 und 1, Stand der Technik) anwenden, kann aus Tabelle 3 beobachtet werden, dass die kombinierten durchschnittlichen LLR-Werte mit dem Anwenden des Konstellation-Neuordnens eine gleichmäßigere Verteilung aufweisen (Größen: 4 × 4Λ und 4 × 2Λ anstelle von 2 × 6Λ und 6 × 2Λ). Bei den meisten FEC-Decodierern (beispielsweise Turbocodes und Faltungscodes) führt dies zu einer besseren Decodierleistung. Untersuchungen haben ergeben, dass insbesondere Turbocodier/-Decodier-Systeme eine bessere Leistung aufweisen. Es wird darauf hingewiesen, dass die gewählten Abbildungen nicht umfassend sind und mehr Kombinationen der Abbildungen gefunden werden können, die dieselben Anforderungen erfüllen.
Tabelle 3. Durchschnittliche LLRs (pro Zweig) und kombinierte durchschnittliche LLRs für auf der Inphasen-Komponente der Signalkonstellation für die Diversity-Zweige abgebildete Bits, wenn Abbildung 1 und 2 angewendet werden und wenn Figur 1 zweimal angewendet wird.
Im Folgenden wird ein Beispiel mit 4 Diversity-Zweigen beschrieben. Es gelten dieselben Prinzipien wie für 2 Diversity-Zweige. Da jedoch 4 Diversity-Zweige verfügbar sind und das Ermitteln eines Durchschnittes mit 2 Diversity-Zweigen nicht perfekt ist, können zusätzliche Abbildungen genutzt werden, um den Mittelungsprozess zu verbessern.
3 stellt die zusätzlichen Abbildungen für die Diversity-Zweige 3 und 4 unter der Annahme dar, dass die 1 und 2 für die Zweige 1 und 2 genutzt werden (in 1 und 2). Anschließend kann das Ermitteln eines Durchschnittes perfekt durchgeführt werden und alle auf jedwedem Symbol abgebildeten Bits weisen eine gleiche durchschnittliche Bit-Zuverlässigkeit auf (unter der Voraussetzung desselben SNRs für alle Sendungen). Tabelle 4 vergleicht die LLRs mit und ohne Anwenden des vorgeschlagenen Neuordnens der Konstellation. Werden die kombinierten LLRs genauer untersucht, kann man erkennen, dass mit dem Anwenden des Neuordnens der Konstellation die Größe für alle Bit-Zuverlässigkeiten 6Λ ergibt.
Es wird erneut darauf hingewiesen, dass die gewählten Abbildungen nicht umfassend sind und mehr Kombinationen der Abbildungen gefunden werden können, die dieselben Anforderungen erfüllen.
Tabelle 4. Durchschnittliche LLRs (pro Zweig) und kombinierte durchschnittliche LLRs für auf der Inphasen-Komponente der Signalkonstellation für die Diversity-Zweige abgebildete Bits, wenn Abbildung 1 bis 4 angewendet wird und wenn Abbildung 1 viermal angewendet wird 1.
Wird das Neuordnen der Konstellation durch Anwenden verschiedener Abbildungs-Schemata durchgeführt, würde dies dazu führen, dass eine Anzahl verschiedener Abbildungen, wie in 1, 2 und 3 dargestellt, genutzt würde. Soll die identische Abbildungseinheit (beispielsweise 1) für alle Sende-Diversity-Zweige behalten werden, kann beispielsweise 2 durch die folgenden Operationen aus 1 erhalten werden:
Austausch der Positionen der ursprünglichen Bits i₁ und i₂
Austausch der Positionen der ursprünglichen Bits q₁ und q₂
Logische Bitinversion der ursprünglichen Bits i₁ und q₁
Alternativ können diejenigen Bits invertiert werden, die sich am Ende an den Positionen 1 und 2 befinden (woraus sich eine verschiedene Abbildung mit identischen Bit-Zuverlässigkeits-Eigenschaften ergibt).
Daher stellt die folgende Tabelle ein Beispiel bereit, wie die 1 bis 4 (oder Abbildungen mit äquivalenten Bit-Zuverlässigkeiten für i₁, i₂, q₁ und q₂) erhalten werden können, in der sich die Bits immer auf das erste Senden beziehen, und ein langer Strich über einem Zeichen kennzeichnet eine logische Bitinversion dieses Bits:
Tabelle 5. Alternative Implementierung des Neuordnens der Konstellation durch Verschachteln (Intra-Symbol-Verschachteln) und logische Inversion der auf den Modulationssymbolen abgebildeten Bits.
Im Allgemeinen sollten wenigstens 2 verschiedene Abbildungen für N > 1 Diversity-Zweige genutzt werden, wobei die Reihenfolge sowie die Auswahl der Abbildungen nicht relevant ist, solange der Prozess des Mittems der Bit-Zuverlässigkeit beibehalten wird, der das (Verringern von Differenzen der Zuverlässigkeiten) bezeichnet.
Bevorzugte Realisierungen im Hinblick auf die Anzahl genutzter Abbildungen
M-QAM

