JP5327808B2 - Ｉｄｍａ受信機 - Google Patents

Description

本発明は、インターリーブ分割多元接続（Interleave-Division Multiple Access：ＩＤＭＡ）を行う受信機（ＩＤＭＡ受信機）に関する。

移動通信においては、限られた周波数資源を複数のユーザ間で効率的に利用するため、高度な多元接続技術が研究されている。従来の周波数分割多元接続（Frequency-Division Multiple Access：ＦＤＭＡ）、時間分割多元接続（Time-Division Multiple Access：ＴＤＭＡ）及び符号分割多元接続（Code-Division Multiple Access：ＣＤＭＡ）の他に、最近では、時間及び周波数領域をより効率的に利用するマルチキャリア（Multi Carrier：ＭＣ）−ＣＤＭＡ、直交周波数分割多元接続（Orthogonal Frequency-Division Multiple Access：ＯＦＤＭＡ）、また空間的な処理により効率化を行う空間分割多元接続（Spatial-Division Multiple Access：ＳＤＭＡ）などが研究されている。

又、近年、直交性を有する信号波形でユーザ分離を行うのではなく、低符号化率誤り訂正符号とユーザごとに異なるインターリーブの縦続接続で行うインターリーブ分割多元接続（ＩＤＭＡ）が検討されている。ＩＤＭＡは、ユーザ間の直接的な直交性はないが、伝搬特性のランダム化、ユーザ識別用インターリーブ、低符号化率誤り訂正符号、及びそれらの相乗的な擬似直交性を引き出す繰り返し受信により、各ユーザ信号を効率良く分離できる。

又、複数の送受信アンテナを用いて信号ストリームを空間多重するＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送に対してＩＤＭＡを拡張したＭＩＭＯ−ＩＤＭＡも検討されている。従来のＭＩＭＯ−ＩＤＭＡに関する検討では、受信機において空間多重されたストリームの分離と遅延波成分の分離抽出を同時に行うため、周波数選択性フェージング環境では、収容できるユーザ数が減少するという問題があった。この問題を解決するため、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）とＩＤＭＡを組み合わせたＯＦＤＭ−ＩＤＭＡが検討されており、周波数利用効率が高く、マルチパス環境においてもシステム容量を維持できる。さらに、ＯＦＤＭ−ＩＤＭＡをＭＩＭＯへ拡張した“ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ ＩＤＭＡ”（以下、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡと称する）も検討されている。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡは、周波数と空間の両方においてダイバーシチ効果を得ることができ、最も優れた伝送特性を実現できる。

C. Novac, F. Hlawatsch, and G. Matz, "MIMO-IDMA: uplink multiuser MIMO communications using interleave-division multiple access and low-complexity iterative receivers," IEEE ICASSP, vol. 3, pp. III225-228, Apr. 2007. 式田潤、須山聡、鈴木博、府川和彦，"MIMO-OFDM IDMAにおける繰り返しマルチユーザ検出"，信学技報，RCS2009-42，2009年6月

ＩＤＭＡ受信機では、マルチユーザ検出器（MultiUser Detector：ＭＵＤ）と誤り訂正復号器をビット対数尤度比（Log-Likelihood Ratio：ＬＬＲ）を介して繰り返し動作させることでユーザ間の擬似直交性を引き出し、各ユーザ信号を分離する。しかしながら、従来の、複数の受信アンテナを備えたＩＤＭＡ受信機及びＯＦＤＭ−ＩＤＭＡ受信機のＭＵＤでは、他ユーザからの干渉除去残差を抑圧する平均２乗誤差最小（Minimum Mean Square Error：ＭＭＳＥ）規範の線形フィルタ（以下、ＭＭＳＥフィルタと称する）を実現するため、計算量の多い逆行列演算が必要である。また、従来のＭＩＭＯ−ＩＤＭＡ受信機及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機のＭＵＤでは、他ユーザからの干渉除去残差に加えて所望ユーザの他ストリームからの干渉除去残差を抑圧するため、ＭＭＳＥフィルタが必要であり、同様に計算量の多い逆行列演算が必要となる。

具体的には、ＭＭＳＥフィルタの線形合成に用いる重み付け係数を求めるために逆行列演算が必要となる。重み付け係数は繰り返し処理毎に再計算が必要であり、ＩＤＭＡ受信機及びＯＦＤＭ−ＩＤＭＡ受信機のＭＵＤではユーザ毎に、ＭＩＭＯ−ＩＤＭＡ受信機及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機のＭＵＤでは各ユーザのストリーム毎に、それぞれ再設計するため、その度に再計算が必要である。さらに、ＯＦＤＭ−ＩＤＭＡ受信機及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機のＭＵＤでは、サブキャリア毎に重み付け係数の計算が必要となるため、逆行列演算の計算回数が非常に多くなる。したがって、計算量の多い逆行列演算の計算回数が非常に多くなり、全体の計算量が膨大になってしまうという問題がある。

本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、複数の受信アンテナを備え、インターリーブ分割多元接続（ＩＤＭＡ）を行う受信機において、マルチユーザ検出器（ＭＵＤ）における逆行列演算を省略することのできるＩＤＭＡ受信機を提供することを課題とする。

上記の課題を解決するために、本発明に係るＩＤＭＡ受信機は、複数の受信アンテナを備え、インターリーブ分割多元接続を行う受信機であって、入力された全ユーザの誤り訂正復号後の「符号化されたビットのビット対数尤度比（ビットＬＬＲ）」とチャネル推定値とから、干渉の期待値と干渉の分散とを計算する干渉レプリカ生成器と、前記受信アンテナ毎に、受信信号から前記干渉の期待値を減算する減算器と、前記受信アンテナ毎に、前記減算器の減算結果と前記干渉の分散と前記チャネル推定値とを用いてビットＬＬＲを計算する同期検波器と、全ての前記受信アンテナ分の前記同期検波器の計算結果のビットＬＬＲを加算する加算器と、から構成されるマルチユーザ検出器を備えたことを特徴とする。

