DE4025470A1 - Treiberschaltung fuer buerstenlose motoren - Google Patents
Treiberschaltung fuer buerstenlose motorenInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für bürstenlose
Motoren und insbesondere eine Schaltung zum Antrieb bürsten
loser Motoren vom dreiphasigen bipolaren Typ.
Bürstenlose Motoren einer solchen Art können für eine sehr
hohe Lebensdauer ausgelegt sein und eignen sich gut zur Ver
wendung in wiederaufladbaren, motorbetriebenen Werkzeugen,
bei Industrierobotern und anderem.
Da die Lebensdauer bürstenloser Motoren nur durch die Halt
barkeit des Rotorwellenlagers begrenzt wird, haben sie in
den letzten Jahren eine breite Anwendung gefunden. Jedoch
besteht noch ein Bedarf nach einer Treiberschaltung, mit
welcher der Anlauf und das Abbremsen eines bürstenlosen Mo
tors in hervorragender Weise gesteuert werden können.
In der US-PS 40 51 417 wird eine Treiberschaltung für einen
dreiphasigen bürstenlosen Motor vorgeschlagen, welche dazu
geeignet ist, die Drehgeschwindigkeit des Motors zu steuern,
indem ein Signal für die Rotorstellung an einen Halbleiter
schalter gelangt. Weitere Treiberschaltungen zum Steuern der
Drehgeschwindigkeit bürstenloser Motoren sind in den US-PSen
43 58 720, 45 44 868, 46 51 067, 47 98 656 und 48 88 533 be
schrieben. Während die Drehung des bürstenlosen Motors an
sich wirkungsvoll über den Halbleiterschalter gesteuert wer
den kann, offenbaren die genannten Patentschriften jedoch
keinerlei Möglichkeit zur schnellen Bedämpfung des Motors.
Eine solche Schnellabbremsung stellt hier ein ungelöstes
Problem dar.
Auf der anderen Seite ist in dem JP-OSen 1-2 68 483 oder
1-2 98 982 eine Anordnung zur Abbremsung des Motors offenbart,
bei welcher ein rückläufiges Drehmoment auf den Rotor ausge
übt wird, jedoch wird keine technische Idee vorgeschlagen,
wie man die Schnellabbremsung mit einer einfacheren Treiber
schaltung als bisher erreichen kann.
Ferner wird in den bürstenlosen Motoren der genannten Art
vorzugsweise eine Abbremseinrichtung eingesetzt, welche von
einem System einer Spulen-Kurzschlußschaltung Gebrauch macht.
Wenn in diesem Fall ein Abbremsmodus beispielsweise mittels
einer logischen Schaltung eingeleitet werden soll, wird es
notwendig, einen jeden von den dreiphasigen Spulen entspre
chenden Halbleiterschaltern mit einer eigenen Spannungsquel
le zu versehen, so daß sich die Treiberschaltung als äußerst
kompliziert darstellt.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin,
eine Treiberschaltung für bürstenlose Motoren zur Verfügung
zu stellen, mittels welcher mit geringem Schaltungsaufwand
eine wirksame Schnellabbremsung verwirklicht wird.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Trei
berschaltung für einen bürstenlosen Motor, worin eine Folge
vorbestimmter Signale, welche für die Treiberschaltung eines
dreiphasigen, bipolaren Typs benötigt wird, durch eine Ver
teilerschaltung aufbereitet wird, an deren Eingang Positions
signale mit einer gegenseitigen Phasenbeziehung von 2π/3 ge
langen, welche in einem Positionsdetektor für den bürstenlo
sen Motor erzeugt werden, wobei gepaarte Leistungs-MOSFET′s
zu Brücken zusammengefügt sind, deren untere Halbbrücken an
ihren Gates von Ausgängen der Verteilerschaltung über eine
erste Gruppe von Transistorbrücken angesteuert werden, und
deren obere Halbbrücken an ihren Gates von Ausgängen der
Verteilerschaltung mit einer schwebenden, selbständig ausge
bildeten Spannungsquelle, deren Massepotential über einen
Widerstand und einen Kondensator entkoppelt ist, über eine
zweite Gruppe von Transistorbrücken angesteuert werden, da
durch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung vorhanden ist,
welche den Motor dadurch bedämpft, daß die zu dreiphasigen,
bipolaren Spulen gehörenden Leistungs-MOSFET′s der oberen
und der unteren Halbbrücken in wechselseitig entgegengesetz
te Betriebszustände gelangen, indem eine einzelne Steuer
spannungsquelle ausgeschaltet wird.
