JPH082189B2 - 直流ブラシレスモ−タの制御装置 - Google Patents
直流ブラシレスモ−タの制御装置Info
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- JPH082189B2 JPH082189B2 JP61212499A JP21249986A JPH082189B2 JP H082189 B2 JPH082189 B2 JP H082189B2 JP 61212499 A JP61212499 A JP 61212499A JP 21249986 A JP21249986 A JP 21249986A JP H082189 B2 JPH082189 B2 JP H082189B2
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- brushless motor
- power supply
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/28—Arrangements for controlling current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はブラシレスモータにおいて、特に電機子コイ
ルに流れる電流をチョッパ制御するものに関する。
ルに流れる電流をチョッパ制御するものに関する。
従来のものは、第５図に示すように、直流電源１の両
端には、ブラシレスモータの各相電機子コイル2a,2b,2c
およびパワートランジスタ3a,3b,3cの直列回路がそれぞ
れ接続されている。
端には、ブラシレスモータの各相電機子コイル2a,2b,2c
およびパワートランジスタ3a,3b,3cの直列回路がそれぞ
れ接続されている。
また、これらのパワートランジスタ3a,3b,3cのベース
と、直流電源１の（＋）側端子との間には、抵抗5a,5b,
5cを介して、パワートランジスタ3a,3b,3cを制御する制
御トランジスタ4a,4b,4cがそれぞれ接続されている。
と、直流電源１の（＋）側端子との間には、抵抗5a,5b,
5cを介して、パワートランジスタ3a,3b,3cを制御する制
御トランジスタ4a,4b,4cがそれぞれ接続されている。
６は比較器であり、（−）端子6aが電源１と電機子フ
イルタ2cの一端との接続点に、（＋）端子6bが上記電機
子コイル2cの他端にそれぞれ接続接続されている。そし
て、比較器６の電源は、電源入力プラス端子6cに定電圧
回路７を、電源入力マイナス端子6dには直流電源１の
（−）側端子をそれぞれ接続している。すなわち、プラ
ス端子6cのみに、定電圧回路７（単電源回路）を用い
て、低コスト化を計っている。また、この第５図では、
比較器６は、電機子コイル2cの両端のみに接続されてい
るが、図示していないが、他の電機子コイル2a,2bの両
端にも、同様に比較器が接続されている。
イルタ2cの一端との接続点に、（＋）端子6bが上記電機
子コイル2cの他端にそれぞれ接続接続されている。そし
て、比較器６の電源は、電源入力プラス端子6cに定電圧
回路７を、電源入力マイナス端子6dには直流電源１の
（−）側端子をそれぞれ接続している。すなわち、プラ
ス端子6cのみに、定電圧回路７（単電源回路）を用い
て、低コスト化を計っている。また、この第５図では、
比較器６は、電機子コイル2cの両端のみに接続されてい
るが、図示していないが、他の電機子コイル2a,2bの両
端にも、同様に比較器が接続されている。
８は、比較器６の出力を入力して、制御トランジスタ
4a,4b,4cを駆動するためのベース駆動回路である。
4a,4b,4cを駆動するためのベース駆動回路である。
９と、Ｎ極,S極の永久磁石からなる２極の回転子であ
る。
る。
ここで、回転子９の駆動方法は、特開昭55−160980号
公報および特開昭57−153385号公報に示されているよう
に、比較器６により、電機子コイル2a,2b,2cに発生する
誘起電圧が、（＋）から（−）に移行もしくは、（−）
から（＋）に移行する点を検出して、ベース駆動回路８
に入力する。このベース駆動回路８により、上記比較器
６の出力に応じて、順次制御トランジスタ4a,4b.4cを駆
動することで、電機子コイル2a,2b,2cに流れる電流を切
り換え、回転子９の回転を行なわせしめる。すなわち、
電機子コイル2a,2b,2cに発生する誘起電圧により、回転
子９の位置を検出しており、回転子９の位置を検出する
ためのホール素子等は不必要となる。
公報および特開昭57−153385号公報に示されているよう
に、比較器６により、電機子コイル2a,2b,2cに発生する
誘起電圧が、（＋）から（−）に移行もしくは、（−）
から（＋）に移行する点を検出して、ベース駆動回路８
に入力する。このベース駆動回路８により、上記比較器
６の出力に応じて、順次制御トランジスタ4a,4b.4cを駆
動することで、電機子コイル2a,2b,2cに流れる電流を切
り換え、回転子９の回転を行なわせしめる。すなわち、
電機子コイル2a,2b,2cに発生する誘起電圧により、回転
子９の位置を検出しており、回転子９の位置を検出する
ためのホール素子等は不必要となる。
さらに、直流電源１と各相電機子コイル2a,2b,2cとの
間には、チョッパ回路10が接続されている。このチョッ
