DE2540867A1

DE2540867A1 - Temperaturkompensierte emittergekoppelte multivibratorschaltung

Info

Publication number: DE2540867A1
Application number: DE19752540867
Authority: DE
Inventors: Robert Roger Cordell
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1974-09-19
Filing date: 1975-09-13
Publication date: 1976-04-08
Also published as: FR2285748B1; NL7510986A; US3904989A; CA1023442A; FR2285748A1; DE2540867C2; GB1500085A; JPS5157154A; JPS5812764B2

Description

BLUMBACH . WESER · BERGEN · KRAMER

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Postadresse München: Paientconsult 8 Mündien 60 Radeckestrdße 43 Ttl;;(on (069) 883003/363604 Telex C5-212313 Postadresse Wiesbeden: Patentconsult 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 45 Telefon (06121) 562943/561998 Telüx 04-1S62i7

Western Electric Company, Incorporated Cordell, R.R.

Broadway

New York, N.Y. 10007, U.S.A.

Temperaturkompensierte emittergekoppelte Multivibratorschaltung

Die Erfindung betrifft eine temperaturkompensierte emittergekoppelte Multivibratorschaltung mit einem ersten und zweiten Transistor, die je eine Emitter-, eine Kollektor- und eine Basiselektrode besitzen, einem Zeitsteuerungskondensator, der zwischen die Emitterelektrode des ersten und zweiten Transistors geschaltet ist, einer ersten und zweiten Stromquelle, die zwischen die Emitterelektrode des ersten Transistors und einen Anschluß festen Potentials bzw. die Emitterelektrode des zweiten Transistors und den Anschluß festen Potentials geschaltet sind, wobei der von der ersten· und zweiten Stromquelle gelieferte Strom durch eine Bezugsspannung gesteuert wird.

Der astabile emittergekoppelte Multivibrator wird seit langem in zahlreichen Anwendungsfällen als Generator für

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rechteckförmige Signale benutzt. Bei einer solchen Multivibratorschaltung wird die Oszillatorfrequenz bestimmt durch die Zeit, die zur Aufladung des zwischen die Emitterkreise geschalteten Zeitsteuerungskondensator auf eine erste Schwellenwertspannung erforderlich ist, sowie die Zeit,, die zur Entladung dieses Kondensators auf eine zweite Schwellenwertspannung benötigt wird. Da sich die Lade- und Entladezeit steuern lassen durch den Wert des Kondensators, durch die Differenz zwischen den beiden Schwellenwert spannungen, d.h., die Spannungsänderung über dem Zeitsteuerungskondensator, sowie durch den Wert des Lade- und Entlade strom es, ist es allgemein üblich geworden, einen solchen emittergekoppelten Multivibrator als Oszillator jnit variabler Frequenz zu verwenden. Wegen der Eignung der Schaltung für hohe Frequenzen, ihre Fähigkeit für eine lineare Spannungs-Frequenzumwandlung xind die Möglichkeit einer Verwirklichung in Form einer integrierten Schaltung ist eine der Anwendungen ein spannungsgesteuerter Oszillator in phasenstarr gekoppelten Systemen. Es wird allgemein anerkannt, daß der spannungsgesteuerte Oszillator im allgemeinen das wohl kritischste Bauelement einer phasenstarren Schleife ist, da die Hauptkennwerte des Systems, beispielsweise die minimale Filterbandbreite und die Linearität bei der FM-Demodulation normalerweise durch die Stabilität und Linearität des spannungsgesteuerten Oszillators begrenzt sind. Man hat demgemäß erkannt, daß

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temperaturbedingte Änderungen der freilaufenden Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators eindeutige Betriebsbegrenzungen bewirken.

Bei bekannten phasenstarren Schleifen sind zur Verringerung von Temperatureinflüssen oder einer Temperaturdrift zusätzliche Schaltungen verwendet worden, deren einzige Funktion eine Kompensation von Temperatureinflüssen ist. Ein Beispiel eines solchen Lösungsversuchs wird in einem Aufsatz von A.M. Grebene "The Monolithic Phase Locked Loop a Versatile Building Block", IEEE Spectrum, März 1971, Seiten 38-49, beschrieben. Bei der dort erläuterten Schaltung wird ein getrenntes Temperaturkompensations-Vorspannungsnetzwerk verwendet_s um die Emitterströme der Multivibratorstufe zu ändern und dadurch eine verhältnismäßig stabile freilaufende Frequenz zu erhalten. Eine solche Schaltung kann zwar das Betriebsverhalten wesentlich verbessern, aber die Temperaturkompensation dieser Art hat prinzipielle Nachteile. Neben der Notwendigkeit, zusätzlich Schaltungen zu verwenden, besteht eine der Schwierigkeiten darin, daß ein Vorspannungskompensationsnetzwerk normalerweise so ausgelegt ist, daß sich eine Kompensation für den theoretischen Mittelwert oder die typischen Temperatur-Frequenzkennwerte ergibt und demgemäß ein solches Verfahren normalerweise keine genaue Temperaturkompensation

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innerhalb der durch die Massenfertigung gebildeten Grenzen ermöglicht.

Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, die Nachteile der bekannten Schaltungen zu vermeiden. Zur Lösung geht die Erfindung aus von einer Multivibratorschaltung der eingangs genannten Art und ist gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Steuerung der Kollektorströme des ersten und zweiten Transistors derart, daß der Multivibrator kippt, wenn die Spannung über dem Zeitsteuerungskondensator im wesentlichen gleich der Sperrschichtspannung eines Halbleiter-Übergangs bei einem Flußstrom ist, der gleich einem vorbestimmten Vielfachen des von der ersten und zweiten Stromquelle gelieferten Stromes ist, und eine Einrichtung zur Erzeugung der Bezugsspannung für die erste und zweite Stromquelle derart, daß die Bezugsspannung im wesentlichen gleich der Sperrschichtspannung des Halbleiterübergangs ist.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen noch genauer beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1A und 1B die Schaltung eines bekannten emittergekoppelten Multivibrators bzw. ein Kurvendiagramm zur Erläuterung der bekannten Schaltung;

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Fig. 2 das Schaltbild eines grundlegenden Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung mit der Möglichkeit einer Spannungssteuerung für die Frequenz und Schaltungen zur weiteren Verringerung der temperaturbedingten Frequenzabwanderung .

