DE69516767T2

DE69516767T2 - Referenzschaltung mit kontrollierter temperaturabhängigkeit

Info

Publication number: DE69516767T2
Application number: DE69516767T
Authority: DE
Inventors: Robert Blauschild
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1994-02-14
Filing date: 1995-02-14
Publication date: 2000-11-23
Anticipated expiration: 2015-02-15
Also published as: WO1995022093A1; EP0698236B1; DE69516767D1; EP0698236A1; US6091286A; JPH08509312A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Schaltkreise zur Erzeugung von Referenzspannungen und Referenzströmen sowie auf Zeitreferenzschaltkreise, wie zum Beispiel Oszillatoren, Filter, Zeitverzögerungsschaltungen und Zeitgeber, für welche Referenzspannungen und/oder -ströme zur Erzeugung der Zeitreferenz verwendet werden, präziser gesagt, auf einen Referenzstromkreis, welcher vollständig als integrierte Schaltung (d. h. ohne externe Bauelemente) ausgebildet ist und welcher entweder eine kontrollierte Temperaturabhängigkeit oder praktisch keine Temperaturabhängigkeit vorsieht.
In U. S. Patent 4 843 265 ist eine temperatur- und bearbeitungskompensierte Zeitverzögerungsschaltung beschrieben, welche in einem monolithisch integrierten Schaltkreis vorgesehen werden kann. Diese Schaltung ist in Fig. 1 dargestellt. Eine an das Gate eines Feldeffekttransistors (FET) M&sub1;&sub2; angelegte Vorspannung ist bewusst so bemessen, dass eine nichtlineare Veränderung mit der Temperatur erfolgt, welche im wesentlichen mit der, durch die Beweglichkeit des FETs aufgetretenen Schwankung der Temperatur übereinstimmt und diese kompensiert, damit der Drainstrom des FETs einen Wert aufweist, welcher von der Temperatur nicht sehr abhängig ist. Der Drainstrom des FETs wird sodann zum Entladen eines Kondensators (nicht dargestellt) verwendet, um eine Zeitkonstante vorzusehen. Dieser Lösungsweg verspricht, die gewünschte, hohe Genauigkeit zu erreichen, wobei die offenbarte Schaltungsverwirklichung jedoch mehrere Nachteile aufweist.
Die Gatevorspannung weist in dieser Schaltung durch Subtraktion von drei Basis-Emitter-Spannungen mit negativem Temperaturkoeffizienten (3Vbe), erzeugt durch Bipolartransistoren Q&sub1;, Q&sub2;, Q&sub3;, von einer skalierten und temperaturinvarianten Bandabstandsreferenzspannung (VBG) eine Temperaturabhängigkeit auf. Die Schwellenspannung in FET M&sub1;&sub2; wird durch Pegelverschiebung der Gatevorspannung bei einem weiteren FET M&sub5;&sub4; nach oben aufgehoben. Es werden Puffer verwendet, um die Bandabstandsreferenzspannung zu skalieren und eine Niedrigimpedanzansteuerung für den stromquellenseitigen Transistor M&sub1;&sub2; vorzusehen.
Diese Schaltung besitzt den Nachteil, dass der Term mit negativem Temperaturkoeffizienten nicht beliebig skaliert werden kann. Der Koeffizient von 3 kann auf 2 reduziert bzw. auf 4 erhöht werden, indem ein Bipolartransistor entfernt bzw. hinzugefügt wird, um eine Basis-Emitter-Spannung (Vbe) zu subtrahieren bzw. zu addieren, wobei jedoch Koeffizienten dazwischen nicht ausgewählt werden können. Auf diese Weise kann lediglich eine Circa-Kompensation (d. h. es verbleibt noch immer eine signifikante Temperaturschwankung) erfolgen, oder der Drainstrom von FET M&sub1;&sub2; wird sonst auf einen einzelnen, vorgegebenen Wert beschränkt, welcher der Anzahl der von der Schaltung subtrahierten Vbe Spannungen entspricht.
Ein weiterer Nachteil ergibt sich aus der Tatsache, dass bei der Schaltung nicht gewährleistet ist, dass sich die Sourceelektrode von FET M&sub5;&sub4; auf dem gleichen Potential wie die Sourceelektrode von FET M&sub1;&sub2; befindet. Sollten sich die beiden Sourceelektroden nicht auf dem gleichen Potential befinden, sind die Schwellenspannungen der beiden FETs nicht gleich, und es erfolgt keine exakte Aufhebung der Schwellenspannung in FET M&sub1;&sub2;! Auch ist die Schaltung von Fig. 1 übermäßig komplex, da ein Operationsverstärker A&sub1; erforderlich ist, um VBG maßstäblich zu vergrößern, und ein weiterer Operationsverstärker A&sub2; benötigt wird, um Impedanzen abzugleichen.