パ回路10は、パワートランジスタ11と、直流電源１の両
端に接続され、電機子コイル2a,2b,2cに電流を流すため
のフリーホイールダイオードと、パワートランジスタ11
のベースを所定のヂューティで駆動するためのチョッパ
制御回路13とから構成されている。これにより、ブラシ
レスモータへの供給電圧、即ち各相電機子コイル2a,2b,
2cへの印加電圧をチョッパ回路10により、PWM制御によ
り可変することができるので、ブラシレスモータは低速
から高速域迄、可変速運転することができる。
間には、チョッパ回路10が接続されている。このチョッ
パ回路10は、パワートランジスタ11と、直流電源１の両
端に接続され、電機子コイル2a,2b,2cに電流を流すため
のフリーホイールダイオードと、パワートランジスタ11
のベースを所定のヂューティで駆動するためのチョッパ
制御回路13とから構成されている。これにより、ブラシ
レスモータへの供給電圧、即ち各相電機子コイル2a,2b,
2cへの印加電圧をチョッパ回路10により、PWM制御によ
り可変することができるので、ブラシレスモータは低速
から高速域迄、可変速運転することができる。
ところが、上述した従来のものでは、可変速運転を行
うために、単にチョッパ回路10を設けただけでは、以下
に述べる不具合が生じでしまう。
うために、単にチョッパ回路10を設けただけでは、以下
に述べる不具合が生じでしまう。
（ａ）このPWM制御に伴ない、各電機子コイル2a,2b,2c
の誘起電圧の基準となるフリーホイールダイオード12の
電圧が、正・負に変化する。即ち、パワートランジスタ
2aが、ターンオンすると、フリーホイールダイオード12
には直流電源１の電源電圧EBが印加されるが、ターンオ
フすると、電機子コイル2a巻線のインダクタンスによ
り、フリーホイールダイオード12に電流が流れるので、
ダイオード12の電圧降下分だけ、電源電圧EBのGND端子
に対して、負電圧となる。
の誘起電圧の基準となるフリーホイールダイオード12の
電圧が、正・負に変化する。即ち、パワートランジスタ
2aが、ターンオンすると、フリーホイールダイオード12
には直流電源１の電源電圧EBが印加されるが、ターンオ
フすると、電機子コイル2a巻線のインダクタンスによ
り、フリーホイールダイオード12に電流が流れるので、
ダイオード12の電圧降下分だけ、電源電圧EBのGND端子
に対して、負電圧となる。
従って、電機子コイル2a,2b,2cの誘起電圧判定の基準
となる点Ａの、GND（接地）に対する電圧波形は、上述
のように、スイッチング波形となり同相ノイズとして影
響される。
となる点Ａの、GND（接地）に対する電圧波形は、上述
のように、スイッチング波形となり同相ノイズとして影
響される。
（ｂ）点Ａの電位は、フリーホイールダイオード12が導
通状態の時に、負電位となり、このため、比較器６を
（＋）側端子6cだけの単電源回路では、この負電位によ
り、比較器６が正確な作動を行うことができず、回転子
９の位置決めができなくなってしまう。
通状態の時に、負電位となり、このため、比較器６を
（＋）側端子6cだけの単電源回路では、この負電位によ
り、比較器６が正確な作動を行うことができず、回転子
９の位置決めができなくなってしまう。
（ｃ）以上のように、第５図の従来のものではPWM制
御をしつつ、センサ（回転子９の位置を検出するため）
の必要のないブラシレスモータを駆動することは、不可
能である。
御をしつつ、センサ（回転子９の位置を検出するため）
の必要のないブラシレスモータを駆動することは、不可
能である。
そこで、本発明は、 直流電源（１）と、 この直流電源の一端に接続された電機子コイル（2a,2
b,2c）および電界効果トランジスタ（21,22,23）の複数
の直列回路と、 この直列回路の両端に接続されたフライホイールダイ
オード（12）と、 前記直列回路と前記電源の他端との間に接続された第
１の半導体スイッチ手段（14）と、 この第１の半導体スイッチ手段を第１の導通率でON,O
FFされるチョッパ制御回路（13）と、 前記電界効果トランジスタのゲートと前記直流電源の
一端との間に接続され、前記ゲートを制御する第２の半
導体スイッチ手段（4a.4b,4c）と、 この第２の半導体スイッチ手段と前記ゲートとの間に
接続され、前記ゲートから前記第２の半導体スイッチ手
段の流れる電流を阻止する逆流防止素子（31,32,33）
と、 前記電機子コイルの両端に入力端子を接続し、電機子
コイルに発生する誘起電圧を検出する比較器（６）と、 この比較器の出力に応じて、前記第２の半導体スイッ
チ手段を第２の導通率で順次駆動し、電界効果トランジ
スタを導通，遮断させる駆動回路（８）と、 この駆動回路により前記電機子コイルに順次電流を流
すことで、前記電機子コイルに発生する磁界により、回
転すると共に、複数極の永久磁石からなる回転子と、 を備えた直流ブラシレスモータの制御装置とすること
である。
b,2c）および電界効果トランジスタ（21,22,23）の複数
の直列回路と、 この直列回路の両端に接続されたフライホイールダイ
オード（12）と、 前記直列回路と前記電源の他端との間に接続された第
１の半導体スイッチ手段（14）と、 この第１の半導体スイッチ手段を第１の導通率でON,O
FFされるチョッパ制御回路（13）と、 前記電界効果トランジスタのゲートと前記直流電源の