本発明に係るＩＤＭＡ受信機においては、送信機との間で既知なパイロット信号を用いて受信信号からチャネル推定値を求める初回チャネル推定器と、全ユーザのビットＬＬＲを並列処理で算出する前記マルチユーザ検出器と、ユーザ毎に、前記マルチユーザ検出器の前記加算結果のビットＬＬＲをデインターリーブするデインターリーバと、ユーザ毎に、前記デインターリーブ後のビットＬＬＲを用いて誤り訂正復号を行い、誤り訂正復号後のビットＬＬＲを計算する誤り訂正復号器と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係るＩＤＭＡ受信機においては、送信機との間で既知なパイロット信号を用いて受信信号からチャネル推定値を求める初回チャネル推定器と、１ユーザずつ、順次、直列処理でビットＬＬＲを算出する前記マルチユーザ検出器と、ユーザ毎に、前記マルチユーザ検出器の前記加算結果のビットＬＬＲをデインターリーブするデインターリーバと、ユーザ毎に、前記デインターリーブ後のビットＬＬＲを用いて誤り訂正復号を行い、誤り訂正復号後のビットＬＬＲを計算する誤り訂正復号器と、を備えたことを特徴とする。

本発明に係るＩＤＭＡ受信機においては、前記ＩＤＭＡ受信機がソフト判定指向形チャネル推定器をさらに有し、前記ソフト判定指向形チャネル推定器が、誤り訂正復号後のビットＬＬＲを用いて送信信号レプリカを生成する送信信号レプリカ生成器と、チャネル推定値と送信信号レプリカとを乗算して受信信号レプリカを生成する受信信号レプリカ生成器と、を有し、受信信号と受信信号レプリカとの平均２乗誤差が最小となるように逐次最小２乗法によりチャネル推定値を更新する、ことを特徴とする。

本発明によれば、複数の受信アンテナを備え、インターリーブ分割多元接続（ＩＤＭＡ）を行う受信機において、マルチユーザ検出器（ＭＵＤ）における逆行列演算を省略することができる。これにより、計算量の大幅な削減が可能となる。

本発明の第１実施形態に係る簡略化ＭＵＤの構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。 図３に示す信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）の構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係るソフト判定指向形チャネル推定器の構成を示すブロック図である。 ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ送信機の構成を示すブロック図である。 従来のＭＵＤの構成を示すブロック図である。 本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機についての平均パケット誤り率（ＰＥＲ）特性のシミュレーション結果を示すグラフ図である。

以下、図面を参照し、本発明の実施形態について順次説明する。

［第１実施形態］
図１は、本発明の第１実施形態に係る簡略化ＭＵＤの構成を示すブロック図である。図２は、本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。図２に示すＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機は、図１に示す構成の簡略化ＭＵＤ２０４を有する。

上り回線（端末から基地局へ向う方向の回線）でＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ伝送を行う移動通信システムにおいて、各ユーザ（ユーザ数はＫ）の移動端末はＮ_Ｔ本（Ｎ_Ｔは正の整数）の送信アンテナを有し、それら移動端末は同時に同一周波数チャネルを用いて基地局に無線信号を送信する。基地局は、Ｎ_Ｒ本（Ｎ_Ｒは２以上の整数）の受信アンテナを有し、Ｎ_Ｒ本の受信アンテナを用いてそれら移動端末から送信された無線信号を受信する。なお、基地局において各ユーザからの受信タイミング偏差は無いと想定する。

まず、図６を参照して、移動端末が有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ送信機を説明する。図６は、第ｋユーザ（０≦ｋ≦Ｋ−１）のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ送信機の構成を示すブロック図である。図６において、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ送信機は、情報ビット系列を巡回冗長検査（Cyclic Redundancy Check：ＣＲＣ）符号器６０１で符号化し、さらに、誤り訂正符号器６０２により低符号化率の誤り訂正符号を用いて符号化する。符号化されたビット系列は、ユーザ毎に異なるインターリーバ６０３により並び替えられ、直並列変換部６０４により空間多重されるストリームに分割される。さらに、ストリームは、各送信アンテナに対応するＯＦＤＭ変調器６０５において、各サブキャリアの変調信号生成器６０６により変調信号にマッピングされ、逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）器６０７により時間信号に変換される。この時間信号は、ガード・インターバル（ＧＩ）挿入器６０８によりＧＩが挿入された後、対応する送信アンテナから無線送信される。

図６では、符号化されたビット系列が全てのＭＩＭＯチャネルを通るように送信し、復号により空間ダイバーシチ効果を得るＭＩＭＯビット・インターリーブ符号化変調（ＢＩＣＭ）の構成としている。なお、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ送信機の構成として情報ビット系列をストリームに分割した後、各ストリームにＣＲＣ符号及び低符号化率の誤り訂正符号により符号化するように構成してもよい。また、図６では、各ユーザに割り当てられた単一のインターリーバ６０３を用いて符号化ビット系列を並び替える構成としているが、各ユーザに複数のインターリーバを割り当て、送信ストリーム毎に異なるインターリーバを用いて符号化ビット系列を並び替える構成としてもよい。

次に、図２を参照して、本発明の第１実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機を説明する。図２において、Ｎ_Ｒ本の受信アンテナで受信された各受信信号は初回チャネル推定器２０３に入力され、初回チャネル推定器２０３が送受信機間で既知のパイロット信号を用いてチャネル推定を行う。初回チャネル推定器２０３により推定されたチャネル推定値は、スイッチ２１４を介して簡略化ＭＵＤ２０４に出力されると共にソフト判定指向形チャネル推定器２１３に出力される。

なお、ここではパイロット信号として時間多重される信号を用いるが、周波数多重されたパイロット信号を用いる場合には、フーリエ変換（ＦＦＴ）器２０２でＦＦＴされた受信信号を初回チャネル推定器２０３に入力し、チャネル推定を行うようにすればよい。