Noch ein weiterer Nachteil ist, dass die Schaltung von Fig. 1 keine Möglichkeit vorsieht, die Temperaturschwankungscharakteristik der Beweglichkeit genauer als um den Term von 3 Vbe anzupassen. Dieser Term sieht keine exakte Anpassung vor. Des Weiteren ist die Schaltung exakt auf einen Temperaturausgleich des Drainstromes eines FETs ausgelegt, welcher so geschaltet ist, dass ein Kondensator entladen wird. Während diese die durch den sich entladenden Kondensator erzeugte Zeitverzögerung automatisch temperaturkompensiert, gibt es viele andere Schaltungsanordnungen, bei welchen die Zeitkonstante durch die, durch die Schaltung von Fig. 1 erzeugte Temperaturabhängigkeit der Vorspannung nicht genau temperaturkompensiert wird.
Ein Beispiel einer Schaltung, bei welcher für die Vorspannung eine unterschiedliche Temperaturabhängigkeit erforderlich ist, ist durch eine Stromquellenreferenz oder Zeitreferenz, wie z. B. einen Transkonduktanzfilter, dargestellt, für welche Strom als Referenz verwendet wird. In diesem Falle ist der zu temperaturkompensierende Drainstrom des FETs nicht proportional zu der Vorspannung, wie bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung davon ausgegangen wird, sondern ist stattdessen proportional zu der Vorspannung zum Quadrat. In einer solchen Schaltung ist für die Vorspannung eine völlig unter schiedliche Temperaturabhängigkeit erforderlich, wenn erwartet werden kann, dass die Zeitkonstante gegenüber der Temperaturschwankung konstant ist.
Auch gibt es Situationen, in welchen es wünschenswert ist, dass ein Zeitreferenzwert von der Temperatur abhängig ist, die Temperaturabhängigkeitscharakteristik der Beweglichkeit in einem FET jedoch nicht die gewünschte Temperaturabhängigkeitscharakteristik darstellt. Es wäre wünschenswert, die Temperaturabhängigkeit einer Zeitreferenz (oder allgemeiner, die Temperaturabhängigkeit einer Stromquelle bzw. die Temperaturabhängigkeit einer Vorspannung für einen FET) beliebig, d. h. bestimmten Anforderungen entsprechend anzupassen.
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine genaue Zeitreferenz bei einer integrierten Schaltung vorzusehen, für welche keine anderen externen Bauelemente bzw. Verbindungen als normale Versorgungsspannungen erforderlich sind.
Weiterhin ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Stromreferenzschaltkreis vorzusehen, welcher mit einem Kondensator und anderen Bauelementen einer integrierten Schaltung vollkommen integriert werden kann (d. h. kein externes Bauelement bzw. Zeittaktsignal erforderlich ist), um eine genaue Zeitreferenz zu erzeugen.
Darüber hinaus ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Stromreferenzschaltkreis vorzusehen, welcher als monolithisch integrierter Schaltkreis hergestellt werden und Strom vorsehen kann, der eine arbiträre, vorgegebene Wertabweichung gegenüber der Temperaturschwankung aufweist.
Ebenfalls ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Stromreferenzschaltkreis vorzusehen, welcher als monolithisch integrierter Schaltkreis hergestellt werden und Strom eines arbiträren Wertes vorsehen kann, welcher sich gegenüber der Temperaturschwankung nicht verändert.
Ferner ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorspannung für einen FET vorzusehen, welcher gänzlich in integrierter Form hergestellt werden kann und eine arbiträre, vorgegebene Wertabweichung gegenüber der Temperaturschwankung vorsieht.
Es ist außerdem Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Schaltkreis vorzusehen, welcher vollkommen in integrierter Form hergestellt werden kann und eine exakte Transkonduktanz beliebigen Wertes vorsieht und sich gegenüber der Temperaturschwankung nicht verändert.
Diese und weitere Ziele wurden erreicht, indem die Beweglichkeit in einem FET als Zeitstandard verwendet wurde, um einen Widerstand (bzw. eine Transkonduktanz oder Strom) zu entwickeln, welcher gegenüber einer beliebigen, gewünschten Genauigkeit temperaturkonstant ist (bzw. welche sich in einer gewünschten Weise mit der Temperatur verändert). Die hohe Temperaturabhängigkeit der Beweglichkeit wird durch Anlegen einer Gatevorspannung mit einer vorgegebenen Wertabweichung gegenüber der Temperatur kompensiert (bzw. an eine gewünschte Variationscharakteristik angepasst).
In einem Ausführungsbeispiel weist die Vorspannung des FETs eine Temperaturabhängigkeit auf, was zur Folge hat, dass der Drainstrom des FETs bei Laden bzw. Entladen eines Kondensators gegenüber der Temperatur im Wesentlichen konstant ist, wodurch sich ein präzises R-C-Produkt ergibt.
Ausführungsbeispiele sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 - einen Schaltkreis nach dem Stande der Technik, wobei der Drainstrom gegenüber der Temperaturschwankung zur Erzeugung einer temperaturstabilen Zeitkonstante stabilisiert wird;
