DE4025470C2

DE4025470C2 - Schaltungsanordnung für einen bürstenlosen dreisträngigen Gleichstrommotor

Info

Publication number: DE4025470C2
Application number: DE4025470A
Authority: DE
Inventors: Koji Soushin; Hiroaki Koshin; Shinichi Okamoto; Toshiharu Ohashi
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-08-12
Filing date: 1990-08-10
Publication date: 1994-04-14
Anticipated expiration: 2010-08-11
Also published as: US5083067A; JPH0374194A; JPH06104000B2; DE4025470A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für einen bürstenlosen dreisträngigen Gleichstrommotor mit einem Wechselrichter, dessen obere und untere Halbbrücken je Brückenzweig je einen Leistungs-MOSFET aufweisen, mit je einem Treiber je Leistungs-MOSFET mit einem Eingang und mit einem mit dem Gate des Leistungs-MOSFET verbundenen Ausgang, sowie mit einem ersten und einem zweiten Spannungsversor gungsanschluß, mit je einer an einer Spannungsquelle lie genden Reihenschaltung je Brückenzweig aus einer Diode, einem Kondensator und einem Widerstand, mit einer Verteiler schaltung, an deren Eingänge von einem Rotorstellungsdetek tor erzeugte Positionssignale und an deren Ausgänge aus die sen für die Ansteuerung der Leistungs-MOSFETs aufbereitete rotorstellungsabhängige Ausgangssignale gelangen, wobei jeder Treiber der oberen Halbbrücken mit dem ersten Span nungsversorgungsanschluß über die Diode mit einem Pol der Spannungsquelle in Verbindung steht und mit dem zweiten Spannungsversorgungsanschluß am gemeinsamen Verbindungspunkt der Leistungs-MOSFETs in einem Brückenzweig verbunden ist, und wobei der Kondensator an den ersten und den zweiten Spannungsversorgungsanschluß angeschlossen ist, um so je weils eine schwebende Spannungsquelle für die Ansteuerung der Leistungs-MOSFETs der oberen Halbbrücken zu schaffen.

Bürstenlose Motoren können für eine sehr hohe Lebensdauer ausgelegt sein und eignen sich gut zur Verwendung in wie deraufladbaren, motorbetriebenen Werkzeugen, bei Industrie robotern und anderem.

Da die Lebensdauer bürstenloser Motoren nur durch die Halt barkeit des Rotorwellenlagers begrenzt wird, haben sie in den letzten Jahren eine breite Anwendung gefunden. Jedoch besteht noch ein Bedarf nach einer Schaltungsanordnung, mit welcher der Anlauf und das Abbremsen eines bürstenlosen Motors in hervorragender Weise gesteuert werden können.

Eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art ist beispielsweise in dem folgenden Artikel von Jahns u. a. be schrieben: "Integrated Current Regulation for a Brushless ECM Drive" in IEEE Transaction Power Electronics, Band 6, Nr. 1, Januar 1991, Seiten 117 bis 126 (Manuskript 1989 präsentiert). Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung wer den die Leistungs-MOSFETs auf die übliche Weise stets nur so angesteuert, daß während eines jeweiligen Zeitintervalls insgesamt nicht mehr als zwei dieser MOSFETs eingeschaltet sind, wobei jeweils einer der oberen und einer der unteren MOSFETs eingeschaltet sind. Das jeweilige Motor-Drehmoment wird durch eine entsprechende Pulsbreitenmodulation der Amplitude der Phasenströme eingestellt. Mit dieser Schal tungsanordnung läßt sich somit zwar die Drehgeschwindigkeit des Motors steuern. Irgendwelche Maßnahmen für ein schnel les, einfaches Abbremsen des Motors sind jedoch nicht vor gesehen.

In der DE 36 14 093 A1 ist eine Vorrichtung zum Abbremsen eines bürstenlosen Gleichstrommotors beschrieben, bei der für eine jeweilige Motorabbremsung die Leistungsschalter in einer Brückenhälfte geschlossen werden, um damit einen Kurz schluß der dreiphasigen Wicklungen herbeizuführen. Zur Steuerung des Abbremsvorgangs ist jedoch eine relativ kom plexe Logikschaltung erforderlich, die ständig mit Strom zu versorgen ist. Der zur Abbremsung erforderliche Schaltungs aufwand ist demnach relativ hoch.

Bei einer aus der US-PS 46 86 436 bekannten Schaltungsanord nung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor sind die beiden in Reihe geschalteten Leistungs-MOSFETs der jeweiligen Wech selrichter-Brückenzweige mit einer ersten Spannungsquelle verbunden, während die zugeordneten Treiber an eine davon getrennte Niederspannungsquelle angeschlossen sind. Den Treibern der oberen Halbbrücken ist jeweils ein Reihenkreis aus einem Widerstand und der Laststrecke eines Transistors zugeordnet, über den sie in Abhängigkeit von Signalen gesteuert werden, die repräsentativ für die Rotorstellung sind. Dieser Serienkreis ist ebenfalls an die Klemmen der zusätzlichen Niederspannungsquelle angeschlossen. Irgend welche Maßnahmen für eine Schnellabschaltung sind auch hier nicht vorgesehen. Von Nachteil ist ferner, daß stets zwei voneinander verschiedene Spannungsquellen erforderlich sind.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsan ordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, mit der bei geringem Schaltungsaufwand eine zuverlässige und sichere Schnellabbremsung des Motors gewährleistet ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß je Brückenzweig eine zur Reihenschaltung aus Widerstand und Kondensator parallelliegende weitere Reihenschaltung aus einem weiteren Widerstand und der Laststrecke eines Transi stors vorgesehen ist, daß die Basen der Transistoren mit ersten Ausgängen und die Eingänge der Treiber der unteren Halbbrücken mit zweiten Ausgängen der Ausgänge der Vertei lerschaltung verbunden sind, daß je Brückenzweig ein weite rer Verbindungspunkt zwischen dem weiteren Widerstand und der Laststrecke des Transistors mit jeweils dem Eingang des Treibers der oberen Halbbrücken verbunden ist, daß die Aus gänge der Verteilerschaltung und die Transistoren derart ausgebildet sind, daß die Ausgänge der Verteilerschaltung auf niedrigem und die weiteren Verbindungspunkte auf hohem Pegel liegen, wenn die Spannungsquelle ausgeschaltet ist, wodurch nach Ausschalten der Spannungsquelle alle Lei stungs-MOSFETs der unteren Halbbrücken in den sperrenden Zustand und alle Leistungs-MOSFETs der oberen Halbbrücken aufgrund der Restladung in den Kondensatoren in den leiten den Zustand gelangen und dadurch der Rotor einer abrupten Abbremskraft unterworfen wird.

Aufgrund dieser Ausbildung ist der für den Abbremsmodus des bürstenlosen Motors zusätzlich erforderliche Schaltungsauf wand auf ein Minimum herabgesetzt. Die Abbremsung erfolgt durch einen Kurzschluß der Phasenwicklungen. Für den Betrieb einschließlich der Abbremsung ist eine einzige Spannungs quelle ausreichend.

In den Unteransprüchen sind weitere vorteilhafte Ausfüh rungsvarianten der Erfindung angegeben.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird.

Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform der Schaltungsanordnung für bürstenlose Motoren;

Fig. 2 ist eine erläuternde Ansicht des bürstenlosen Motors, welcher mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 versehen ist;

Fig. 3(a) bis 3(e) zeigen als Kurvendiagramme den Betriebszustand einzelner Teile der Schaltungsanordnung nach Fig. 1;

Fig. 4 zeigt eine andere Ausführungs form der Schaltungsanordnung;

Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführungs form der Schaltungsanordnung;

Fig. 6 und 7 sind Kurvendiagramme zur Erläuterung des Be triebs der in den Fig. 5 und 1 gezeigten Schaltungsanordnungen;

Fig. 8 zeigt eine weitere Ausfüh rungsform der Schaltungsanordnung und

Fig. 9 ist ein Kurvendiagramm zur Erläuterung des Be triebs der Schaltungsanordnung nach Fig. 8.

