CN1301603C - 发送分集方案的星座重排 - Google Patents

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Abstract

一种无线通信***中从发射机向接收机发送数据的方法，该方法包括步骤：在发射机处使用第一信号星座模式调制数据以获得第一数据码元。使用第一分集支路将所述第一数据码元发送到接收机。此外，在发射机处使用第二信号星座模式调制数据以获得第二数据码元。然后，通过第二分集路径将所述第二数据码元发送到接收机。最后，所接收的第一和第二数据码元在接收机处进行分集组合。本发明还涉及执行本发明的方法的发射机和接收机。

Description

发送分集方案的星座重排
技术领域
本发明一般涉及无线通信***中的发送技术，尤其涉及一种使用发送分集方案的方法、发射机和接收机，其中对于不同的发送分集支路不同地执行位到码元的映射。尤其本发明可应用到具有不可靠的和随时间改变信道条件的***，从而在避免发送错误上改进了性能。
背景技术
现有几种众所周知的发送分集技术，其中按“缺省”在几个(至少两个)分集支路上发送涉及相同数据的一种或几种冗余形式，而没有明确地进一步请求(通过反馈信道)分集支路(如在通过请求重新发送的ARQ方案中所作的)。例如，考虑下列方案作为发送分集。
站点分集：所发送的信号源自不同的站点，例如，在蜂窝环境中的不同基站。
天线分集：所发送的信号源自不同的天线，例如，多天线基站的不同的天线。
极化分集：所发送的信号被映射到不同的极化上。
频率分集：所发送的信号例如映射到不同的载波频率上或不同的跳频序列上。
时间分集：所发送的信号例如映射到不同的交织序列上。
多代码分集：在例如CDMA(码分多址访问)***中，所发送的信号映射到不同的代码上。
现有几种分集组合技术。下列三种技术是最普遍的技术。
选择组合：对于解码，选择具有最高SNR的分集支路，忽略其余分集支路。
相等增益组合：组合多个接收分集支路且忽略接收的SNR中的差。
最大比率组合：考虑接收的每个分集支路的SNR以组合接收分集支路。能够在位级(例如，LLR)或在调制码元级执行该组合。
此外，用于检错/纠错的普通技术是基于与向前纠错(FEC)一起的自动重复请求(ARQ)方案，称做混合ARQ(HARQ)。如果通过循环冗余校验(CRC)在分组内检测到错误，则接收机请求发射机发送附加信息(重发)以提高对错误分组进行正确解码的概率。
在WO-02/067491 A1中，公开了一种混合ARQ发送的方法，该方法通过信号星座重排的手段来平均在连续地请求重发上的位可靠性。
如在WO-02/067491 A1中所示，当使用高阶调制格式(例如，具有log2(M)＞2的M-QAM和M-PSK)时，其中多于2的位被映射到一个调制码元上，则所述被映射到一个调制码元的位具有不同的可靠性取决于它们的内容和所选择的映射。这与输入较均等分布的位可靠性相比，对大多数FEC(例如，Turbo代码)方案来说致使解码器性能降低。
在传统的通信***中，不考虑位可靠性中调制从属的变化，因此，通常在接收机处组合所述分集支路之后，保留了所述变化。
发明内容
本发明的目的是提供一种改进与发送错误相关的性能的方法、发射机和接收机。所述目的通过如在下面本发明各方面中提出的方法、发射机和接收机来实现。
本发明基于通过将不同的信号星座映射应用到可获得的可区分的发送分集支路上来提高接收机处解码性能的概念。所述概念可应用到多于2的位被映射到一个调制码元上的调制格式，因为这意味着映射到信号星座上的位的可靠性的变化(例如，对于规则(regular)的BPSK和QPSK调制，映射到调制码元上的所有位具有相同的可靠性)。该变化取决于使用的映射和实际发送的位的内容。
根据所用的调制格式和实际映射到单个调制码元上的位数，对于所给的任意可获得的分集支路的数量(N＞1)，平均处理的品质是不同的。在本发明意义上的平均理解为减少在数据码元的不同的位中的平均组合位可靠性差的处理。尽管能够仅在使用几个分集支路或路径后实现没有剩余差的理想平均，然而在上下文中平均意味着朝着减少平均组合位可靠性差的方向中的任何处理步骤。假设对于所有可获得的分集支路平均相等的SNR，需要16-QAM的4映射(4个分集支路)，以便所有映射在任何码元上的位的可靠性理想地达到平均。然而，如果例如仅仅2个分支是可获得的，则理想的平均是不可能的。因此，如以下示例所示，随后的所述平均以最大的努力来执行。
