DE4203879A1

DE4203879A1 - Verfahren zur umwandlung eines messsignals und eines referenzsignals in ein ausgangssignal, sowie konverter zur durchfuehrung des verfahrens

Info

Publication number: DE4203879A1
Application number: DE4203879A
Authority: DE
Inventors: Donald Allan Kerth; Navdeep Singh Sooch
Original assignee: Crystal Semiconductor Corp
Current assignee: Crystal Semiconductor Corp
Priority date: 1991-02-15
Filing date: 1992-02-11
Publication date: 1992-08-20
Anticipated expiration: 2012-02-12
Also published as: DE4203879C2; JPH0593742A; GB2252829B; JP2554972B2; US5579247A; GB9202341D0; GB2252829A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Konverterschaltkreise für Verhältnismessungen, und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Verminderung der Empfindlichkeit eines sol chen Konverters gegen Interferenzen und Rauschen.

Konverter zur Verhältnismessung bzw. Quotientenbildung emp fangen an ihrem Eingang sowohl ein Meßsignal als auch ein Referenzsignal und erzeugen ein Ausgangssignal, das propor tional zu dem Meßsignal und umgekehrt proportional zu dem Referenzsignal ist. Verhältnismeßwandler werden vorzugsweise in Verbindung mit Gleichspannungs-Verhältnismeßsystemen ver wendet. Diese Gleichspannungs-Meßsysteme sind oft als Wheatstoneßsche Brücke geschaltet, in welcher einer der Wi derstandselemente in der Brücke ein Meßwandler ist, bei spielsweise ein Dehnungsmeßstreifen. Derartige Verhältnis meßsysteme mit Wheatstoneßscher Brücke werden auch zum Messen von Gewicht, Druck, Temperatur sowie anderen mechanischen Parametern benutzt. Das System wird durch Anlegen einer Gleichspannung über der Brücke mit Energie versorgt, und die Gleichspannung über der Brücke stellt eine Differenz-Refe renzspannung für den Quotienten-Konverter dar. Die über den anderen beiden Anschlußpunkten der Brücke erzeugte Spannung stellt eine Differenz-Meßspannung für den Quotienten-Konver ter dar. Der Quotienten-Konverter gibt dann ein Ausgangs signal ab, welches proportional zu dem Differenz-Meßsignal und umgekehrt proportional zu der Differenz-Referenzspannung ist.

Bei den meisten Systemen ist der Meßwandler in einiger Ent fernung von dem Quotienten-Konverter angeordnet, manchmal in einer Entfernung von über 100 m. Jede Aufnahme von Inter ferenzen, beispielsweise von Versorgungsleitungs-Interferen zen, Hochfrequenz-Einstrahlungen und anderen Arten von elek tromagnetischen Störungen, erschweren die Gleichspannungs- Messung erheblich oder machen diese sogar unmöglich.

Bekannt ist die Verwendung von Abschirmungen (wie z. B. Koaxial-Kabel), paarweiser Verdrillung (twisted-wire pairs) und/oder analogen Filtern, um diese Interferenzen zu unter drücken. Während diese Vorkehrungen für die meisten herkömm lichen Systeme durchaus wirksam sind, stellt sich mit dem Aufkommen von Systemen höherer Meßgenauigkeit (beispielsweise 16-Bit-Digitalsysteme) die Forderung nach einer besseren Me thode zur Verringerung bzw. zur Unterdrückung elektromagne tischer Interferenzen und Störungen.

Elektromagnetische Störungen werden gemäß der vorliegenden Erfindung verringert und/oder eliminiert durch Umwandlung eines Meßsignals und eines Referenzsignals in ein Ausgangs signal, wobei das Ausgangssignal proportional zu dem Meß signal und umgekehrt proportional zu dem Referenzsignal ist. Das erfindungsgemäße Verfahren umfaßt die Umwandlung des Meß signals in ein digitales Meßsignal und die Umwandlung des Referenzsignals in ein digitales Referenzsignal. Das digitale Meßsignal wird gefiltert, um ein gefiltertes digitales Meßsig nal zu erzeugen, und das digitale Referenzsignal wird eben falls gefiltert, um ein gefiltertes digitales Referenzsignal zu erhalten. Das gefilterte digitale Meßsignal wird dann di vidiert durch das gefilterte digitale Referenzsignal, um das Ausgangssignal zu erhalten.

Das erfindungsgemäße Verfahren wird durchgeführt von einem Konverter, welcher an seinem Eingang ein Meßsignal und ein Referenzsignal empfängt und an seinem Ausgang ein Signal ab gibt, welches proportional zu dem Eingangs-Meßsignal und umgekehrt proportional zu dem Eingangs-Referenzsignal ist. Der Konverter umfaßt zumindest einen Analog/Digital-Wandler zur Aufnahme des Eingangs-Meßsignals und Umwandlung des Ein gangs-Meßsignals in ein digitales Meßsignal und zum Empfangen des Eingangs-Referenzsignals und Umwandeln des Eingangs-Refe renzsignals in ein digitales Referenzsignal. Wenigstens ein Tiefpaßfilter ist an wenigstens einen Analog/Digital-Wandler angeschlossen, um das digitale Meßsignal zu filtern und so ein gefiltertes digitales Meßsignal zu erhalten, und zum Fil tern des digitalen Referenzsignals, um ein gefiltertes digi tales Referenzsignal zu erhalten. Ein Dividier-Schaltkreis dividiert das gefilterte digitale Meßsignal durch das gefil terte digitale Referenzsignal, um so das Ausgangssignal zu erhalten.