一端との間に接続され、前記ゲートを制御する第２の半
導体スイッチ手段（4a.4b,4c）と、 この第２の半導体スイッチ手段と前記ゲートとの間に
接続され、前記ゲートから前記第２の半導体スイッチ手
段の流れる電流を阻止する逆流防止素子（31,32,33）
と、 前記電機子コイルの両端に入力端子を接続し、電機子
コイルに発生する誘起電圧を検出する比較器（６）と、 この比較器の出力に応じて、前記第２の半導体スイッ
チ手段を第２の導通率で順次駆動し、電界効果トランジ
スタを導通，遮断させる駆動回路（８）と、 この駆動回路により前記電機子コイルに順次電流を流
すことで、前記電機子コイルに発生する磁界により、回
転すると共に、複数極の永久磁石からなる回転子と、 を備えた直流ブラシレスモータの制御装置とすること
である。
電界効果トランジスタのゲートをソースとの間に生じ
る容量を利用して、直流電源よりこの容量に蓄えられる
電荷により、電荷効果トランジスタを導通させている。
る容量を利用して、直流電源よりこの容量に蓄えられる
電荷により、電荷効果トランジスタを導通させている。
以上述べたように本発明においては、電機子コイルに
流れる電流の導通，遮断に、電界効果トランジスタを用
いることで、チョッパ制御回路による。第１の半導体ス
イッチ手段の導通，遮断に、電界効果トランジスタが影
響をうけることがないので、第１の半導体スイッチ手段
を電界効果トランジスタと直流電源の他端との間に接続
することができ、比較器の基準電圧が常に正確に得るこ
とができたから、ブラシレスモータの駆動を確実に行う
ことができるという優れた効果がある。
流れる電流の導通，遮断に、電界効果トランジスタを用
いることで、チョッパ制御回路による。第１の半導体ス
イッチ手段の導通，遮断に、電界効果トランジスタが影
響をうけることがないので、第１の半導体スイッチ手段
を電界効果トランジスタと直流電源の他端との間に接続
することができ、比較器の基準電圧が常に正確に得るこ
とができたから、ブラシレスモータの駆動を確実に行う
ことができるという優れた効果がある。
以下本発明を図に示す一実施例について説明する。第
１図において、第５図の従来と同じ符号は同じものを示
してある。ここで、従来、パワートランジスタ11,4a,4
b,4cとして、ベース電圧制御バイポーラ型を用いていた
が、本発明では、ゲート電圧制御のMOS−FET型（電界効
果トランジスタ）14,21,22,23を用いている。また、PWM
制御トランジスタ14は、MOS−FET21,22,23のソースと、
直流電源１のアース（GND）端子と間に設けられてい
る。41,42,43は、MOS−FET21,22,23のゲート・ソース間
容量（GSの充放電時に於ける制限抵抗である。トランジ
スタ4a,4b,4c,51,52,53は、MOS−FET21,22,23のゲート
を制御するもので、数10mA程度の小信号用トランジスタ
である。31,32,33は、トランジスタ4a,4b,4cを介して、
逆流を阻止するためのダイオードである。また、60は、
トランジスタ51,52,53を駆動する第２のベース駆動回路
である。
１図において、第５図の従来と同じ符号は同じものを示
してある。ここで、従来、パワートランジスタ11,4a,4
b,4cとして、ベース電圧制御バイポーラ型を用いていた
が、本発明では、ゲート電圧制御のMOS−FET型（電界効
果トランジスタ）14,21,22,23を用いている。また、PWM
制御トランジスタ14は、MOS−FET21,22,23のソースと、
直流電源１のアース（GND）端子と間に設けられてい
る。41,42,43は、MOS−FET21,22,23のゲート・ソース間
容量（GSの充放電時に於ける制限抵抗である。トランジ
スタ4a,4b,4c,51,52,53は、MOS−FET21,22,23のゲート
を制御するもので、数10mA程度の小信号用トランジスタ
である。31,32,33は、トランジスタ4a,4b,4cを介して、
逆流を阻止するためのダイオードである。また、60は、
トランジスタ51,52,53を駆動する第２のベース駆動回路
である。
第２図においては、ブラシレスモータの模式図を示す
もので、ヨーク100の内周に、等間隔に３つのコア100a,
100b,100cがあり、これらコア100a,100b,100cに、電機
子コイル2a,2b,2cがそれぞめ巻かれている。９は、Ｎ極
とＳ極の永久磁石からなる２極の回転子であり、この回
転子９の振れにより、残りの電機子コイル2b,2cに誘起
電圧Ｖが発生する。
もので、ヨーク100の内周に、等間隔に３つのコア100a,
100b,100cがあり、これらコア100a,100b,100cに、電機
子コイル2a,2b,2cがそれぞめ巻かれている。９は、Ｎ極
とＳ極の永久磁石からなる２極の回転子であり、この回
転子９の振れにより、残りの電機子コイル2b,2cに誘起
電圧Ｖが発生する。
次に、作動については、従来の同様であり、回転子９
の回転に伴って、励磁されていない電機子コイル2a,2b,
2cに、誘起される電圧の極性を、比較器６で検出するこ
とで、回転子９の位置が判別できる。そして、比較器６
の出力を第１のベース駆動回路８に入力し、比較器６の
出力回転子９の位置に応じて、回転８により制御トラン
ジスタ4a,4b,4cを順次駆動し、電機子コイル2a,2b,2cに
順次電流を供給する。電機子コイル2a,2b,2cに流れる電