Die Abbremseinrichtung arbeitet nach dem System der Spulen-
Kurschlußschaltung und es werden den dreiphasigen Spulen
entsprechende Halbleiterschalter eingesetzt, wobei die steu
ernde Spannungsquelle für die gesamten Halbleiterschalter
eine einzelne ist.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus
der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird.
Fig. 1 zeigt die Schaltung einer Ausführungsform der
Treiberschaltung für bürstenlose Motoren;
Fig. 2 ist eine erläuternde Ansicht des bürstenlosen
Motors, welcher mit der Treiberschaltung nach
Fig. 1 versehen ist;
Fig. 3(a) bis 3(e) zeigen als Kurvendiagramme den Betriebszustand
einzelner Teile der Treiberschaltung nach Fig. 1;
Fig. 4 zeigt die Schaltung einer anderen Ausführungs
form;
Fig. 5 zeigt die Schaltung einer weiteren Ausführungs
form;
Fig. 6 und 7 sind Kurvendiagramme zur Erläuterung des Be
triebs der in den Fig. 5 und 1 gezeigten Trei
berschaltungen;
Fig. 8 zeigt die Schaltung noch einer weiteren Ausfüh
rungsform; und
Fig. 9 ist ein Kurvendiagramm zur Erläuterung des Be
triebs der Treiberschaltung nach Fig. 8.
In Fig. 1 ist eine Verteilerschaltung 11 an drei Hall-Effekt-
Elemente HU, HV und HW angeschlossen. Die Hall-Effekt-Elemen
te HU, HV und HW sind in Winkelabständen von 60° bezüglich
der Drehachse eines Rotors Rt eines bürstenlosen Motors an
geordnet, wie in Fig. 2 gezeigt, und liefern Ausgangssignale
abhängig von der magnetischen Flußdichte eines Magnetpols
oder eines Positions-Nachweismagnets des Rotors Rt mit Per
manentmagneten, welche vierpolig (in zwei Paaren von Nord-
Süd-Polen) unter Winkelabständen von 90° magnetisiert sind,
wobei die Hall-Effekt-Elemente diesen über einen Spalt ge
genüberliegen. Wie in den Fig. 3(a) bis 3(c) gezeigt,
bilden diese Ausgangssignale sinusförmige Spannungskurven,
welche welchselseitig um 2π/3 phasenversetzt sind, wobei die
Signale über die Verteilerschaltung 11 abgeleitet werden,
welche die für die Treiberschaltung des bürstenlosen Motors
erforderlichen Signale aufbereitet, und zwar eine Folge von
in den Fig. 3(d) bis 3(i) gezeigten Ausgangssignalen zum
Ansteuern jeweiliger Leistungs-MOSFET′s Tr16 bis Tr21, deren
erste drei und letzte drei jeweils in einer oberen und einer
unteren Reihe in Fig. 1 angeordnet sind, so daß sie in drei
Paaren jeweils an eine von dreiphasigen, bipolaren Spulen
LU, LV und LW angeschlossen sind. Die MOSFET′s Tr19 bis Tr21
der unteren Reihe bilden Halbbrücken der Paare und werden an
ihrem Gate über die drei in den Fig. 3(e), 3(g) und 3(i)
gezeigten Ausgangssignale von den sechs Ausgangssignalen der
Verteilerschaltung 11 angesteuert, und zwar über Transistor
brücken 13 4 bis 13 6, welche jeweils aus einer Kombination
eines NPN- mit einem PNP-Transistor bestehen. Wenn die drei
Ausgangssignale (e), (g) und (i) nach Fig. 3 der Verteiler
schaltung 11 ausgesteuert sind, sind auch die Ausgänge der
Transistorbrücken 13 4 bis 13 6 ausgesteuert, und die Lei
stungs-MOSFET′s Tr19 bis Tr21 in der unteren Reihe der Halb
brücken der Paare sind eingeschaltet, während sie ausgeschal
tet sind, wenn die Ausgangssignale (e), (g) und (i) auf
niedrigem Pegel sind. Im einzelnen enthalten die Transistor
brücken 13 4 bis 13 6 jeweils eine Kombination aus einem von
NPN-Transistoren Tr7, Tr9 und Tr11 mit jeweils einem von
PNP-Transistoren Tr8, Tr10 und Tr12.