又、Ｎ_Ｒ本の受信アンテナで受信された各受信信号は、タイミング再生され、ＧＩ除去器２０１でＧＩ成分が除去された後、ＦＦＴ器２０２により周波数領域の受信信号にフーリエ変換される。周波数領域の受信信号は簡略化ＭＵＤ２０４に入力されて信号検出が行われ、全ユーザの全ストリームの符号化されたビットのＬＬＲ（以下、ビットＬＬＲと称する）が並列に計算される。

簡略化ＭＵＤ２０４は、前回の繰り返し処理において誤り訂正復号器２０７で得られたビットＬＬＲから干渉の期待値を生成して、周波数領域の受信信号から減算する。さらに、干渉除去残差を考慮して各ユーザの全ストリームのビットＬＬＲを計算する。なお、誤り訂正復号器２０７からビットＬＬＲが得らない初回の処理では、簡略化ＭＵＤ２０４は、干渉の期待値の減算を行わない。

簡略化ＭＵＤ２０４で算出されたビットＬＬＲは、並直列変換部２０５で一つの系列に変換された後、ユーザ毎に異なるデインターリーバ２０６−０〜Ｋ−１によってデインターリーブされ、ユーザ毎に誤り訂正復号器２０７により復号される。

誤り訂正復号器２０７から出力されたビットＬＬＲは、判定器２０８により硬判定された後、ＣＲＣ復号器２０９により判定誤りが検出される。誤りが検出されなかったユーザについては、そのビット系列を出力する。一方、誤りが検出されたユーザについては次回の繰り返し処理に移行する。その次回の繰り返し処理のため、減算器２１０が誤り訂正復号器２０７から出力されたビットＬＬＲからデインターリーバ後のビットＬＬＲを減算し、さらに、対応するインターリーバ２１１でインターリーブした後、直並列変換部２１２で変換された各ユーザの各ストリームのビットＬＬＲが簡略化ＭＵＤ２０４及びソフト判定指向形チャネル推定器２１３に出力される。このとき、誤りが検出されなかったユーザに関するビットＬＬＲも出力されて、次回の繰り返し処理に用いられる。ソフト判定指向形チャネル推定器２１３は、２回目以降の繰り返し処理に用いられるチャネル推定値を計算し、スイッチ２１４を介して簡略化ＭＵＤ２０４にチャネル推定値を出力する。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機は、この一連の処理を全ユーザの誤りが無くなるか、若しくは予め決められた回数まで繰り返す。

次に、本発明の第１実施形態に係る簡略化ＭＵＤを説明する。

まず、信号モデルを説明する。サブキャリア数をＮとし、第ｎサブキャリア（０≦ｎ≦Ｎ−１）における第ｋユーザの第ｍストリーム（０≦ｍ≦Ｎ_Ｔ−１）の変調信号をｚ_{ｎ，ｋ，ｍ}とする。この変調信号ｚ_{ｎ，ｋ，ｍ}をＩＦＦＴして生成された送信信号は、準静的マルチパス・フェージング伝送路を通って受信されるものとし、マルチパスの最大遅延時間はＧＩ長よりも短いとする。このとき、ＦＦＴにより周波数領域に変換された、第ｎ_ｒ受信アンテナ（０≦ｎ_ｒ≦Ｎ_Ｒ−１）の第ｎサブキャリアの受信信号Ｒ_ｎ（ｎ_ｒ）は、式（１）で表される。

但し、Ｈ_ｎ，ｋ（ｎ_ｒ，ｍ）は第ｋユーザに係る第ｍ送信アンテナと第ｎ_ｒ受信アンテナ間における第ｎサブキャリアのチャネル周波数応答である。また、Ｎ_ｎ（ｎ_ｒ）は、第ｎ_ｒ受信アンテナの第ｎサブキャリアにおけるガウス雑音であり、平均が０、分散がσ_ｎ ^２である。

さらに、第ｎサブキャリアにおけるＮ_Ｒ次元受信信号ベクトルＲ_ｎ（以下、受信信号Ｒ_ｎと称する）を式（２）で表す。但し、^Ｔは転置を表す。

さらに、受信信号Ｒ_ｎは、式（１）により式（３）で表される。

但し、ｈ_{ｎ，ｋ，ｍ}は式（４）で定義し、Ｎ_ｎは式（５）で定義する。

ＩＤＭＡでは、各ユーザが異なるインターリーバを用いることで干渉がランダム化され、ガウス過程となることを利用してＭＵＤにより信号検出を行う。受信信号を所望信号成分と干渉雑音成分の和として表現する。所望ユーザｋ’の所望ストリームｍ’を所望信号とし、それ以外の、即ち所望ユーザｋ’の他ストリーム及び他ユーザの全ストリームを干渉成分とする。このとき、受信信号Ｒ_ｎは、式（３）により式（６）と表すことができる。

但し、式（６）の右辺第１項が所望信号成分であり、第２項が干渉雑音成分Ｉ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}である。干渉雑音成分Ｉ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}は、式（７）で表される。

但し、Ｉ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｎ_ｒ）は第ｎ_ｒ受信アンテナの第ｎサブキャリアの受信信号Ｒ_ｎ（ｎ_ｒ）に含まれる干渉雑音成分である。なお、中心極限定理により、ユーザ数Ｋと送信アンテナ数Ｎ_Ｔの積「Ｋ×Ｎ_Ｔ」が大きいとき、干渉雑音成分Ｉ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}はガウス過程に近似できる。

ここで、従来のＭＵＤを説明する。図７は、従来のＭＵＤの構成を示すブロック図である。図７に示すＭＵＤは、干渉レプリカ生成器７０２は、チャネル推定値と誤り訂正復号器の出力のビットＬＬＲとを用いて、干渉の期待値と干渉の共分散行列とを生成する。チャネル推定値は、干渉レプリカ生成器７０２及びＭＭＳＥフィルタ７０４に入力される。減算器７０３は、干渉レプリカ生成器７０２で生成された干渉の期待値を受信信号から減算する。これにより干渉除去が行われる。ＭＭＳＥフィルタ７０４は、減算器７０３からの出力信号に対し、チャネル推定値及び干渉レプリカ生成器７０２で生成された干渉の共分散行列を用いて、干渉除去残差を抑圧するＭＭＳＥ規範の線形合成を行う。ソフト出力検波器７０５は、ＭＭＳＥフィルタ７０４による線形合成後の信号から所望ストリームのビットＬＬＲを計算する。なお、ＭＵＤは、この一連の処理を全ユーザの全ストリームに対して並列に行う。