In Fig. 1 ist eine Verteilerschaltung 11 an drei Hall-Effekt- Elemente H_U, H_V und H_W angeschlossen. Die Hall-Effekt-Elemen te H_U, H_V und H_W sind in Winkelabständen von 60° bezüglich der Drehachse eines Rotors Rt eines bürstenlosen Motors an geordnet, wie in Fig. 2 gezeigt, und liefern Ausgangssignale abhängig von der magnetischen Flußdichte eines Magnetpols oder eines Positions-Nachweismagnets des Rotors Rt mit Per manentmagneten, welche vierpolig (in zwei Paaren von Nord- Süd-Polen) unter Winkelabständen von 90° magnetisiert sind, wobei die Hall-Effekt-Elemente diesen über einen Spalt ge genüberliegen. Wie in den Fig. 3(a) bis 3(c) gezeigt, bilden diese Ausgangssignale sinusförmige Spannungskurven, welche wechselseitig um 2π/3 phasenversetzt sind, wobei die Signale über die Verteilerschaltung 11 abgeleitet werden, welche die für die Schaltungsanordnung des bürstenlosen Motors erforderlichen Signale aufbereitet, und zwar eine Folge von in den Fig. 3(d) bis 3(i) gezeigten Ausgangssignalen zum Ansteuern jeweiliger Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr21, deren erste drei und letzte drei jeweils in einer oberen und einer unteren Reihe in Fig. 1 angeordnet sind, so daß sie in drei Paaren jeweils an eine von dreiphasigen, bipolaren Spulen L_U, L_V und L_W angeschlossen sind. Die MOSFETs Tr19 bis Tr21 der unteren Reihe bilden Halbbrücken der Paare und werden an ihrem Gate über die drei in den Fig. 3(e), 3(g) und 3(i) gezeigten Ausgangssignale von den sechs Ausgangssignalen der Verteilerschaltung 11 angesteuert, und zwar über Treiber bildende Transistor brücken 13₄ bis 13₆, welche jeweils aus einer Kombination eines NPN- mit einem PNP-Transistor bestehen. Wenn die drei Ausgangssignale (e), (g) und (i) nach Fig. 3 der Verteiler schaltung 11 ausgesteuert sind, sind auch die Ausgänge der Transistorbrücken 13₄ bis 13₆ ausgesteuert, und die Lei stungs-MOSFETs Tr19 bis Tr21 in der unteren Reihe der Halb brücken der Paare sind eingeschaltet, während sie ausgeschal tet sind, wenn die Ausgangssignale (e), (g) und (i) auf niedrigem Pegel sind. Im einzelnen enthalten die Transistor brücken 13₄ bis 13₆ jeweils eine Kombination aus einem von NPN-Transistoren Tr7, Tr9 und Tr11 mit jeweils einem von PNP-Transistoren Tr8, Tr10 und Tr12.

Die übrigen Ausgangssignale der Verteilerschaltung 11 nach den Fig. 3(d), 3(f) und 3(h) dienen zum Ansteuern der Gates der Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr18 in der oberen Reihe der Halbbrücken der Paare, und zwar über Transistoren Tr13 bis Tr15, schwebende Spannungsquellen 12 ₁ bis 12 ₃ und Treiber bildende Transistorbrücken 13 ₁ bis 13 ₃ welche jeweils eine Kombina tion aus NPN- und PNP-Transistoren enthalten. Die Leistungs- MOSFETs Tr16 bis Tr18 in der oberen Reihe sind jeweils mit ihrem Source an den Drain der Leistungs-MOSFETs Tr19 bis Tr21 in der unteren Reihe angeschlossen, so daß das Poten tial der Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr18 der oberen Reihe bezüglich des Erdpotentials mit den Betriebszuständen EIN und AUS der Leistungs-MOSFETs Tr19 bis Tr21 der unteren Reihe variiert. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß ein Leistungs-MOSFET normalerweise nicht durchschaltet, bis min destens eine vorbestimmte Spannung an seinen Elektroden Gate und Drain liegt, so daß unterschiedliche Spannungsquel len für die Leistungs-MOSFETs in der oberen und der unteren Reihe benötigt werden, was durch schwebende Spannungs quellen 12 ₁ bis 12 ₃ geschieht, die jeweils einen ladungssammelnden Kon densator C1 bis C3 und einen Widerstand R12 bis R14 enthalten, wobei die Kondensatoren C1 bis C3 jeweils in Reihe mit Dioden D1 bis D3 geschaltet sind, welche einen Stromrückfluß verhindern. Die Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr18 der oberen Reihe werden an ihren Gates durch die in den Kondensatoren C1 bis C3 ge sammelte Ladung angesteuert, wobei die Kondensatoren über die Widerstände R12 bis R14 von einem Erdpotential GND der Schaltungsanordnung getrennt sind. Die Verteilerschaltung 11, die schwebenden Spannungsquellen 12₁ bis 12₃ und die Transi storbrücken 13 ₁ bis 13 ₆ bilden ein Steuersystem. Der bür stenlose Motor wird dann schnell abgebremst, wenn die drei Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr18 der oberen Reihe und die drei Leistungs-MOSFETs Tr19 bis Tr21 der unteren Reihe der Halbbrücken der Paare in dem Steuersystem jeweils simultan in einander entgegengesetzten Betriebszuständen sind, d. h., die Transistoren auf der einen Seite einge schaltet und die Transistoren auf der anderen Seite ausgeschaltet sind.