Die übrigen Ausgangssignale der Verteilerschaltung 11 nach
den Fig. 3(d), 3(f) und 3(h) dienen zum Ansteuern der
Gates der Leistungs-MOSFET′s Tr16 bis Tr18 in der oberen
Reihe der Halbbrücken der Paare, und zwar über Transistoren
Tr13 bis Tr15, schwebende Spannungsquellen 12 1 bis 12 3 und
Transistorbrücken 13 1 bis 13 3, welche jeweils eine Kombina
tion aus NPN- und PNP-Transistoren enthalten. Die Leistungs-
MOSFET′S Tr16 bis Tr18 in der oberen Reihe sind jeweils mit
ihrem Source an den Drain der Leistungs-MOSFET′S Tr19 bis
Tr21 in der unteren Reihe angeschlossen, so daß das Poten
tial der Leistungs-MOSFETS′s Tr16 bis Tr18 der oberen Reihe
bezüglich des Erdpotentials mit den Betriebszuständen EIN
und AUS der Leistungs-MOSFET′s Tr19 bis Tr21 der unteren
Reihe variiert. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß ein
Leistungs-MOSFET normalerweise nicht durchschaltet, bis min
destens bis eine vorbestimmte Spannung an seinen Elektroden
Gate und Drain liegt, so daß unterschiedliche Spannungsquel
len für die Leistungs-MOSFET′s in der oberen und der unteren
Reihe benötigt werden, was durch die schwebenden Spannungs
quellen 12 1 bis 12 3 geschieht. Diese schwebenden Spannungs
quellen 12 1 bis 12 3 enthalten jeweils ladungssammelnde Kon
densatoren C1 bis C3 und Widerstände R12 bis R14, wobei die
Kondensatoren C1 bis C3 jeweils in Reihe mit Dioden D1 bis
D3 geschaltet sind, welche einen Stromrückfluß verhindern.
Die Leistungs-MOSFET′s Tr16 bis Tr18 der oberen Reihe werden
an ihren Gates durch die in den Kondensatoren C1 bis C3 ge
sammelte Ladung angesteuert, wobei die Kondensatoren über
die Widerstände R12 bis R14 von einem Erdpotential GND der
Treiberschaltung getrennt sind. Die Verteilerschaltung 11,
die schwebenden Spannungsquellen 12 1 bis 12 3 und die Transi
storbrücken 13 1 bis 13 6 bilden ein Steuersystem. Der bür
stenlose Motor erleidet dann eine Schnellabschwächung, wenn
die drei Leistungs-MOSFET′s Tr16 bis Tr18 der oberen Reihe
und die drei Leistungs-MOSFET′s Tr19 bis Tr21 der unteren
Reihe der Halbbrücken der Paare in dem Steuersystem jeweils
simultan in einander entgegengesetzten Betriebszuständen
sind, d.h., die Transistoren auf der einen Seite sind einge
schaltet und die Transistoren auf der anderen Seite sind
ausgeschaltet.