流により、第２図に示す如く、コア100a,100b,100cが順
次励磁（例えば、Ｎ極）され、この励磁により、回転子
９が回転する。
の回転に伴って、励磁されていない電機子コイル2a,2b,
2cに、誘起される電圧の極性を、比較器６で検出するこ
とで、回転子９の位置が判別できる。そして、比較器６
の出力を第１のベース駆動回路８に入力し、比較器６の
出力回転子９の位置に応じて、回転８により制御トラン
ジスタ4a,4b,4cを順次駆動し、電機子コイル2a,2b,2cに
順次電流を供給する。電機子コイル2a,2b,2cに流れる電
流により、第２図に示す如く、コア100a,100b,100cが順
次励磁（例えば、Ｎ極）され、この励磁により、回転子
９が回転する。
また、チョッパ制御回路13により、PWM制御トランジ
スタ14を第１のデューティでON,OFFして、電機子コイル
2a,2b,2cへの印加電圧を変えて、低速から高速まで、可
変速運動を行うことができる。
スタ14を第１のデューティでON,OFFして、電機子コイル
2a,2b,2cへの印加電圧を変えて、低速から高速まで、可
変速運動を行うことができる。
すなわち、本発明においては、比較器６による誘起電
圧判定の基準となる点Ａの電位は、直流電源１の（＋）
端子と同電位となり、従来の問題点で述べた同相ノズル
および、点Ａが負電位となることは、起こらず、PWM制
御をしつつ、ブラシレスモータの正確な駆動を行うこと
ができる。
圧判定の基準となる点Ａの電位は、直流電源１の（＋）
端子と同電位となり、従来の問題点で述べた同相ノズル
および、点Ａが負電位となることは、起こらず、PWM制
御をしつつ、ブラシレスモータの正確な駆動を行うこと
ができる。
ところで、PWM制御トランジスタ14の状態（ON,OFF）
によらず、MOS−FET21,22,23を駆動することができるこ
とを以下、第３図（Ａ），（Ｂ）に基づいて説明する。
第３図（Ａ）には、PWM制御用トランジスタ14が導通状
態の際の等価回路を示してある。
によらず、MOS−FET21,22,23を駆動することができるこ
とを以下、第３図（Ａ），（Ｂ）に基づいて説明する。
第３図（Ａ）には、PWM制御用トランジスタ14が導通状
態の際の等価回路を示してある。
直流電源1,トランジスタ4a,ダイオード31,MOS−FET21
のゲート・ソース間のコンデンサ21aの容量CGSとトラン
ジスタ14の閉回路で、容量CGSへの充電電流が流れ、ゲ
ート・ソース間電圧VGSは、直流電源１の電圧EB迄に充
電される。ここで、MOS−FET21のゲート・ソース間容量
CGS21aが存在し点線で示すように電荷が蓄積される。こ
の電荷により、MOS−FET21のゲートスレシュホールド電
圧VGS（th）以上に充填されるMOS−FET21は、ターンオ
ンして導通状態となり、電機子コイル2aに励磁電流が流
れる。
のゲート・ソース間のコンデンサ21aの容量CGSとトラン
ジスタ14の閉回路で、容量CGSへの充電電流が流れ、ゲ
ート・ソース間電圧VGSは、直流電源１の電圧EB迄に充
電される。ここで、MOS−FET21のゲート・ソース間容量
CGS21aが存在し点線で示すように電荷が蓄積される。こ
の電荷により、MOS−FET21のゲートスレシュホールド電
圧VGS（th）以上に充填されるMOS−FET21は、ターンオ
ンして導通状態となり、電機子コイル2aに励磁電流が流
れる。
次に、第３図（Ｂ）に、励磁電流の増加などにより、
PWM制御用トランジスタ14が、非導通状態となる状態を
示してある。
PWM制御用トランジスタ14が、非導通状態となる状態を
示してある。
この場合、ゲート・ソース間容量CGSは、充電され
ず、逆流阻止用ダイオード31のため、抵抗41を介して、
点線に示す如く放電され、ゲート・ソース間電圧V
GSは、時定数（CGS）×（R41）でゆっくりと立下がる。
ず、逆流阻止用ダイオード31のため、抵抗41を介して、
点線に示す如く放電され、ゲート・ソース間電圧V
GSは、時定数（CGS）×（R41）でゆっくりと立下がる。
そして、PWM制御用トランジスタ14のスイッチグに伴
なうゲート・ソース間電圧VGSの変化を示したのが、第
４図である。抵抗R41の値によって、VGS波形（第４図
（ｂ））を変えることが出来るため、第４図（ｂ）のよ
うに、ゲース・スレッシュホールド電圧VGS（th）より
も大きな値に維持することが出来る。従って、PWM制御
用トランジスタ14の状態によらず、MOS−FET21の導通状
態を持続できる。
なうゲート・ソース間電圧VGSの変化を示したのが、第
４図である。抵抗R41の値によって、VGS波形（第４図
（ｂ））を変えることが出来るため、第４図（ｂ）のよ
うに、ゲース・スレッシュホールド電圧VGS（th）より
も大きな値に維持することが出来る。従って、PWM制御
用トランジスタ14の状態によらず、MOS−FET21の導通状
態を持続できる。
一般的にPWM制御に用いられるチョッパ周波数は、不
可聴周波数帯域の高周波数領域の20KHz近辺に設計され
に対し、ブラシレスモータなどの励磁相切換え周波数
は、数百Hz程度が用いられる。この様にPWM制御用と励
磁切換えの周波数は、100倍近く異なる。従って、ゲー
ト・ソース間電圧VGSのゆっくりした変化によるターン
オフの遅れは、励磁切換えその遅れに与える影響は少な