Erfindungsgemäß dient ein einzelner Steuerschalter zum Einschalten und Aus schalten einer Spannungsquelle für die Schaltungsanordnung, insbesondere für das Steuersystem. Im vorliegenden Fall führt eine Unterbrechung der Energieversorgung von einer Batterie B als Steuerspannungsquelle an die Schaltung durch Ausschalten des Steuerschalters SW1 dazu, daß die Gate-Span nung der Leistungs-MOSFETs TR19 bis Tr21 in der unteren Reihe zunächst verschwindet und diese Transistoren alle aus geschaltet sind. Als nächstes schalten die Transistoren Tr13 bis Tr15 zur Pegelumformung zwischen den schwebenden Span nungsquellen 12 ₁ bis 12₃ zum Ansteuern der Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr18 in der oberen Reihe und der Verteilerschaltung 11 aus, entsprechend dem Verlust ihres Basisstroms, und drei Paare von Totempfahl-Transistoren Tr1 und Tr2, Tr3 und Tr4 und Tr5 und Tr6 zum Ansteuern der Gates der Leistungs- MOSFETs Tr16 bis Tr18 in der oberen Reihe gelangen in einen Zustand, in dem ihre Basis jeweils mit einer der schwebenden Spannungsquellen 12₁ bis 12₃ verbunden ist, worauf die Kon densatoren C1 bis C3 in den drei schwebenden Spannungsquel len 12₁ bis 12₃ in einem Zustand gehalten werden, in welchem die Quellenspannung anliegt, ohne ihre angesammelte Ladung zu entladen, auch wenn die Energieversorgung von der Batte rie bzw. Spannungsquelle B unterbrochen wird, so daß die jeweiligen Totempfahl- Transistoren an ihrer Basis über Widerstände R16, R22 und R28 vorgespannt werden oder, mit anderen Worten, die NPN- Transistoren Tr1, Tr3 und Tr5 in den Transistorbrücken 13₁ bis 13 ₃ eingeschaltet werden, während die PNP-Transistoren Tr2, Tr4 und Tr6 ausgeschaltet werden.

Gleichzeitig gelangt die Ladung in den schwebenden Spannungs quellen 12 ₁ bis 12 ₃ an die Gates der jeweiligen MOSFETs Tr16 bis Tr18 der oberen Seite und schaltet sie alle durch. Im Gegensatz zu dem vorhergegangenen Ausschalten aller Lei stungs-MOSFETs Tr19 bis Tr21 auf der unteren Seite werden die Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr18 auf der oberen Seite alle eingeschaltet, die dreiphasigen bipolaren Spulen L_U, L_V und L_W werden kurzgeschlossen und der Motor wird einer vehe menten Abbremskraft unterworfen.