Nutzen von log₂(M) verschiedene Abbildungen
Nutzen von log₂(M)/2 verschiedene Abbildungen

M-PSK

Nutzen von log₂(M) verschiedene Abbildungen
Nutzen von log₂(M)/2 verschiedene Abbildungen
Nutzen von 2log₂(M) verschiedene Abbildungen

Die angewendeten Abbildungen der Signalkonstellationen für Modulation an dem Sender und Demodulation an dem Empfänger müssen für jeden einzelnen Sende-Diversity-Zweig übereinstimmen. Dies kann durch geeignetes Signalisieren von Parametern erreicht werden, die die korrekte Abbildung oder die Kombination von Abbildungen anzeigen, die auf die Diversity-Zweige anzuwenden ist. Alternativ kann die Definition der Abbildungen, die auf Sende-Diversity-Zweige anzuwenden sind, vorher vom System festgelegt werden.
4 stellt eine beispielhafte Ausführungsform eines Kommunikationssystems gemäß der vorliegenden Erfindung dar. Insbesondere umfasst das Kommunikationssystem einen Sender 10 und einen Empfänger 20, die durch einen Kommunikationskanal kommunizieren, der aus einer Vielzahl von Diversity-Zweigen 40A, 40B und 40C besteht. In der Figur werden zwar nur drei Diversity-Zweige gezeigt, für eine Person mit gewöhnli cher Erfahrung auf dem Gebiet der Technik ist jedoch klar ersichtlich, dass eine beliebige Anzahl Zweige gewählt werden kann. Von einer Datenquelle 11 werden einer FEC-Codiereinrichtung 12, vorzugsweise einem FEC-Turbocodierer, Datenpakete bereitgestellt, denen Redundanzbits hinzugefügt wurden, um Fehler zu korrigieren: Mit den von der FEC-Codiereinrichtung ausgegebenen Bits wird anschließend eine Abbildungseinheit 13 versorgt, die als ein Modulator fungiert und Symbole ausgibt, die gemäß dem angelegten Modulationsschema, das als ein Konstellations-Muster in einer Tabelle 15 gespeichert ist, gebildet werden. Anschließend werden die Datensymbole zum Senden über die Zweige 40A bis C auf eine Sendeeinheit 30 angewendet. Der Empfänger 20 empfängt die Datenpakete durch die Empfangseinheit 35. Anschließend werden die Bits in eine Demapping-Einheit 21 eingegeben, die als ein Demodulator fungiert und dasselbe in der Tabelle 15 gespeicherte Signalkonstellations-Muster nutzt, das während der Modulation dieses Symbols genutzt wurde.
Die über einen Diversity-Zweig empfangenen demodulierten Datenpakete werden in einem temporären Zwischenspeicher 22 gespeichert, um sie anschließend in einer Kombiniereinheit 23 mit den über wenigstens einen anderen Diversity-Zweig empfangenen Datenpaketen zu kombinieren.
Wie in 5 gezeigt, speichert Tabelle 15 eine Vielzahl von Signalkonstellations-Mustern Nummer 0 bis Nummer n, die für die einzelnen Sendungen über die einzelnen Diversity-Zweige gemäß einem vorgegebenen Schema ausgewählt werden. Das Schema, das heißt, die Abfolge von zum Modulieren/Demodulieren genutzten Signalkonstellations-Mustern ist entweder in dem Sender und dem Empfänger vorgespeichert oder wird dem Empfänger vom Sender vor der Nutzung signalisiert.