くブラシレスモータの特性は、少しも変化しない。
可聴周波数帯域の高周波数領域の20KHz近辺に設計され
に対し、ブラシレスモータなどの励磁相切換え周波数
は、数百Hz程度が用いられる。この様にPWM制御用と励
磁切換えの周波数は、100倍近く異なる。従って、ゲー
ト・ソース間電圧VGSのゆっくりした変化によるターン
オフの遅れは、励磁切換えその遅れに与える影響は少な
くブラシレスモータの特性は、少しも変化しない。
上述した如く、PWM制御用トランジスタ14のON,OFFに
よらず、MOS−FET21,22,23の駆動を第１のベース駆動回
路８で行うことができるため、PWM制御トランジスタ14
を、MOS−FET21,22,23と直流電源１の（−）側端子との
間に接続することができる。
よらず、MOS−FET21,22,23の駆動を第１のベース駆動回
路８で行うことができるため、PWM制御トランジスタ14
を、MOS−FET21,22,23と直流電源１の（−）側端子との
間に接続することができる。
従って、比較器６の（−）端子（基準となる）6aは、
常に、直流電源１の（＋）側端子に接続され、常に一定
値となるため、比較器６の作動（電機子コイル2a,2b,2c
の誘起電圧の検出）が確実であり、回転子９の位置を正
確に判定して、回転子９を駆動することができる。
常に、直流電源１の（＋）側端子に接続され、常に一定
値となるため、比較器６の作動（電機子コイル2a,2b,2c
の誘起電圧の検出）が確実であり、回転子９の位置を正
確に判定して、回転子９を駆動することができる。
しかしながら、第１図のトランジスタ21,22,23を従来
用いられているバイポーラ型トランジスタで行うことは
不可能である。つまり、NPN型トランジスタを用いた場
合、PWM制御用トランジスタ14のスイッチングに伴ない
ベース電流を流すための閉回路を形成することが出来な
い。PNP型とNPN型を用いた場合、２個のトランジスタが
同時に導通状態になる条件では、GNDに対し零電位とな
るため、ベース電流を実質上流すことができない。以上
のように、バイポーラ型トランジスタでは、第１図のよ
うな回路を実現することができない。
用いられているバイポーラ型トランジスタで行うことは
不可能である。つまり、NPN型トランジスタを用いた場
合、PWM制御用トランジスタ14のスイッチングに伴ない
ベース電流を流すための閉回路を形成することが出来な
い。PNP型とNPN型を用いた場合、２個のトランジスタが
同時に導通状態になる条件では、GNDに対し零電位とな
るため、ベース電流を実質上流すことができない。以上
のように、バイポーラ型トランジスタでは、第１図のよ
うな回路を実現することができない。
上述した如く、本発明では、MOS−FETの特徴を効果的
に利用し、（ゲート，ソース間に生じるコンデンサによ
り）チョッパ回路により、PWM制御できるセンサブラシ
レスモータ駆動回路を実現したものである。
に利用し、（ゲート，ソース間に生じるコンデンサによ
り）チョッパ回路により、PWM制御できるセンサブラシ
レスモータ駆動回路を実現したものである。
前述したように、MOS−FET21,22,23のゲート・ソース
間容量CGSの電荷は、抵抗41,42,43により、ゆっくりと
放電していたが、第１図に於いて、MOS−FET21,22,23の
ベースをGNDとの間に、トランジスタ51,52,53を追加す
ることにより、トランジスタ51,52,53を導通し、急速に
放電させて、MOS−FET21,22,23を急にターンオフさせる
ことができる。従って、ブラシレスモータを高速回転さ
せる時、抵抗41,42,43だけによるターンオフによる時間
遅れが問題となる場合には、トランジスタ51,52,53の導
通により、時間遅れを防止することができる。逆に、時
間遅れを大きく設定したい場合、例えばステップモータ
に於いて相電流の重なりによるダンピングの改善など、
抵抗61,62,63と並列に、即ち第１図の点線で示されるよ
うにゲート・ソース間に対しコンデンサ71,72,73を接続
することにより可能となる。
間容量CGSの電荷は、抵抗41,42,43により、ゆっくりと
放電していたが、第１図に於いて、MOS−FET21,22,23の
ベースをGNDとの間に、トランジスタ51,52,53を追加す
ることにより、トランジスタ51,52,53を導通し、急速に
放電させて、MOS−FET21,22,23を急にターンオフさせる
ことができる。従って、ブラシレスモータを高速回転さ
せる時、抵抗41,42,43だけによるターンオフによる時間
遅れが問題となる場合には、トランジスタ51,52,53の導
通により、時間遅れを防止することができる。逆に、時
間遅れを大きく設定したい場合、例えばステップモータ
に於いて相電流の重なりによるダンピングの改善など、
抵抗61,62,63と並列に、即ち第１図の点線で示されるよ
うにゲート・ソース間に対しコンデンサ71,72,73を接続
することにより可能となる。
第１図に於いて、GND電位に対しゲート・スレシュホ
ールド電圧VGS（th）以上の電源が有れば、MOS・FETト
ランジスタを駆動できる。直流電源１が高電圧となる場
合、一般的にはレギュレータなどにより制御回路電源が
設けられ、その電圧は前述のVGS（th）以上に設定され
る。第１図の抵抗5a,5b,5cを直流電源と切り離し前述の