Fig. 2 - einen einfachen R-C-Filterkreis, wobei der Widerstand mit einem MOSFET realisiert wird, welcher eine Gatevorspannung von VX + VTH aufweist;
Fig. 3 - eine Stromquelle, die durch einen, durch eine Gatespannung VX + VTH in die Sättigung ausgesteuerten MOSFET realisiert wird;
Fig. 4 - eine detailliertere Darstellung des Schaltkreises von Fig. 3, wobei die Gatespannung VX + VTH erzeugt wird, um der Temperatur des Ausgangsstromes eine Invarianz zu verleihen;
Fig. 5 - einen Schaltkreis, welcher zur experimentellen Bestimmung von Proportionalitätsfaktoren für die PTAT-Spannungsquellen in Fig. 4 dient;
Fig. 6 - ein Beispiel einer Kurve VX als Einheit der unter Verwendung des Schaltkreises von Fig. 5 ermittelten Temperatur;
Fig. 7 - einen Schaltkreis, welcher eine Bandabstandsreferenz unter Inanspruchnahme der vorliegenden Erfindung in eine konstante Stromreferenz umwandelt;
Fig. 8 - einen allgemeinen Vorspannungskreis, um VX + VTH gemäß der vorliegenden Erfindung vorzusehen;
Fig. 9 - eine monostabile Schaltung, welche den in Fig. 8 dargestellten Schaltkreis einsetzt, um einen MOSFET für einen Konstantstrombetrieb vorzuspannen, der Temperaturen gegenüber invariant ist;
Fig. 10 - eine Gm/C-Filterstufe nach dem Stande der Technik, wobei die Transkonduktanz durch Steuerung der Vorspannung einer FET-Stromquelle unter Inanspruchnahme der vorliegenden Erfindung geregelt werden kann.
Es ist im allgemeinen wünschenswert, dass integrierte Schaltungen vollkommen in integrierter Form (d. h., ohne dass externe Bauelemente oder externe Zeitreferenzen erforderlich sind) hergestellt werden, da ein externer Anschluss an ein Bauelement oder eine Zeitreferenz eine mögliche Geräuschquelle darstellt oder andere parasitäre Probleme in Bezug auf Leiterplatte oder Bauelement mit sich bringt. Auch sind der externe Anschluss und das externe Bauelement mit einer erheblichen Komplexität und signifikanten Kosten verbunden. Einige Schaltungen, wie zum Beispiel Oszillatoren und Filter, sind jedoch von vornherein schwer vollkommen in integrierter Form herzustellen, da eine genaue Zeitkonstante erforderlich ist, und genaue Zeitkonstanten werden nicht ohne weiteres vollkommen in integrierter Form realisiert.
Zeitkonstanten werden typischerweise von einer R-C-, L-C- oder Quarzoszillator-Zeitreferenz abgeleitet. Quarzoszillatoren können nicht in einer integrierten Schaltung hergestellt werden, wodurch die Verwendung eines Quarzoszillators ein externes Bauelement und einen externen Anschluss erforderlich machen. Induktoren können in integrierter Form, zweckmäßigerweise jedoch lediglich in kleinen Werten, hergestellt werden, wodurch sich die Verwendung integrierter L-C-Schaltungen auf Hochfrequenzapplikationen beschränkt. Innenwiderstände und -kondensatoren sind auf einfache Weise in integrierter Form herzustellen, weisen jedoch ungenaue Werte bei einer sich ergebenden R-C- Zeitkonstantentoleranz in Bereich von +/- 30-60% auf.
Um das Problem der Ungenauigkeit integrierter R-C-Zeitkonstanten zu lösen, wurden Hybridschaltungen verwendet. Durch Verwendung eines externen Kondensators wird die Toleranz um etwa 10% verbessert, und es werden große Zeitkonstanten möglich; falls jedoch mehrere Zeitkonstanten erforderlich sind, resultiert dieses in Unhandlichkeit und erheblichem Kostenaufwand. Wie oben angeführt, ist der externe Anschluss ebenfalls von Nachteil, und die Ungenauigkeit integrierter R-C-Zeitkonstanten ist in der Hauptsache auf eine Änderung des Widerstandswertes mit der Temperatur und Bearbeitung zurückzuführen. Da integrierte Kondensatoren in der Regel temperaturkonstant sind, kann sich eine Zeitkonstantengenauigkeit im Bereich von 15% ergeben, wenn diese mit einem externen Widerstand verbunden werden. Auch ist es einfach, einen einzelnen Hauptwiderstand zu verwenden, um mehrere Zeitkonstanten zu erzielen, allerdings ist der externe Anschluss dabei noch immer von signifikantem Nachteil. Ein großer Genauigkeitssprung wird erreicht, wenn justierte Innenwiderstände mit einem niedrigen Temperaturkoeffizienten (TC) verwendet werden, was jedoch leider in einem großen Sprung in Bezug auf Fertigungsaufwand und Produktkosten resultiert.