Nachstehend werden Merkmale und Vorteile der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Vergleichsmeß systems mit einem Quotienten-Konverter;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Quotienten- Konverters;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Aus führung eines Quotienten-Konverters;

Fig. 4 den Frequenzgang des Digitalfilters von Fig. 3;

Fig. 5 ein Blockschaltbild von einem der Delta- Sigma-Modulatoren von Fig. 3;

Fig. 6A, 6B Schaltdiagramme des Delta-Sigma-Modulators von Fig. 5;

Fig. 7 ein Zeitdiagramm der Schalter von Fig. 6A und BB;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer alternativen Aus führung des Delta-Sigma-Modulators in Fig. 3; und

Fig. 9 ein Blockschaltbild einer alternativen Aus führung des Quotienten-Konverters.

Aus Gründen der besseren Verständlichkeit sind gleiche Bezugs ziffern in den einzelnen Abbildungen wiederholt verwendet, um korrespondierende Merkmale anzugeben. Die in Fig. 7 darge stellten Zeitsignale sind nicht unbedingt maßstabsgetreu ge zeichnet, um die Zeitverhältnisse besser sichtbar zu machen.

Ein Quotienten-Konverterschaltkreis gemäß bevorzugter Ausfüh rung der vorliegenden Erfindung enthält einen ersten Delta- Sigma-Modulator und einen zweiten Delta-Sigma-Modulator. Das externe Meßsignal wird von dem ersten Delta-Sigma-Modulator in ein digitales Meßsignal umgewandelt, wobei ein innerhalb des Quotienten-Konverters erzeugtes Referenzsignal benutzt wird. Das externe Referenzsignal wird von dem zweiten Delta- Sigma-Modulator unter Verwendung des gleichen internen Refe renzsignals wie der erste Delta-Sigma-Modulator in ein digi tales Referenzsignal umgewandelt. Das Ausgangssignal von dem ersten Delta-Sigma-Modulator und das Ausgangssignal des zwei ten Delta-Sigma-Modulators werden durch ein digitales Zeit multiplex-Filter tiefpaßgefiltert, um ein gefiltertes digi tales Meßsignal und ein gefiltertes digitales Referenzsignal zu erhalten. Ein digitaler Dividier-Schaltkreis dividiert an schließend das gefilterte digitale Meßsignal durch das gefil terte digitale Referenzsignal, um ein Ausgangssignal zu er halten, das proportional zu dem externen Meßsignal und umge kehrt proportional zu dem externen Referenzsignal ist.

Bei bekannten Systemen, in denen das Meßsignal durch das Re ferenzsignal direkt dividiert wird, um das Ausgangssignal zu erhalten, erzeugt jede in das Meßsignal und das Referenzsig nal eingekoppelte Störung einen Gleichspannungsfehler im Aus gangssignal. Dies kann mathematisch hergeleitet werden, indem man das Meßsignal als die Summe aus einer Konstanten plus einem sinusförmigen Signal darstellt:

V_SEN = V_S + b cos (2 π 60 t) (1)

und das Referenzsignal als zweite Konstante plus das gleiche sinusförmige Signal:

V_REF = V_R + b cos (2 π 60 t) (2)

Bei der aus dem Stand der Technik bekannten Konvertierung mit Quotientenbildung wird ein Gleichspannungs-Ausgangssignal COUT gebildet aus:

Der Gleichspannungs-Fehler beträgt somit:

In gleicher Weise kann auch gezeigt werden, daß ein Gleich spannungs-Fehler auftritt, wenn die Störung allein in das Re ferenzsignal eingekoppelt wird. Wird jedoch die Umwandlung ge mäß der vorliegenden Erfindung durchgeführt, ist die Empfind lichkeit des Quotienten-Konverters gegenüber der Aufnahme von Interferenzstörungen, Hochfrequenz-Störsignalen und anderen Arten von elektromagnetischen Störungen scheinbar eliminiert, weil das externe Meßsignal und das externe Referenzsignal jeweils separat in digitale Signale umgewandelt und an schließend jeweils für sich gefiltert werden, und zwar vor der Durchführung der Division. Anders ausgedrückt: Es gibt hier keine Quellen für Intermodulations-Verzerrungen inner halb der Analog/Digital-Wandlung, da das interne Referenz signal nicht durch in die Meßleitung und die Leitung für die externe Referenz eingekoppelte Störsignale verfälscht wird.

In Fig. 1 ist ein System 10 zur Verhältnis- oder Quotienten messung im Blockschaltbild dargestellt; dieses umfaßt einen Quotienten-Konverter 12. Das System 10 umfaßt ferner eine Lastzelle 14, die hier als Wheatstoneßsche Brücke mit vier Widerständen R1, R2, R3 und R4 ausgebildet ist. Die Lastzel le 14 wird durch Anlegen einer Gleichspannung zwischen VREF+ und VREF- über der Lastzelle 14 mit Energie versorgt. VREF+ und VREF- liegen gleichzeitig an zwei Eingängen des Quotien ten-Konverters 12, bezeichnet mit VREF+(EXT) bzw. VREF-(EXT). Von den zwei internen Abgriffen der Lastzelle 14 wird eine Differenz-Meßspannung erzeugt und an die Eingänge des Quo tienten-Konverters gelegt; hier bezeichnet mit AIN+ und AIN-. Der Quotienten-Konverter 12 liefert ein Ausgangssignal COUT, das proportional zu der an den Eingängen AIN+ und AIN- er scheinenden Differenz-Meßspannung ist und umgekehrt propor tional zu den an VREF+(EXT) und VREF-(EXT) erscheinenden Eingangs-Referenzsignalen.