Als eines der bemerkenswerten Merkmale der Erfindung ist ein
einzelner Steuerschalter vorgesehen zum Einschalten und Aus
schalten einer Spannungsquelle für die Treiberschaltung,
insbesondere für das Steuersystem. Im vorliegenden Fall
führt eine Unterbrechung der Energieversorgung von einer
Batterie B als Steuerspannungsquelle an die Schaltung durch
Ausschalten des Steuerschalters SW1 dazu, daß die Gate-Span
nung der Leistungs-MOSFET′s TR19 bis Tr21 in der unteren
Reihe zunächst verschwindet und diese Transistoren alle aus
geschaltet sind. Als nächstes schalten die Transistoren Tr13
bis Tr15 zur Pegelumformung zwischen den schwebenden Span
nungsquellen 12 1 bis 123 zum Ansteuern der Leistungs-MOSFET′s
Tr16 bis Tr18 in der oberen Reihe und der Verteilerschaltung
11 aus, entsprechend dem Verlust ihres Basisstroms, und drei
Paare von Totempfahl-Transistoren Tr1 und Tr2, Tr3 und Tr4
und Tr5 und Tr6 zum Ansteuern der Gates der Leistungs-
MOSFET′s Tr16 bis Tr18 in der oberen Reihe gelangen in einen
Zustand, in dem ihre Basis jeweils mit einer der schwebenden
Spannungsquellen 12 1 bis 12 3 verbunden ist, worauf die Kon
densatoren C1 bis C3 in den drei schwebenden Spannungsquel
len 12 1 bis 12 3 in einem Zustand gehalten werden, in welchem
die Quellenspannung anliegt, ohne ihre angesammelte Ladung
zu entladen, auch wenn die Energieversorgung von der Batte
rie B unterbrochen wird, so daß die jeweiligen Totempfahl-
Transistoren an ihrer Basis über Widerstände R16, R22 und
R28 vorgespannt werden oder, mit anderen Worten, die NPN-
Transistoren Tr1, Tr3 und Tr5 in den Transistorbrücken 13 1
bis 13 3 einschalten, während die PMP-Transistoren Tr2, Tr4
und Tr6 ausgeschaltet sind.
Gleichzeitig gelangt die Ladung in den schwebenden Spannungs
quellen 12 1 bis 12 3 an die Gates der jeweiligen MOSFET′s
Tr16 bis Tr18 der oberen Seite und schaltet sie alle durch.
Im Gegensatz zu dem vorhergegangenen Ausschalten aller Lei
stungs-MOSFET′s Tr19 bis Tr21 auf der unteren Seite werden
die Leistungs-MOSFET′s Tr16 bis Tr18 auf der oberen Seite
alle eingeschaltet, die dreiphasigen bipolaren Spulen LU, LV
und LW werden kurzgeschlossen und der Motor wird einer vehe
menten Abbremskraft unterworfen.
In den Schaltkrels dieser Ausführungsform sind Widerstände
R1 und R2 zwischen die Hall-Effekt-Elemente HU, HV und HW
und die stromführenden Leiter eingesetzt, sowie weitere
Widerstände R3 bis R8 zwischen den jeweiligen Ausgangsan
schlüssen 1 bis 6 der Verteilerschaltung 11 und den strom
führenden Leitern. Vorspannungs-Widerstände R15, R21 und R27
sind jeweils an die Basis der Pegelumformungs-Transistoren
Tr13, Tr14 und Tr15 angeschlossen, ferner sind Vorspannungs-
Widerstände R18, R24, R30, R20, R26 und R32 jeweils an die
die Basis der Transistorbrücken 13 1 bis 13 6 angeschlossen,
und Sammelwiderstände R17, R23, R29, R19, R25 und R31 sind
an die NPN-Translstoren Tr1, Tr3, Tr5, Tr7, Tr9 und Tr11 der
jeweiligen Transistorbrücken 13 1 bis 13 6 angeschlossen. Vor
zugsweise ist jeweils eine von Zenerdioden ZD1 bis ZD6 zwi
schen dem Gate und dem Source der Leistungs-MOSFET′s Tr16
bis Tr21 eingesetzt.
Fig. 4 zeigt eine zweite Ausführungsform der Erfindung, bei
welcher gleiche Bestandteile wie in der Ausführungsform nach
Fig. 1 mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Die
Besonderheit dieser Ausführungsform sind Dioden D4 bis D6,
welche auf der Seite der Kollektoren der PNP-Transistoren
Tr2, Tr4 und Tr6 bei den jewelligen gate-ansteuernden Totem
pfahl-Transistoren für die Leistungs-MOSFET′s Tr16 bis Tr18
eingesetzt sind. Im folgenden wird nur auf die Diode D4 Be
zug genommen, welche phasenmäßig den Transistoren Tr1, Tr2,
Tr7 und Tr8 und den Leistungs-MOSFET′s Tr16 und Tr19 ent
spricht. Unter der Annahme, daß der MOSFET Tr19 der unteren
Reihe und der MOSFET Tr16 der oberen Reihe beide ausgeschal
tet sind, ist der PNP-Transistor Tr2 eingeschaltet, während
das Gate des Leistungs-MOSFET′s Tr16 mit seinem Source ge
erdet ist. In diesem Fall ist der Transistor Tr13 durchge
schaltet, welcher gleichermaßen die Basis des Transistors
Tr1 und des Transistors Tr2 ansteuert, und die Transistoren
Tr1 und Tr2 sind über den Widerstand R18 mit der normalen
Erde GND verbunden. Dementsprechend ist das Potential der
Erde, an welcher der Lelstungs-MOSFET Tr16 und der Transi
stor Tr2 gegenwärtig liegen, höher als das der normalen Erde
GND. Infolgedessen erhöht sich die Gefahr, daß ein Strom von
der Kollektorseite des PNP-Transistors Tr2 und dem Wider
stand R18 so abfließt, daß er in einer umgekehrten Richtung
bezüglich der normalen Stromflußrichtung durch den PNP-Tran
sistor fließt und damit den Transistor Tr2 zerstört. Ein
solchermaßen zerstörender Strom wird jedoch wirksam durch
die Diode D4 verhindert. Gleiches gilt für die verbleibenden
Dioden D5 und D6, welche den restlichen Phasen entsprechen.
Fig. 5 zeigt elne dritte Ausführungsform der Erfindung, bei
welcher gleiche Bestandteile wie in Fig. 1 mit den gleichen
Bezugszeichen versehen sind. Bei dieser Ausführungsform sind
Strombegrenzungswiderstände Rs1 bis Rs3 jeweils in Reihe mit
einem der Kondensatoren C1 bis C3 an die schwebenden Span
nungsquellen 12 1 bis 12 3 angeschlossen, so daß der Ladestrom
der Kondensatoren C1 bis C3 über die Strombegrenzerwider
stände Rs1 bls Rs3 auf einen optimalen Wert begrenzt werden
kann. Hier kann der Ladestrom an die Kondensatoren C1 bis C3
so begrenzt werden, daß er unterhalb ihres Nennstroms liegt,
indem die Widerstandswerte der Strombegrenzerwiderstände Rs1
bis Rs3 geeignet gewählt werden, so daß die Kondensatoren C1
bis C3 wirksam vor Zerstörung geschützt sind. Fig. 6(a) zeigt
eine Gate-Spannung an den Leistungs-MOSFET′s Tr16 bis Tr18
der oberen Reihe in dieser Ausführungsform, und Fig. 6(b)
zeigt einen Ladestrom der Kondensatoren C1 bis C3 in den
schwebenden Spannungsquellen 12 1 bis 12 3, und zwar ebenfalls
bei dieser Ausführungsform. Demgegenüber zeigt Fig. 7(a) die
Gate-Spannung an den Leistungs-MOSFET′s Tr16 bis Tr18 der
oberen Reihe in der ersten Ausführungsform nach Fig. 1 und
Fig. 7(b) zeigt den entsprechenden Ladestrom der Kondensato
ren C1 bis C3. Aus dem Vergleich dieser Figuren miteinander
wird deutlich, daß der Ladestrom der Kondensatoren C1 bis C3
wirkungsvoller in der zuletzt beschriebenen Ausführungsform
begrenzt werden kann, als in jener nach Fig. 1. Nebenbei
zeigt Fig. 6(b) den Ladestrom als Ergebnis einer Messung,
bei welcher der Widerstandswert der Strombegrenzerwiderstän
de Rs1 bis Rs3 mit 100 Ω und mit 470 Ω gewählt ist.