In den Schaltkreis dieser Ausführungsform sind Widerstände R1 und R2 zwischen die Hall-Effekt-Elemente H_U, H_V und H_W und die stromführenden Leiter eingesetzt, sowie weitere Widerstände R3 bis R8 zwischen den jeweiligen Ausgangsan schlüssen 1 bis 6 der Verteilerschaltung 11 und den strom führenden Leitern. Vorspannungs-Widerstände R15, R21 und R27 sind jeweils an die Basis der Pegelumformungs-Transistoren Tr13, Tr14 und Tr15 angeschlossen, ferner sind Vorspannungs- Widerstände R18, R24, R30, R20, R26 und R32 jeweils an die die Basis der die Treiber bildenden Transistorbrücken 13₁ bis 13₆ angeschlossen, und Sammelwiderstände R17, R23, R29, R19, R25 und R31 sind an die NPN-Transistoren Tr1, Tr3, Tr5, Tr7, Tr9 und Tr11 der jeweiligen Transistorbrücken 13₁ bis 13₆ angeschlossen. Vor zugsweise ist jeweils eine von Zenerdioden ZD1 bis ZD6 zwi schen dem Gate und dem Source der Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr21 eingesetzt.

Fig. 4 zeigt eine zweite Ausführungsform der Erfindung, bei welcher gleiche Bestandteile wie in der Ausführungsform nach Fig. 1 mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Die Besonderheit dieser Ausführungsform sind Dioden D4 bis D6, welche auf der Seite der Kollektoren der PNP-Transistoren Tr2, Tr4 und Tr6 bei den jeweiligen gate-ansteuernden Totem pfahl-Transistoren für die Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr18 eingesetzt sind. Im folgenden wird nur auf die Diode D4 Be zug genommen, welche phasenmäßig den Transistoren Tr1, Tr2, Tr7 und Tr8 und den Leistungs-MOSFETs Tr16 und Tr19 ent spricht. Unter der Annahme, daß der MOSFET Tr19 der unteren Reihe und der MOSFET Tr16 der oberen Reihe beide ausgeschal tet sind, ist der PNP-Transistor Tr2 eingeschaltet, während das Gate des Leistungs-MOSFETs Tr16 mit seinem Source ge erdet ist. In diesem Fall ist der Transistor Tr13 durchge schaltet, welcher gleichermaßen die Basis des Transistors Tr1 und des Transistors Tr2 ansteuert, und die Transistoren Tr1 und Tr2 sind über den Widerstand R18 mit der normalen Erde GND verbunden. Dementsprechend ist das Potential der Erde, an welcher der Leistungs-MOSFET Tr16 und der Transi stor Tr2 gegenwärtig liegen, höher als das der normalen Erde GND. Infolgedessen erhöht sich die Gefahr, daß ein Strom von der Kollektorseite des PNP-Transistors Tr2 und dem Wider stand R18 so abfließt, daß er in einer umgekehrten Richtung bezüglich der normalen Stromflußrichtung durch den PNP-Tran sistor fließt und damit den Transistor Tr2 zerstört. Ein solchermaßen zerstörender Strom wird jedoch wirksam durch die Diode D4 verhindert. Gleiches gilt für die verbleibenden Dioden D5 und D6, welche den restlichen Phasen entsprechen.