Fig. 2 enthält das Blockschaltbild des Quotienten-Konver ters 17, welcher für den Quotienten-Konverter 12 in Fig. 1 benutzt wird. Dieser Typ von Konverterschaltkreis 17 enthält einen ersten Analog/Digital-Wandler 18, an dessen Eingang das Eingangs-Meßsignal AIN anliegt. Obwohl das Eingangssignal AIN hier als Einzelanschluß-Eingang dargestellt ist, sollte dies so verstanden werden, daß es das Differenz-Signal AIN+ und AIN- gemäß Fig. 1 repräsentiert. Ebenfalls dargestellt als Eingang zum Analog/Digital-Wandler 18 ist ein internes Refe renzsignal VREF(INT). Das Ausgangssignal des ersten Analog/ Digital-Wandlers 18 auf der Leitung 20 ist mit dem Eingang eines ersten Digitalfilters 22 verbunden. Der Ausgang des ersten Digitalfilters 22 ist mit einem Eingang eines digi talen Prozessorschaltkreises 24 verbunden, und das Ausgangs signal des digitalen Prozessorschaltkreises 24 bildet den Ausgang COUT auf der Leitung 16.

Gemäß Fig. 2 ist ein zweiter Analog/Digital-Wandler 26 vor gesehen, welcher VREF(EXT) als Eingangssignal aufnimmt. Ob wohl hier das Eingangssignal VREF(EXT) als Einzeleingang dargestellt ist, sollte klar sein, daß es die Differenzsig nale VREF+(EXT) und VREF-(EXT) gemäß Fig. 1 repräsentiert. Der Analog/Digital-Wandler 26 hat ferner einen zweiten Ein gang, an dem VREF(INT) anliegt. Das Ausgangssignal des zwei ten Analog/Digital-Wandlers 26 auf der Leitung 28 wird auf den Eingang eines zweiten Digitalfilters 28 gegeben. Der Ausgang des Digitalfilters 28 stellt einen zweiten Eingang für den digitalen Prozessorschaltkreis 24 dar.

Während des Betriebs wird das Meß-Eingangssignal AIN in ein digitales Signal in dem Analog/Digital-Wandler 18 umgewan delt. Diese Konvertierung basiert auf der internen Refe renzspannung VREF(INT). Das digitalisierte Meßsignal wird dann im Digitalfilter 22 gefiltert, bei dem es sich um einen beliebigen Typ von digitalem Filter handeln kann, also bei spielsweise um ein Tiefpaß-, Bandpaß- oder Hochpaßfilter oder auch eine Bandsperre. In gleicher Weise wird das externe Re ferenzsignal VREF(EXT) in ein digitales Signal in dem Analog/ Digital-Wandler 26 umgewandelt, wobei die interne Referenz spannung VREF(INT) als Referenz für die Umwandlung dient.

Das digitalisierte Referenzsignal wird in dem Digitalfil ter 30 gefiltert, bei welchem es sich um einen beliebigen Typ von bekanntem Digitalfilter handeln kann, also beispielsweise um ein Tiefpaß-, Bandpaß- oder Hochpaßfilter oder auch um eine Bandsperre. Die Filter 22 und 30 müssen nicht unbedingt vom selben Filtertyp sein; das heißt, daß das Digitalfil ter 22 ein Bandpaßfilter zur Ausfilterung von Störungen aus einem Wechselspannungs-Meßsignal sein kann, während das Digi talfilter 30 durchaus ein Tiefpaßfilter zur Ausfilterung von Störungen aus einem Gleichspannungs-Referenzsignal sein kann.

Das gefilterte digitale Meßsignal und das gefilterte digitale Referenzsignal werden in dem digitalen Prozessorschalt kreis 24 gemäß einem vorbestimmten Algorithmus miteinander kombiniert. Wenn der Konverterschaltkreis 17 als Quotienten- Konverter benutzt wird, dann handelt es sich bei dem vorbe stimmten Algorithmus des digitalen Prozessorschaltkreises 24 um eine Division, bei welcher das gefilterte digitale Meßsig nal durch das gefilterte digitale Referenzsignal dividiert wird. Es sind jedoch auch andere Algorithmen möglich, wie bei spielsweise Multiplikation (Demodulation) und Subtraktion.

Wenn die Quotienten-Konvertierfunktion des Quotienten-Konver ters 12 in Fig. 1 von einem Konverter des Typs des Konverter schaltkreises 17 ausgeführt wird, so kann beispielsweise der Ausgang des Analog/Digital-Wandlers 18 auf der Leitung 20 als Signal D₁ dargestellt werden, wobei gilt:

In gleicher Weise kann der Ausgang des Analog/Digital-Wand lers 26 auf der Leitung 28 dargestellt werden als D₂, mit:

Der Faktor x in der Gleichung (5) repräsentiert das Maß von VREF, welches das Meßsignal bildet und den Betrag der Un gleichheit der vier Widerstände in der Lastzelle 14 angibt. Diese Ausgangssignale werden in den Digitalfiltern 22 und 30 gefiltert. Die Digitalfilter 22 und 30 sind Tiefpaßfilter, welche die elektromagnetischen Interferenzen und Störgeräu sche in den Eingangs-Meßsignalen AIN und dem Eingangs-Refe renzsignal VREF(EXT) dämpfen. Der digitale Prozessorschalt kreis 24 führt dann die Operation der Division des gefilter ten Signals D₁ durch das gefilterte Signal D₂ aus, um COUT auf der Leitung 16 zu erhalten, welches gleich x ist. Das in terne Referenzsignal VREF(INT) muß nicht unbedingt ein exak tes Signal sein, da es bei dem Vorgang der Division heraus fällt.