制御回路用電源に接続すれば、高電圧電源と関係なくMO
S・FETトランジスタを駆動できる。ダイオード81,82,83
は、高電圧用となるが、それ以外は定電圧用でよい。
ールド電圧VGS（th）以上の電源が有れば、MOS・FETト
ランジスタを駆動できる。直流電源１が高電圧となる場
合、一般的にはレギュレータなどにより制御回路電源が
設けられ、その電圧は前述のVGS（th）以上に設定され
る。第１図の抵抗5a,5b,5cを直流電源と切り離し前述の
制御回路用電源に接続すれば、高電圧電源と関係なくMO
S・FETトランジスタを駆動できる。ダイオード81,82,83
は、高電圧用となるが、それ以外は定電圧用でよい。
MOS・FETトランジスタのゲート駆動を制御回路電源か
ら行うことにより、簡単に高電圧用途にも適用でき低コ
ストである。
ら行うことにより、簡単に高電圧用途にも適用でき低コ
ストである。
なお、PWM制御トランジスタ14をMOS−FETとしたが、
バイポーラ型のパワートランジスタでもよい。
バイポーラ型のパワートランジスタでもよい。
第１図は本発明直流ブラシレスモータの制御装置におけ
る一実施例を示す電気回路図、第２図は直流ブラシレス
モータの制御装置を示す模式図、第３図（Ａ），（Ｂ）
はPWM制御トランジスタの状態における等価回路図、第
４図は第１図における各部の波形図、第５図は従来の直
流ブラシレスモータの制御装置を示す電気回路図であ
る。 １……直流電源,2a,2b,2c……電機子コイル,4a,4b,4c…
…第２の半導体スイッチ手段をなす制御トランジスタ,6
……比較器,8……第１のベース駆動回路,9……回転子,1
0……チョッパ回路,12……フリーホイールダイオード,1
3……チョッパ制御回路,14……第１の半導体スイッチ手
段をなすPWM制御トランジスタ,21,22,23……MOS−FET,3
1,32,33……逆流防止素子をなすダイオード,41,42,43…
…抵抗,51,52,53……第３の半導体スイッチ手段をなす
トランジスタ。
る一実施例を示す電気回路図、第２図は直流ブラシレス
モータの制御装置を示す模式図、第３図（Ａ），（Ｂ）
はPWM制御トランジスタの状態における等価回路図、第
４図は第１図における各部の波形図、第５図は従来の直
流ブラシレスモータの制御装置を示す電気回路図であ
る。 １……直流電源,2a,2b,2c……電機子コイル,4a,4b,4c…
…第２の半導体スイッチ手段をなす制御トランジスタ,6
……比較器,8……第１のベース駆動回路,9……回転子,1
0……チョッパ回路,12……フリーホイールダイオード,1
3……チョッパ制御回路,14……第１の半導体スイッチ手
段をなすPWM制御トランジスタ,21,22,23……MOS−FET,3
1,32,33……逆流防止素子をなすダイオード,41,42,43…
…抵抗,51,52,53……第３の半導体スイッチ手段をなす
トランジスタ。
Claims (4)
- 【請求項１】直流電源（１）と、 この直流電源の一端に接続された電機子コイル（2a,2b.
2c）および電界効果トランジスタ（21,22,23）の複数の
直列回路と、 この直列回路の両端に接続されたフライホイールダイオ
ード（12）と、 前記直列回路と、前記電源の他端との間に接続された第
１の半導体スイッチ手段（14）と、 この第１の半導体スイッチ手段を第１の導通率でON,OFF
させるチョッパ制御回路（13）と、 前記電界効果トランジスタのゲートと前記直流電源の一
端との間に接続され、前記ゲートを制御する第２の半導
体スイッチ手段（4a.4b,4c）と、 この第２の半導体スイッチ手段と前記デートとの間に接
続され、前記ゲートから前記第２の半導体スイッチ手段
の流れる電流を阻止する逆流防止素子（31,32,33）と、 前記電機子コイルの両端に入力端子を接続し、電機子
コイルに発生する誘起電圧を検出する比較器（６）と、 この比較器の出力に応じて、前記第２の半導体スイッチ
手段を第２の導通率で順次駆動し、電界効果トランジス
タを導通，遮断させる駆動回路（８）と、 この駆動回路により、前記電機子コイルに順次電流を流
すことで、前記電機子コイルに発生する磁界により、回
転すると共に、複数極の永久磁石からなる回転子と、 を備えた直流ブラシレスモータの制御装置。 - 【請求項２】前記チョッパ制御回路の第１の導通率を、
駆動回路の第２の導通率に対して、十分に高くしたこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の直流ブラシレ
スモータの制御装置。 - 【請求項３】前記電界効果トランジスタのゲートとドレ
インとの間に、抵抗（41,42,43）もしくは、抵抗とコン
デンサ（71,72,73）の並列回路を挿入することを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の直流ブラシレスモータ
の制御装置。 - 【請求項４】前記電界効果トランジスタのゲートと、前
記電源の他端との間に接続し、前記ゲートとソース間の
蓄積電荷を急激に放出するための第３の半導体スイッチ
手段（51,52,53）を備えたことを特徴とする特許請求の
範囲第３項記載の直流ブラシレスモータの制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61212499A JPH082189B2 (ja) | 1986-09-09 | 1986-09-09 | 直流ブラシレスモ−タの制御装置 |
