DE60212035T2

DE60212035T2 - Integrierte temperaturkompensierte Kristalloszillatorschaltung

Info

Publication number: DE60212035T2
Application number: DE60212035T
Authority: DE
Inventors: Tero 00800 Sillanpää; Daniel 8733 Beeler
Original assignee: Micro Analog Systems Oy
Current assignee: Micro Analog Systems Oy
Priority date: 2001-10-12
Filing date: 2002-10-07
Publication date: 2006-10-05
Anticipated expiration: 2022-10-08
Also published as: ATE329406T1; DE60212035D1; HK1054134A1; FI111574B; FI20011991A; FI20011991A0; EP1304806A3; EP1304806A2; EP1304806B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf integrierte Kristalloszillatorschaltungen und insbesondere auf temperaturkompensierte Kristalloszillatorschaltungen.
Spannungsgesteuerte Kristalloszillatorschaltungen (VCXO) werden vielfach in elektronischen Vorrichtungen, beispielsweise zum Erzeugen eines Systemtakts oder einer Referenzfrequenz, in Frequenzsynthesizern, etc. verwendet. Ein grundlegender Kristalloszillator umfasst typischerweise einen Kristall, eine Varaktordiode und eine Art von Verstärker. Die Schwingungsfrequenz eines derartigen Oszillators wird durch die über die Varaktordiode erscheinende Spannung gesteuert. Bei vielen Anwendungen sind die Genauigkeitsanforderungen für die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Kristalloszillators VCXO sehr streng. Einer der Faktoren, die die Genauigkeit des VCXO beeinflussen, ist die Temperatur. Insbesondere ändern sich die durch den Varaktor gezeigte Kapazität und dadurch die Schwingungsfrequenz des Oszillators mit der Temperatur.
Bei einem temperaturkompensierten spannungsgesteuerten Kristalloszillator (TCVCXO) wird die Steuerspannung des Kristalloszillators abhängig von der Temperatur verändert, sodass die Wirkung der Temperatur auf die Ausgangsfrequenz kompensiert wird. Mit anderen Worten ist die Steuerspannung von der Temperatur abhängig, sodass die durch die Varaktordiode gezeigte Kapazität im Wesentlichen konstant ist, wenn sich die Temperatur verändert. Als Ergebnis ist die Ausgangsfrequenz des Kristalloszillators ebenfalls im Wesentlichen konstant. 1 veranschaulicht einen TCVCXO des Stands der Technik. Verschiedene temperaturabhängige Steuerspannungen V1, V2 und VN von Generatorblöcken 10₁ , 10₂ und 10_N werden durch einen Summierverstärker 11 addiert, um eine Steuerspannung V_CNTRL für eine Varaktordiode bei dem spannungsgesteuerten Kristalloszillator 13 bereitzustellen, um die Temperaturabhängigkeit der Kristalloszillatorfrequenz f₀ zu beseitigen. Die vereinfachte Konfiguration des Summierverstärkers 11 umfasst Reihenwiderstände R₁, R₂ und R_N zum Verbinden der Spannungen V₁, V₂ bzw. V_N mit dem umkehrenden Eingang eines Operationsverstärkers 110. Ein Rückkopplungswiderstand R_FB ist zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers 110 geschaltet. Eine Referenzspannung von einer Summierspannungs-Referenz 14 wird an den nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 110 angelegt. Es kann ein zusätzliches Skalierungsnetzwerk zwischen dem Ausgang des Verstärkers 11 und dem Steuereingang des Oszillators 13 geben. Eine Spannungsreferenz für den Summierverstärker 11 wird in einem Summierspannungs-Referenzgenerator 14 erzeugt. Eine externe Steuerspannung V_c wird an den Summierverstärker 11 durch den Summierspannungs-Referenzgenerator angelegt. Die EP 0 913 945 offenbart einen derartigen Oszillator.
Ein Problem, dass der Erfinder bei einer derartigen temperaturkompensierten Kristalloszillatorschaltung beobachtet hat, besteht darin, dass sie Rauschen in die Steuerspannung V_CNTRL einführt. Das Rauschen in der Steuerspannung verursacht Jitter bei der Oszillatorfrequenz f₀. Dies wird als Phasenrauschen in dem Oszillatorausgangssignal bemerkt. Das Phasenrauschen eines guten TCVCXO sollte 130 dB unter einer Grundschwingungs-Amplitude bei einem Abstand von 100 Hz von der Grundfrequenz sein (siehe 2).