附图说明
参考附图，根据下列优选实施例的详细描述，将更容易地理解本发明。
图1是用于16-QAM信号星座的示例；
图2是用于16-QAM信号星座的不同映射的示例；
图3A和3B是两个进一步的16-QAM信号星座的示例；
图4是根据本发明的通信***的示例性实施例；和
图5是用于存储多个信号星座模式的详情表。
具体实施方式
下面的详细描述示出了具有格雷(Gray)映射的平方16-QAM。然而，在没有大量损失的情况下，所示的示例可扩展到其他M-QAM和M-PSK(具有log2(M)＞2)格式。此外，示例示出了在支路上发送相同的位序列的发送分集方案(单冗余型方案)的示例。而且，能够实现在分集支路上仅发送部分相同位的扩展发送分集方案。在共同待审的2001年11月16日提交的EP 01127244中描述了使用多冗余型方案的***的示例。假设一个Turbo编码器，与奇偶位比较，***位能够在较高级上被平均。
假设具有两个生成的分集支路和相同冗余型的发送的发送分集方案，通常在应用FEC解码器之前在接收机处组合接收的分集支路，所述分集支路在接收机处是可区分的(例如，通过在CDMA***中不同的扩码或扰码，或产生正交支路的其它技术)。一般的组合技术是最大比率组合，其能够通过相加从每个接收的分集支路计算的对数似然性比率LLR而获得。
以下定义了作为从接收的调制码元r＝x+jy解调的位b的可靠性的软量度的对数似然性比率LLR：
LLR ( b ) = ln [ Pr { b = 1 | r } Pr { b = 0 | r } ] - - - ( 1 )
如图1所示(条线表示相应的位为1的行和列)，在信号星座上的同相分量位和正交分量位的映射是正交的(对于M-PSK，LLR的计算不能够通过分成复合分量而简化，然而位可靠性平均的一般步骤是类似的)。所以，针对同相分量位i1和i2是足够的。然后同样的结论适用于q1和q2。
假设图1的映射1应用于第1分集支路的位到码元的映射，最高有效位(MSB)i1和最低有效位(LSB)i2的对数似然性比率LLR形成下列对于高斯(Gaussian)信道的等式：
LLR ( i 1 ) = ln [ e - K ( x + x 0 ) 2 + e - K ( x + x 1 ) 2 e - K ( x - x 0 ) 2 + e - K ( x - x 1 ) 2 ] - - - ( 2 )
LLR ( i 2 ) = ln [ e - K ( x - x 1 ) 2 + e - K ( x + x 1 ) 2 e - K ( x - x 0 ) 2 + e - K ( x + x 1 ) 2 ] - - - ( 3 )
其中x表示标准化(normalized)接收的调制码元r的同相分量，K是正比于信噪比的系数比例。在假设均衡(uniform)信号星座(x1＝3x0，规则的16-QAM)的条件下，如在S.Le Goff，A.Glavieux，C.Berrou的“Turbo-Codes andHigh Spectral Efficiency Modulation”，IEEE SUPERCOMM/ICC’94，Vol.2，pp.645-649，1994和Ch.Wengerter，A.Golitschek Edler von Elbwart，E.Seidel，G.Velev，M.P.Schmitt的“Advanced Hybrid ARQ Technique Employing a SignalConstellation Rearrangement”，IEEE Proceedings of VTC 2002 Fall，Vancouver，Canada，September 2002中所示，等式(2)和(3)能够相当好的近似为下列等式：
LLR(i1)≈-4Kx0x            (4)
LLR(i2)≈-4Kx0(2x0-|x|)   (5)