Bei der in Fig. 3 dargestellten bevorzugten Ausführungsform des Quotienten-Konverters 12 von Fig. 1 sind die Analog/Digi tal-Wandler als Delta-Sigma-Modulatoren ausgeführt, und die Digitalfilter 22 und 30 sind kombiniert in einem einzigen Zeitmultiplex-Digitalfilter. Wie aus Fig. 3 hervorgeht, emp fängt ein erster Delta-Sigma-Modulator 32 AIN und VREF(INT) und gibt ein Ausgangssignal auf der Leitung 33 ab. Ein zwei ter Delta-Sigma-Modulator 34 nimmt VREF(EXT) und VREF(INT) auf und gibt ein Ausgangssignal auf der Leitung 35 ab. Die Ausgangssignale der Delta-Sigma-Modulatoren 32 und 34 werden in einem Zeitmultiplex-Digitalfilter 36 gefiltert, und die Ausgangssignale 23 und 31 von den Zeitmultiplex-Digitalfil tern werden in dem digitalen Dividier-Schaltkreis 37 durch einander dividiert.

Bei der in Fig. 3 dargestellten bevorzugten Ausführungsform ist das Zeitmultiplex-Digitalfilter 36 als Zeitmultiplex-Dezi mierungsfilter ausgeführt, dessen Filtercharakteristik in Fig. 4 dargestellt ist. Die Ausführungsform von Fig. 3 be nutzt zwei Delta-Sigma-Modulatoren und ein einziges Zeitmulti plex-Dezimierungsfilter, wobei das Dezimierungsfilter gleich zeitig auch die von den Digitalfiltern 22 und 30 in Fig. 2 ausgeführte Tiefpaß-Filterfunktion zur Verfügung stellt. Der Frequenzgang des Digitalfilters, wie er in Fig. 4 darge stellt ist, hat Nullstellen bei 50 Hz und 60 Hz und bei Viel fachen dieser Frequenzen, wodurch ein hoher Dämpfungsgrad für Wechselspannungsleitungs-Signale erreicht wird, wie sie häu fig auf den Eingangsleitungen von Quotienten-Konvertern vor kommen. Die Digitalfilter 22 und 30 erfordern keine Nullstel len bei 50 Hz und 60 Hz, wenn die Schaltkreise in einer elek trischen Umgebung eingesetzt werden, in der ausschließlich 50 Hz bzw. 60 Hz meßbare Störungen verursachen. Beispielsweise würden Nullstellen bei 60 Hz ausreichen, wenn der Schaltkreis ausschließlich innerhalb der Vereinigten Staaten von Amerika benutzt werden soll.

Die Erfindung kann auch in Wechselspannungs-Systemen einge setzt werden, in denen das Meßsignal und das externe Referenz signal Wechselspannungs-Signale anstelle von Gleichspannungs- Signalen sind. In diesen Systemen würden dann die Filter 22 und 30 Bandpaß-Filter sein, um tieffrequente und hochfrequen te Störsignale zu dämpfen, Hochpaß-Filter, um tieffrequente Störsignale zu dämpfen oder Bandsperren, um Störgeräusche bestimmter Frequenzen auszufiltern. Wird die vorliegende Er findung mit Wechselspannungs-Systemen benutzt, so liegt der Vorteil darin, daß jede in das Meßsignal und Referenz-Ein gangssignal eingekoppelte Störung Intermodulations-Fehler in herkömmlichen Quotienten-Konvertern erzeugt, die sowohl Wech selspannungs- als auch Gleichspannungs-Komponenten haben, und bei einwandfreiem Design der Bandpaß- bzw. Hochpaßfilter oder Bandsperren sämtliche Wechselspannungs- und Gleichspannungs fehler vermieden werden können. In Systemen, in denen das Meß signal eine Wechselspannung und das externe Referenzsignal eine Gleichspannung ist, kann ferner das Meßsignal-Filter 22 ein Bandpaß- bzw. Hochpaßfilter oder eine Bandsperre sein, während das Referenzsignal-Filter 30 ein Tiefpaßfilter sein würde. Die vorliegende Erfindung läßt also verschiedene Typen von Filtern für die Filter 22 und 30 zu, und verschiedene Kombinationen von Filtern für die Filter 22 und 30.

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild der Delta-Sigma-Modulato ren 32 und 34 von Fig. 3. Aus Fig. 5 ist ersichtlich, daß das Eingangssignal AIN bzw. VREF(EXT) mit dem positiven Ein gang eines Addierers 38 verbunden ist. Der Ausgang des Addie rers 38 ist mit dem Eingang einer ersten Integrierstufe 40 verbunden, deren Ausgang mit dem positiven Eingang eines zweiten Addierers 32 verbunden ist. Der Ausgang des Addie rers 32 ist mit dem Eingang eines zweiten Integrators 44 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines dritten Integrators 46 verbunden ist.