図７の従来のＭＵＤが行う処理を具体的に説明する。
干渉レプリカ生成器７０２は、チャネル推定値と誤り訂正復号器の出力であるビットＬＬＲを用いて、干渉の期待値Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}と干渉の共分散行列Ｃ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}を計算する。干渉の期待値Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}は、式（７）により、式（８）で計算することができる。

但し、Ｅ［］は集合平均である。ｚ^∧ _{ｎ，ｋ，ｍ}は、変調信号の期待値であって、ｚ^∧ _{ｎ，ｋ，ｍ}＝Ｅ［ｚ_{ｎ，ｋ，ｍ}］であり、ビットＬＬＲから計算できる。

干渉の共分散行列Ｃ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}は、式（７）により、式（９）で計算することができる。

但し、^Ｈは複素共役転置を表す。ＩはＮ_Ｒ行Ｎ_Ｒ列の単位行列である。σ^∧ _ｚ ^２（ｎ，ｋ，ｍ）はｚ_{ｎ，ｋ，ｍ}の分散であり、ビットＬＬＲから計算できる。

減算器７０３は、干渉の期待値Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}を受信信号Ｒ_ｎから減算することにより、干渉除去を行う。この干渉除去後の信号Ｒ’_{ｎ，ｋ’，ｍ’}は、式（６）により、式（１０）で表される。

この式（１０）において干渉除去残差は、「Ｉ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}−Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}」である。ＭＭＳＥフィルタ７０４は、干渉除去後の信号Ｒ’_{ｎ，ｋ’，ｍ’}に対し、干渉の共分散行列Ｃ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}を用いて、干渉除去残差の抑圧と所望ストリームの合成とを実現するＭＭＳＥ規範の線形合成を行う。この線形合成で使用される重み付け係数ベクトルｇ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}は、ζ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}＝Ｅ［｜ｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}｜^２］を用いて、式（１１）で計算することができる。

ソフト出力検波器７０５は、線形合成後の出力信号からビットＬＬＲを計算する。なお、初回処理では、誤り訂正復号器の出力であるビットＬＬＲが得られないので、干渉成分の期待値を減算することができないので、ＭＵＤは干渉雑音成分を抑圧するＭＭＳＥ検出器として動作する。

上述した図７の従来のＭＵＤでは、干渉の共分散行列とＭＭＳＥフィルタ７０４のタップ係数ベクトルとを導出するために、多くの演算量を要する。特に、ＭＭＳＥフィルタ７０４のタップ係数ベクトルを導出する際には、式（１１）のＮ_Ｒ行Ｎ_Ｒ列の逆行列演算を行うため、１ストリームの１サブキャリア当たりの信号検出のためにＮ_Ｒ ^３のオーダーの複素乗算回数が必要となる。

次に、図１を参照して、本発明の第１実施形態に係る簡略化ＭＵＤを説明する。図１に示す簡略化ＭＵＤは、図７の従来のＭＵＤにおける逆行列演算処理を省略した構成になっており、図７のＭＭＳＥフィルタ７０４を具備しない。図１において、簡略化ＭＵＤは、ユーザ別かつストリーム別の信号検出器１０１を有する。信号検出器１０１は、干渉レプリカ生成器１０２と、Ｎ_Ｒ本の受信アンテナの各々に対応して設けられる減算器１０３及び同期検波器１０４と、加算器１０５とを有する。

干渉レプリカ生成器１０２には、チャネル推定値とビットＬＬＲとが入力される。チャネル推定値は、初回チャネル推定器２０３又はソフト判定指向形チャネル推定器２１３の出力がスイッチ２１４を介して干渉レプリカ生成器１０２及び同期検波器１０４に入力される。ビットＬＬＲは、誤り訂正復号器２０７の出力が減算器２１０、インターリーバ２１１−０〜Ｋ−１及び直並列変換部２１２を介して干渉レプリカ生成器１０２に入力される。この入力されるビットＬＬＲは、１ユーザ当たりストリーム数分のＮ_Ｔ個がユーザ数分のＫ個だけある。

減算器１０３には、図２のＦＦＴ器２０２からＦＦＴ後の受信信号が入力される。Ｎ_Ｒ個の減算器１０３には、Ｎ_Ｒ本の受信アンテナの各々に対応するＦＦＴ後の受信信号が各１つずつ入力される。

干渉レプリカ生成器１０２は、入力されるチャネル推定値及びビットＬＬＲを用いて、干渉の期待値と干渉の分散とを生成する。減算器１０３は、入力されるＦＦＴ後の受信信号から、干渉レプリカ生成器１０２で生成された干渉の期待値を減算する。これにより干渉の除去が行われる。同期検波器１０４は、減算器１０３の出力信号に対し、チャネル推定値及び干渉レプリカ生成器１０２で生成された干渉の分散を用いて、所望ストリームのビットＬＬＲを計算する。なお、Ｎ_Ｒ個の減算器１０３及びＮ_Ｒ個の同期検波器１０４においては、Ｎ_Ｒ本の受信アンテナに各々対応するＮ_Ｒ組がそれぞれ１受信アンテナの受信信号に係る処理を並列に行う。加算器１０５は、各同期検波器１０４で計算されたビットＬＬＲを全て加算する。この加算値が所望ストリームのビットＬＬＲとして出力される。なお、簡略化ＭＵＤは、この一連の処理を全ユーザの全ストリームに対して並列に行う。