对于给定的发送调制码元，i1和i2的平均LLR产生表1中给出的值(用Λ代替4Kx0 2)。在这个意义上的平均涉及给定发送星座点的平均接收值精确地匹配该发送星座点。当然根据参数K，各个抽样要经历噪声。然而，对于高斯信道，噪声处理的平均值为0。在发送调制码元0q11q2和1q11q2的情况下，其中q1和q2是任意的，平均LLR(i1)的大小高于平均LLR(i2)的大小。这意味着对于MSBi1的LLR取决于LSBi2的内容，例如，在图1中，在i2的逻辑值等于1(最左和最右的列)的情况下，i1有较高的平均可靠性。因此，假设发送的调制码元均衡分布，平均起来MSBi1的50％有大约三倍于i2的LLR的大小。
Figure C0282808200091
表1.对于图1中的映射1，根据等式(4)和(5)在信号星座的同相分量上映射的位的平均LLR。
现在，如果将发送例如相同位序列的第2发送分集支路加到第1分集支路，现有技术方案使用相同的映射，此时，建议使用根据图2的第2信号星座映射(映射2)(当然，图3中所述的星座之一也是可能的)，其生成表2中所给的平均LLR。
  码元(i1q1i2q2)   x平均值   平均LLR(i1)   平均LLR(i2)
  0q10q2   X0   -Λ   -3Λ
  0q11q2   X1   -Λ   3Λ
  1q10q2   -X0   Λ   -Λ
  1q11q2   -X1   Λ   Λ
表2.对于图2中的映射2，在信号星座的同相分量上映射的位的平均LLR。
现在，将应用星座重排(映射1+2)和应用相同映射(映射1+1，现有技术)的接收的分集支路的软组合LLR进行比较，能够从表3中观察到用应用星座重排的组合平均LLR具有更均衡的分布(大小：4×4Λ和4×2Λ，而不是2×6Λ和6×2Λ)。对于大部分FEC解码器(例如，Turbo代码和卷积代码)，这将使解码性能更好。研究已经表明：尤其是Turbo编码/解码***展示出极好的性能。应该注意到，所选择的映射并非是全部的映射，能够得到更多完成相同要求的映射组合。
  发送分集支路   码元(i1q1i2q2)   星座重排(映射1+2)   现有技术不重排(映射1+1)
  平均LLR(i1)   平均LLR(i2)   平均LLR(i1)   平均LLR(i2)
  1   0q10q2   -Λ   -Λ   -Λ   -Λ
  0q11q2   -3Λ   Λ   -3Λ   Λ
  1q10q2   Λ   -Λ   Λ   -Λ
  1q11q2   3Λ   Λ   3Λ   Λ
  2   0q10q2   -Λ   -3Λ   -Λ   -Λ
  0q11q2   -Λ   3Λ   -3Λ   Λ
  1q10q2   Λ   -Λ   Λ   -Λ
  1q11q2   Λ   Λ   3Λ   Λ
  组合1+2   0q10q2   -2Λ   -4Λ   -2Λ   -2Λ
  0q11q2   -4Λ   -4Λ   -6Λ   2Λ
  1q10q2   2Λ   -2Λ   2Λ   -2Λ
  1q11q2   4Λ   2Λ   6Λ   2Λ
表3.当使用映射1和2时以及当使用2次映射1时，对于分集支路，映射在信号星座的同相分量上的位的平均LLR(每个支路)和组合平均LLR。
以下将描述具有4个分集支路的示例。此处，应用如2个分集支路所用的同样的原理。然而，因为可获得4个分集支路，并且用2个分集支路平均是不理想的，所以附加的映射能够用来改进所述平均过程。
图3示出了假设映射1和2用于支路1和2(在图1和图2中)的情况下对于分集支路3和4的附加映射。然后所述平均能够理想地执行，并且所有映射到任何码元上的位将具有相等的位可靠性(假设对于所有的发送有相同的SNR)。表4将具有和没有应用建议的星座重排的LLR进行比较。注意看组合的LLR，能够发现对于星座重排的应用，所有位可靠性的大小都是6Λ。
应该再一次注意到，所选择的映射并非是全部的，能够得到更多完成相同要求的映射组合。
发送分集支路 码元(i1q1i2q2)   星座重排(映射1+2+3+4)   现有技术不重排(映射1+1+1+1)
  平均LLR(i1)   平均LLR(i2)   平均LLR(i1)   平均LLR(i2)
  1   0q10q2   -Λ   -Λ   -Λ   -Λ
  0q11q2   -3Λ   Λ   -3Λ   Λ
  1q10q2   Λ   -Λ   Λ   -Λ
  1q11q2   3Λ   Λ   3Λ   Λ
  2   0q10q2   -Λ   -3Λ   -Λ   -Λ
  0q11q2   -Λ   3Λ   -3Λ   Λ
  1q10q2   Λ   -Λ   Λ   -Λ
  1q11q2   Λ   Λ   3Λ   Λ
  3   0q10q2   -Λ   -Λ   -Λ   -Λ
  0q11q2   -Λ   Λ   -3Λ   Λ
  1q10q2   Λ   -3Λ   Λ   -Λ
  1q11q2   Λ   3Λ   3Λ   Λ
  4   0q10q2   -3Λ   -Λ   -Λ   -Λ
  0q11q2   -Λ   Λ   -3Λ   Λ
  1q10q2   3Λ   -Λ   Λ   -Λ
  1q11q2   Λ   Λ   3Λ   Λ
  组合1+2+3+4   0q10q2   -6Λ   -6Λ   -4Λ   -4Λ
  0q11q2   -6Λ   6Λ   -12Λ   4Λ
  1q10q2   6Λ   -6Λ   4Λ   -4Λ
  1q11q2   6Λ   6Λ   12Λ   4Λ
表4.当使用映射1至4时和当使用4次映射1时，对于分集支路的、映射在信号星座的同相分量上的位的平均LLR(每个支路)和组合平均LLR。
如果通过使用不同的映射方案执行星座重排，在使用许多(如给定在图1、图2和图3中的)不同的映射中重排结束。如果对所有发送分集支路应保持相同的映射器(例如，图1)，则例如，能够通过下列操作从映射1获得映射2。
●交换最初的位i1和i2的位置
●交换最初的位q1和q2的位置
●最初的位i1和q1的逻辑位取反(inversion)
换而言之，也能够对那些在位置1和2结束的位取反(形成具有相同的位可靠性特征的不同的映射)。
所以，下列表提供怎样获得映射1至4的示例(或者对于i1、i2、q1和q2具有相等位可靠性的映射)，其中所述位总是涉及第一发送，以及在字符上方的长线表示该位的逻辑位取反。
Figure C0282808200121
表5.通过对映射在调制码元上的位进行交织(码元内交织)和逻辑取反的星座重排的另一实现。
通常对于N＞1的分集支路应该使用至少2个不同的映射，其中映射的顺序和选择是不相关的，只要维持位可靠性平均处理(即减少位可靠性中的差)。
根据使用的映射的数量的优选实现：
M-QAM
●使用log2(M)个不同的映射
●使用log2(M)/2个不同的映射
M-PSK
●使用log2(M)个不同的映射
●使用log2(M)/2个不同的映射
●使用2log2(M)个不同的映射
对于在发射机处的调制以及在接收机处的解调，所应用的信号星座映射需要对每个发送分集支路进行匹配。这能够通过将表示应用在分集支路的合适映射和映射组合的参数的合适信令来实现。换而言之，应用于发送分集支路的映射的定义可以是***预定义的。
图4示出了根据本发明的通信***的示例性实施例。尤其，所述通信***包括通过由多个分集支路40A、40B和40C组成的通信信道进行通信的发射机10和接收机20。尽管在图中图解说明了三个分集支路，但是可以选择任意数量的支路，这对本领域的技术人员是清楚的。数据分组从数据源11提供给FEC编码器12，最好是FEC Turbo解码器，其中附加冗余位来纠错。从FEC解码器输出的位随后提供给充当调制器的映射单元13，以便输出根据作为星座模式存储在表15中的应用调制方案后形成的码元。随后，所述数据码元应用到发送单元30以在支路40A-C上发送。接收机20通过接收单元35接收数据分组。然后将位输入到充当解调器的去映射单元21，该解调器使用在那个码元的调制期间所使用的、存储在表15中的相同信号星座模式。
将在一个分集支路上接收的所解调的数据分组存储在临时缓冲器22中，以便随后在组合单元23中与在至少一个其他分集支路上接收的数据分组进行组合。
如在图5中所说明的，表15存储多个信号星座模式#0...#n，对于根据预定方案在各个分集支路上的各个发送，选择所述多个信号星座模式#0...#n。所述方案，即，用于调制/解调的信号星座模式的序列或是预先存储在发射机和接收机中或是在使用前通过发射机向接收机进行信号发送而得到的。

Claims (22)