Kurz zusammengefasst, wird mit der vorliegenden Erfindung eine emittergekoppelte Multivibratorschaltung offenbart, bei der der Lade- und Entladestrom für den Zeitsteuerungskondensator eine Temperaturabhängigkeit zeigt, die scheinbar identisch mit der Temperaturabhängigkeit ist, die der Spannungsänderungsbereich des Zeitsteuerungskondensators besitzt. Genauer gesagt, wird mit der vorliegenden Erfindung eine scheinbar konstante Multivibrator-Freilauffrequenz über einen großen Temperaturbereich erhalten durch

(1) Festlegen der Multivibrator-Schwellenwertspannungen derart, daß die Spannungsänderung über dem Zeitsteuerungskondensator in direkter Beziehung zum Spannungsabfall über einem Halbleiterübergang steht, der einen Bezugsstrom führt, welcher ein vorbestimmtes Vielfaches des Ladungsstroms für den Zeitsteuerungskondensator ist;

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(2) Festlegen des Multivibrator-Ladestroms derart, daß er tatsächlich durch den Spannungsabfall eines Halbleiter-Übergangs in Durchlaßrichtung erzeugt wird, der den vorbestimmten Bezugsstrom führt.

Aufbaumäßig wird entsprechend der Erfindung die oben erläuterte Spannungsänderung über dem Zeitsteuerungskondensator durch Verwendung einer nicht gesättigten aktiven Belastungsschaltung im Kollektorstromkreis jedes Multivibrator-Schalttransistors und durch eine Kreuzkopplung der Kollektoren der Schalttransistoren durch entgegengesetzt gepolte Dioden erzielt. Der Multivibrator-Ladestrom wird durch eine temperaturabhängige Stromquellenschaltung erzeugt, die sicherstellt, daß jeder Multivibrator-Vorspannungsstrom und demgemäß die Kondensator-Lade- und Entladeströme direkt von der Spannung über einem Halbleiterübergang abhängen, der den vorgeschriebenen Strom führt. Diese temperaturabhängige Stromquelle enthält eine Rückkopplungstransistorstufe, die die Spannung über einem Zeitsteuerungswiderstand gleich der Spannung über dem Basis-Emitterübergang eines Transistors hält, dessen Kollektorstrom gleich dem vorgeschriebenen Bezugsstromwert gehalten wird, und weiterhin sogenannte Stroraspiegelschaltungen aufweist, die durch den sich ergebenden Strom über den Zeitsteuerungswiderstand vorgespannt werden und den er-

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forderlichen temperaturabhängigen Vorstrom für die Multivibrator-Emitter kreise liefern.

In Fig. 1A ist ein bekannter emittergekoppelter Multivibrator desjenigen Typs dargestellt, der allgemein als spannungsgesteuerter Oszillator in einer integrierten phasenstarren Schleifenschaltung verwendet wird. Der Multivibrator enthält Schalttransistoren 11, 12 und kreuzgekoppelte pegelschiebetransistoren 13, 1^, die mit den Transistoren 12 bzw. 11 verbunden sind. Die Emitterelektroden der Transistoren 11 und 12 werden durch den Zeitsteuerungskondensator 16 verbunden, der zwischen den Anschlüssen 17» 18 liegt und normalerweise ein diskreter Kondensator außerhalb der restlichen Schaltung ist, die im allgemeinen eine integrierte Schaltung auf der Basis von Silizium ist. Zwischen dem Emitter des Transistors 11 und dem Betriebsspannungsanschluß 23 liegt eine Stromquelle mit einem Transistor 19 und einem Widerstand 20. Entsprechend ist eine Stromquelle mit einem Transistor 21 und einem Widerstand 22 zwischen den Emitter des Transistors 12 und dem Anschluß 23 geschaltet. Diese Stromquellen bestimmen die Frequenz des Multivibrator-Ausgangssignals, und bei spannungsgesteuerten Oszillatoren werden in Fig. 1A nicht dargestellte zusätzliche Schaltungen benutzt, um die den Emitterkreisen der Transistoren 11 und 12 zugeführten Ströme und damit die Oszillatorfrequenz in Abhängigkeit

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von einer zugeführten Steuerspannung zu beeinflußen. Stromquellen mit einem Transistor 29 und einem Widerstand 30 bzv/. einem Transistor 31 und einem Widerstand 32 liegen zwischen dem Emitter der Transistoren 14 bzw. 13 und dem Anschluß 23. Diese Stromquellen liefern die Ruheströme für die kreuzgekoppelten Transistoren 13 und 14. Die Basiselektroden der Stromquellentransistoren 19, 21, 29 und liegen gemeinsam an der Anode der Diode 34. Da diese Diode in Reihe mit der weiteren Diode 35 und der Stromquelle 33 zwischen dem Betriebsspannungsanschluß 28 und dem Erdanschluß 23 liegt, werden die Basiselektroden der Stromquellentransistoren 19, 21, 29 und 31 auf einer Spannung gehalten, die im wesentlichen gleich dem doppelten Spannungsabfall an einer Diode oberhalb des Bezugspotentials liegt, das an den Anschluß 23 angelegt ist. Demgemäß ergibt sich, daß der Stromfluß über Jede Stromquelle im wesentlichen gleich dem Spannungsabfall einer einzelnen Diode dividiert durch den Wert des bei dieser speziellen Stromquelle verwendeten Widerstandes ist. Entsprechend der nachfolgenden Schaltungsbeschreibung wird ein symmetrisches Multivibrator-Ausgangssignal zwischen den Anschlüssen 36 und 37 durch Einstellung gleicher Ströme über die Transistoren 19 und 21 erzielt.

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Der Kollektorkreis des Transistors 11 enthält eine Parallelschaltung aus einer Diode 24 und einer Diode 25. Entsprechend enthält der Kollektorkreis des Transistors 12 eine Parallelschaltung mit einer Diode 27 und einem Widerstand 26. Die Dioden 24 und 27 stellen in Verbindung mit den angeschalteten Transistoren 13 und 14 sicher, daß die Schalttransistoren 11 und 12 nicht in die Sättigung geraten und bestimmen außerdem die Größe der Ausgangsspannung.

Die Betriebsweise der bekannten Schaltung läßt sich gut unter Bezugnahme auf das Kurvendiagramm in Fig. 1B verstehen, wobei davon ausgegangen wird, daß einer der Schalttransistoren, beispielsweise der Transistor 11, im leitenden oder eingeschalteten Zustand ist (kurz nach dem Zeitpunkt t_Q). Wenn der Transistor eingeschaltet ist, so ist der Transistor 12 notwendigerweise im nicht-leitenden oder ausgeschalteten Zustand, da die Basis des Transistors 12 im wesentlichen auf der Spannung V„„-2q) liegt und der Emitter des Transistors 12 eine Spannung mehr als V"_cc-3<p hat, wobei V_cc die an den Anschluß 28 angelegte Betriebsspannung ist und φ den Diodenspannungsabfall irgendeiner in Frage kommenden Diode oder eines Basis-Emitterübergangs bedeutet, beispielsweise im vorliegenden Fall den Spannungsabfall an der Diode 24 und am Basis-Emitterübergang des Transistors 13. Zur Vereinfachung sind die übereinstimmenden

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Ströme, die die an die Transistoren 11 und 12 angeschalteten Stromquellen liefern, willkürlich mit I. bezeichnet worden. Es ergibt sich dann, daß der Emitterstrom des Transistors 11 gleich 21.* ist und daß notwendigerweise ein Strom gleich I₁ über den Zeitsteuerungskondensator 16 in Richtung des in Fig. 1A dargestellten Pfeiles fließen muß. Dieser konstante Strom bewirkt, daß die in Fig.1B als Y_n dargestellte Spannung über dem Kondensator 16 linear abfällt, wodurch die Spannung am Emitter des Transistors 12 (Kurve V_B in Fig. 1B) abnimmt. Zum Zeitpunkt t^ erreicht die Spannung Vg den Wert V_cc-3<p und der Transistor 12 kommt dann in einen nicht gesättigten leitenden Zustand, der wiederum bewirkt, daß das Potential an der Basis des Transistors 14 auf V_cr~Φ abnimmt. Dadurch wird gleichzeitig der Transistor 11 ausgeschaltet, da das Potential sowohl am Emitter als auch an der Basis des Transistors 11 im wesentlichen gleich νρρ-2Φ ist. Es ergibt sich, daß zu diesem Zeitpunkt der Emitterstrom des Transistors 12 gleich 2I₁ wird und der Kondensator 16 sich linear über den Stromquellentransistor 19 aufzuladen beginnt. Zum Zeitpunkt tp erreicht die Spannung am Emitter des Transistors 11 den Wert ν^-^Φ und die Schaltung kehrt in den Zustand zurück, bei dem der Transistor 11 leitet und der Transistor 12 ausgeschaltet ist.

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Die Oszillatorfrequenz der bekannten Schaltung nach Fig. 1 wird häufig ausgedrückt zu

16 (1)

oder, da

I₁ = <P/R₂₀

j> _

aber man erkennt leicht, daß verschiedene temperaturabhängige Ausdrücke vernachlässigt worden sind, die zu einer Frequenzabwanderung führen. Beispielsv/eise wird bei der Ableitung des vorstehenden Ausdrucks wie bei der obigen Beschreibung der bekannten Schaltung angenommen, daß der Spannungsabfall an allen Dioden und Basis-Emitterübergängen gleich einer konstanten Spannung Φ ist. Es ist jedoch bekannt, daß der Spannungsabfall an einem Halbleiterübergang, der einen Strom I. führt, temperaturabhängig ist und der Beziehung

(2)

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entspricht, wobei k die Boltzmann-Konstante ist, T der Sperrschichttemperatur in ° Kelvin entspricht, q die elektrische Ladungseinheit ist und I dem Sättigungsstrom des Diodenübergangs entspricht. Da die Halbleiterübergänge innerhalb der Multivibratorschaltung zum Zeitpunkt der Umschaltung nicht den gleichen Strom führen, ergibt sich, daß Änderungen des Spannungsabfalls an den Übergängen allein zu einer wesentlichen temperaturabhängigen Drift der freilaufenden Frequenz des bekannten Multivibrators führen. Tatsächlich stellt man fest, daß der Ausdruck Φ im Nenner der Gleichung (1) nicht der Spannungsabfall an einem bestimmten Halbleiterübergang in der Schaltung nach Fig. 1 ist, sondern das Ergebnis einer mathematischen Summierung entlang einem geschlossenen Stromkreis darstellt, der eine Vielzahl von Halbleiterübergängen enthält. Weiterhin zeigt Fig. 1, daß der Strom, der über die Diode während derjenigen Zeit fließt, in welcher der Transistor 11 leitet, im wesentlichen durch den Wert des Widerstandes 25 bestimmt wird. Da diffundierte Siliziumwiderstände, die üblicherweise bei integrierten Schaltungen verwendet werden, eine hohe Anfangstoleranz, gewöhnlich ^20%, sowie einen verhältnismäßig hohen Temperaturkoeffizienten besitzen, der typisch 2000 ppm/°C übersteigt, kann weder der anfängliche Diodenstrom noch seine genaue Änderung in Abhängigkeit von der Temperatur festgestellt werden. Auf entsprechende Weise führen die Anfangstoleranzen und die

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Temperaturkoeffizienten der Widerstände 20 und 22 zu einer unvorhersehbaren Temperaturabhängigkeit des Ruhestromes I... Man erkennt also, daß die bekannte Schaltung eine beträchtliche und ziemlich komplizierte Temperaturdrift besitzt.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, das praktisch die Temperatureinschränkungen nach dem Stand der Technik überwindet, ohne daß ein getrenntes Temperaturkompensationsnetzwerk erforderlich ist. Entsprechend der nachfolgenden Erläuterung ist der mathematische Ausdruck für die freilaufende Frequenz der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 identisch mit dem für die bekannte Schaltung nach Fig. 1A. Bei der Schaltung nach Fig. 2 werden jedoch identische Temperaturkennwerte für den Stromausdruck im Zähler und den Diodenspannungsausdruck im Nenner der Gleichung (1) hergestellt, wodurch eine praktisch driftfreie oder temperaturunabhängige Betriebsweise sichergestellt ist.

In Fig. 2 sind.diejenigen Bauteile, die mit denen in Fig. 1A identisch sind, gleich bezeichnet. Wie im Fall der Fig. 1 sind die Schaltmittel für eine Spannungssteuerung der Multivibratorfrequenz nicht dargestellt. Geeignete Schaltungsanordnungen sind dem Fachmann bekannt, und eine spezielle Schaltung, die für die praktische Verwirklichung

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der Erfindung geeignet ist, enthält das in Fig. 3 dargestellte Ausführungsbeispiel.

In Fig. 2 sind die Parallelschaltungen aUs Diode und Widerstand im Kollektorkreis der Schalttransistoren 11, 12 durch aktive Lastschaltungen mit dem Transistor 41 und dem Widerstand 42 bzw. dem Transistor 43 und dem Widerstand 44 ersetzt worden. Jede dieser aktiven Lastschaltungen stellt eine Stromquelle dar, die einen Strom gleich dem halben Wert von I₁ liefert, wobei wie in Fig. 1 I* einen beliebigen, zweckmäßigen Ruhestrom bedeutet. Antiparallel geschaltete Dioden 46 und 47 liegen zwischen den Kollektoren der Transistoren 11 und 12. Diese Dioden begrenzen die Ausgangsspannung auf einen Änderungswert von im wesentlichen einem Diodenspannungsabfall und stellen außerdem Stromwege für die aktiven Lastschaltungen der Schalttransistoren bereit, derart, daß der aktive Laststrom des Schalttransistors im Auszustand über den eingeschalteten Schalttransistor geleitet wird. Die Dioden 48, 49 und 52 liegen in Reihe zwischen dem Kollektor des Transistors 12 und dem Betriebsspannunganschluß 28, und die Diode 51 ist zwischen den Verbindungspunkt der Dioden 49, 52 und den Kollektor des Transistors 11 geschaltet. Die Dioden 48 und 49 stellen eine für die richtige Betriebsweise der aktiven Lastschaltungen ausreichende Kollektor-

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Emittervorspannung sicher, während die Dioden 51 und 52 die Kollektorspannungsausschlage der Transistoren 11, 12 begrenzen und außerdem einen Stromweg zu den Kollektoren der Schalttransistoren 11, 12 bereitstellen.

Die Basiselektroden der Stromquellentransistoren 19» 21, 29 und 31 sind mit der Anode des als Diode geschalteten Transistors 53 verbünde. Dieser liegt in Reihe mit dem Widerstand 54, der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 56 und dem Widerstand 57 zwischen den Betriebsspannungsanschlüssen 28 und 23. Die Kombination der Transistoren 19, 21, 29, 31, des als Diode geschalteten Transistors 53 und der zugeordneten Widerstände 20, 22, 30, 32 und 54 bildet eine Vielzahl von Stromquellen, die allgemein als "Stromspiegel" bekannt sind. Dieser Ausdruck beschreibt funktionell die Betriebsweise der Stromquellen, da sich zeigen läßt, daß der Spannungsabfall an jedem der Stromquellen-Emitterwiderstände, beispielsweise der Widerstände 20, 22, 30 und 32 im wesentlichen gleich der Spannung über dem Widerstand 54 ist. Demgemäß wird der Strom über den als Diode geschalteten Transistor 53 durch diejenigen Stromquellen-Transistoren "gespiegelt" oder wiederholt, die einen Widerstand mit dem gleichen Wert wie der Widerstand 54 benutzt. In der Schaltung nach Fig. 2 werden

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die Widerstände 20 und 22 normalerweise gleich dem Widerstand 54 gemacht und die Widerstände 30 und 32 sind im allgemeinen untereinander gleich, haben aber einen höheren Wert als der Widerstand 54.

Eine Betrachtung von Fig. 2 zeigt, daß die Schaltungsanordnung zwei Stromspiegel besitzt, nämlich den oben beschriebenen NPN-Stromspiegel, der die Multivibrator-Emitterströme bestimmt und einen PNP-Stromspiegel, der die aktiven Lastschaltungen des Multivibrators sowie drei Stromquellen mit den Transistoren 56, 64, 66 und den Widerständen 57, 65 und 60 enthält. Die Stromquelle mit dem Transistor 56 und dem Widerstand 57 ist in Reihe mit dem als Diode geschalteten Transistor 53 und dem Widerstand 54 geschaltet. Demgemäß sind der PNP- und der NPN-Stromspiegel wirksam miteinander verkettet. Das heißt, jede Stromänderung des PNP-Stromspiegels wird wiedergegeben durch eine entsprechende Stromänderung des NPN-Stromspiegels. Demgemäß ergibt sich, daß der Strom, der über den als Diode geschalteten Transistor 58 und die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 61 fließt, im Effekt ein Steuerstrom ist, der den Stromwert für jede Stromquelle sowohl des NPN- als auch des PNP-Stromspiegels bestimmt. In der Schaltung nach Fig. 2 wird dieser Steuerstrom durch eine temperaturabhängige Stromquelle

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erzeugt, die die Transistoren 61, 63, 64 und die Widerstände 59, 62 und 65 enthält. Der Transistor 64 und der Widerstand 65 bilden eine Stromquelle, die Teil des oben beschriebenen PNP-Stromspiegels ist und zwischen dem Betriebsspannungsanschluß 28 und dem Kollektor des Transistors 63 liegt. Die Transistoren 63 und 61 liegen in einer parallelen Rückkopplungsanordnung, wobei der Kollektor des Transistors 63 mit der Basis des Transistors 61 und die Basis des Transistors 63 mit dem Emitter des Transistors verbunden sind. Da der Emitter des Transistors 63 mit dem Betriebsspannungsanschluß 23 und der Emitter des Transistors

61 ebenfalls mit dem Anschluß 23, aber über den Widerstand

62 verbunden ist, der normalerweise ein diskreter Widerstand ist, der mit der integrierten Schaltung über die Anschlüsse 38 und 39 verbunden wird, ist der Spannungsabfall am Widerstand 62 im wesentlichen gleich dem Spannungsabfall am Basis-Emitterübergang des Transistors 63. Demgemäß ist der Kollektorstrom des Transistors 61, der ein Steuerstrom sowohl für den NPN- als auch den PNP-Stromspiegel ist, gleich ^53/^50» wobei Φ/-■* der Spannungsabfall am Basis-Emitterübergang des Transistors ist, wenn dieser einen Strom gleich #1^ führt, und (L ein skalarer Faktor ist, der entsprechend der nachfolgenden Erläuterung der Betriebsweise so gewählt ist, daß eine driftfreie Multivibratorfrequenz sichergestellt ist.

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Die Transistoren 66 und 67, die Diode 68 und die Widerstände 60, 69 stellen eine Startschaltung dar, die sicherstellt, daß die Transistoren 63 und 61 den richtigen Vorspannungszustand beim erstmaligen Anlegen der Betriebsspannung an die Oszillator schaltung erreichen. Beim Einschalten der Betriebsspannung fließt ein Strom in die Basis des Transistors 61, und zwar über den Widerstand 69 und die Diode 68, die in Reihe zwischen den Betriebsspannungsanschluß und die mit dem Kollektor des Transistors 63 verbundene Basis des Transistors 61 gelegt sind. Die Stromquelle mit dem Transistor 66 und dem Widerstand 60 ist Bestandteil des PNP-Stromspiegels und an die Basis des Transistors 67 gelegt. Da dessen Emitter am Betriebsspannungsanschluß 23 liegt und der Wert des Widerstandes 60 so gewählt ist, daß der sich ergebende Strom den Transistor 67 sättigt, v/ird die Diode 68 schnell gesperrt und der Startstrom fließt nicht mehr in das Vorspannungsnetzwerk. Es ist zwar Jede Schaltung, die einen ausreichend großen Strom an die Basis des Transistors 61 und den damit verbundenen Kollektor des Transistors 63 liefert, brauchbar, aber eine Startschaltung der in Fig. 2 gezeigten Art ist deswegen vorteilhaft, weil sie einen Strom nur während der kurzen Zeitspanne unmittelbar nach dem anfänglichen Einschalten der Oszillatorschaltung liefert. Es wird also ein zusätzlicher Strom, der eine Temperaturdrift bewirken könnte, vermieden.

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Die Art und Weise, wie die Schaltung nach Fig. 2 das Temperaturdriftproblem der "bekannten Ausführungen vermeidet, läßt sich unter Bezugnahme auf B¹Ig. 2 und einen Vergleich der Betriebsweise mit der der bekannten Schaltung nach Fig. 1 verstehen. Da die an die Emitter der Schalttransistoren 11 und 12 angeschalteten Stromquellen je einen Strom I₁ liefern, ergibt sich, daß der Multivibrator nach Fig. 2 der bekannten Schaltung dahingehend ähnelt, daß der Kondensator 16 durch einen Strom I₁ linear entladen und geladen wird. Bei der Schaltung nach Fig. 2 zeigt sich aber, daß der über den leitenden Schalttransistor fließende Strom sehr genau gesteuert wird. Nimmt man an, daß der Transistor 11 leitet und der Transistor 12 ausgeschaltet ist, so setzt sich der Emitterstrom des Transistors 11 aus der Summe der Ströme, die in den aktiven Lastschaltungen fließen, und dem Strom zusammen, der über die in Reihe geschalteten Dioden 48, 49 und 51 fließt. Bei der Schaltung nach Fig. 2 sind die Werte der Widerstände 42 und 44 so gewählt, daß ein Strom I₁/2 vom Transistor 41 direkt in die Kollektorelektrode des Transistors 41. und ein Strom I../2 vom Transistor 43 über die Klemmdiode 47 in die Kollektorelektrode des Transistors 11 fließt. Der restliche Stroa I₁, der zur Erzielung eines Gesamtkollektorstroms von 2I₁ erforderlich ist, fließt demgemäß über die Dioden 48, 49 und 51.

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Bei Überprüfung der nachfolgenden Gleichungen, die mathematisch die Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 2 beschreiben, läßt sich erkennen, daß von I₁/2 abweichende aktive Lastströme eingestellt werden können, ohne vom Grundgedanken der Erfindung abzuv/eichen. Es läßt sich ferner aus den nachfolgenden Gleichungen erkennen, daß der verwendete aktive Laststrom die Spannungsänderung über dem Zeitsteuerungskondensator 16 bestimmt und demgemäß den temperaturabhängigen Bezugsstromwert bildet, der erforderlich ist, um eine driftfreie Freilauffrequenz zu erhalten.

Unter Verwendung des Laststromwertes I₁/2 entsprechend Fig. 2 ergibt sich, daß während des Zeitintervalls, in welchem die Schaltung von dem Zustand, in welchem der Transistor 11 eingeschaltet ist, in den Zustand übergeht, in welchem der Transistor 12 leitet, die folgenden Beziehungen bestehen:

^I47 ⁼ 2 ¹I " ¹I2

wobei jeder Index ein Bauteil gemäß Fig. 2 angibt. Beispielsweise bedeutet 1,₇ den Strom über die Diode 47.

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Da die Schaltung ihren Zustand ändert, wenn die Multivibrator-SchleifenverStärkung im wesentlichen gleich Eins ist, läßt sich zeigen, daß im Umschaltaugenblick gilt

I₄₇ (I₁₁ + I₁₂) = I₁₁ I₁₂ (4)

Kombiniert man die Strombeziehungen der Gleichungen (3) und (4), so erhält man eine quadratische Gleichung mit der Lösung

I₁₂

Im Umschaltaugenblick gilt also:

I₁₂ % 0.27I₁ I₄₇A 0.23I₁

I₁₁ Ti 1.73I₁

Da im Umschaltaugenblick die Spannung über dem Zeitsteuerungskondensator 16 gleich

ist, läßt sich unter Verwendung der oben angegebenen

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Strombeziehungen und der Beziehung für die Diodenspannung entsprechend Gleichung (2) zeigen, daß

_C16

"0.0359 I₁"

ist. Dies ist identisch gleich dem Spannungsabfall an einer Diode, die einen Strom von 0,0359 I-, führt. Wenn man also feststellt, daß V_G1g äquivalent dem Φ -Ausdruck im Nenner der Gleichung (1) ist, ergibt sich, daß die Freilauf frequenz der Schaltung nach Fig. 2 praktisch temperaturunabhängig ist, wenn der Multiplikationsfaktor d für Fig. 2 gleich 0,0359 ist. Das heißt, die Freilauffrequenz f für die Schaltung nach Fig. 2 lautet

und wenn die entsprechenden Sättigungs ströme für die Übergänge gleich sind, erhält man für alle Temperaturen

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° ^^β62°ΐ6

Bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist demgemäß die Temperaturdrift in erster Linie nur von den Temperaturkoeffizienten des Widerstandes 62 und des Kondensators abhängig. Es ist demgemäß zweckmäßig, diese externen Bauteile so zu wählen, daß der Temperaturkoeffizient des Widerstandes und des Kondensators gleich groß ist, aber entgegengesetzte Polarität besitzt. Es zeigt sich demgemäß, daß der Widerstand 62 und der Kondensator 16 so gewählt werden können, daß sie die gewünschte Freilauffrequenz genau einstellen und gleichzeitig eine niedrige Frequenzdrift aufrechterhalten.

Fig. 3 zeigt das Schaltbild für ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, das eine Spannungssteuerung zur linearen Änderung der Frequenz des Multivibrators in Abhängigkeit von einer angelegten Spannung sowie weiterhin gewisse Schaltungsverfeinerungen zur Verbesserung des Temperaturverhaltens aufweist. In Fig. 3 sind Bauteile, die identisch mit Bauteilen in Fig. 1 und 2 sind, mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Im Prinzip sind die Schaltungsverfeinerungen gemäß Fig. auf eine Verringerung der temperaturbedingten Basisstromänderungen gerichtet, die aufgrund von temperaturbedingten Änderungen der Transistor-Stromverstärkungen auftreten.

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Im Prinzip werden zwei Verfahren verwendet, nämlich die Verringerung des Transistor-Basisstromes durch Verwendung von Darlington-Transistoren und die Hinzufügung von Schaltungen zum Abziehen oder Zuführen eines temperaturabhängigen Stromes, der im wesentlichen gleich einem nachteiligen Basisstrom ist.

In der Schaltung nach Fig. 3 werden in verschiedenen Fällen Darlington-Schaltungen benutzt. Beispielsweise wurden die Transistoren 101· bzw. 102 den Eingangsschaltungen des NPN- und PNP-Stromspiegels zur Bildung einer Darlington-Schaltung hinzugefügt, um den Strom zu verringern, der von dem jeweiligen Bezugs- oder Ruhestrom des Stromspiegels abgezogen wird. Im Fall des NPN-Stromspiegels ist der Emitter des Transistors 101 mit den zusammengeschalteten Basis-Elektroden der Stromquellentransistoren, beispielsweise der Transistoren 19, 21, 29 und 31 verbunden. Der Kollektor liegt am positiven Betriebsspannungsanschluß und die Basis am Kollektor des Transisfors 53. Der Transistor 53 ist nicht mehr als Diode geschaltet, wie bei der Schaltung nach Fig. 2, sondern arbeitet als Transistor mit einer Kollektor-Basisspannung gleich der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 101. Dadurch wird die prinzipielle Betriebsweise des Stromspiegels nicht geändert, da der Emitterstrom des Transistors 53 als Bezugs- oder Vorstrom

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des Stromspiegels dient. Der Transistor 102 ist mit dem PNP-Stromspiegel auf analoge V/eise verbunden. Seine Basis liegt am Kollektor des Transistors 58, sein Kollektor ist mit dem negativen Betriebsspannungsanschlüß 23 über den in Basisschaltung betriebenen Transistor 103 und die Basis-Emitterübergänge der Darlington-Transistoren 104 und 105 verbunden, und sein Emitter liegt an den zusammengeschalteten Basis-Elektroden der Stromquellentransistoren 56, 64, 147 des PNP-Stromspiegels.

Der Transistor 103 ist besonders zweckmäßig bei Ausführungsbeispielen, bei denen die PNP-Transistoren in Form seitlich diffundierter Transistoren integriert sind, die wesentlich kleinere Stromverstärkungen als übliche vertikal diffundierte Transistoren zeigen. Bei kleineren Stromverstärkungen benötigt der PNP-Stromspiegel einen verhältnismäßig hohen Gesaratbasisstrom, der dann zu einem größeren Fehler für die Ströme der Stromquellen im Stromspiegel führt. Der Transistor 103 kompensiert diesen höheren Basisstrom durch Zuführen eines Stromes, der im wesentlichen gleich diesem Eingangsfehlerstrom des PNP-Stromspiegels ist, d.h., des Basisstroms des Transistors 102 in den Ausgang des PNP-Stromspiegels an der Basis des Transistors 101.

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Der Transistor 67 der Startschaltung in Fig. 2 ist durch Darlington-Transistoren 104, 105 ersetzt worden, um den Strom möglichst klein zu halten, der erforderlich ist, um die Startschaltung in der Sättigung zu halten, nachdem die Stromspiegel die richtigen Betriebsströme hergestellt haben. Man erkennt, daß der Basisstrom für die Transistoren 104 und 105 nicht mehr wie bei der Schaltung nach Fig. 2 von einer getrennten Stromquelle im PNP-Stromspiegel, sondern vom in Basisschaltung betriebenen Transistor 103 geliefert wird. Der Rückkopplungstransistor 61 in Fig. 2 ist durch Darlington-Transistoren 106 und 107 ersetzt worden, die den Strom auf ein Minimum bringen, der vom Kollektrostrom des Transistors abgezweigt wird.

Der Transistor 108 wird in Basisschaltung betrieben. Sein Emitter liegt am Kollektor des Transistors 63, seine Basis ist mit der Basis der Transistoren 101, 103 verbunden und sein Kollektor liegt an der Basis des Transistors 106. Der Transistor 108 kompensiert den durch den Basisstrom des Transistors 63 eingeführten Vorstromfehler, indem ein Basisstrom, der im wesentlichen gleich dem Basisstrom des Transistors.63 ist, vom Eingangsstrom des NPN-Stromspiegels, d.h., von der Basis des Transistors 101 abgezogen wird.

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Die Diode 109, die zwischen dem Kollektor des Transistors 56 und den zusammengeschalteten Basis-Elektroden der Transistoren 101, 103 liegt, wirkt in Richtung eines Ausgleichs der Kollektor-Basis-Spannungen für die Transistoren 55, im PNP-Stromspiegel und die Transistoren 19, 21, 53 im NPN-Stromspiegel. Gleiche Kollektor-Basis-Spannungen verbessern die Betriebsweise der Stromspiegel dadurch, daß im wesentlichen gleiche Stromverstärkungen für jeden der Transistoren aufrecht erhalten werden, deren Ströme direkt die Freilauffrequenz des Multivibrators beeinflußen.

Bei der Schaltung nach Fig. 3 sind die aktiven Lasttransistoren 41, 43 des Multivibrators nicht als Teil des PNP-Stromspiegels wie bei der Schaltung nach Fig. 2 angeordnet. Es hat sich als zweckmäßig herausgestellt, die Transistoren 41 und 43 als zweiten PNP-Stromspiegel zu schalten, der durch den NPN-Stromspiegel vorgespannt wird. Bei der Überprüfung der Spannungs-Steuerschaltung wird sich zeigen, daß dadurch sichergestellt wird, daß Stromänderungen, die bei einer Modulation der Multivibratorfrequenz auftreten, sich sowohl bei den Kollektor- als auch bei den Emitterströmen des Multivibrators widerspiegeln. In Fig. 3 wird dieser zweite PNP-Stromspiegel durch Hinzufügen einer Stromquelle mit dem Transistor und dem Widerstand 112 zum NPN-Stromspiegel verwirklicht.

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Diese Stromquelle liefert den Ruhestrom für den Eingang des aktiven Last-Stromspiegels, der die Transistoren 113, 114 und den Widerstand 115 enthält. Der Eingang des aktiven Last-Stromspiegels ist auf die gleiche Weise wie der erste PNP-Stromspiegel geschaltet, wobei der Transistor 113 eine Darlington-Eingangsstufe bewirkt und der Transistor 114 sowie der Widerstand 115 die Spannung bereitstellt, die als Betriebsspannung für die aktiven Last-Stromquellen erforderlich ist.

Bei der praktischen Verwirklichung der Erfindung hat es sich als zweckmäßig ergeben, eine Bemessung der Emitterströme und Emitterbereiche gewisser Transistoren vorzusehen. Beispielsweise wäre für die Schaltung nach Fig. 3, wenn der Multivibratorstrom I^ 500 uA sein soll, der Bezugsstrom, der über den Basis-Emitterübergang des Transistors 63 fließt, normalerweise 17,95 *iA. Ein solcher Strom läßt sich nur schwierig mit hoher Genauigkeit erzeugen. Unter Verwendung einer Mehrfach-Emitter-Anordnung, beispielsweise des Transistors 63 in Fig. 3, mit einer Emitterfläche, die vier Mal größer ist als die normalerweise in der Schaltung erzeugten Transistoren, wird der Bezugsstromwert um den Faktor 4 auf 71,8yuA erhöht, während die gleiche Stromdichte aufrechterhalten wird, die ohne Anwendung der Emitterbemessung auftreten würde.

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In der Schaltung nach Fig. 3 wird die Emitterberaessung außerdem innerhalb des PNP- und NPN-Stromspiegels verwendet. Die Emitterbereiche der Transistoren 56 und 58 des PNP-Stromspiegels und die Werte der zugeordneten Widerstände 59 und 57 sind maßstäblich vergrößert gegenüber dem Emitterbereich des Transistors 64 und dem Wert des zugeordneten Emitterwiderständes 65, und die Emitterbereiche der Transistoren 19, 21 und der Wert der zugeordneten Emitterwiderstände 20 und 22 sind vergrößert gegenüber dem Emitterbereich und den Emitterwiderständen der übrigen Stromquellen des NPN-Stromspiegels, beispielsweise gegenüber dem Transistor 111 und dem Widerstand 112. Diese Bemessung stellt die notwendige Beziehung zwischen dem Multivibratorstrom I₁ und dem Bezugsstrom her, der über den Basis-Emitterübergang des Transistors 63 fließt. Beispielsweise waren bei dem oben erwähnten Beispiel mit einem Multivibratorstrom I^ von 500 uA und einem Bezugsstrom von 71,ö uA die Werte der Widerstände 57 und 59 etwa 3,5 Mal kleiner, um die Kollektorströme der Transistoren 56 und 58 auf 250 iuA zu bringen. Die Emitterflächen der Transistoren 56 und 58 waren doppelt so groß wie die Emitterflächen der übrigen Stromquellentransistoren des PNP-Stromspiegels. Obwohl dieser Maßstabsfaktor nicht klein dem Maßstabsfaktor für den Strom oder den Emitterwiderstand ist, ergab sich ein befriedigendes Verhalten. Der Wert der Emitter-

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widerstände 20 und 22 wurde gleich dem halben Wert des Widerstandes für die übrigen Stromquellen des NPN-Stroraspiegels gewählt, und die Emitterflächen der Transistoren 19 und 21 waren doppelt so groß wie die der anderen Stromquellentransistoren des NPN-Stromspiegels. Diese Bemessung ergab die gewünschten Stromquellen mit 500 yuA in den Emitterkreisen der Schalttransistoren 11 und 12. Man beachte, daß der Betrieb der Stromspiegel bei 250 uA mit einer Stromverdopplung auf 500yuA in den Emitterkreisen der Schalttransistoren einer Verdopplung der Freilauffiequenz des Multivibrators bewirkt. Das heißt, die Frequenz einer solchen Schaltung entspricht dem doppelten Wert der Gleichung (5), also

f =

⁰ " ^2R62^C16

Der Schaltungsteil in Fig. 3 innerhalb der strichpunktierten Linie 120 ist ein differentieller Spannungs-Stromwandler, der eine spannungsgesteuerte Frequenz der Multivibratorschaltung dadurch bewirkt, daß ein spannungsgesteuerter Strom in den NPN-Stromspiegel eingeführt wird. Das Spannungssteuersignal wird den Differenz-Eingangsanschlüssen 121 und 122 zugeführt, die mit den Basiselektroden der Transistoren 123 bzw. 124 verbunden sind. Die aktiven Kollektorschaltungen werden durch die Stromspiegelschaltung der

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Transistoren 126, 127 und 128 gebildet. Der Kollektor des Transistors 123 ist mit der Basis des Transistors 126 und dem Kollektor des Transistors 127 verbunden. Der Kollektor des Transistors 124 liegt am Kollektor des Transistors 128. Die Emitter der Transistoren 127 und 128 sind über die Widerstände 129 bzw. 130 mit dem Betriebsspannungsanschluß 23 verbunden. Der Kollektor des Transistors 126 liegt am Betriebsspannungsanschluß 28. Der Emitter des Transistors 126 ist mit den zusammengeschalteten Basis-Anschlüssen der Transistoren 127 und 128 verbunden. Der Ausgangssignalstrom des Wandlers wird am Kollektor des Transistors 124 entnommen, der mit dem NPN-Stromspiegel des Multivibrators an der Basis des Transistors 101 verbunden ist. Der Widerstand 154, der normalerweise ein zwischen die Anschlüsse 156 und 157 geschalteter diskreter Widerstand ist, stellt den Steuerspannungs-Frequenzproportionalitätsfaktor her.

Die Emitterströme der Transistoren 123 und 124 werden durch einen PNP-Stromspiegel mit den Transistoren 131, 132, 133 und 134 erzeugt. Eine Stromquelle mit dem Transistor 131 und den in Reihe geschalteten Emitterwiderständen 136 und 137 liegt am Emitter des Transistors 123, und eine Stromquelle mit dem Transistor 132 und den in Reihe geschalteten Emitterwiderständen 138 und 139 ist an den

f
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-32- 254Q367

Emitter des Transistors 124 angeschaltet. Die Verwendung von in Reihe geschalteten Emitterwiderständen 136, 137 und 138, 139, wobei der Verbindungspunkt der Widerstände 136 und 137 mit dem Anschluß 141 und der Verbindungspunkt der Widerstände 138 und 139 mit dem Anschluß 142 verbunden ist, ermöglicht ggf. die Anbringung zusätzlicher Verbindungen außerhalb der integrierten Schaltung zwischen den Anschlüssen 141, 142 und dem Betriebsspannungsancchluß 128 zur Erhöhung des Stromes der beiden Emitterstromquellen und damit der maximalen spannungsgesteuerten Frequenzänderung. Die Basisanschlüsse der Emitter-Stromquellentransistoren I3I und liegen beide am Emitter des Transistors 134 und der Basis des Transistors 133. Der Emitter des Transistors 133 ist mit dem Betriebsspannungsanschluß 28 über einen Widerstand 143 verbunden. Der Kollektor des Transistors 134 liegt am Betriebsspannungsanschluß 23. Der Kollektor des Transistors 133 und die damit verbundene Basis des Transistors 134 sind an den Kollektor des Transistors 146 angeschaltet, der einen Stromquellentransistors in einem NPN-Stromspiegel darstellt, welcher den PNP-Stromspiegel des Spannungs-Stromwandlers mit dem PNP-Stromspiegel des Multivibrators verbindet. Diese Stromspiegel werden mit Hilfe des Transistors 147 und des zugeordneten Emitterv/ider Standes 148 verkettet, die Teil des PNP-Stromspiegels mit den Transistoren 56f 58, 64 und 102 sind. Der Kollektor des Transistors 147 ist mit dem Kollektor des Transistors 151 und der Basis des Transistors 149 verbunden, die den Eingang' des NPN-Stromspiegels des Spannungs-Stromwandlers bildet.

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Der Kollektor des Transistors 149 ist mit dem Betriebsspannungsanschluß 28 verbunden und der Emitter des Transistors 149 liegt an den zusammengeschalteten Basis-Anschlüssen der Stromquellentransistoren 146 und 151. Die Widerstände 152 und 153 führen vom Emitter des Transistor 146 bzw. 151 zum Betriebsspannungsanschluß 23.

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Claims

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BLUMBACH · WESER · BERGEN · ZWIRNER · HIRSCH

PATENTANWÄLTE IN MÜNCHEN UND WIESBADEN

Postadresse München: Patentconsult 8 München 60 Radeckestraße 43 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212 313 Postadresse Wiesbaden: Patentconsult 62 Wiesbaden Sonnenberger Straße 43 Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-186237

Western Electric Company, Incorporated , Cordeil, R.R. 1

Broadway

New York, N.Y. 10007, U.S.A.

Patentansprüche

Temperaturkompensierte emittergekoppelte Multivibratorschaltung mit

einem ersten und zweiten Transistor, die je eine Emitter-, eine Kollektor- und eine Basiselektrode besitzen, einem Zeitsteuerungskondensator, der zwischen die Emitterelektrode des ersten und zweiten Transistors geschaltet ist,

einer ersten und zweiten Stromquelle, die zwischen die Emitterelektrode des ersten Transistors und einen Anschluß festen Potentials bzw, die Emitterelektrode des zweiten Transistors und den Anschluß festen Potentials geschaltet sind, wobei der von der ersten und zweiten Stromquelle gelieferte Strom durch eine Bezugsspannung gesteuert wird,

gekennzeichnet durch eine Einrichtung (41, 43, 47, 48, 49, 51 für den

ORIGINAL INSPECTED

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Transistor 11 und 41, 43, 46, 48, 49 und 52 für den Transistor 12) zur Steuerung der Kollektorströme des ersten und zweiten Transistors (11, 12) derart, daß der Multivibrator kippt, wenn die Spannung über dem Zeitsteuerungskondensator (16) im wesentlichen gleich der Sperrschichtspannung eines Halbleiterübergangs bei einem Flußstrom ist, der gleich einem vorbestimmten Vielfachen des von der ersten und zweiten Stromquelle gelieferten Stromes ist, und

eine Einrichtung (61, 63, 62, 64) zur Erzeugung der Bezugsspannung für die erste und zweite Stromquelle derart, daß die Bezugsspannung im wesentlichen gleich der Sperrschichtspannung des Halblciterübergangs ist.
2. Multivibratorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spannungssteuereinrichtung (Anschlüsse 36, 37 und Quelle für angekoppelte Steuerspannung) an den Emitter des ersten und zweiten Transistors angekoppelt ist, um die Emitterströme in Abhängigkeit von einer angelegten Spannung und damit die Schwingfrequenz des emittergekoppelten Multivibrators zu ändern.

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3. Multivibratorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Steuerung der Kollektorströme des ersten und zweiten Transistors eine erste (41, 42) und eine zweite (43, 44) aktive Lastschaltung enthält, die an den Kollektor des ersten bzw. zweiten Schalttransistors angekoppelt sind, daß jede der beiden aktiven Lastschaltungen im wesentlichen eine Stromquelle für einen Strom darstellt, der ein Bruchteil des Stromes der ersten und zweiten Stromquelle ist, daß eine erste (46) und eine zweite (47) Diode parallel zwischen die Kollektoren des ersten und zweiten Schalttransistors gelegt sind und daß Schaltmittel (48, und 51 oder 52) an den Kollektor des ersten und zweiten Transistors angeschaltet sind, um einen Strom zu liefern, der im wesentlichen gleich der Differenz zwischen der Summe der Ströme in der ersten und zweiten Stromquelle und der Summe der Ströme in der ersten und zweiten, aktiven Lastschaltung ist.
4. Multivibratorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung der Bezugsspannung für die erste und zweite Stromquelle einen dritten (63) und einen vierten (61) Transistor enthält, daß der Kollektor des dritten Transistors mit der Basis

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des vierten Transistors verbunden ist, daß der Emitter des dritten Transistors an einem zweiten Anschluß festen Potentials liegt, daß die Basis des dritten Transistors mit dem Emitter des vierten Transistors verbunden ist und daß die Einrichtung zur Erzeugung des Steuersignals einen Widerstand ((52) aufweist, der zwischen den zweiten Anschluß festen Potentials und den Emitter des vierten Transistors gelegt ist, ferner eine Einrichtung (65,64) zur Einstellung des Kollektor stroms des dritten Transistors im wesentlichen gleich dem Bruchteil des ersten vorbestimmten Stromes, und eine Einrichtung (56, 57 _f 53» 54) zur Verwendung des über den Widerstand fließenden Stromes als das Bezugsspannungssignal .

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e e r s e i f e