図１の簡略化ＭＵＤが行う処理を具体的に説明する。
受信信号Ｒ_ｎの条件付確率密度関数をｐ（Ｒ_ｎ｜ｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}）とすると、第ｎサブキャリアにおける所望ユーザｋ’の所望ストリームｍ’の変調信号ｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}を構成する任意ビットｂ_ｑのビットＬＬＲ「λ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｂ_ｑ）」は、式（１２）で表される。

但し、ｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｂ_ｑ＝０）は「ｂ_ｑ＝０」となるｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}の候補の集合であり、ｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｂ_ｑ＝１）は「ｂ_ｑ＝１」となるｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}の候補の集合である。

干渉雑音成分がガウス過程であるとし、受信信号Ｒ_ｎの条件付確率密度関数ｐ（Ｒ_ｎ｜ｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}）は指数関数であるので、Ｍａｘ−Ｌｏｇ近似によりビットＬＬＲ「λ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｂ_ｑ）」は、式（１３）で表すことができる。

又、各受信アンテナにおける受信信号が互いに独立であると想定することで、受信信号Ｒ_ｎの条件付確率密度関数ｐ（Ｒ_ｎ｜ｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}）は式（１４）で表すことができる。

そして、式（１３）に式（１４）を代入し、さらに近似計算を用いることで式（１５）及び式（１６）が得られる。

従って、第ｎサブキャリアにおける所望ユーザｋ’の所望ストリームｍ’の変調信号ｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}を構成する任意ビットｂ_ｑのビットＬＬＲ「λ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｂ_ｑ）」は、第ｎ_ｒ受信アンテナについて式（１６）で計算されたビットＬＬＲ「λ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｂ_ｑ，ｎ_ｒ）」を、式（１５）によりＮ_Ｒ本の全受信アンテナについて総加算することで求めることができる。

又、第ｎ_ｒ受信アンテナに係る条件付確率密度関数ｐ（Ｒ_ｎ（ｎ_ｒ）｜ｚ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}）は、第ｎ_ｒ受信アンテナに係る干渉の期待値Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｎ_ｒ）と干渉の分散σ^∧ _Ｉ ^２（ｎ，ｋ’，ｍ’，ｎ_ｒ）とを用いて、式（１７）により計算することができる。

但し、干渉の期待値Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｎ_ｒ）は、式（８）で表される干渉の期待値Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}の第ｎ_ｒ成分である。干渉の分散σ^∧ _Ｉ ^２（ｎ，ｋ’，ｍ’，ｎ_ｒ）は、式（９）で表される干渉の共分散行列Ｃ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}のｎ_ｒ行ｎ_ｒ列の成分である。又、「Ｒ’_ｎ（ｎ_ｒ）＝Ｒ_ｎ（ｎ_ｒ）−Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｎ_ｒ）」である。

次に、図１に示す簡略化ＭＵＤにおける処理手順を説明する。まず、干渉レプリカ生成器１０２が、入力されるチャネル推定値及びビットＬＬＲを用いて、干渉の期待値Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｎ_ｒ）と干渉の分散σ^∧ _Ｉ ^２（ｎ，ｋ’，ｍ’，ｎ_ｒ）とを計算する。干渉の期待値Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｎ_ｒ）については、式（８）により計算する。干渉の分散σ^∧ _Ｉ ^２（ｎ，ｋ’，ｍ’，ｎ_ｒ）については、式（９）表される干渉の共分散行列Ｃ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}の対角成分のみを計算する。これにより、簡略化ＭＵＤは、図７の従来のＭＵＤと異なり、干渉の共分散行列Ｃ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}の対角成分のみを計算すればよいので、計算量を削減することができる。

次いで、各減算器１０３が、受信信号Ｒ_ｎ（ｎ_ｒ）から干渉の期待値Ｉ^∧ _{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｎ_ｒ）を減算する。これにより、Ｒ’_ｎ（ｎ_ｒ）が求まる。次いで、各同期検波器１０４が、Ｒ’_ｎ（ｎ_ｒ）とチャネル推定値と干渉の分散σ^∧ _Ｉ ^２（ｎ，ｋ’，ｍ’，ｎ_ｒ）とを用いて、式（１６）及び式（１７）によりビットＬＬＲ「λ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｂ_ｑ，ｎ_ｒ）」を計算する。次いで、加算器１０５が、各同期検波器１０４で計算されたビットＬＬＲ「λ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｂ_ｑ，ｎ_ｒ）」を、式（１５）により総加算する。これにより、ビットＬＬＲ「λ_{ｎ，ｋ’，ｍ’}（ｂ_ｑ）」が算出される。

上述した第１実施形態によれば、簡略化ＭＵＤにおいて、各受信アンテナの受信信号を独立に扱い、干渉除去残差を抑圧するＭＭＳＥフィルタにおける逆行列演算を省略することにより、演算量の大幅な削減を図ることができる。簡略化ＭＵＤによれば、受信アンテナ毎に信号検出を行うため、１ストリームの１サブキャリア当たりの信号を検出する際に必要な複素乗算回数はＮ_Ｒのオーダーで済む。従って、簡略化ＭＵＤを用いれば、従来のＭＵＤを用いる場合（Ｎ_Ｒ ^３のオーダーの複素乗算回数）と比較して、１／Ｎ_Ｒ ^２程度に複素乗算回数を減らすことができる。

［第２実施形態］
上述の第１実施形態では図２に示されるパラレル繰り返し受信機を説明したが、第２実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機は、第１実施形態による簡略化ＭＵＤを用いたシリアル繰り返し受信機である。このシリアル繰り返し受信機では、受信信号電力の高いユーザから順次、処理を行う。

図３は、本発明の第２実施形態に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機の構成を示すブロック図である。図３において、まず、初回チャネル推定器３０３が、入力された受信信号と送受信機間で既知なパイロット信号とを用いてチャネル推定を行う。初回チャネル推定器３０３から出力されるチャネル推定値は、ユーザ順序制御器３０７に出力されると共に、スイッチ３０４を介して信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）に出力される。各信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）は、簡略化ＭＵＤと誤り訂正符号器を有する。