| US07/093,757 US4740734A (en) | 1986-09-09 | 1987-09-08 | Control apparatus for brushless dc motors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61212499A JPH082189B2 (ja) | 1986-09-09 | 1986-09-09 | 直流ブラシレスモ−タの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6369487A JPS6369487A (ja) | 1988-03-29 |
| JPH082189B2 true JPH082189B2 (ja) | 1996-01-10 |
Family
ID=16623674
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61212499A Expired - Lifetime JPH082189B2 (ja) | 1986-09-09 | 1986-09-09 | 直流ブラシレスモ−タの制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4740734A (ja) |
| JP (1) | JPH082189B2 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4839754A (en) * | 1987-02-26 | 1989-06-13 | Micropolis Corporation | Winchester disk drive motor circuitry |
| DE3932762A1 (de) * | 1988-10-05 | 1990-04-19 | Bosch Gmbh Robert | Elektronisch kommutierte gleichstrommaschine |
| US4926099A (en) * | 1989-04-07 | 1990-05-15 | General Motors Corporation | Bimodal controller for a multi-phase brushless DC motor |
| US4986614A (en) * | 1989-08-10 | 1991-01-22 | General Motors Corporation | Motor-driven antilock brake pressure modulator having differential motor performance characteristics |
| JPH06104000B2 (ja) * | 1989-08-12 | 1994-12-14 | 松下電工株式会社 | 充電式工具用ブラシレスモータ駆動回路 |
| JPH0378499A (ja) * | 1989-08-18 | 1991-04-03 | Tokico Ltd | スピンドルモータ |
| US5079487A (en) * | 1989-12-14 | 1992-01-07 | North America Philips Corporation | Anti-backdrive commutation of brushless DC motors |
| FR2657734B1 (fr) * | 1990-01-31 | 1992-04-10 | Valeo | Dispositif de controle du courant pour moteur a commutation electronique et structure electromecanique comportant un tel dispositif. |
| DE4021663A1 (de) * | 1990-07-07 | 1992-01-09 | Mulfingen Elektrobau Ebm | Ansteuerschaltung mit blockierschutz-einrichtung fuer einen kollektorlosen gleichstrommotor |
| US5223771A (en) * | 1991-06-17 | 1993-06-29 | Western Digital (Singapore) Pte., Ltd. | Polyphase brushless DC Motor control |
| DE4124275A1 (de) * | 1991-07-22 | 1993-01-28 | Siemens Ag | Ueber einen umrichter gespeister, drehzahlregelbarer mehrphasiger motor |
| JPH06165576A (ja) * | 1992-11-27 | 1994-06-10 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | ブラシレスモータの駆動回路 |
| US5929577A (en) * | 1995-10-13 | 1999-07-27 | Unitrode Corporation | Brushless DC motor controller |