Eine Aufgabe der Erfindung ist eine temperaturkompensierte Kristalloszillatorschaltung mit verringertem Phasenrauschen in dem Oszillatorausgangssignal.
Diese Aufgabe wird mit einem temperaturkompensierten Kristalloszillator erreicht, der durch das gekennzeichnet ist, was in Anspruch 1 offenbart ist. Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden in den angefügten abhängigen Ansprüchen offenbart.
Der Erfinder hat beobachtet, dass eine primäre Quelle des Rauschens durch die Steuerspannungs-Generatorblöcke bereitgestellt wird. Die Steuerspannung dämpft nicht Rauschen innerhalb der Bandbreite des Summierverstärkers, und daher wird das Rauschen von den Blöcken, die mit den Eingängen eines Summierverstärkers verbunden sind, zu der Steuerspannung hinzugefügt, die von der Temperatursteuerschaltung an den Kristalloszillator ausgegeben wird. Eine Vorgehensweise, um dieses Problem zu lösen, besteht natürlich darin, das Rauschen in den Rauschquellen, d.h. den Steuersignal-Generatoren, zu verringern. Die erfindungsgemäße Vorgehensweise zum Verringern von Phasenrauschen besteht darin, ein Tiefpassfilter an dem Signalweg zwischen den Rauschquellen und dem Kristalloszillator hinzuzufügen. Die temperaturabhängige Steuerspannung von dem Generator ändert sich so langsam, dass Tiefpassfilterung mit einer niedrigen Eckfrequenz, wie beispielsweise 10 Hz die Leistung des temperaturkompensierten Kristalloszillators im Betrieb, nicht beeinflussen würde. Das Hauptproblem besteht darin, wie ein integriertes Tiefpassfilter mit einer sehr niedrigen Eckfrequenz zu implementieren ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein integriertes Tiefpassfilter in einen Summierverstärker einer temperaturkompensierten spannungsgesteuerten Kristalloszillatorschaltung hinzugefügt. Ein integrierter Widerstand mit sehr hohem Wert wird an dem Eingang des Summierverstärkers bereitgestellt, sodass die zu summierenden Steuerspannungen durch jeweilige Reihenwiderstände an einen Anschluss des integrierten Widerstands und dann ferner durch den integrierten Widerstand an den invertierenden Eingang des Summierverstärkers angelegt werden. Ferner wird ein Rückkopplungskondensator zwischen dem invertierenden Eingang und einem Ausgang des Summierverstärkers geschaltet. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der integrierte Widerstand durch den An-Widerstand eines MOSFET-Transistors bereitgestellt.
Als Ergebnis wird ein Tiefpassfilter mit einer sehr niedrigen Eckfrequenz erhalten, und die Rauschphase in der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Kristalloszillators wird verringert.
Ein Problem, das durch das integrierte Tiefpassfilter mit einer niedrigen Eckfrequenz verursacht wird, besteht darin, dass das Anfahren der Schaltung viel langsamer als zuvor ist, d.h., wenn eine Versorgungsspannung der Schaltung angeschaltet wird, gibt es einen Sprungeingang in den Summierverstärker, wobei jedoch die Ausgangsspannung des Verstärkers relativ langsam einen statischen Wert erreichen wird. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist das integrierte Tiefpassfilter mit einem Nebenschlussmechanismus zum Nebenschließen des integrierten Widerstands beim Anfahren der Oszillatorschaltung versehen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung umfasst der Nebenschlussmechanismus einen Transistor, der über dem integrierten Widerstand verbunden und angeordnet ist, um in einen leitenden Zustand beim Anfahren der Oszillatorschaltung geschaltet zu werden. Wenn der Transistor an ist, wird ein relativ niedriger Widerstand an dem Eingang des Verstärkers bereitgestellt, und daher wird die Eckfrequenz des integrierten Filters auf eine viel höhere Frequenz eingestellt, und der Ausgang des Summierverstärkers wird sich viel schneller einschwingen. Nach dem Einschwingen wird der Nebenschlussmechanismus abgeschaltet und die Eckfrequenz auf die niedrige Frequenz eingestellt.
Im Folgenden wird die Erfindung ausführlicher mittels bevorzugter Ausführungsformen mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines temperaturkompensierten spannungsgesteuerten Kristalloszillators des Stands der Technik;
2 eine graphische Darstellung, die die Phasenrausch-Dämpfungsanforderungen eines TCVCXO veranschaulichen; und
3 ein Blockdiagramm einer temperaturkompensierten spannungsgesteuerten Kristalloszillatorschaltung gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
In 3 gibt es N Blöcke 10₁ , 10₂ , ..., 10_N , die Spannungen V₁, V₂ und V_N an die Eingänge eines Summierverstärkers 31 liefern. Die Blöcke 10₁ –10_N können entweder konstante Spannungen oder temperaturabhängige Spannungen liefern. Die Temperaturabhängigkeit der Spannungen V₁ bis V_N kann auf jeder geeigneten Funktion basiert sein und jede geeignete Form aufweisen.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Anzahl N der Blöcke 10₁ bis 10_N gleich 4. Der erste Block 10₁ kann ein kubischer Generator sein, der eine temperaturabhängige Spannung V₁ erzeugt, sodass die Ausgangsspannung V_OFF ein Polynom dritter Ordnung mit einer Temperaturvariablen ist. Der zweite Block 10₂ kann eine Spannungsreferenz sein, die eine temperaturunabhängige Spannung V₂ erzeugt. In der Praxis kann diese Spannung von einem Summierspannungs-Referenzblock 14 hergeleitet werden. Der dritte Block 10₃ kann ein linearer Generator sein, der eine Spannung V₃ erzeugt, die linear von der Temperatur abhängt. Der vierte Block 10₄ kann ein Masseanschluss sein.
In dem Summierverstärker 31 ist jede der Spannungen V₁, V₂ und V_N mit einem Schaltungsknoten N1 durch jeweilige Reihenwiderstände R₁, R₂ und R_N verbunden. Ein hochintegrierter Widerstand R_ON gemäß der vorliegenden Erfindung ist zwischen dem Knoten N1 und einem zweiten Schaltungsknoten N2 geschaltet, der ferner mit einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 310 verbunden ist. Ein Rückkopplungskondensator C ist zwischen dem Knoten N2 und dem Ausgang des Verstärkers 310 geschaltet. Ein Rückkopplungswiderstand R_FB ist zwischen dem Knoten N1 und dem Ausgang des Verstärkers 310 geschaltet. Eine Spannungsreferenz wird für den Summierverstärker 31 durch einen Summierspannungs-Referenzgenerator 14 erzeugt. Eine Spannungsreferenz kann entweder konstant oder temperaturabhängig sein. Eine externe Steuerspannung V_c wird an den Summierverstärker durch den Summierspannungs-Referenzgenerator angelegt. Die Spannung V_c ist eine externe Steuerspannung, die zum Steuern der Oszillatorfrequenz f₀ des TCVCXO verwendet wird. Wenn die Steuerspannung V_c konstant ist, ändert sich die Frequenz des Oszillators nicht von der temperaturkompensierten Frequenz.
Der Ausgang des Summierverstärkers 31 ist mit dem Steuerspannungseingang eines Kristalloszillators 13 entweder direkt oder durch ein Skalierungsnetzwerk 12 verbunden. Der Kristalloszillator 13 umfasst einen Kristall, einen Varaktor und eine Art von Verstärker. Der Typ des Oszillators 13 ist für die vorliegende Erfindung nicht relevant; er kann ein beliebiger Typ eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators mit einer Varaktordiode sein.
Die Schaltungsanordnung gemäß 3 ist typischerweise auf einem integrierten Schaltungschip mit einer minimalen Menge von externen Bauteilen implementiert. Derartige externe Bauteile können das Kristall und einen Kondensator mit einem hohen Kapazitätswert umfassen. Externe Bauteile sind nicht erwünscht, weil sie platzaufwändig sind, kostspielig sind, externe Verbindungen erfordern und potentielle Störungsquellen bereitstellen. Daher ist es vorzuziehen, die erfindungsgemäße Rauschfilterung auf einem integrierten Chip ohne irgendwelche zusätzlichen externen Bauteile bereitzustellen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der hohe Widerstand R_ON an An-Widerstand eines MOSFET M2, der zwischen den Knoten N1 und N2 geschaltet und mit einer niedrigen Gate-Source-Spannung vorgespannt ist. Genauer gesagt ist die Source-Elektrode S2 von M2 mit dem Schaltungsknoten N1 und die Drain-Elektrode D2 mit dem Schaltungsknoten N2 verbunden. Der MOSFET M2 wird mit einem gepaarten diodenverbundenen MOSFET M1 vorgespannt, der eine kleine Stromquelle I_B aufweist. Genauer gesagt ist die Source-Elektrode S1 von M1 mit dem Schaltungsknoten N1, das Gate G1 ist mit dem Gate G2 von M2 und der Drain D1 mit einer Stromquelle I_B verbunden. Ferner sind die Drain- und Gate-Elektroden von M1 untereinander verbunden.
Es sei nun der Betrieb des Summierverstärkers 31 ausführlicher betrachtet. Es gibt N Blöcke, die Spannungen an die Eingänge des Summierverstärkers 31 liefern. Der Summierverstärker 31 wird Eingangsspannungen gemäß der Gleichung
summieren, bei der R_ON der An-Widerstand des MOSFET-Transistors M2 und s eine komplexe Winkelgeschwindigkeit ist; V_n1 die Eingangsspannungen und R_n die jeweiligen Reihenwiderstände sind. Wenn der Widerstand M2 mit einer niedrigen Spannung V_GS vorgespannt ist, ist es möglich, dass R_ON >> R_n,R_FB gilt. Aus der obigen Gleichung ist ersichtlich, dass die Gleichstromverstärkung des Verstärkers 31 durch das Widerstandsverhältnis von R_FB/R_n genau eingestellt wird, und die Tiefpass-Eckfrequenz des integrierten Tiefpassfilters näherungsweise durch die Zeitkonstante R_ON C(1 + R_FB/R_n) eingestellt wird. Die zunehmende Verstärkung verringert die Eckfrequenz um den gleichen Betrag, wobei die –20 dB/Dekade Abfallsteilheit (roll-off slope) des Filters unbeeinflusst bleibt. Daher kann die Abfallsteilheit unabhängig von der Verstärkungseinstellung eingestellt werden.
Der MOSFET-An-Widerstand beträgt
wobei μ₀ die Mobilität des Ladungsträgers in der Masse, C_ox die Gateoxidkapazität, W/L das Transistor-Breiten/Längen-Verhältnis, V_GS die Gate-Source-Spannung und V_th die Transistor-Schwellenspannung ist. Indem das M1 und M2 Verhältnis relativ hoch und der Vorstrom I_B relativ niedrig eingestellt wird, ist ein Widerstandswert von mehreren 100 MOhm ohne weiteres verfügbar. Dieser Widerstand R_ON wird selbst Rauschen verursachen, wobei es jedoch in dem Filter selbst tiefpassgefiltert wird. Als Ergebnis ist es möglich, das Gesamtrauschen am Ausgang des Summierverstärkers 31 bei Frequenzen höher als die Eckfrequenz zu verringern.
Nun seien einige mögliche Werte als ein Beispiel genommen. Es sei R_ON = 100 MOhm, C = 100 pF, R_FB/R_n = 100 kOhm/100 kOhm = 1. Die Gleichstromverstärkung wird 0 dB betragen, und die Eckfrequenz beträgt ungefähr 8 Hz. Die Dämpfung ist bei 100 Hz bereits über 20 dB, und der durch die Blöcke 10 verursachte Jitter wird um mehr als 20 dB gedämpft. Der MOSFET-An-Widerstand R_ON wird etwas Rauschen zu der Steuerspannung V_CNTR hinzufügen, wobei es jedoch ebenfalls um mehr als 20 dB gedämpft wird. Wenn dieses gedämpfte An-Widerstandsrauschen geringer als das nicht gefilterte Blockrauschen ist, wird das Gesamtrauschen verringert.
Weil die starke Tiefpassfilterung das Anfahren der Oszillatorschaltung bemerkenswert verlangsamen wird, ist ein MOSFET-Transistor M3 mit dem Transistor M2 parallel verbunden. Genauer gesagt sind die Source S3 und der Drain D3 mit der Source S2 bzw. dem Drain D2 des Transistors M2 verbunden. Die Anfahrschaltung 15 ist mit dem Gate 3 des Transistors M3 verbunden. Wenn die Versorgungsspannung angeschaltet wird, liefert die Anfahrschaltung 15 einen kurzen Spannungsimpuls an das Gate G3 des Transistors M3, wobei ein leitender Zustand in dem Transistor M3 für die Dauer des Spannungsimpulses hervorgerufen wird. Im leitenden Zustand schließt der Transistor M3 den Transistor M2 neben und stellt einen niedrigen Widerstand zwischen den Knoten M1 und M2 bereit. Als Folge wird die Eckfrequenz des Filters auf eine viel höhere Frequenz eingestellt, und der Ausgang V_OFF des Summierverstärkers 31 wird viel schneller einschwingen. Nach dem Einschwingen wird die Steuerspannung am Gate G3 des Transistors M3 deaktiviert (d.h. der Spannungsimpuls endet), der Transistor M3 wird nichtleitend, der hohe Widerstand R_ON wird zwischen den Knoten N1 und N2 bereitgestellt und dadurch wird die Eckfrequenz auf die niedrige Frequenz zum Filtern des Phasenrauschens eingestellt.
Es sollte offensichtlich sein, dass die Beschreibung lediglich die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung veranschaulicht. Die Erfindung ist jedoch nicht auf diese Beispiele begrenzt, sondern kann innerhalb des Schutzumfangs der beigefügten Ansprüche variieren.

Claims

Integrierte temperaturkompensierte Kristalloszillatorschaltung, mit: einem ersten Generator (10), der eine erste temperaturabhängige Steuerspannung erzeugt, einem zweiten Generator (10), der eine zweite temperaturabhängige Steuerspannung erzeugt, einem Summierverstärker (31), der einen Operationsverstärker (310) umfasst und aufweist: erste und zweite Eingänge zum Empfangen der ersten bzw. zweiten Steuerspannungen (V₁, V₂) und einen Ausgang zum Ausgeben einer Summenspannung (V_OUT), die als eine Frequenzsteuerspannung (V_CNTRL) zu verwenden ist; einer dritten Schaltung (14), die eine Bezugsspannung für einen nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärker (310) erzeugt, einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator (13), der einen Steuereingang aufweist, der funktionsmäßig verbunden ist, um die Frequenzsteuerspannung (V_CNTRL) zu empfangen, dadurch gekennzeichnet, dass der Summierverstärker (31) ein integriertes Tiefpassfilter aufweist, das umfasst: ein integriertes Bauteil (M₂) mit einem hohen Widerstandswert, wobei das Bauteil aufweist: einen ersten Anschluss (D₂), der mit einem invertierenden Eingang des Operationsverstärker (310) verbunden ist, und einen zweiten Anschluss (S₂), der mit einem Schaltungsknoten (N1) verbunden ist, der ferner mit dem ersten Eingang durch einen ersten Reihenwiderstand (R₁) und mit dem zweiten Eingang durch einen zweiten Reihenwiderstand (R₂) verbunden ist, und einem Rückkopplungskondensator (C), der zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärker (310) verbunden ist.
Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Nebenschlussmechanismus (M3) zum Nebenschließen des Bauteils (M2) beim Einschalten der Oszillatorschaltung.
Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Nebenschlussmechanismus einen Transistor (M3) umfasst, der zwischen dem Schaltungsknoten (N1) und dem invertierenden Eingang geschaltet und angeordnet ist, um beim Start der Oszillatorschaltung angeschaltet zu werden.
Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Bauteil ein MOSFET-Transistor (M2) und der hohe Widerstand der Ein-Widerstand des MOSFET ist.
Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass das integrierte Bauteil ein Transistor (M2) ist, der eine erste Hauptelektrode (S2), die mit dem Schaltungsknoten (N1) verbunden ist, und eine zweite Hauptelektrode (S2), die mit dem Schaltungsknoten (N1) verbunden ist, aufweist, wobei der Transistor (M2) vorgespannt ist, um den hohen Widerstandswert bereitzustellen.
Oszillatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass das integrierte Bauteil einen mit einer Gate-Source-Spannung vorgespannten MOSFET-Transistor (M2) umfasst, wobei der MOSFET-Transistor eine mit dem Schaltungsknoten (N1) verbundene Source und einen mit dem invertierenden Eingang verbundenen Drain (D2) aufweist.
Oszillatorschaltung gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der MOSFET-Transistor (M2) durch einen als Diode geschalteten zweiten MOSFET-Transistor (M1) vorgespannt ist, der eine mit dem Schaltungsknoten (N1) verbundene Source (S1), ein mit einem Gate (G2) des MOSFET-Transistors (M2) verbundenes Gate (G1) und einen Drain (D2), der mit einer vorspannenden Stromquelle (I_B) an dem Gate (G2) des zweiten MOSFET-Transistors (M1) verbunden ist, aufweist.
Oszillatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Eckfrequenz des Tiefpassfilters niedriger als 10 Hz ist.
Oszillatorschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der hohe Widerstandswert des Bauteils höher als 50 MΩ, vorzugsweise höher als 100 MΩ ist.