ユーザ順序制御器３０７は、チャネル推定値を用いて各ユーザの受信信号電力を計算し、受信信号電力の高い順番に全ユーザを並べ替える。受信電力は、ユーザ毎に推定された各パスの複素振幅の絶対値２乗値を全パスについて加算することで計算することができる。ここでは、ユーザ順序制御器３０７により受信信号電力の高い順でユーザが並べ替えられた結果、第０ユーザから第（Ｋ−１）ユーザまでの順に並んでいるとして説明する。ユーザ順序制御器３０７は、ユーザ並び替えの情報に基づいて、各信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）に対し、信号検出対象の１ユーザを指示する。この結果、各信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）は、図３に示されるように第０ユーザから第（Ｋ−１）ユーザをそれぞれ信号検出対象とする。

ＧＩ除去器３０１は、タイミング再生された受信信号からＧＩ成分を除去する。ＦＦＴ器３０２は、ＧＩ除去器３０１でＧＩ成分が除去された時間領域の受信信号を周波数領域の受信信号にフーリエ変換する。ＦＦＴ器３０２の出力である周波数領域の受信信号は、第０ユーザの信号検出部３０５−０に入力される。

図４は、図３に示す信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）の構成を示すブロック図である。各信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）は、各ユーザで同一の構成であり、ユーザ順序制御器３０７から入力されたユーザ番号（ユーザＩＤ）に従って、信号検出対象のユーザを設定する。具体的には、簡略化ＭＵＤ４０１ではユーザ番号で特定されるユーザを処理対象に設定し、デインターリーバ４０３及びインターリーバ４０８ではユーザ番号で特定される信号変換処理を設定する。ここでは、第０ユーザ用に設定されたとして以下の説明を行う。

直並列変換部４０９は、前回の繰り返し処理で得られた全ユーザのビットＬＬＲを各ストリームに分割して簡略化ＭＵＤ４０１へ出力する。簡略化ＭＵＤ４０１は、図１と同様の構成であるが、本シリアル繰り返し受信機では第０ユーザの全ストリームのビットＬＬＲのみを計算し、出力する。並直列変換部４０２は、簡略化ＭＵＤ４０１から並列出力された全ストリームのビットＬＬＲを直列信号に変換し、出力する。第０ユーザ用のデインターリーバ４０３は、並直列変換部４０２から出力された直列信号をデインターリーブする。このデインターリーブ後の信号は、誤り訂正復号器４０４及び減算器４０７に出力される。

誤り訂正復号器４０４は、デインターリーブ後の信号を復号する。判定器４０５は、誤り訂正復号器４０４で復号された情報ビットのＬＬＲを硬判定する。ＣＲＣ復号器４０６は、その硬判定結果に対して判定誤りを検出する。ここで、判定誤りが検出されなかった場合には、そのビット系列を出力する。一方、判定誤りが検出された場合には、減算器４０７が、誤り訂正復号器４０４の出力であるビットＬＬＲからデインターリーバ４０３の出力であるビットＬＬＲを減算し、出力する。インターリーバ４０８は、減算器４０７から出力された信号をインターリーブし、出力する。このように第０ユーザ用に設定された信号検出部３０５−０では、第０ユーザのビットＬＬＲのみが更新される。なお、第０ユーザ用の信号検出部３０５−０から出力されるビットＬＬＲは、全ユーザ分であり、そのうちの第０ユーザのビットＬＬＲのみが更新されている。

説明を図３に戻す。
第０ユーザ用の信号検出部３０５−０から出力された全ユーザのビットＬＬＲは、第１ユーザ用の信号検出部３０５−１に入力される。第１ユーザ用の信号検出部３０５−１は、その入力された全ユーザのビットＬＬＲを用いて、第１ユーザの信号検出と復号を行い、第１ユーザのビットＬＬＲのみを更新する。図３のシリアル繰り返し受信機では、このユーザ毎のビットＬＬＲ更新処理を全ユーザに対して順次行う。

そして、第（Ｋ−１）ユーザまでの信号検出と復号を行った結果、まだ誤りが検出されたユーザが存在する場合には、第０ユーザの処理に戻り再度順番に処理が行われる。但し、この場合の処理は、誤りが検出されたユーザに対してのみ行われる。なお、チャネル推定値については、ソフト判定指向形チャネル推定器３０６で生成されたものを、スイッチ３０４を介して信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）に出力し、使用するようにしてもよい。

シリアル繰り返し受信機では、第０ユーザから第（Ｋ−１）ユーザまでの一連の処理を１回の繰り返し処理とする。シリアル繰り返し受信機は、この一連の繰り返し処理を全ユーザの誤りが無くなるか、又は、予め決められた回数まで繰り返す。なお、初回処理では全ユーザのビットＬＬＲが全く得られていない状態から処理を始める。

なお、図３ではシリアル繰り返し受信機に各ユーザ用の信号検出部を複数備えたが、各信号検出部は同一構成にできるので、信号検出部を単数備え、その一信号検出部をＫ回繰り返し使用することで同一の処理を実現することができる。

［第３実施形態］
第３実施形態は、上述の第１実施形態又は第２実施形態の変更例である。以下、各変更例を説明する。

（変更例１）
図２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡパラレル繰り返し受信機の構成からＧＩ除去器２０１及びＦＦＴ器２０２を削除することで、ＭＩＭＯ−ＩＤＭＡパラレル繰り返し受信機を実現することができる。その際、ＭＩＭＯ−ＩＤＭＡでは所望信号のマルチパス遅延波を他ユーザからの干渉として取り扱う。なお、所望信号のマルチパス遅延波も合成して信号検出する場合には、図１の同期検波器１０４を線形等化器に変更することにより実現することができる。

（変更例２）
図３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡシリアル繰り返し受信機の構成からＧＩ除去器３０１及びＦＦＴ器３０２を削除することで、ＭＩＭＯ−ＩＤＭＡシリアル繰り返し受信機を実現することができる。