Der Ausgang des Integrators 46 ist mit dem Eingang eines Rückkopplungselements 48, das mit B bezeichnet ist, gekop pelt. Der Ausgang des Rückkopplungselements 48 ist mit dem negativen Eingang des Addierers 32 verbunden. Der Ausgang des Integrators 40 ist mit dem Eingang eines Mitkopplungsele ments 50, das mit A₁ gekennzeichnet ist, verbunden. Der Aus gang des Integrators 44 ist mit dem Eingang eines zweiten Mitkopplungselements 52, das mit A₂ gekennzeichnet ist, ver bunden. Der Ausgang des Integrators 46 ist mit dem Eingang eines dritten Mitkopplungselements 54, das mit A₃ gekenn zeichnet ist, verbunden. Die Ausgänge der drei Mitkopplungs elemente 50, 51 und 52 werden mittels eines Addierers 46 auf addiert, und der Ausgang des Addierers 46 ist mit dem positi ven Eingang eines Vergleichers 58 verbunden. Der negative Ein gang des Vergleichers 58 liegt hier beispielhaft an Masse. Der Ausgang des Vergleichers 58 bildet das Ausgangssignal DOUT auf Leitungen 33 und 35. Der Ausgang des Vergleichers 58 wird gleichzeitig dazu benutzt, einen Schalter 60 zu steuern, welcher zwischen der Anschaltung von VREF+(INT) und VREF- (INT) an den negativen Eingang des Addierers 38 auswählt.

Der in Fig. 5 gezeigte Delta-Sigma-Modulator 32, 34 ist ein Modulator dritter Ordnung, der nach den bekannten, für Delta- Sigma-Modulatoren geltenden Regeln arbeitet.

Die Fig. 6A und 6B enthalten Schaltschemata für den Delta- Sigma-Modulator 32, 34 von Fig. 5. Wie Fig. 6A zeigt, sind die Eingangssignale AIN+ und AIN- bzw. VREF+(EXT) und VREF- (EXT) überkreuz vor die ersten Kondensatorelemente geschal tet, um so die Unterdrückung des Schaltkreises am gemeinsamen Knotenpunkt zu verbessern. Diese sind kreuzgekoppelt mittels den in einem Block 62 dargestellten Schaltern. Die Operations verstärker 64, 66 und 68 bilden die aktiven Elemente der Inte gratoren 40, 44 und 46 von Fig. 5. Das Rückkopplungsele ment 48 in Fig. 5 ist in Fig. 6B ein Differenz-Rückkopp lungselement, dargestellt als Elemente 48′ und 48′′. In glei cher Weise sind die Vorwärtselemente 50, 52 und 54 als Elemen te 50′ und 50′′, 52′ und 52′′ und 54′ und 54′′ in Fig. 6B dargestellt.

Bei einer bevorzugten Ausführung sind die Meßleitungen von der Lastzelle 14 mit einer Vorverstärkung durch einen (nicht dargestellten) Meßwertverstärker ausgerüstet; die mit Verstär kung versehenen Meßleitungen sind mit den Meßeingängen des Quotienten-Konverters 12 verbunden. Sowohl der Meßverstärker als auch der Operationsverstärker 64 sind chopperstabili siert, um deren Rauschunterdrückung zu verbessern, obwohl eine solche Chopperstabilisierung nicht unbedingt notwendig ist, um die vorliegende Erfindung auszuführen. Auch in dem Ausführungsbeispiel sind die Signale VREF+ und VREF- zu der Lastzelle 14 gepulst bzw. zerhackt, um eine zusätzliche Un empfindlichkeit des Systems gemäß Fig. 1 gegenüber Rauschen zu verbessern.

Fig. 7 enthält ein Zeitdiagramm der Schalter von Fig. 6A und Fig. 6B. Die Pfeile geben die Schaltfolge an den Phasen grenzen der Signale S1-S4 und SA-SD an. Das Signal FC ist das Chopper-Signal, welches die Eingangssignale und Ausgangssig nale des Operationsverstärkers 64 und des (nicht dargestell ten) Meßverstärkers zerhackt bzw. schaltet. Bei dem hier dar gestellten Ausführungsbeispiel wird die Lastzelle 64 synchron mit dem Operationsverstärker 64, jedoch mit wesentlich ge ringerer Frequenz, gepulst. Allerdings ist diese Pulsung der Lastzelle 14 nicht unbedingt notwendig, um die vorliegende Erfindung auszuführen. Das gepulste externe Meßsignal und das Referenzsignal von der Lastzelle 14 werden durch die Schalter gruppe 62 in dem Delta-Sigma-Modulator 34 von Fig. 3 demo duliert.

Vorzugsweise ist der Integrator 40 ein zeitdiskret arbeiten der Integrator, bei welchem der Operationsverstärker 64 mit der Abtastfrequenz gepulst (chopped) wird. Diese Möglichkeit, in einem zeitdiskret arbeitenden Schaltkreis mit der Abtast rate zu pulsen, ergibt sich aus den Zeitsignalen S1-S4, die das Eingangssignal zweifach mit einer Abtastrate abtasten, welche doppelt so hoch ist wie die Abtastrate des Modulators. Dieser Schaltkreis nützt die Vorteile der Flacker- und Tief frequenzstörungs-Unterdrückung eines chopperstabilisierten Verstärkers ohne die Einführung von Tönen oder die Vorschal tung eines zeitkontinuierlichen Integrators vor den zeitdis kreten Integrator erforderlich zu machen.

Vorzugsweise ist der Quotienten-Konverter (einschließlich des Meßverstärkers) auf einem einzigen integrierten Schaltkreis (IC) hergestellt.

In Fig. 8 ist eine alternative Ausführung für die Delta- Sigma-Wandler 32 und 34 von Fig. 3 dargestellt. Wie in Fig. 8 gezeigt, arbeiten die beiden Delta-Sigma-Modulatoren im Zeitmultiplex, um die Anzahl der Bauelemente innerhalb des integrierten Schaltkreises, der den Quotienten-Konverter ent hält, zu reduzieren. Alternative Abtastwerte der Modulator- Zustandsvariablen für AIN und VREF(EXT) sind an den mit CA und CR bezeichneten Kondensatoren gespeichert.