Es wird nun auf Fig. 8 Bezug genommen, welche eine vierte
Ausführungsform der Erfindung zeigt, bei welcher gleiche Be
standteile wie in Fig. 1 mit gleichen Bezugszeichen versehen
sind. Bei dieser Ausführungsform sind Strombegrenzerwider
stände Ra1 bis Ra6 jeweils zwischen die Emitter der Transi
storen Tr2, Tr4, Tr6, Tr8, Tr10 und Tr12 in den Transistor
brücken 13 1 bis 13 6 und die Gates der Leistungs-MOSFET′s
Tr16 bis Tr21 eingesetzt, wodurch der bei Ausschalten der
Leistungs-MOSFET′s Tr16 bis Tr21 erzeugte Ladungsfluß durch
die Strombegrenzerwiderstände Ra1 bis Ra6 begrenzt werden
kann und nicht direkt an die Erde gelangt, und die PNP-Tran
sistoren Tr1, Tr4, Tr6, Tr8, Tr10 und Tr12 werden wirksam
vor Zerstörung geschützt. Fig. 9 zeigt die Gate-Spannung und
den Gate-Strom der Leistungs-MOSFET′s im Falle der vorlie
genden Ausführungsform (wiedergegeben durch die Kurven A)
und auch für den Fall der vorangegangenen Ausführungsform
nach Fig. 1 (wiedergegeben durch die Kurven B). Aus dem Ver
gleich der Kurven in Fig. 9 miteinander ist leicht zu sehen,
daß der Stromfluß nach Masse bei der in diesem Zusammenhang
beschriebenen Ausführungsform wirkungsvoller begrenzt werden
kann.
Claims (4)
1. Treiberschaltung für einen bürstenlosen Motor, worin
eine Folge vorbestimmter Signale, welche für die Treiber
schaltung eines dreiphasigen, bipolaren Typs benötigt wird,
durch eine Verteilerschaltung aufbereitet wird, an deren
Eingang Positionssignale mit einer gegenseitigen Phasenbe
ziehung von 2π/3 gelangen, welche in einem Positionsdetektor
für den bürstenlosen Motor erzeugt werden, wobei gepaarte
Leistungs-MOSFET′s zu Brücken zusammengefügt sind, deren
untere Halbbrücken an ihren Gates von Ausgängen der Vertei
lerschaltung über eine erste Gruppe von Transistorbrücken an
gesteuert werden, und deren obere Halbbrücken an ihren Gates
von Ausgängen der Verteilerschaltung mit einer schwebenden,
selbständig ausgebildeten Spannungsquelle, deren Massepoten
tial über einen Widerstand und einen Kondensator entkoppelt
ist, über eine zweite Gruppe von Transistorbrücken angesteu
ert werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung
vorhanden ist, welche den Motor dadurch bedämpft, daß die zu
dreiphasigen, bipolaren Spulen gehörenden Leistungs-MOSFET′s
der oberen und der unteren Halbbrücken in wechselseitig ent
gegengesetzte Betriebszustände gelangen, indem eine einzelne
Steuerspannungsquelle ausgeschaltet wird.
2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich
net, daß die Transistorbrücken, welche die Leistungs-MOSFET′s
der oberen Halbbrücken ansteuern, jeweils eine Kombination
aus einem NPN-Transistor und einem PNP-Transistor aufweisen,
und daß jeweils eine Diode an die Kollektorseite dieses PNP-
Transistors angeschlossen ist.
3. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich
net, daß eine Einrichtung an den Kondensator der schwebenden
Spannungsquelle angeschlossen ist, welche die Aufladung des
Kondensators begrenzt.
4. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich
net, daß die Transistorbrücken der ersten und der zweiten
Gruppe jeweils eine Kombination aus einem NPN-Transistor und
einem PNP-Transistor aufweisen, und daß eine Begrenzungs
einrichtung zwischen den Emitter eines jeweiligen PNP-Tran
sistors und das Gate des entsprechenden Leistungs-MOSFET′s
geschaltet ist.
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