（変更例３）
上述の変更例１又は２のＭＩＭＯ−ＩＤＭＡ受信機において送信アンテナ数Ｎ_Ｔを１にすることで、ＭＩＭＯ伝送を行わないＩＤＭＡ受信機を実現することができる。

（変更例４）
上述の第１実施形態又は第２実施形態のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機において送信アンテナ数Ｎ_Ｔを１にすることで、ＭＩＭＯ伝送を行わないＯＦＤＭ−ＩＤＭＡ受信機を実現することができる。

［第４実施形態］
本発明の第４実施形態に係るソフト判定指向形チャネル推定器について説明する。図５は、本発明の第４実施形態に係るソフト判定指向形チャネル推定器の構成を示すブロック図である。図５において、送信信号レプリカ生成器５０１は、誤り訂正復号器から得られるビットＬＬＲを用いて、変調信号の期待値を計算する。さらに、送信信号レプリカ生成器５０１は、変調信号の期待値をＩＦＦＴすることにより、送信信号レプリカを生成する。

受信信号レプリカ生成器５０２は、送信信号レプリカ生成器５０１で生成された送信信号レプリカと入力されたチャネル推定値とを用いて、受信信号レプリカを生成する。減算器５０３は、第ｎ_ｒ受信アンテナの第ｉサンプルにおける時間領域の受信信号ｒ_ｉ（ｎ_ｒ）から、受信信号レプリカ生成器５０２で生成された受信信号レプリカを減算する。これにより、第ｎ_ｒ受信アンテナの第ｉサンプルにおける誤差信号ｅ_ｉ（ｎ_ｒ）が求まる。この誤差信号ｅ_ｉ（ｎ_ｒ）は、式（１８）で表される。

但し、ｗ_ｉ（ｎ_ｒ）は第ｎ_ｒ受信アンテナにおける全ユーザの全ストリームに対する各パスの複素振幅の推定値を要素に持つＬ次元ベクトルである。ｓ^∧ _ｉはデータ区間における全ユーザの全ストリームの送信信号レプリカで構成されるＬ次元ベクトルである。

ウェイト制御器５０４は、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、式（１９）により推定値を更新する。

但し、ステップサイズμは正の実数である。

なお、ｗ_ｉ（ｎ_ｒ）の初期値として初回チャネル推定器の推定値を用いる。パケットの最終サンプルまで更新を行った後、その最終更新値を用いて伝達関数Ｈ_ｎ，ｋ（ｎ_ｒ，ｍ）の推定値を求める。

初回チャネル推定器の推定結果、又は、ソフト判定指向形チャネル推定器の推定結果を用いて、推定パラメータ数Ｌを適応的に変更することで推定精度を向上させることができる。又、それらの推定結果において閾値より小さい推定値はパスが存在しないとして０とすることで推定精度を向上することができる。

図２には、図５のソフト判定指向形チャネル推定器をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡパラレル繰り返し受信機に適用した構成が示されている。図３には、図５のソフト判定指向形チャネル推定器をＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡシリアル繰り返し受信機に適用した構成が示されている。図２では誤り訂正復号器２０７から得られるビットＬＬＲをソフト判定指向形チャネル推定器２１３に入力することでパイロット信号以外のデータ区間でのチャネル推定を行う。図３では信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）内の誤り訂正復号器４０４から得られるビットＬＬＲをソフト判定指向形チャネル推定器３０６に入力することでパイロット信号以外のデータ区間でのチャネル推定を行う。

これにより初回チャネル推定器２０３又は３０３で得られるチャネル推定値に対して推定精度を向上することができる。したがって、誤り訂正復号器からのビットＬＬＲが得られる繰り返し処理では、スイッチ２１４又は３０４を切り替えてソフト判定指向形チャネル推定器の推定値を用いる。なお、ソフト判定指向形チャネル推定器は繰り返し処理毎に動作させず、予め決めておいた回数の繰り返し処理のみで動作させてもよい。

［第５実施形態］
第５実施形態では、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡシリアル繰り返し受信機において、簡略化ＭＵＤに変えて図７に示すＭＵＤを備える。具体的には、図３に示すＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡシリアル繰り返し受信機の信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）内の簡略化ＭＵＤ４０１（図４参照）を、図７に示すＭＵＤに変更する。この構成によれば、計算量が比較的多くなるが、図７に示すＭＵＤをパラレル繰り返し受信機に適用した場合よりも優れた伝送特性を実現することができる。また、信号検出部３０５−０〜（Ｋ−１）内に簡略化ＭＵＤ４０１（図４参照）とＭＵＤ（図７参照）の両方を具備する構成としてもよい。この構成によれば、同一の信号検出部を単数備えた前述の受信機に比べて回路規模は大きくなるが、ユーザ毎に簡略化ＭＵＤとＭＵＤを切り替えて使用することができる。例えば受信信号電力の高いユーザは容易に検出できるので簡略化ＭＵＤを用い、受信信号電力の低いユーザは検出が困難なためＭＵＤを用いることで、優れた伝送特性を維持しつつ計算量を削減することができる。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
なお、本発明に係るＩＤＭＡ受信機は、複数の受信アンテナを備え、ＩＤＭＡを行う受信機であればよい。本発明に係るＩＤＭＡ受信機としては、ＯＦＤＭ−ＩＤＭＡ受信機、ＭＩＭＯ−ＩＤＭＡ受信機及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機を含む。