Obwohl das Blockschaltbild in Fig. 8 einen Delta-Sigma-Modu lator erster Ordnung darstellt, können auch Delta-Sigma-Modu latoren höherer Ordnung gleichfalls im Zeitmultiplex betrie ben werden.

Fig. 9 zeigt das Blockschaltbild einer alternativen Ausfüh rungsform des erfindungsgemäßen Quotienten-Konverterschalt kreises. Der Konverter-Schaltkreis 17 hat einen Meßeingang AIN und einen Referenzeingang VREF(EXT) sowie einen dritten Eingang VMOD. Bei dieser Ausführung kommen das Meß-Eingangs signal AIN und das Referenz-Eingangssignal VREF(EXT) von der Lastzelle 14 von Fig. 1; das dritte Eingangssignal VMOD ist das Signal, das dazu benutzt wird, die Referenzspannung VREF+ und VREF- (vergleiche Fig. 1) zu modulieren bzw. zu pulsen. Dieses dritte Signal VMOD kann als zweites Meßsignal bzw. als zweites Referenzsignal angesehen werden.

Wie aus Fig. 9 hervorgeht, liegt das Signal AIN an einem Ein gang eines ersten Analog/Digital-Wandlers 70 an, während der andere Eingang des Analog/Digital-Wandlers 70 mit einem inter nen Referenzsignal VREF(INT) verbunden ist. Das Signal VMOD liegt an einem Eingang eines zweiten Analog/Digital-Wand lers 72 an, während an dessen anderen Eingang das interne Referenzsignal VREF(INT) anliegt. Das Signal VREF(EXT) liegt an einem Eingang eines dritten Analog/Digital-Wandlers 74, dessen anderer Eingang an das interne Referenzsignal VREF(INT) geschaltet ist. Die Ausgänge der drei Analog/Digi tal-Wandler 70, 72 und 74 sind jeweils mit den Eingängen der drei Digitalfilter 76, 78 und 80 verbunden. Die Ausgänge der drei Digitalfilter sind mit dem Eingang eines digitalen Pro zessorschaltkreises 74 verbunden.

Genauer betrachtet werden die Ausgangssignale der Digital filter 76 und 78 in einem digitalen Multiplizier-Schalt kreis 82 miteinander multipliziert. Somit werden also die Ausgänge der Digitalfilter 78 und 80 in einem digitalen Multiplizier-Schaltkreis 84 miteinander multipliziert. Die Ausgänge der digitalen Multiplizier-Schaltkreise 82 und 84 sind mit den Eingängen der Digitalfilter 86 und 88 jeweils verbunden. Die Ausgänge der Digitalfilter 86 und 88 werden in dem digitalen Dividier-Schaltkreis 37 digital verarbeitet, um das Ausgangssignal COUT von dem digitalen Dividier-Schalt kreis 37 zu erhalten, welches dann das Ausgangssignal des Quotienten-Konverterschaltkreises 17 darstellt.

Bei der hier dargestellten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Demodulation des gepulsten Meßsignals AIN und des gepulsten Referenzsignals VREF(EXT) in analoger Weise ausgeführt, nämlich durch Umsteuern bestimmter Schalter in Synchronisation mit der Modulation bzw. Pulsen der an die Lastzelle 14 angelegten Referenzspannung. Bei der Ausführungs form von Fig. 9 wird diese Demodulation digital ausgeführt. Das bedeutet, daß das Signal VMOD digitalisiert und an schließend bandpaßgefiltert wird, und zwar jeweils in dem Analog/Digital-Wandler 72 und dem Digitalfilter 78. In glei cher Weise werden das Eingangssignal AIN und die Eingangssig nale VREF(EXT) in den Analog/Digital-Wandlern 70 und 74, bzw. den Digitalfiltern 76 und 78 in digitale Signale umgewandelt und anschließend bandpaßgefiltert.

Die Ausgangssignale der Digitalfilter 76 und 78 werden mit einander multipliziert bzw. demoduliert in dem digitalen Multiplizier-Schaltkreis 82, um so eine dem Digitalfilter 86 zugeleitete Gleichspannung zu erhalten. In gleicher Weise werden die Ausgangssignale von den Digitalfiltern 78 und 80 in dem digitalen Multiplizier-Schaltkreis 84 miteinander mul tipliziert bzw. demoduliert, um eine dem Digitalfilter 88 zugeleitete Gleichspannung zu erhalten. Die Digitalfilter 86 und 88 sind Tiefpaßfilter, um Rauschen und Oberfrequenz- Kreuzmodulationssignale zu unterdrücken. Das Ausgangssignal des Digitalfilters 86 wird durch das Ausgangssignal des Digi talfilters 88 in dem digitalen Dividierschaltkreis 87 divi diert, um so das Gleichspannungs-Ausgangssignal COUT zu erhal ten.

Obwohl der Schaltkreis von Fig. 9 eine dritte Analog/Digi tal-Wandlung verlangt, welche mittels eines zusätzlichen separaten Wandlers oder als Teil eines Multiplex-Konverters durchgeführt werden kann, hat dieser Schaltkreis den Vorteil, daß er jede Art von VMOD-Signal demoduliert, gleich ob es ein gepulstes Signal oder ein sinusförmiges Signal ist.