| JP2000354392A (ja) * | 1999-06-09 | 2000-12-19 | Denso Corp | ブラシレスモータ |
| US20060055265A1 (en) * | 2004-09-16 | 2006-03-16 | Zalusky James T | Printed circuit board motor |
| US7477034B2 (en) * | 2005-09-29 | 2009-01-13 | Agile Systems Inc. | System and method for commutating a motor using back electromotive force signals |
| US7288911B2 (en) | 2005-09-29 | 2007-10-30 | Agile Systems Inc. | System and method for commutating a motor |
| US7256564B2 (en) | 2005-09-29 | 2007-08-14 | Agile Systems Inc. | System and method for attenuating noise associated with a back electromotive force signal in a motor |
| US20070069677A1 (en) * | 2005-09-29 | 2007-03-29 | Mackay David K | System and method for applying energy to a motor |
| US7279860B2 (en) | 2005-09-29 | 2007-10-09 | Agile Systems Inc. | System and method for evaluating back electromotive force in a motor |
| US7592761B2 (en) * | 2005-09-29 | 2009-09-22 | Agile Systems Inc. | System and method for starting and operating a motor |
| US10581310B2 (en) * | 2016-09-04 | 2020-03-03 | Meghdad Rezaee | Electromechanical converter for automatically changing and adjusting driving torque in a vehicle |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55160980A (en) * | 1979-05-30 | 1980-12-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Brushless electric motor |
| DE2949017C2 (de) * | 1979-12-06 | 1982-04-22 | Danfoss A/S, 6430 Nordborg | Anordnung zum Steuern von Antriebs- und Bremsstrom eines bürstenlosen Gleichstrommotors |
| US4250435A (en) * | 1980-01-04 | 1981-02-10 | General Electric Company | Clock rate control of electronically commutated motor rotational velocity |
| JPS57173385A (en) * | 1981-04-20 | 1982-10-25 | Hitachi Ltd | Driving device for brushless motor |
| US4455513A (en) * | 1982-07-26 | 1984-06-19 | Imec Corporation | Self-starting transducerless, brushless D.C. motor controller |
| US4495450A (en) * | 1982-12-29 | 1985-01-22 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Control device for brushless motor |
-
1986
- 1986-09-09 JP JP61212499A patent/JPH082189B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-09-08 US US07/093,757 patent/US4740734A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4740734A (en) | 1988-04-26 |
| JPS6369487A (ja) | 1988-03-29 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |