DE4327608A1 - Frequenzstabilisiertes elektronisches Vorschaltgerät und Fluoreszenzlampensystem - Google Patents

Frequenzstabilisiertes elektronisches Vorschaltgerät und Fluoreszenzlampensystem

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Description

Die Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf elektronische Vorschaltgeräte für Fluoreszenzlampen und im speziellen auf einen kostensparenden Aufbau zur Steuerung eines Fluoreszenzlampenstromes von einem elektronischen Vorschaltgerät.
Glühlampen sind relativ billig, verglichen mit Fluoreszenz- oder Leuchtstofflampensystemen. Fluoreszenzlampen sind aber wesentlich rentabler zu betreiben, da sie denselben Lichtstrom mit wesentlich weniger elektrischer Energie erzeugen können. Ein wesentlicher Anteil der Anfangskosten eines Fluoreszenzlampensystem ist das Vorschaltgerät. Fluoreszenzröhren weisen eine negative Widerstandscharakteristik auf, die überwacht werden muß, um eine gleichbleibende Lichtabgabe und eine lange Lebensdauer zu sichern. Die Vorschaltgeräte werden auch zum Starten der Gasentladungsröhre und zur Erzeugung der benötigten Spannungen benutzt, die wesentlich größer als die übliche Wechselstrom- Netzspannung von beispielsweise 110 V sind.
Die Technologie integrierter Schaltkreise hat billige Vorschaltgeräte zur Verfügung gestellt und deswegen die Kosten ein Fluoreszenzlampensystem erniedrigt. Vorschaltgeräte werden in sehr hoher Stückzahl erzeugt und eingesetzt. Eine Ersparnis von einigen Mark pro Vorschaltgerät kann sich zu einer Ersparnis von Millionen von Mark aufsummieren und die Entscheidung für Glühlampen oder Fluoreszenzlampen bestimmen. Im allgemeinen gilt, daß mit steigender Anzahl von Funktionen, die auf einem Chip integriert werden, die Kosten für ein Vorschaltgerät fallen.
Elektronische Vorschaltgeräte verwenden im allgemeinen einen Oszillator, der die Grundfrequenz für die Ausgangsschalttransistoren bestimmt, die eine Transformatorausgangsschaltung treiben. Die Ausgangsschaltung liefert die Leistung für die Fluoreszenzröhre, die sich mit der Frequenz des Oszillators und dem Wert von Widerständen, Kondensatoren und den Spulen im Vorschaltgerät und der Ausgangsschaltung ändert. Herstellungsschwankungen bei den Werten der Bauteile können zu einer unterschiedlichen Lichtabgabe von Einheit zu Einheit führen, wenn sie nicht auf andere Art und Weise kontrolliert werden. Eine gebräuchliche, wenngleich relativ teuere Methode zur Kontrolle der Lampenleistung besteht darin, den Ausgangsstrom, der durch die Lampen fließt, zu messen und diesen Meßwert zu einem den Strom steuernden Oszillator zurückzuführen. Der Oszillator kann spannungsgesteuert sein, da die Ausgangsfrequenz direkt den Ausgangsstrom steuert.
Die Ausgangsstrom-Rückkopplungssteuerung ist teuer, da Bauteile benötigt werden, die nicht auf einem Chip integriert werden können und typischerweise eine Wicklung auf dem Ausgangstransformator oder Prüftransformator erforderlich ist, um den Ausgangsstrom zu erfassen. Eine genaue Oszillatorfrequenzsteuerung nach dem Stand der Technik war also teuer, da eine solche Genauigkeit die Verwendung von anspruchsvollen Oszillatoren und Quarzen erforderte.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Aufbau zu schaffen, der eine genaue Oszillatorfrequenzsteuerung zur Verfügung stellt, auf einem Halbleiterchip integriert werden kann und die Auswirkungen von Herstellungsschwankungen bei den Bauteilwerten begrenzen kann.
Die Lösung der Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet.
Eine Ausführungsform der Erfindung ist ein Beleuchtungssystem, das eine Vollwellenbrücke, einen Filterkondensator und eine Steuerlogik umfaßt, die ein Paar von Ausgangstransistoren und eine Ausgangsschaltung mit einem Ausgangstransformator treibt, der ein Paar von Fluoreszenzlampen versorgt. Der Ausgangstransformator besitzt eine natürliche Eigenresonanzfrequenz, die eine maximale Leistungsübertragung an die Lampen ergibt, wenn die Transistoren durch die Steuerlogik mit einer Frequenz schaltet, die nahe der Eigenresonanz liegt. Eine genaue Frequenzsteuerung mit Hilfe der Steuerlogik hält einen gleichmäßigen Aiisgangsstrompegel durch die Lampe mit einer phasenverrasteten Schleife (PLL) aufrecht, die ihre Ausgangsschaltfrequenz mit der kommerziellen Netzfrequenz von 60 Hz bzw. 50 Hz, abtastet durch einen Widerstand, synchronisiert, und einen digitalen Integrator, der eine falsche Triggerung verhindert.
Ein Vorteil der Erfindung ist, daß sie ein Vorschaltgerät für ein Beleuchtungssystem zur Verfügung stellt, das auf einem Halbleiterchip integriert werden kann.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, daß eine billige Vorrichtung zur genauen Frequenzsteuerung in einem Fluoreszenzlampen-Vorschaltgerät zur Verfügung gestellt wird.
In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform eines Beleuchtungssystems gemäß Erfindung;
Fig. 2 ein erstes Blockschaltbild der Steuerlogik für das Beleuchtungssystem nach Fig. 1;
Fig. 3 ein zweites Blockschaltbild der Steuerlogik für das Beleuchtungssystem nach Fig. 1;
Fig. 4 in Schaltbild einer beispielhaften Verwirklichung des PLL-Integrators aus Fig. 2 und 3;
Fig. 5 ein Schaltbild einer beispielhaften Verwirklichung des Phasendetektors aus Fig. 2 und 3;
Fig. 6 ein Schaltbild einer beispielhaften Verwirklichung eines digitalen Integrators nach Fig. 2 und 3.
Fig. 1 stellt ein Ausführungsbeispiel eines Beleuchtungssystems gemäß der Erfindung dar, auf das mit dem allgemeinen Bezugszeichen 10 Bezug genommen wird. Das Ausführungsbeispiel weist eine Gruppe von vier Dioden 12 in einer Vollwellenbrückenschaltung, einen Filterkondensator 14, einen Widerstand 16, eine Steuerlogik 18, die ein Paar von Ausgangstransistoren 20 und 22 treibt, und eine Ausgangsschaltung 24 auf, die einen Satz von drei Kondensatoren 26 bis 28 und einen Ausgangstransformator 30 umfaßt, der ein Paar von Fluoreszenzlampen 32 und 34 versorgt. Auch andere Ausführungsformen von Gasentladelampen können anstelle der Lampen 32 und 34 angeschlossen werden. Die Kondensatoren 26 bis 28 und der Ausgangstransformator 30 besitzen eine Eigenresonanzfrequenz, die eine maximale Leistungsübertragung an die Lampen 32 und 34 ergibt, wenn die Transistoren 20 und 22 durch die Steuerlogik 18 mit einer Frequenz nahe dieser Eigenresonanzfrequenz geschaltet werden. Eine präzise Frequenzsteuerung innerhalb der Steuerlogik 18 wird benötigt, um gleichbleibende Ausgangsstrompegel durch die Lampen 32 und 34 während langer Produktionszeiten aufrechtzuerhalten. Die Steuerlogik 18 synchronisiert ihre Ausgangsschaltfrequenz mit den 60 Hz der kommerziellen Netzfrequenz von 60 Hz bzw. 50 Hz, die durch den Widerstand 16 abgetastet wird.