Vielleicht ist es derzeit die gebräuchlichste Näherung für eine zeitliche Festlegung der Genauigkeit, einen genauen, externen Zeitgeber zur Steuerung von Schaltkondensatorkreisen zu verwenden. Die Verfügbarkeit eines solchen Zeitgebers vorausgesetzt, wird das System durch das Vorhandensein von Schaltgeräuschen und die erforderlichen Abtastfilter sowie Glättungsfilter komplexer. Auch können zeitkontinuierliche Filter mit einem externen Zeitgeber gekoppelt werden, was jedoch im allgemeinen einen zusätzlichen Phasenregelkreis (PLL) bei dem Aufbau erforderlich macht. Beide Näherungen haben ebenfalls den Nachteil, dass die Notwendigkeit eines externen Anschlusses besteht.
Viele Applikationen machen eine Genauigkeit der zeitlichen Festlegung von Veränderungen im Bereich von 5% oder besser erforderlich. Folglich besteht die Notwendigkeit, bei einer integrierten Schaltung eine Zeitkonstante mit einer Genauigkeit von 5% oder besser vorzusehen, ohne dass ein externes Bauelement, ein Zeitgeber oder eine Justierung notwendig sind.
Bei den dargestellten Ausführungsbeispielen wird die Beweglichkeit in einem MOSFET als Zeitreferenz verwendet. Die Beweglichkeit ist empfindlich gegen Dotierungskonzentration und Temperatur. Bei schaltungsintegrierten Bauelementen (schwache Dotierung) ist die Beweglichkeit unempfindlich gegen Bearbeitung, und bei typisch implantierten Bauelementen (z. B. 1X10¹&sup7; NMOS) hat eine Dotierungsänderung lediglich eine Beweglichkeitsverschiebung von 2,6% zur Folge. Einheiten für die Beweglichkeit sind Quadratzentimeter und Voltsekunden. Da die Fläche invariant ist und die Spannung durch die Schaltung geregelt werden kann, ist der verbleibende Parameter durch Sekunden dargestellt. Die Beweglichkeitssteuerung wird bei Standardbearbeitung auf recht strenge Weise durchgeführt. Bei schaltungsintegrierten Bauelementen ist die Beweglichkeit relativ unabhängig von der Dotierung, wodurch sich eine noch geringere Veränderbarkeit ergibt, wenn die Zeitreferenz (bzw. Strom- oder Spannungsreferenz) unter Verwendung einer schaltungsintegrierten FET-Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung erzeugt wird.
Wenden wir uns nun Fig. 2 zu, in welcher ein einfacher, einpoliger MOS- FET-Tiefpassfilter dargestellt ist. Die Kapazität entspricht der Kondensatorfläche A mal COX, und der Widerstand des Triodenbereiches entspricht
wobei u die Beweglichkeit, COX die Oxidkapazität pro Flächeneinheit, W die Breite des Kanales, L die Länge des Kanales, VGS die Gate-Source-Spannung und VTH die Schwellenspannung darstellt. Damit ergibt sich eine R-C-Zeitkonstante
welche sich auf
reduziert.
Spannen wir VGS mit einer Spannung VX plus VTH vor, wie in Fig. 2 dargestellt, und ersetzen VX + VTH durch VGS, reduziert sich die Zeitkonstante weiter auf
Kondensatorfläche und W/L sind genau abgegrenzt und temperaturinvariant. Die Beweglichkeit verändert sich lediglich einige Prozent bei Herstellung, weist jedoch einen hohen Temperaturkoeffizienten auf, wobei sich dieser zu der -3/2-Leistung typischerweise mit der Temperatur verändert. Eine Invarianz der Gesamttemperatur kann erreicht werden, indem VX so vorgesehen wird, dass diese eine Amplitude aufweist, welche sich, im Gegensatz zu der Temperaturänderung von u, zu der +3/2-Leistung mit der Temperatur verändert, d. h., indem VX einen Temperaturkoeffizienten (tc) proportional zu der absoluten Temperatur T aufweist. Eine Skalierung der Eckfrequenz kann durch Variation der Kondensatorfläche, des Kanalweiten-/-längen-Verhältnisses W/L oder des Nennwertes von VX vorgenommen werden. Ebenfalls ist durch Verwendung einer einzelnen Steuer spannung, welche an die Gates von parallel geschalteten Transistoren unterschiedlicher Größe angelegt wird, eine einfache Programmierung möglich. Dieser Schaltungsaufbau weist jedoch einige Nachteile auf. Eine an die MOSFET-Anordnung angelegte Gleichspannung und/oder ein Body-Effekt bewirken eine Änderung des Einschaltwiderstandes, so dass eine zusätzliche Schaltung zwecks Kompensation erforderlich ist.
Eine praktischere Referenz kann, wie in Fig. 3 dargestellt, unter Verwendung eines MOSFETs im Sättigungszustand vorgesehen werden. Zu Grunde gelegt wird eine Sättigung
Ein äquivalenter Widerstand kann definiert werden als VX dividiert durch IOUT.
Das Prinzip ist das Gleiche. Wie im vorhergehenden Falle, wird der konstante Widerstand erreicht, indem zu der 3/2-Leistung eine Änderung von VX mit T bewirkt wird. Für einen Konstantstrom in der Schaltung von Fig. 3 ohne Variation durch Temperaturänderung