Fig. 5 zeigt eine dritte Ausführungsform der Erfindung, bei welcher gleiche Bestandteile wie in Fig. 1 mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Bei dieser Ausführungsform sind Strombegrenzerwiderstände Rs1 bis Rs3 jeweils in Reihe mit einem der Kondensatoren C1 bis C3 an die schwebenden Span nungsquellen 12₁ bis 12₃ angeschlossen, so daß der Ladestrom der Kondensatoren C1 bis C3 dieser schwebenden Spannungsquellen 12 ₁ bis 12 ₃ über die Strombegrenzerwiderstände Rs1 bis Rs3 auf einen optimalen Wert begrenzt werden kann. Hier kann der Ladestrom an die Kondensatoren C1 bis C3 so begrenzt werden, daß er unterhalb ihres Nennstroms liegt, indem die Widerstandswerte der Strombegrenzerwiderstände Rs1 bis Rs3 geeignet gewählt werden, so daß die Kondensatoren C1 bis C3 wirksam vor Zerstörung geschützt sind. Fig. 6(a) zeigt eine Gate-Spannung an den Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr18 der oberen Reihe in dieser Ausführungsform, und Fig. 6(b) zeigt einen Ladestrom der Kondensatoren C1 bis C3 der schwebenden Spannungsquellen 12 ₁ bis 12 ₃, und zwar ebenfalls bei dieser Ausführungsform. Demgegenüber zeigt Fig. 7(a) die Gate-Spannung an den Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr18 der oberen Reihe in der ersten Ausführungsform nach Fig. 1 und Fig. 7(b) zeigt den entsprechenden Ladestrom der Kondensato ren C1 bis C3. Aus dem Vergleich dieser Figuren miteinander wird deutlich, daß der Ladestrom der Kondensatoren C1 bis C3 wirkungsvoller in der zuletzt beschriebenen Ausführungsform begrenzt werden kann, als in jener nach Fig. 1. Nebenbei zeigt Fig. 6(b) den Ladestrom als Ergebnis einer Messung, bei welcher der Widerstandswert der Strombegrenzerwiderstän de Rs1 bis Rs3 mit 100 Ω und mit 470 Ω gewählt ist.

Es wird nun auf Fig. 8 Bezug genommen, welche eine vierte Ausführungsform der Erfindung zeigt, bei welcher gleiche Be standteile wie in Fig. 1 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Bei dieser Ausführungsform sind Strombegrenzerwider stände Ra1 bis Ra6 jeweils zwischen die Emitter der Transi storen Tr2, Tr4, Tr6, Tr8, Tr10 und Tr12 in den Transistor brücken 13₁ bis 13₆ und die Gates der Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr21 eingesetzt, wodurch der bei Ausschalten der Leistungs-MOSFETs Tr16 bis Tr21 erzeugte Ladungsfluß durch die Strombegrenzerwiderstände Ra1 bis Ra6 begrenzt werden kann und nicht direkt an die Erde gelangt, und die PNP-Tran sistoren Tr1, Tr4, Tr6, Tr8, Tr10 und Tr12 werden wirksam vor Zerstörung geschützt. Fig. 9 zeigt die Gate-Spannung und den Gate-Strom der Leistungs-MOSFETs im Falle der vorlie genden Ausführungsform (wiedergegeben durch die Kurven A) und auch für den Fall der vorangegangenen Ausführungsform nach Fig. 1 (wiedergegeben durch die Kurven B). Aus dem Ver gleich der Kurven in Fig. 9 miteinander ist leicht zu sehen, daß der Stromfluß nach Masse bei der in diesem Zusammenhang beschriebenen Ausführungsform wirkungsvoller begrenzt werden kann.

Claims

1. Schaltungsanordnung für einen bürstenlosen dreisträngigen Gleichstrommotor

- mit einem Wechselrichter, dessen obere und untere Halbbrücken je Brücken zweig je einen Leistungs-MOSFET aufweisen,
- mit je einem Treiber je Leistungs-MOSFET mit einem Eingang und mit einem mit dem Gate des Leistungs-MOSFET verbundenen Ausgang, sowie mit einem ersten und einem zweiten Spannungsversorgungsanschluß,
- mit je einer an einer Spannungsquelle liegenden Reihenschaltung je Brücken zweig aus einer Diode, einem Kondensator und einem Widerstand,
- mit einer Verteilerschaltung, an deren Eingänge von einem Rotorstellungs detektor erzeugte Positionssignale und an deren Ausgänge aus diesen für die Ansteuerung der Leistungs-MOSFETs aufbereitete rotorstellungsabhängige Aus gangssignale gelangen,
- wobei jeder Treiber der oberen Halbbrücken mit dem ersten Spannungsversor gungsanschluß über die Diode mit einem Pol der Spannungsquelle in Verbindung steht und mit dem zweiten Spannungsversorgungsanschluß am gemeinsamen Ver bindungspunkt der Leistungs-MOSFETs in einem Brückenzweig verbunden ist, und
- wobei der Kondensator an den ersten und den zweiten Spannungsversorgungsan schluß angeschlossen ist, um so jeweils eine schwebende Spannungsquelle für die Ansteuerung der Leistungs-MOSFET′s der oberen Halbbrücken zu schaffen,