Claims

Verfahren zum Senden von Daten in einem Drahtlos-Kommunikationssystem von einem Sender zu einem Empfänger, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Modulieren von Daten an dem Sender unter Verwendung eines ersten Modulationsschemas, um ein erstes Datensymbol zu erzeugen, wobei mehr als zwei Datenbits in einem Datensymbol mit unterschiedlichen Bit-Zuverlässigkeiten in Abhängigkeit von dem gewählten Modulationsschema abgebildet werden, Senden des ersten Datensymbols zu dem Empfänger über einen ersten Diversity-Zweig; Modulieren der Daten an dem Sender unter Verwendung eines zweiten Modulationsschemas, um ein zweites Datensymbol zu erzeugen; Senden des zweiten Datensymbols zu dem Empfänger über einen zweiten Diversity-Zweig; Demodulieren des empfangenen ersten und zweiten Datensymbols an dem Empfänger unter Verwendung eines ersten und eines zweiten Demodulationsschemas, die dem ersten bzw. dem zweiten Modulationsschema entsprechen; Durchführen von Diversity-Combining der demodulierten Daten; wobei das erste und das zweite Modulationsschema für den ersten und den zweiten Diversity-Zweig so ausgewählt werden, dass nach Durchführen von Diversity-Combining der Datenbits die Unterschiede bezüglich durchschnittlicher kombinierter Bit-Zuverlässigkeiten unter den verschiedenen Bits des Datensymbols geringer sind.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die zu sendenden Daten wenigstens ein Datenpaket enthalten, das eine Vielzahl von Datenbits umfasst, die vor Modulation unter Verwendung eines Vorwärts-Fehlerkorrekturschemas (forward error correction scheme – FEC) codiert werden.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das verwendete Codierschema ein Turbo-Codierschema ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Anzahl verschiedener Modulationsschemen log2(M) entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Daten zum Senden unter Verwendung eines Einfach-Redundanzversions-Schemas mit einer identischen Datenbit-Sequenz moduliert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Daten zum Senden unter Verwendung eines Mehrfach-Redundanzversions-Schemas teilweise identischer Bits moduliert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein erstes und ein zweites Signalkonstellations-Muster, die das erste und das zweite Modulationsschema definieren, in einer Speichertabelle vorgespeichert sind.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das erste und das zweite Signal-Konstellationsmuster dem Empfänger signalisiert werden.
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, wobei die Eigenschaften des ersten und des zweiten Signalkonstellations-Musters erzeugt werden, indem die Positionen der auf den Signalkonstellations-Mustern abgebildeten Bits verschachtelt werden und/oder die Bit-Werte derselben invertiert werden.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei das Verschachteln mit Symbolen durchgeführt wird und in Intra-Symbol-Verschachteln resultiert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Daten mit einer Vielzahl von Redundanzversionen gesendet werden und die gesendeten Bits systematische und Paritätsbits sind und die systematischen Bits in jeder Redundanzversion enthalten sind.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei die kombinierten durchschnittlichen Bit-Zuverlässigkeiten für die systematischen Bits höher sind als die der Paritätsbits.
Sender (10) zum Senden von Daten in einem Drahtlos-Kommunikationssystem zu einem Empfänger (20), der umfasst: eine Abbildungseinheit (13) zum Modulieren von Daten unter Verwendung eines ersten Modulationsschemas, um ein erstes Datensymbol zu erzeugen, wobei mehr als zwei Daten-Bits in einem Datensymbol mit verschiedenen Bit-Zuverlässigkeiten in Abhängigkeit von dem gewählten Modulationsschema abgebildet werden, eine Sendeeinheit (30) zum Senden des ersten Datensymbols zu dem Empfänger (20) unter Verwendung eines ersten Diversity-Zweigs (40A–40C); wobei die Abbildungseinheit (13) die Daten unter Verwendung eines zweiten Modulationsschemas moduliert, um ein zweites Datensymbol zu erzeugen; die Sendeeinheit (30) das zweite Datensymbol unter Verwendung eines zweiten Diversity-Zweigs (40A–40C) zu dem Empfänger (20) sendet; wobei das erste und das zweite Modulationsschema für den ersten und den zweiten Diversity-Zweig so ausgewählt werden, dass nach Durchführen von Diversity-Combining der Datenbits die Unterschiede bezüglich durchschnittlicher kombinierter Bit-Zuverlässigkeiten unter den verschiedenen Bits des Datensymbols geringer sind.
Sender nach Anspruch 13, der des Weiteren eine Tabelleneinrichtung (15) zum Vorspeichern eines ersten und eines zweiten Signalskonstellations-Musters umfasst, die das erste und das zweite Modulationsschema definieren.
Sender nach Anspruch 14, der des Weiteren eine Verschachtelungs-Einrichtung und/oder eine Invertiereinrichtung zum Erzeugen unterschiedlicher Signalkonstellations-Muster umfasst.
Sender nach Anspruch 13, der des Weiteren eine Vorwärts-Fehlerkorrektur-Codiereinrichtung (12) zum Codieren der Daten vor Modulation umfasst.
Empfänger für ein Drahtlos-Kommunikationssystem, der umfasst: eine Empfangseinrichtung (35) zum Empfangen eines ersten und eines zweiten Datensymbols, die unter Verwendung eines ersten bzw. eines zweiten Modulationsschemas moduliert wurden und über einen ersten bzw. einen zweiten Diversity-Zweig (40A–40C) gesendet wurden, wobei mehr als zwei Datenbits in einem Datensymbol mit unterschiedlichen Bit-Zuverlässigkeiten in Abhängigkeit von dem gewählten Modulationsschemas abgebildet werden, und eine Demapping-Einheit (21) zum Demodulieren des empfangenen ersten und zweiten Datensymbols unter Verwendung eines ersten und eines zweiten Demodulationsschemas, die dem ersten bzw. dem zweiten Modulationsschema entsprechen, eine Kombiniereinheit (23) zum Durchführen von Diversity-Combining der empfangenen Datensymbole, wobei das erste und das zweite Modulationssignal-Konstellationsschema für den ersten und den zweiten Diversity-Zweig so ausgewählt werden, dass nach Durchführen von Diversity-Combining der Datenbits die Unterschiede bezüglich durchschnittlicher kombinierter Bit-Zuverlässigkeiten unter den verschiedenen Bits des Datensymbols geringer sind.
Empfänger nach Anspruch 17, der des Weiteren eine Speichereinrichtung (22) zum Speichern empfangener Daten vor Kombinieren derselben umfasst.
Empfänger nach Anspruch 17 oder 18, der des Weiteren eine Vorwärts-Fehlerkorrektur-Decodiereinrichtung (24) zum Decodieren der ersten und der zweiten Daten nach Durchführen von Diversity-Combining umfasst.