図８は、本発明に係るＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ＿ＩＤＭＡ受信機についての平均パケット誤り率（ＰＥＲ）特性のシミュレーション結果を示すグラフ図である。図８において、横軸は受信アンテナ１本当たりにおける、１ビット当たりの信号電力と雑音の電力スペクトル密度の比であるＥ_ｂ／Ｎ_０である。シミュレーション条件は、移動端末の送信アンテナ数Ｎ_Ｔ＝基地局の受信アンテナ数Ｎ_Ｒ＝４、変調方式はＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、誤り訂正符号の符号化率Ｒ＝１／８、である。誤り訂正符号の符号化率Ｒ＝１／８は、符号化率Ｒｃ＝１／２の畳み込み符号と繰り返し数＝４の繰り返し符号とを連接することにより実現した。又、ユーザ毎に異なったランダムインターリーバを用い、誤り訂正復号器にはＭＡＰ復号を用いた。なお、チャネル推定は理想とした。伝搬モデルは、電力遅延プロファイルが指数的に減衰する１６パスレイリーフェージングを用い、各パスは独立であるとした。最大遅延時間は、ＧＩ以内に収まる１．５μ秒とし、プロファイル両端のパスの平均電力比は２０ｄＢとした。又、最大繰り返し回数は１６とした。

図８に示されるように、ユーザ数Ｋが４のときは、いずれの受信機を用いた場合でもＰＥＲ特性に差がなく、本発明に係る簡略化ＭＵＤをパラレル繰り返し受信機又はシリアル繰り返し受信機のいずれに適用しても計算量を大幅に削減することができ、本発明に係る簡略化ＭＵＤの有効性を確認することができる。ユーザ数Ｋが６のときは、本発明に係る簡略化ＭＵＤを用いたシリアル繰り返し受信機によれば、従来のＭＵＤを用いたパラレル繰り返し受信機よりも優れた特性を実現することができ、例えばＰＥＲ＝１０^−２を実現するのに要するＥ_ｂ／Ｎ_０を０．１ｄＢ低減することができ、本発明に係る簡略化ＭＵＤを用いたシリアル繰り返し受信機の有効性を確認することができる。又、図７に示すＭＵＤを用いたシリアル繰り返し受信機によれば、計算量は比較的多いが、最も優れた伝送特性を実現することができる。

１０１…第ｋユーザの第ｍストリームの信号検出器、１０２…干渉レプリカ生成器、１０３，２１０，４０７，５０３…減算器、１０４…同期検波器、１０５…加算器、２０１，３０１…ＧＩ除去器、２０２，３０２…ＦＦＴ器、２０３，３０３…初回チャネル推定器、２０４，４０１…簡略化ＭＵＤ、２０５，４０２…並直列変換部、２０６，４０３…デインターリーバ、２０７，４０４…誤り訂正復号器、２０８，４０５…判定器、２０９，４０６…ＣＲＣ復号器、２１１，４０８…インターリーバ、２１２，４０９…直並列変換部、２１３，３０６…ソフト判定指向形チャネル推定器、２１４，３０４…スイッチ、３０５…信号検出部、３０７…ユーザ順序制御器、５０１…送信信号レプリカ生成器、５０２…受信信号レプリカ生成器、５０４…ウェイト制御器、７０１…第ｋユーザの第ｍストリームの信号検出器、７０２…干渉レプリカ生成器、７０３…減算器、７０４…ＭＭＳＥフィルタ、７０５…ソフト出力検波器

Claims (4)

1. 複数の受信アンテナを備え、インターリーブ分割多元接続を行う受信機であって、
   入力された全ユーザの誤り訂正復号後の「符号化されたビットのビット対数尤度比（ビットＬＬＲ）」とチャネル推定値とから、干渉の期待値と干渉の分散とを計算する干渉レプリカ生成器と、
   前記受信アンテナ毎に、受信信号から前記干渉の期待値を減算する減算器と、
   前記受信アンテナ毎に、前記減算器の減算結果と前記干渉の分散と前記チャネル推定値とを用いてビットＬＬＲを計算する同期検波器と、
   全ての前記受信アンテナ分の前記同期検波器の計算結果のビットＬＬＲを加算する加算器と、から構成されるマルチユーザ検出器を備え、
   前記干渉レプリカ生成器は、干渉の共分散行列の対角成分を計算し、
   前記同期検波器は、前記受信アンテナ毎に、受信信号の条件付確率密度関数を用いて前記ビットＬＬＲの計算を行い、
   前記条件付確率密度関数は、前記減算器の減算結果と前記チャネル推定値と前記干渉の共分散行列の対角成分とから算出される、
   ことを特徴とするＩＤＭＡ受信機。
2. 送信機との間で既知なパイロット信号を用いて受信信号からチャネル推定値を求める初回チャネル推定器と、
   全ユーザのビットＬＬＲを並列処理で算出する前記マルチユーザ検出器と、
   ユーザ毎に、前記マルチユーザ検出器の前記加算結果のビットＬＬＲをデインターリーブするデインターリーバと、
   ユーザ毎に、前記デインターリーブ後のビットＬＬＲを用いて誤り訂正復号を行い、誤り訂正復号後のビットＬＬＲを計算する誤り訂正復号器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載のＩＤＭＡ受信機。
3. 送信機との間で既知なパイロット信号を用いて受信信号からチャネル推定値を求める初回チャネル推定器と、
   １ユーザずつ、順次、直列処理でビットＬＬＲを算出する前記マルチユーザ検出器と、
   ユーザ毎に、前記マルチユーザ検出器の前記加算結果のビットＬＬＲをデインターリーブするデインターリーバと、
   ユーザ毎に、前記デインターリーブ後のビットＬＬＲを用いて誤り訂正復号を行い、誤り訂正復号後のビットＬＬＲを計算する誤り訂正復号器と、
   を備えたことを特徴とする請求項１に記載のＩＤＭＡ受信機。
4. 前記ＩＤＭＡ受信機がソフト判定指向形チャネル推定器をさらに有し、
   前記ソフト判定指向形チャネル推定器が、誤り訂正復号後のビットＬＬＲを用いて送信信号レプリカを生成する送信信号レプリカ生成器と、チャネル推定値と送信信号レプリカとを乗算して受信信号レプリカを生成する受信信号レプリカ生成器と、を有し、受信信号と受信信号レプリカとの平均２乗誤差が最小となるように逐次最小２乗法によりチャネル推定値を更新する、
   ことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のＩＤＭＡ受信機。

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