dadurch gekennzeichnet,
daß je Brückenzweig eine zur Reihenschaltung (12 ₁, 12 ₂, 12 ₃) aus Widerstand (R₁₂, R₁₃, R₁₄) und Kondensator (C₁, C₂, C₃) parallelliegende weitere Reihen schaltung aus einem weiteren Widerstand (R₁₆, R₂₂, R₂₈) und der Laststrecke Transistors (Tr₁₃, Tr₁₄, Tr₁₅) vorgesehen ist,
daß die Basen der Transistoren mit ersten Ausgängen (1, 3, 5 in 11) und die Eingänge der Treiber (13 ₄, 13 ₅, 13 ₆) der unteren Halbbrücken mit zweiten Aus gängen (2, 4, 6 in 11) der Ausgänge (1-6 in 11) der Verteilerschaltung (11) verbunden sind,
daß die Brückenzweig ein weiterer Verbindungspunkt zwischen dem weiteren Wider stand (R₁₆, R₂₂, R₂₈) und der Laststrecke des Transistors (Tr₁₃, Tr₁₄, Tr₁₅) mit jeweils dem Eingang des Treibers der oberen Halbbrücken verbunden ist,
daß die Ausgänge der Verteilerschaltung (1-6 in 11) und die Transistoren (Tr₁₃, Tr₁₄, Tr₁₅) derart ausgebildet sind, daß die Ausgänge der Verteiler schaltung (1-6 in 11) auf niedrigem und die weiteren Verbindungspunkte auf hohem Pegel liegen, wenn die Spannungsquelle (B) ausgeschaltet ist,
wodurch nach Ausschalten der Spannungsquelle (13) alle Leistungs-MOSFETs (Tr₁₉, Tr₂₀, Tr₂₁) der unteren Halbbrücken in den sperrenden Zustand und alle Leistungs-MOSFETs (Tr₁₆, Tr₁₇, Tr₁₈) der oberen Halbbrücken aufgrund der Rest ladung in den Kondensatoren (C₁, C₂, C₃) in den leitenden Zustand gelangen und dadurch der Rotor einer abrupten Abbremskraft unterworfen wird (Fig. 1).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Trei ber (13 ₁, 13 ₂, 13 ₃) als Transistorbrücken, welche die Leistungs-MOSFETs (Tr₁₆, Tr₁₇, Tr₁₈) der oberen Halbbrücken ansteuern, jeweils eine Kombination aus einem NPN-Transistor (Tr₁, Tr₃, Tr₅) und einem PNP-Transistor (Tr₂, Tr₄, Tr₆) aufweisen, und daß jeweils eine Diode (D₄, D₅, D₆) an der Kollektorseite die ses PNP-Transistors (Tr₂, Tr₄, Tr₆) angeschlossen ist (Fig. 4).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Strombegrenzungswiderstand (Rs₁, Rs₂, Rs₃) zwischen dem Kondensator (C₁, C₂, C₃) und der Diode (D₁, D₂, D₃) der schwebenden Spannungsquelle angeschlossen ist, welche die Aufladung des Kondensators (C₁, C₂, C₃) begrenzt (Fig. 5).

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Trei ber (13 ₁-13 ₆) der oberen und der unteren Halbbrücken jeweils eine Kombi nation aus einem NPN-Transistor (Tr₁, Tr₃, Tr₅, Tr₇, Tr₉, Tr₁₁) und einem PNP- Transistor (Tr₂, Tr₄, Tr₆, Tr₈, Tr₁₀, Tr₁₂) aufweisen und daß ein Strombe grenzungswiderstand (Ra₁-Ra₆) zwischen den Emitter eines jeweiligen PNP- Transistors (Tr₂, Tr₄, Tr₆, Tr₈, Tr₁₀, Tr₁₂) und das Gate des entsprechenden Leistungs-MOSFETs (Tr₁₆-Tr₂₁) geschaltet ist (Fig. 8).