1.一种无线通信***中从发射机向接收机发送数据的方法，该方法包括步骤：在发射机处使用第一调制方案调制数据以获得第一数据码元，所使用的调制方案是具有log2(M)＞2的M进制高阶调制方案，其中根据所选择的调制方案，映射到数据码元上的数据位具有不同的位可靠性；
通过第一分集支路将所述第一数据码元发送到接收机；
在发射机处使用第二调制方案调制所述数据以获得第二数据码元；
通过第二分集支路将所述第二数据码元发送到接收机；
在接收机处分别使用对应于所述第一和第二调制方案的第一和第二信号星座模式对所接收的第一和第二数据码元进行解调；以及
分集组合所解调的数据，
其中选择用于所述第一和第二分集支路的第一和第二调制方案，以便在组合数据位之后，减少在组合位可靠性中的差值。
2.如权利要求1所述的方法，其中将要发送的数据包括至少一个包含多个数据位的数据分组，在调制之前，使用向前纠错方案对所述多个数据位进行编码。
3.如权利要求2所述的方法，其中所使用的编码方案是Turbo编码方案。
4.如权利要求1所述的方法，其中不同的调制方案的数量等于log2(M)。
5.如权利要求1所述的方法，其中使用具有相同数据位序列的单冗余型方案来调制用于发送的数据。
6.如权利要求1所述的方法，其中使用部分相同位的多冗余型方案来调制用于发送的数据。
7.如权利要求1所述的方法，其中定义第一和第二调制方案的第一和第二信号星座模式预先存储在存储器表中。
8.如权利要求7所述的方法，其中将第一和第二信号星座模式发送给接收机。
9.如权利要求7或8所述的方法，其中通过对映射到信号星座模式上的位的位置进行交织和/或对映射到信号星座模式上的位的位值进行取反来获得第一和第二信号星座模式的属性。
10.如权利要求9所述的方法，其中执行所述交织从而导致码元内交织的码元。
11.如权利要求1所述的方法，其中数据用多个冗余型进行发送，并且所发送的位包括***位和奇偶位，并且在每个冗余型中包括所述***位。
12.如权利要求11所述的方法，其中对于***位的组合的平均位可靠性高于对于奇偶位的组合的平均位可靠性。
13.如权利要求1所述的方法，其中所使用的调制方案是M-QAM或M-PSK的调制方案。
14.一种无线通信***中用于发送数据到接收机的发射机，包括：
映射单元，用于使用第一调制方案来调制数据以获得第一数据码元，所使用的调制方案是具有log2(M)＞2的M进制高阶调制方案，其中根据所选择的调制方案，映射到数据码元上的数据位具有不同的位可靠性；
发送单元，用于使用第一分集支路向接收机发送第一数据码元；
所述映射单元使用第二调制方案来调制所述数据以获得第二数据码元；
所述发送单元使用第二分集支路向接收机发送第二数据码元；
其中选择用于所述第一和第二分集支路的第一和第二调制方案，以便在组合数据位之后，减少在组合位可靠性中的差值。
15.如权利要求14所述的发射机，还包括表装置，用于预先存储定义第一和第二调制方案的第一和第二信号星座模式。
16.如权利要求15所述的发射机，还包括交织器和/或反相器以获得不同的信号星座模式。
17.如权利要求14所述的发射机，还包括向前纠错编码器，用于在调制之前对数据进行编码。
18.如权利要求14所述的发射机，其中所使用的调制方案是M-QAM或M-PSK的调制方案。
19.一种作为无线通信***一部分的接收机，包括：
接收装置，用于接收使用第一和第二调制方案分别调制的并分别在第一和第二分集支路上发送的第一和第二数据码元，所使用的调制方案是具有log2(M)＞2的M进制高阶调制方案，其中根据所选择的调制方案，映射到数据码元上的数据位具有不同的位可靠性；和
去映射单元，用于使用分别对应于第一和第二调制方案的第一和第二星座模式对所接收的第一和第二数据码元分别进行解调；
组合单元，用于分集组合所接收的数据码元，
其中选择用于所述第一和第二分集支路的第一和第二调制方案，以便在组合数据位之后，减少在组合位可靠性中的差值。
20.如权利要求19所述的接收机，还包括存储器装置，用于在组合所接收的数据之前存储所接收的数据。
21.如权利要求19或20所述的接收机，还包括向前纠错解码器，用于在分集组合后，对所组合的第一和第二数据进行解码。
22.如权利要求19所述的接收机，其中所使用的调制方案是M-QAM或M-PSK的调制方案。
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