Claims

1. Verfahren zur Umwandlung mindestens eines Meßsignals und mindestens eines Referenzsignals in ein Ausgangssignal, wobei das Ausgangssignal eine vorbestimmte mathematische Funktion des Meßsignals und des Referenzsignals ist, gekenn zeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

a) Umwandeln eines jeden Meßsignals in ein digitales Meß signal;
b) Umwandeln eines jeden Referenzsignals in ein digitales Referenzsignal;
c) Filtern jedes digitalen Meßsignals, um ein gefiltertes digitales Meßsignal zu erhalten;
d) Filtern eines jeden digitalen Referenzsignals, um ein ge filtertes digitales Referenzsignal zu erhalten; und
e) Kombinieren jedes gefilterten digitalen Meßsignals und jedes gefilterten digitalen Referenzsignals gemäß einem vorbestimmten Algorithmus, um das Ausgangssignal zu erhal ten.

2. Verfahren zur Umwandlung eines Meßsignals und eines Refe renzsignals in ein Ausgangssignal, wobei das Ausgangssignal eine vorbestimmte mathematische Funktion des Meßsignals und des Referenzsignals ist, gekennzeichnet durch die folgenden Verfahrensschritte:

a) Umwandeln des Meßsignals in ein digitales Meßsignal;
b) Umwandeln des Referenzsignals in ein digitales Referenz signal;
c) Filtern des digitalen Meßsignals, um ein gefiltertes digi tales Meßsignal zu erhalten;
d) Filtern des digitalen Referenzsignals, um ein gefiltertes digitales Referenzsignal zu erhalten; und
e) Kombinieren des gefilterten digitalen Meßsignals und des gefilterten digitalen Referenzsignals nach einem vorbe stimmten Algorithmus, um das Ausgangssignal zu erhalten.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß der vorbestimmte Algorithmus ein Multiplika tions-Algorithmus ist.

4. Verfahren zur Umwandlung eines Meßsignals und eines Refe renzsignals in ein Ausgangssignal, wobei das Ausgangssignal proportional zu dem Meßsignal und umgekehrt proportional zu dem Referenzsignal ist, gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte:

a) Umwandeln des Meßsignals in ein digitales Meßsignal;
b) Umwandeln des Referenzsignals in ein digitales Referenz signal;
c) Filtern des digitalen Meßsignals, um ein gefiltertes digi tales Meßsignal zu erhalten;
d) Filtern des digitalen Referenzsignals, um ein gefiltertes digitales Referenzsignal zu erhalten; und
e) Dividieren des gefilterten digitalen Meßsignals durch das gefilterte digitale Referenzsignal, um das Ausgangssignal zu erhalten.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich net, daß der Verfahrensschritt der Umwandlung des Meßsig nals in ein digitales Meßsignal unter Verwendung eines inter nen Referenzsignals als Referenz für die Umwandlung durchge führt wird, und daß der Verfahrensschritt der Umwandlung des Referenzsignals in ein digitales Referenzsignal unter Verwen dung eines internen Referenzsignals als Referenz für die Um wandlung durchgeführt wird.

6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich net, daß der Verfahrensschritt der Umwandlung des Meßsig nals in ein digitales Meßsignal und der Verfahrensschritt der Umwandlung des Referenzsignals in ein digitales Referenzsig nal jeweils durch den Prozeß einer Delta-Sigma-Modulation des Meßsignals bzw. des Referenzsignals stattfindet.

7. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich net, daß der Verfahrensschritt der Filterung des digita len Meßsignals und der Verfahrensschritt der Filterung des digitalen Referenzsignals mittels Filterung durch ein Filter erfolgen, wobei dieses Filter ein Tiefpaßfilter, ein Bandpaß filter, ein Hochpaßfilter oder eine Bandsperre ist.

8. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich net, daß der Verfahrensschritt der Filterung des digita len Meßsignals ein Filtern mittels eines Filters ist, wobei dieses Filter ein Tiefpaßfilter, ein Bandpaßfilter, ein Hoch paßfilter oder eine Bandsperre ist, und daß der Verfahrens schritt des Filterns des digitalen Referenzsignals ein Fil tern mittels eines anderen Filters ist, wobei dieses Filter ein Tiefpaßfilter, ein Bandpaßfilter, ein Hochpaßfilter oder eine Bandsperre ist.

9. Konverter, der ein Eingangs-Meßsignal und ein Eingangs- Referenzsignal empfängt und ein Ausgangssignal abgibt, wel ches eine vorbestimmte mathematische Funktion des Eingangs- Meßsignals und des Eingangs-Referenzsignals ist, ge kennzeichnet durch:

a) wenigstens ein Analog/Digital-Wandler (18, 26), der ein Eingangs-Meßsignal empfängt und dieses Eingangs-Meßsignal in ein digitales Meßsignal umwandelt, und der ein Ein gangs-Referenzsignal empfängt und dieses Eingangs-Refe renzsignal in ein digitales Referenzsignal umwandelt;
b) wenigstens ein, an den wenigstens einen Analog/Digital Wandler (18, 26) angeschlossenes Digitalfilter (22, 30), welches das digitale Meßsignal filtert, um ein gefiltertes digitales Meßsignal zu erhalten, und welches das digitale Referenzsignal filtert, um ein gefiltertes digitales Refe renzsignal zu erhalten; und
c) einen an das wenigstens eine Digitalfilter (22, 30) ange schlossenen Prozessor-Schaltkreis (24), welcher das gefil terte digitale Meßsignal und das gefilterte digitale Refe renzsignal gemäß einem vorbestimmten Algorithmus kombi niert, um das Ausgangssignal zu erhalten.

10. Konverter nach Anspruch 9, dadurch gekenn zeichnet, daß der vorbestimmte Algorithmus ein Multi plikations-Algorithmus ist.

11. Konverter, der ein Eingangs-Meßsignal und ein Eingangs- Referenzsignal empfängt und ein Ausgangssignal erzeugt, das proportional zu dem Eingangs-Meßsignal und umgekehrt propor tional zu dem Eingangs-Referenzsignal ist, gekenn zeichnet durch:

a) wenigstens einen Analog/Digital-Wandler (18, 26; 32, 34), der das Eingangs-Meßsignal empfängt und dieses Eingangs- Meßsignal in ein digitales Meßsignal umwandelt, und der das Eingangs-Referenzsignal empfängt und dieses Eingangs- Referenzsignal in ein digitales Referenzsignal umwandelt;
b) wenigstens ein, an den wenigstens einen Analog/Digital- Wandler (18, 26; 32, 34) angeschlossenes Digitalfil ter (22, 30; 36), welches das digitale Meßsignal filtert, um ein gefiltertes digitales Meßsignal zu erhalten, und welches das digitale Referenzsignal filtert, um ein gefil tertes digitales Referenzsignal zu erhalten; und
c) einen, an das wenigstens eine Digitalfilter (22, 30; 36) angeschlossenen Dividier-Schaltkreis (37), der das gefil terte digitale Meßsignal durch das gefilterte digitale Referenzsignal dividiert, um so das Ausgangssignal zu er zeugen.

12. Konverter nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß der wenigstens eine Analog/Digital- Wandler (18, 26; 32, 34) bei der Umwandlung des Eingangs- Meßsignals in ein digitales Meßsignal sowie bei der Umwand lung des Eingangs-Referenzsignals in ein digitales Referenz signal ein internes Referenzsignal verwendet.

13. Konverter nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß der wenigstens eine Analog/Digital- Wandler ein Delta-Sigma-Modulator (32, 34) ist.

14. Konverter nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß das wenigstens eine Digitalfilter (22, 30; 36) ein Dezimier-Filter ist.

15. Konverter nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß der wenigstens eine Analog/Digital- Wandler einen ersten (18, 32) und einen zweiten (26, 34) Analog/Digital-Wandler umfaßt.

16. Konverter nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß der wenigstens eine Analog/Digital- Wandler (22, 30; 36) einen Zeitmultiplex-Analog/Digital- Wandler umfaßt.

17. Konverter nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß das wenigstens eine Digitalfilter ein erstes (22) und ein zweites (30) Digitalfilter umfaßt.

18. Konverter nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß das wenigstens eine Digitalfilter ein Zeitmultiplex-Digitalfilter (36) ist.

19. Konverter nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß das wenigstens eine Digitalfilter (22, 30; 36) ein Tiefpaßfilter, ein Bandpaßfilter, ein Hochpaßfil ter oder eine Bandsperre ist.

20. Verfahren zur Umwandlung des Ausgangs eines Quotienten- Meßsystems in ein Ausgangssignal, wobei das Quotienten- Meßsystem Ausgangssignale mit einem Meßsignal und einem Referenzsignal hat, gekennzeichnet durch die Verfahrensschritte:

a) Umwandeln des Meßsignals in ein digitales Signal, das auf dem internen Referenzsignal basiert;
b) Umwandeln des Referenzsignals in ein digitales Signal, das auf dem internen Referenzsignal beruht;
c) Filtern des digitalen Meßsignals mittels eines digitalen Tiefpaßfilters, um ein gefiltertes digitales Meßsignal zu erhalten;
d) Filtern des digitalen Referenzsignals mittels eines digi talen Tiefpaßfilters, um ein gefiltertes digitales Refe renzsignal zu erhalten; und
e) Dividieren des gefilterten digitalen Meßsignals durch das gefilterte digitale Referenzsignal, um ein Ausgangssignal zu erhalten, welches proportional zu dem Meßsignal und um gekehrt proportional zu dem Referenzsignal ist.

21. Quotienten-Konverter zur Aufnahme eines Eingangs-Meßsig nals und eines Eingangs-Referenzsignals von einem Quotienten- Meßsystem, und zur Erzeugung eines Ausgangssignals, welches proportional zu dem Eingangs-Meßsignal und umgekehrt propor tional zu dem Eingangs-Referenzsignal ist, gekenn zeichnet durch:

a) einen ersten Analog/Digital-Wandler (18, 32) zur Aufnahme des Eingangs-Meßsignals und zur Umwandlung dieses Ein gangs-Meßsignals in ein digitales Meßsignal, das auf einem internen Referenzsignal des Quotienten-Konverters beruht;
b) einen zweiten Analog/Digital-Wandler (26, 34) zur Aufnahme eines Eingangs-Referenzsignals und zum Umwandeln dieses Eingangs-Referenzsignals in ein digitales Referenzsignal, das auf dem internen Referenzsignal des Quotienten-Konver ters beruht;
c) ein erstes, an den ersten Analog/Digital-Wandler (18) ange schlossenes digitales Tiefpaßfilter (22) zum Filtern des digitalen Meßsignals, um ein gefiltertes digitales Meßsig nal zu erhalten;
d) ein zweites, an den zweiten Analog/Digital-Wandler (26) an geschlossenes digitales Tiefpaßfilter (30) zum Filtern des digitalen Referenzsignals, um ein gefiltertes digitales Referenzsignal zu erhalten; und
e) einen an das erste (22) und das zweite (30) Digitalfilter angeschlossenen Dividier-Schaltkreis (24, 37) zum Divi dieren des gefilterten digitalen Meßsignals durch das ge filterte digitale Referenzsignal, um das Ausgangssignal zu erhalten.