Fig. 2 stellt ein Blockschaltbild der Steuerlogik 18 dar. Diese umfaßt einen digitalen Integrator 40, einen Phasendetektor 42, einen PLL-Integrator 43, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 44 und einen Teilerzähler 46 im Verhältnis 1 : 512. Diese Steuerlogik 18 wird vom Fachmann auch als elektronisches Vorschaltgerät bezeichnet. Ein integrierender Kondensator 48 glättet eine analoge Darstellung der Phasendifferenz zwischen der 60 Hz-Netzfrequenz (SYNC) und dem Ausgangssignal des Zählers 46. Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) 44 arbeitet bei 30 720 Hz (512×60) und ändert sich frequenz- und phasenmäßig entsprechend der Spannung über dem integrierenden Kondensator 48 . Der Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 44 ist an die Transistoren 20 und 22 angeschlossen.
Fig. 3 ist ein detaillierteres Beispiel einer Verwirklichung der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 . Ein Abtastwert der mit 60 Hz ankommenden Netzspannung wird an einem Anschluß SYNC zur Verfügung gestellt. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO 44 erzeugt eine Ultraschallfrequenz (BLANK), die Eingangssignal für den Zähler 46 ist, um auf die Netzfrequenz (beispielsweise die 60 Hz-Frequenz SYNC) herabgeteilt zu werden. Die Rampenzeit des VCO 44 kann anfänglich durch den Anschluß ausgewählter Widerstands- und/oder kapazitiver Elemente an einen Anschluß RAMP festgehalten werden. Das BLANK- Signal wird auch für das Gate-Treiberausgangssignal an die Transistoren 20 und 22 verwandt. Der Zähler 46 umfaßt eine Kaskade von zehn einzelnen Flipflops 50 bis 59, die eine serielle digitale Impulsdivision durch 512 ausführen, die am Ausgang des Flipflops 49 zur Verfügung gestellt wird, und auf die hierin als DIVOSC Bezug genommen wird. Das Flipflop 50 gibt ein Signal CLOCK aus, das den Takthilfsschaltkreisen zur Verfügung gestellt wird und bei der halben Ausgangsfrequenz (BLANK) des VCO 44 konstant gehalten wird. Ein Signal (SCLOCK) wird vom Ausgang des Flipflops 52 abgezweigt, um einen zweckmäßigen Abtasttakt für den digitalen Integrator 40 zur Verfügung zu stellen und Abtastwerte des ankommenden SYNC- Signals mit einer Harmonischen von 60 Hz (beispielsweise 60 × 27 Hz) aufzunehmen. Unterschiede der beiden Eingangssignale (DIVOSC und 60HZSYNC) für den Phasendetektor 42 führen entweder zu ansteigenden (U) oder abfallenden (D) Ausgangsimpulsen, die an den PLL-Integrator 43 angelegt werden. Der integrierende Kondensator 48 verbindet typischerweise einen Anschluß FILTER mit dem PLL-Integrator 43. Das Ausgangssignal für die Transistoren 20 und 22 kann zeitweise durch ein Signal an einem Anschluß INHIBIT ausgesetzt werden. Ein Eingangssignal an einem Anschluß BIAS1 kann dazu verwandt werden, den Strom, der in den Ausgangstransformator 30 fließt, einzustellen, indem die VCO- Einrastfrequenz beeinflußt wird.
Fig. 4 zeigt ein Beispiel einer Verwirklichung eines PLL-Integrators 43, der Transistoren 60 bis 75, drei NOR- Gattern 76 bis 78, ein NAND-Gatter 79, Inverter 80 bis 82, ein Flipflop 83 und zwei Widerstände 84 und 85 umfaßt. Das Flipflop 83, der Inverter 80 und die NOR-Gatter 76 bis 78 bilden einen Verrastungsdetektor, der über den Transistor 65 die Widerstände 84 und 85 kurzschließt. Der integrierende Kondensator 48 ist zwischen Erde und den Anschluß FILTER angeschlossen. Der Verrastungsdetektor wird nur einmal während des anfänglichen Hochfahrens verwandt. Er verhindert abrupte Änderungen der VCO- Frequenz, indem die Widerstände 84 und 85 kurzgeschlossen werden und dadurch der Filterkondensator Spannungseinschaltvorgänge, die durch den Phasendetektor erzeugt werden, dämpfen kann, wenn der spannungsgesteuerte Oszillator VCO zur Verrastungsfrequenz läuft. Der Schaltkreis aus Inverter 80, NOR-Gatter 76 und Flipflop 83 detektiert, wann die VCO-Frequenz die Verrastungsfrequenz durchlaufen hat. Wenn dies auftritt, wird der Kurzschluß über den Widerständen 84 und 85 aufgehoben, indem der Transistor 65 ausgeschaltet wird. Da das Flipflop 83 dann ständig ausgeschaltet ist, wird die kritische Dämpfung am PLL wieder hergestellt, falls nicht die Leistung für die Schaltung ausgeschaltet (aus- und dann eingeschaltet) wird. Zweck des PLL-Integrators 43 ist es, ein weiches Hochfahren nach einer Leistungsunterbrechung zu gewährleisten. Ohne den Verrastungsdetektor würde der VCO während des anfänglichen Verrastens aufgrund der digitalen Natur der Phasendetektors und des Einflusses der Widerstände 84 und 85 zittern. Die Widerstände 84 und 85 werden aber dafür benötigt, den PLL zu anderen Zeiten kritisch zu dämpfen. Der Verrastungsdetektor bewirkt einen Kompromiß durch Kurzschließen der Widerstände 84 und 85 nur während des anfänglichen Hochfahrens der Leistung.
Fig. 5 stellt ein Beispiel einer Verwirklichung des Phasendetektors 42 dar, die eine Vielzahl von NAND-Gattern 86 bis 94 umfaßt. Die zwei ankommenden Signale mit Frequenzen, die verglichen werden sollen, werden an die Knoten von 60HZSYNC und DIVOSC angelegt. Das Kennzeichen 60HZSYNC entspricht der Referenzfrequenz, auf die die variable Frequenz DIVOSC verrastet werden soll. Die Ausgangsknoten sind VORWÄRTS und RÜCKWÄRTS und werden durch NAND-Gatter 93 und 94 getrieben. Wenn die variable Frequenz DIVOSC gegenüber der Referenzfrequenz 60HZSYNC in der Phase nachläuft, wird der Ausgangsknoten VORWÄRTS spannungsmäßig hin- und herkippen, während der Ausgangsknoten RÜCKWÄRTS auf Hoch (H) bleibt. Wenn die variable Frequenz der Referenzfrequenz in der Phase vorauseilt, wird der Ausgangsknoten VORWÄRTS auf H bleiben, wogegen der Ausgangsknoten RÜCKWÄRTS hin- und herkippt. Die Zeitdauer dafür, daß entweder VORWÄRTS oder RÜCKWÄRTS auf Niedrig (L) bleibt, ist eine Funktion der Phasendifferenz zwischen den Eingangsfrequenzen. Je kleiner die Phasendifferenz, desto kürzer die Zeit, während der entweder der Ausgangsknoten VORWÄRTS oder RÜCKWÄRTS auf L bleibt. Ein kommerziell erhältlicher Phasendetektor, beispielsweise der Phasendetektor Motorola MC4344, kann für die Verwendung als Phasendetektor 42 angepaßt werden. Anfänglich werden die Eingänge von 60HZSYNC und DIVOSC auf H liegen und beide Ausgänge VORWÄRTS und RÜCKWÄRTS werden auf H sein. Wenn 60HZSYNC nach L geht, wird das NAND-Gatter 86 H an die NAND- Gatter 87 und 93 liefern. Die NAND-Gatter 87 und 88 und die NAND-Gatter 89 und 90 sind jeweils miteinander als Paar über Kreuz verbunden, um zwei RS-Flipflops zu bilden. Das L-Signal am Ausgang des NAND-Gatters 86 veranlaßt den Ausgang des NAND- Gatters 93 auf L zu gehen. Somit verriegelt sich das NAND- Gatter 86 mit seinem Ausgang auf H. Der Ausgang des NAND- Gatters 93 wird nach L gehen, wobei ein Vorwärtsimpuls ausgegeben wird, da die Eingänge der NAND-Gattern 87 und 92 auf H liegen. Der Vorwärtsausgang wird auf L bleiben, bis ein DIVOSC-Signal empfangen wird. Der Empfang eines DIVOSC-Impulses wird alle vier Eingänge des NAND-Gatters 92 veranlassen, auf H zu gehen. Dadurch werden die RS-Flipflops und die NAND-Gatter 88 und 89 zurückgesetzt. Sowohl der Vorwärts- als auch der Rückwärtsausgang werden auf H zurückkehren. Der Rückwärts- Ausgang wird zuerst nach L gehen und länger auf L bleiben, wenn der Umstand, daß DIVOSC auf L geht, empfangen wird, bevor 60HZSYNC nach L geht. Der Unterschied zwischen Vorwärts und Rückwärts stellt den Unterschied in der Phase und der Frequenz zwischen DIVOSC und 60HZSYNC dar.
Eine beispielhafte Verwirklichung eines digitalen Integrators 40 wird in Fig. 6 gezeigt und schließt ein Paar von Transistoren 95 und 96, einen Puffer 98 mit einer Hysterese, ein NOR-Gatter 100, ein Paar von NAND-Gattern 102 und 104 und eine Kaskade von Flipflops 106 bis 110 ein. Der digitale PLL- Integrator 43 nimmt das gleichgerichtete 60 Hz-Ausgangssignal der Diode 12 als eine Serie von positiven Halbsinuswellen an. Die Transistoren 95 und 96 beschneiden und begrenzen das Eingangssignal gegenüber Erde und Vdd. Der Puffer 98 gestaltet die Anstiegs- und Abfallzeiten so, daß ein genaueres digitales Signal als Eingangssignal für das Flipflop 96 erzeugt wird. SCLOCK stellt eine Abtasttaktfrequenz zur Verfügung, die es ermöglicht, daß die Flipflops 106 bis 109 das ankommende SYNC- Signal in einer minimalen Zeit abtasten, so daß eine falsche Triggerung auf Rauschen nicht auftritt. Beispielsweise wird der D-Eingang des Flipflops 106 auf H sein, wenn das Ausgangssignal des Puffers 98 nach H geht. Wenn dieses SYNC-Signal auf H für einen Impuls von SCLOCK bleibt, wird der Q-Ausgang des Flipflops 106 nach H gehen. Wenn SYNC bei der zweiten Unterbrechung von SCLOCK auf H ist, dann wird der Q-Ausgang des Flipflops 107 auf H gehen. Wenn SYNC bei der dritten Unterbrechung von SCLOCK auf H ist, dann wird der Q-Ausgang des Flipflops 108 auch auf H gehen. Wenn SYNC bei der vierten Unterbrechung von SCLOCK auf H bleibt, dann wird der Q-Ausgang des Flipflops 109 auf H gehen. Wenn SYNC bei der fünften Unterbrechung von SCLOCK immer noch auf H ist, wird das Flipflop 110 das Signal 60HZSYNC ausgeben und die Flipflops 106 bis 109 über das NOR-Gatter 100 zurücksetzen. Wenn zu irgendeinem Zeitpunkt der SYNC-Ausgang des Puffers 98 nach L geht, werden die Flipflops 106 bis 109 zurückgesetzt, bevor ein D-Eingangssignal H zum Flipflop 110 laufen kann. Das Flipflop 110 wird durch das NAND-Gatter 104 nicht zurückgesetzt, um eine verwendbare Impulsbreite für 60HZSYNC sicherzustellen. In diesem Beispiel muß SYNC für mindestens fünf Unterbrechungen von SCLOCK WAHR sein. Für bestimmte Anwendungen mag es von Vorteil sein, mehr Stufen von Flipflops 106 bis 109 hinzuzufügen, um die minimale Anzahl an SCLOCK-Abtastwerten von SYNC zu erhöhen. Weniger Stufen können auch verwandt werden, allerdings mit einem größeren Risiko für eine falsche Triggerung auf Rauschen hin.

Claims (7)

1. Elektronisches Vorschaltgerät für ein Fluoreszenzlampensystem mit:
einer Eigenresonanzfrequenz Fn,
mindestens einer Fluoreszenzlampe (32, 34) und
Ausgangstransistoren (20, 22), die die gleichgerichtete Leistung von einer Wechselstromquelle abwechselnd an- und abschalten, so daß die Fluoreszenzlampen (32, 34) gezündet werden,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Vorschaltgerät eine Frequenzeinstelleinrichtung (18) mit einem Oszillator (44), der die Schaltfrequenz der Ausgangstransistoren (20, 22) so steuert, daß sie sich der Frequenz Fn annähern und mit einer
Synchronisationseinrichtung (40, 42, 43, 48, 46) umfaßt, die das Ausgangsfrequenzsignal des Oszillators (44) mit der Frequenz der Wechselstromquelle phasenverrastet, so daß ein gesteuerter Strom über die Fluoreszenzlampe (32, 34) fließt.
2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchronisationseinrichtung (18) einen digitalen Integrator (40) umfaßt, der den ankommenden Wechselstrom abtastet, so daß eine falsche Triggerung vermieden wird.
3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (44) einen spannungungsgesteuerten Oszillator (VCO) umfaßt.
4. Vorschaltgerät nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß
der digitale Integrator (40) ein Synchronisations(SYNC)- Signal abtastet, das von der Wechselstromquelle abgeleitet ist und ein Referenzfrequenzsignal (60HZSYNC) erzeugt,
daß ein Phasendetektor (42) die Frequenz eines rückgekoppelten Signals (DIVOSC) mit dem Referenzfrequenzsignal (60HZSYNC) vergleicht,
daß ein phasenverrasteter Schleifen(PLL)-Integrator (43) eine analoge Ausgangssteuerspannung als Antwort auf das Ausgangssignal des Phasendetektors (42) einstellt,
daß der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO) eine Ausgangsfrequenz (BLANK) besitzt, die die Eigenresonanzfrequenz einer Schaltung (24), die mindestens eine Gasentladungslampe versorgt und die mit der Schaltung über mindestens einen Leistungsschalttransistor (20, 22) verbunden ist, annähert, wobei die VCO-Ausgangsfrequenz (BLANK) auf die analoge Ausgangssteuerung empfindlich ist, und
daß ein digitaler Teiler (46), der die Wechselstromquelle als genaue Referenzfrequenz benutzen kann, die VCO- Ausgangsfrequenz (BLANK) derart teilt, daß diese ungefähr mit der Frequenz der Wechselstromquelle übereinstimmt.
5. Vorschaltgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß
der digitale Integrator (40) Begrenzungseinrichtungen (95 und 96), um das SYNC-Signal so zu begrenzen, daß das resultierende Signal mit der digitalen Logik vereinbar ist; Hystereseeinrichtungen (98), um das SYNC-Signal für die digitale Logik zu puffern;
Kaskaden Flipflopeinrichtungen (106 bin 109), um das SYNC- Signal zu mindestens fünf verschiedenen Zeitpunkten abzutasten, um eine falsche Triggerung der Referenzfrequenz (60HZSYNC) zu verhindern, umfaßt.
6. Vorschaltgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Teiler Zähleinrichtungen (46), um die VCO- Ausgangsfrequenz (BLANK) durch 512 zu teilen; und Abtasttakteinrichtungen (CLOCK), um die VCO- Ausgangsfrequenz (BLANK) so zu teilen, daß mindestens vier Abtastwerte des SYNC-Signals vom digitalen Integrator (40) während jeder Periode der Wechselstromquelle aufgenommen werden können, umfaßt.
7. Vorschaltgerät, dadurch gekennzeichnet, daß das Vorschaltgerät einen Festfrequenzoszillator, der mit der Wechselstromquelle phasenverrastet ist, um einen gesteuerten Strom in der Schaltung (24) für die Gasentladungslampen (32,34) zu induzieren, umfaßt.
DE4327608A 1992-08-24 1993-08-17 Frequenzstabilisiertes elektronisches Vorschaltgerät und Fluoreszenzlampensystem Withdrawn DE4327608A1 (de)

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