Dieser Zustand vereinfacht sich zu
Für einen Konstantstrom muss sich daher VX zu der 3/4-Leistung oder der Hälfte der Beweglichkeitsdrift mit T verändern. Diese Stromquelle ist ferner proportional zu COX und folgt daher synchron der zeitlichen Festlegung der Kondensatorveränderung. Diese Referenz kann ebenso bei anderen Applikationen als Zeitsteuerungsschaltungen eingesetzt werden, wenn die Toleranz auf Grund von COX akzeptabel ist. Die Referenz kann ebenfalls über Programmierung skaliert werden, um eine gemessene, nichtnominelle COX vorzusehen.
Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung macht somit eine Vorspannung VX erforderlich, welche entweder eine absolute Temperaturänderung (für einen konstanten Widerstand) von circa T3/2 oder andernfalls eine Temperaturänderung von circa T3/4 (für einen Konstantstrom) aufweist. Fig. 4 zeigt eine allgemeine Schaltungsdarstellung, aus welcher funktionsbezogen ersichtlich ist, wie eine Schaltung, die eine dieser Vorspannungen (oder schließlich eine andere gewünschte, arbiträre Temperaturabhängigkeitscharakteristik der Vorspannung) erzeugt, realisiert werden kann. In Fig. 4 sind die Stromquellen I&sub1; bis 1n dargestellt. Stromquelle I&sub1; ist eine Konstantstromquelle, welche sich nicht mit der Temperatur verändert. Stromquelle I&sub2; ist eine Stromquelle, welche proportional zu der absoluten Temperatur (bekannt als PTAT) ist. Stromquelle I&sub3; ist eine Stromquelle, welche proportional zu der absoluten Temperatur zum Quadrat (PTAT²) ist. Stromquelle In ist eine Stromquelle, welche zu der n-1-Leistung proportional zu der absoluten Temperatur (PTATn-1) ist. Wie aus der weiteren Beschreibung ersichtlich ist, kann sich der Wert von n von 2 aufwärts bis zu einer Zahl verändern, welche erforderlich ist, um eine gewünschte VGS-Temperaturcharakteristik beliebiger Genauigkeit vorzusehen. Im allgemeinen sollten Werte von n zwischen 2 und 4 eine annehmbare Genauigkeit vorsehen. Ferner könnten eine oder mehrere der PTAT-Stromquellen in einer Reihe einen so niedrigen Wert aufweisen, dass eine geeignete Schaltung mit einer akzeptablen Genauigkeit vorgesehen werden kann, ohne einen oder mehrere der niedrigen PTAT-Terme in der Reihe effektiv zu realisieren.
Wie sich im Zusammenhang mit der späteren Beschreibung praktischer Schaltungen noch deutlicher zeigt, wird jede dieser Stromquellen durch Erzeugen einer entsprechenden Spannungsquelle (V&sub1; für I&sub1;; V&sub2; für I&sub2; usw.) mit der richtigen Temperaturcharakteristik (d. h. invariant für V&sub1;; PTAT für V&sub2;; PTAT² für V&sub3;; PTAT³ für V&sub4; usw.) und Anlegen der Spannung an einen Widerstand effektiv verwirklicht. Die Temperaturcharakteristik der verwendeten Widerstände zur Realisierung der Stromquellen und die Temperaturcharakteristik des R2-Widerstandes sind in der gleichen integrierten Schaltung identisch. Daher sieht jede der Spannungsquellen V&sub1; bis Vn einen Spannungskomponentenbeitrag zu der Gesamtspannung VX vor, welcher einem Widerstandsverhältnis mal dem Wert der zur Realisierung dieser Stromquelle verwendeten Spannungsquelle entspricht. Da Widerstandsverhältnisse die Koeffizienten jeder Komponente von VX bestimmen, hat die Temperaturabhängigkeit der Widerstände keinen Einfluss. Wenn bei jeder Komponente von VX Ki die Amplitude und Ti-1 die Temperaturabhängigkeit darstellt, wird VX
VX = KiTi-1
was der Form, bei welcher VX in den bevorzugten Ausführungsbeispielen effektiv realisiert wird, näherkommt.
Wir bleiben noch bei Fig. 4, welcher zu entnehmen ist, dass die Stromquelle PMOS, M&sub3; und das Schwellwertaufhebungselement, M&sub1;, zum Zwecke einer verbesserten Anpassung und Eliminierung von Body-Effekten mit einer gemeinsamen Sourcespannung betrieben werden. Auch werden keine Verstärker benötigt, da M&sub2; eine Rückkopplung von dem Drain von M&sub1; zu dem Gate von M&sub1; vorsieht, wodurch ein Niedrigimpedanzausgang für VTH und ein kleinerer, genauerer Schaltkreis vorgesehen werden. Es fließt ein geringer Strom von Ism durch das Element M&sub1; mit großer W/L, wobei dessen VGS zwangsläufig in etwa auf deren Schwellwert VTH gebracht wird. Die Entscheidung in Bezug auf den wesentlichen Aufbau bestimmt das richtige Verhältnis der verschiedenen Stromquellen I&sub1; bis In (oder, genauer ausgedrückt, der Spannungsquellen V&sub1; bis Vn, welche diese Stromquellen realisieren) zum Zwecke einer optimalen Anpassung der Beweglichkeits- Temperaturdrift von M&sub3;.
Fig. 5 stellt eine Schaltung dar, welche zur experimentellen Bestimmung der richtigen Verhältnisse für die Terme der Stromquelle (bzw. Spannungsquelle) verwendet werden kann. Ein Operationsverstärker bringt das Gate von M&sub1; auf eine Gate-Source- Spannung, welche für einen Drainstrom, der einer gewünschten, festen Strombelastung I entspricht, erforderlich ist. Wir gehen hier davon aus, dass wir die VX-Kurve bestimmen möchten, welche IOUT von M&sub3; (Fig. 4) konstant macht. I wird so ausgewählt, dass die für IOUT gewünschte Amplitude vorgesehen wird. Sofern für IOUT eine Temperaturabhängigkeit gewünscht wird, wird I (in Fig. 5) diese Abhängigkeit verliehen! Das große Bauelement M&sub2; arbeitet bei niedrigem Strom, damit VGS der Schwellenspannung entspricht. Die Temperatur T der Schaltung überstreicht dann den in Betracht kommenden Bereich (wobei I sich ebenfalls mit der Temperaturabhängigkeit von IOUT verändert, wenn eine Temperaturabhängigkeit für IOUT gewünscht wird), wobei VX als Temperatureinheit gemessen wird. Fig. 6 stellt eine Kurve dar, welche sich unter Anwendung dieses Verfahrens ergeben könnte, sowie drei Punkte auf dieser Kurve bei Temperaturen T&sub0;, T&sub1;, und T&sub2; mit entsprechenden Spannungswerten V&sub0;, V&sub1; und V&sub2;. Die konstruktive Aufgabe wird dann sein, diese experimentell bestimmte Kurve mit den verschiedenen, temperaturabhängigen Spannungsquellen zu verbinden. VX als Temperatureinheit kann definiert werden als
wobei k&sub1; einen temperaturabhängigen Term, k&sub2; die Amplitude eines PTAT-Terms, k&sub3; die Amplitude eines PTAT²-Terms und kn die Amplitude eines PTATn-1-Terms darstellen. Sofern eine Geradenkennlinienangleichung ausreichend ist, sind lediglich die beiden ersten Terme erforderlich, und es können unter Verwendung der Werte von VX bei T&sub0; und T&sub1; simultane Gleichungen gelöst werden. Eine exaktere Approximation kann durch Entwicklung von drei simultanen Gleichungen unter Verwendung der Werte von VX bei T&sub0;, T&sub1; und T&sub2; vorgenommen werden. Es können vier (oder mehr) Spannungen verwendet werden, um vier (oder mehr) simultane Gleichungen auf die gleiche Weise zu lösen.
Sobald die Syntheseterme bekannt sind, ist die eigentliche Schaltung einfach zu realisieren, besonders wenn eine temperaturinvariante Spannungsreferenz bereits irgendwo anders in dem Entwurf vorhanden ist. Fig. 7 stellt eine Schaltung dar, welche zur Umwandlung einer Bandabstandsspannungsreferenz VBG in eine Konstantstromreferenz IOUT verwendet werden kann. Bei Ansteigen einer Vbe bei Q&sub1; und Abfallen einer Vbe bei Q&sub2; entspricht die Basisspannung von Q&sub3; ebenfalls VBG. Daher beträgt der Kollektorstrom IC2 von Q&sub2; circa VBG/R&sub1;. Da die Emitterspannung von Q&sub3; VBG-Vbe beträgt, ist der Kollektorstrom IC3 von Q&sub3; PTAT. Diese beiden Ströme IC2 und IC3 sind in R&sub4; miteinander verbunden, um die Vorspannung VX vorzusehen. M5 wird ebenfalls für einen Konstantstrom vorgespannt, wodurch die Basis-Emitter-Spannungen Q&sub1; und Q&sub2; nahezu über die Temperatur hinaus gleichlaufen. Das Langkanalelement M4 sieht für das große Schwellwertaufhebungselement M6 einen geringen Strom vor. Sowohl M6 als auch das stromquellenseitige Element M8 ist in zwei Hälften geteilt, um eine gemeinsame Schwerpunktkonfiguration dieser kritischen Bauelemente zu ermöglichen.
Die in Fig. 7 dargestellte Schaltung wurde in einem Verfahren mit einem Gate von 200 Angström auf einer Testmaske vorgesehen. Die Aufhebung der Beweglichkeitsdrift resultierte in einer Veränderung der IOUT von lediglich +/- 1,3% von -40 bis 120 Grad C.
Fig. 8 stellt einen allgemeineren Vorspannungskreis dar, welcher so konstruiert ist, dass er für mehrere Applikationen eingesetzt werden kann. Dieser Schaltkreis sieht eine temperaturkonstante Spannungsreferenz, VREF, und die Vorspannung für eine temperaturkonstante Stromreferenz, VBIAS, vor. Der Strom mit einem positiven TC (Temperaturkoeffizienten) wird bei einem konventionellen PTAT-Generator, welcher sich aus Q3, Q2, R4 und dem Spiegel M12-M10 zusammensetzt, abgeleitet. Neben der Vorspannung der Basen von Q2 und Q3 sieht M5 einen Strom mit einem negativen TC mit einem Wert von Vbe von Q3, dividiert durch R3, vor. Diese Ströme werden in unterschiedlichen Anteilen miteinander verbunden, um VREF und VX vorzusehen. Der PMOS-Transistor MVT arbeitet bei geringem Strom - denn VGS entspricht VTH - und es wurde Q1 hinzugefügt, um einen NPN-Basisstromausgleich vorzusehen. Es wird darauf hingewiesen, dass dieser Schaltkreis keinen Korrektor zweiter Ordnung aufweist, welcher hätte zusammen mit einem translinearen Verstärker, welcher mit PTAT-Strom arbeitet, um einen PTAT²-Strom zu erhalten, vorgesehen werden können. VREF wird auf 2V eingestellt, wobei Abzweigungen bei 1,5 V und 1V für verschiedene Applikationen vorgesehen sind. Dieser Schaltkreis wird nun in einer Schaltung eingesetzt, in welcher dieser, in Fig. 8 dargestellte Bezugskreis durch "PREFQ" gekennzeichnet ist.
Fig. 9 stellt eine monostabile Schaltung dar, welche den Bezugskreis PREFQ einsetzt, um PMOS MR für einen Konstantstrom vorzuspannen. Bei hoher VIN wird der Kondensator CT auf null Volt gehalten. Bei Abfallen von VIN erhöht der konstante Drainstrom von MR die CT-Spannung zeitlinear. Der Bezugskreis PREFQ sieht ebenfalls eine Referenz von 2 Volt am Negativeingang des Komparators vor. Sobald der lineare Anstieg diesen Pegel erreicht hat, schaltet der Ausgang um, und es wird die Hysterese angewandt, indem der Negativeingang des Komparators auf eine Referenz von 1 Volt geschaltet wird. Im Sperrzustand wird der Drain von M2 bei hoher VIN niedriggehalten. Die Diode Q&sub1; ist abgeschaltet, so dass kein Strom durch den Rücksetzschalter M3 für die Anstiegsfunktion fließt. Hierdurch wird die CT-Spannung auf Null zurückgesetzt, ohne dass bei einem großen Bauelement die Notwendigkeit besteht, die Belastung des Zeitsteuerungskondensators und das Auftreten von Spannungsspitzen aufgrund der Dämpfung der Eingangsspannung zu minimieren.
Darüber hinaus kann die vorliegende Erfindung zum Zwecke der Transkonduktanzregelung eingesetzt werden, welche vornehmlich zur Filterung nützlich ist. Fig. 10 stellt eine Gm/C-Filterstufe nach dem Stande der Technik dar. Bei dieser einfachen Gm/C- Stufe ergibt sich eine Transkonduktanz des Eingangselementes M2 von
Gm&sub2; = 2u COX(W/L)I&sub2;
Wenn wir davon ausgehen, dass M1 eine Gate-Source-Spannung VX + VTH aufweist, ergibt sich eine Transkonduktanz von
Gm&sub2; = u COXVXK
wobei K eine durch die Bauelementflächen festgelegte Konstante darstellt. Wird VX in etwa für eine T3/2-Abhängigkeit ausgelegt, ergibt sich folglich eine temperaturinvariante Filterung.
Es ist hier beschrieben worden, wie eine Beweglichkeitsreferenz eine temperaturinvariante Stromquelle proportional zu COX oder eine Transkonduktanz proportional zu COX bei einem unterschiedlichen TC vorsehen kann. Diese Komponenten können mit Kondensatoren verbunden werden, um temperaturkonstante Oszillatoren, Zeitverzögerungsbausteine oder Filter vorzusehen, ohne dass dabei externe Bauelemente oder ein Feinabgleich erforderlich sind. Die Tatsache, dass Bandabstandsreferenzen in CMOS-Technik vorgesehen werden, während die beschriebenen, spezifischen Schaltungen in BICMOS-Technik hergestellt werden, zeigt, dass dort die gleichen Grundsätze angewandt werden können. Es sollte ebenfalls möglich sein, bei vielen Bipolarverfahren zur Verfügung stehende, parasitäre MOS-Bauelemente zu verwenden, um Zeitreferenzen zu erzeugen. Obgleich verschiedene Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung dargestellt und näher erläutert wurden, können viele weitere Ausführungsbeispiele, welche die Lehre der vorliegenden Erfindung in sich vereinigen, von Fachkundigen auf einfache Weise vorgesehen werden. Ferner sind Modifikationen, Verbesserungen sowie Variationen dieser Ausführungsbeispiele bei durchschnittlichem Fachwissen ohne weiteres naheliegend und können vorgenommen werden, ohne dabei von dem Umfang und der Wesensart der vorliegenden Erfindung abzuweichen. In den Fällen, in denen beispielsweise PMOS-Transistoren verwendet werden, könnten stattdessen NMOS-Transistoren eingesetzt werden, indem Vcc gegen Masse und Masse gegen VCC ausgetauscht und die Richtungen der Stromquellen sowie Polaritäten der Spannungsquellen umgekehrt werden könnten. Das Bauelement M2 kann durch einen Feldeffekttransistor oder einen Bipolartransistor dargestellt sein. Damit ist die Steuerelektrode von Bauelement M2 durch ein Gate bzw. eine Basis, die erste Hauptelektrode durch einen Drain bzw. einen Kollektor und die zweite Hauptelektrode durch eine Source bzw. einen Emitter dargestellt.

Claims

1. Referenzschaltkreis zur Erzeugung eines Ausgangsreferenzstromes mit arbiträrer, vorgegebener Temperaturabhängigkeit, welcher aufweist:

einen ersten Feldeffekttransistor (M3) sowie

eine Vorspannungsschaltung zum Anlegen einer Gesamtvorspannung an ein Gate des ersten Feldeffekttransistors (M3), wobei die Vorspannungsschaltung aufweist:

einen zweiten Feldeffekttransistor (M1), um eine erste Vorspannungskomponente vorzusehen, welche im Wesentlichen einer Schwellenspannung des ersten Feldeffekttransistors (M3) entspricht, wobei die erste Vorspannungskomponente zwischen dem Gate und der Source des zweiten Feldeffekttransistors (M1) erzeugt wird;

eine Additionsschaltung, um zusätzlich mehrere Vorspannungskomponenten vorzusehen, unter welchen sich die erste Vorspannungskomponente befindet, wobei eine Summe dieser verschiedenen Vorspannungskomponenten als Gate-Source-Spannung an einen ersten Feldeffekttransistor (M3) angelegt wird.

2. Referenzschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Feldeffekttransistor (M1) in einem Regelkreis enthalten ist, um die erste Vorspannungskomponente mit einer Niedrigimpedanzcharakteristik zu versehen.

3. Referenzschaltkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Regelkreis aufweist:

eine erste Stromquelle, welche an den Drain des zweiten Feldeffekttransistors (M1) gekoppelt ist;

einen dritten Transistor (M2), welcher eine Steuerelektrode, eine erste und eine zweite Hauptelektrode aufweist, wobei die Steuerelektrode an den Drain des zweiten Feldeffekttransistors (M1) und die zweite Hauptelektrode an das Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M1) gekoppelt sind.

4. Referenzschaltkreis nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Additionsschaltung aufweist:

einen ersten Widerstand (R&sub1;), welcher zwischen Gate und Source des zweiten Feldeffekttransistors (M1) gekoppelt ist;

einen zweiten Widerstand (R&sub2;), welcher zwischen das Gate des ersten Feldeffekttransistors (M3) und das Gate des zweiten Feldeffekttransistors (M1) gekoppelt ist;

weiterhin dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine Stromquelle (I&sub1;) vorgesehen ist, wobei die Stromquelle (I&sub1;) an das Gate des ersten Feldeffekttransistors (M3) gekoppelt ist, um eine zweite Vorspannungskomponente an dem zweiten Widerstand (R&sub2;) vorzusehen.

5. Referenzschaltkreis nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die verschiedenen Vorspannungskomponenten eine zweite Vorspannungskomponente aufweisen, wobei die zweite Vorspannungskomponente über einen in Betracht kommenden Temperaturbereich zu in etwa T3/4 proportional ist.

6. Referenzschaltkreis nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die verschiedenen Vorspannungskomponenten eine zweite Vorspannungskomponente aufweisen, wobei die zweite Vorspannungskomponente über einen in Betracht kommenden Temperaturbereich zu in etwa T3/2 proportional ist.

7. Referenzschaltkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass weitere Stromquellen (I&sub2; .. In) vorgesehen sind, wobei die Stromquellen (I&sub2; .. In) an das Gate des ersten Feldeffekttransistors (M3) gekoppelt sind, um jeweilige Vorspannungskomponenten an dem zweiten Widerstand (R&sub2;) vorzusehen.

Zeichnungsinschrift:

Fig. 4

FIXED = KONSTANT