DE3909874A1 - Verfahren zur digitalisierung und signalverarbeitung von empfangssignalen eines phased-array-empfangssystems und vorrichtung zum ausfuehren des verfahrens - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Digitali­ sierung und Signalverarbeitung von Empfangssignalen eines Phased-Array-Empfangssystems gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie eine Vorrichtung zum Ausführen des Verfahrens. Ein solches Verfahren ist beispielsweise in dem Artikel von H. Steyskal: "Digital Beamforming Antennas - An Introduction", in: Microwave Journal, Januar 1987, S. 107-124, beschrieben.

In der Radarsignalverarbeitung gewinnen phasengesteuerte Sende- und Empfangssysteme ("Phased Arrays") zunehmend an Bedeutung. Dies trifft vor allem für Phased-Array- Systeme zu, die im Mikrowellen- und hier insbesondere Milli­ meterwellenbereich arbeiten. Phased Arrays sind aufgebaut aus zahlreichen, linear oder flächig angeordneten Einzel­ antennenelementen oder Subarrays mehrerer solcher Einzelantennenelemente, die über separate Kanäle Signale aussenden oder empfangen. Durch Aufsummierung ("Beamforming" bzw. "Richtstrahlbildung") vieler, in Phase gebrachter Einzelkanalsignale, die von inkohärentem Rauschen überlagert sind, ergibt sich der erforderliche Signal/Störgewinn beim Empfang. Die gewünschte Bündelung des Radarstrahls resultiert aus der räumlichen Ausdehnung der Gesamtanordnung.

Phased Arrays zeichnen sich aus durch Programmierbarkeit der Antennencharakteristik ("Adaptive Antenne"). Das bein­ haltet auch die Möglichkeit einer zeitlichen Adaption. Ein zweiter entscheidender Vorteil von Phased Arrays liegt darin, daß bei paralleler Auswertung mehrerer Summen­ signale die entsprechenden Ziele gleichzeitig beobachtbar sind. Hinzu kommt, daß Zielgebiete über sehr lange Zeit­ fenster hinweg beobachtet werden können, wodurch die Reichweite sich erhöhen läßt.

Bisherige Realisierungen basieren zumeist auf einer Phasen­ verschiebung im Hochfrequenzbereich und Summation der Analogsignale. Hinzu kommt eine weitere analoge Nachverar­ beitung. Daraus resultieren wesentliche Einschränkungen hinsichtlich Genauigkeit, Phasengleichlauf in den Ein­ zelkanälen, Reproduzierbarkeit, Flexibilität und Herstellungs­ aufwand.

Digital arbeitende Phased-Array-Empfangssysteme, bei denen die in Träger- oder Zwischenfrequenzlage befindlichen Empfangssignale in den einzelnen Empfangskanälen zunächst einer analogen Bandbegrenzung und einer nachfolgenden Quadraturdemodulation unterworfen werden, bevor die demodu­ lierten Signale entsprechend den gewünschten Raumrichtungen einer digitalen Phasenverschiebung und einer Gewichtung sowie einer kohärenten Addition unterworfen werden, sind in dem eingangs zitierten Artikel von H. Steyskal sowie in dem Artikel von P. Barton: "Digital Beam Forming for Radar", in: IEE Proc., Vol. 127, Pt. F, No. 4, August 1980, S. 266-277 und in dem Artikel von A.C.C. Wong: "Radar Digital Beamforming", in: Military Microwaves Conf., Großbritannien, 1982, S. 287-294 beschrieben.

In den beiden Artikeln von Steyskal und Barton wird neben der A/D-Wandlung nach analoger Quadratur-Demodulation auch schon die Möglichkeit einer A/D-Wandlung der ZF-Signals erwähnt. Die A/D-Wandlung nach der analogen Quadratur- Demodulation erfolgt bei diesen bekannten Verfahren mit einer Abtastrate von ungefähr 1,4 B (B: Bandbreite des Nutzsignals), bei der Wandlung in der ZF-Lage (nach analoger reeller Demodulation) mit einer Abtastrate von ca. 5,4 B. Bei dem von Barton beschriebenen Verfahren werden dabei nur Wortlängen größer als 8 Bit betrachtet, während in dem Artikel von Steyskal auf die in dem Artikel von A.C.C. Wong beschriebenen Resultate für 1 Bit-Quantisierung hingewiesen wird. Bei dem dort beschriebenen Verfahren wird eine A/D-Wandlung mit 1 Bit allerdings nicht im ZF- Bereich, sondern nach analoger Quadraturdemodulation ange­ wandt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem der Aufwand für eine digitale Weiterverarbeitung der analogen Empfangssignale bei hohen Nutzbandbreiten möglichst gering ist.

Die erfindungsgemäße Lösung der Aufgabe ist im Patentanspruch 1 beschrieben. Die übrigen Ansprüche enthalten vorteilhafte Aus- und Weiterbildungen des erfindungs­ gemäßen Verfahrens und eine erfindungsgemäße Vorrichtung zum Ausführen des erfindungsgemäßen Verfahrens nebst vor­ teilhafter Aus- und Weiterbildungen dieser Vorrichtung sowie eine bevorzugte Anwendung der Erfindung.

Bei einem Verfahren zur Digitalisierung und Signalverar­ beitung von Empfangssignalen eines Phased-Array-Empfangs­ systems, bei dem sich die Empfangssignale der einzelnen Empfangskanäle in Träger- oder Zwischenfrequenzlage befinden und jeweils einer analogen Bandbegrenzung, einer nach­ folgenden Analog-Digital-Wandlung und einer anschließenden digitalen Quadraturdemodulation unterworfen werden und die demodulierten Signale entsprechend den gewünschten Raum­ richtungen einer digitalen Phasenverschiebung, Gewichtung und kohärenten Addition unterworfen werden, werden erfin­ dungsgemäß zum einen die Analog-Digital-Wandlung in den einzelnen Kanälen jeweils mit einer Überabtastung mit einer ersten Abtastfrequenz f _S1 und mit 3 bis 8, vorzugs­ weise mit 3 Quantisierungszuständen durchgeführt und zum anderen die demodulierten Signale in den beiden Quadratur­ zweigen der einzelnen Kanäle anschließend einer digitalen Bandbegrenzung mit einer Unterabtastung mit einer zweiten Abtastfrequenz f _S2 unterworfen.

In einer vorteilhaften Ausbildung des Verfahrens wird die erste Abtastfrequenz f _S1 größer oder gleich dem 8fachen der Signalbandbreite B gewählt, wobei das Verhältnis V₁ von erster Abtastfrequenz f _S1 zur Träger- oder Zwischen­ frequenz f _m vorzugsweise den Wert

annimmt mit der ganzen Zahl i 0 und der rationalen Zahl n 2.

Besonders gute Ergebnisse lassen sich dabei mit dem erfindungs­ gemäßen Verfahren erzielen, wenn n ganzzahlig ist, vorzugsweise eine Zweierpotenz größer 2¹ oder ein Viel­ faches von 4 ist und hier insbesondere zu 4 oder 8 gewählt wird.

In einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens ist das Verhältnis V₂ von der ersten Abtast­ frequenz f _S1 zur zweiten Abtastfrequenz f _S2 gemäß der folgenden Gleichung:

vorzugsweise ganzzahlig und zudem gleich oder ein ganz­ zahliges Vielfaches der rationalen Zahl n mit m=1, 2, 3, . . . zu wählen.

In einer bevorzugten Ausbildung des erfindungsgemäßen Ver­ fahrens werden mit der digitalen Bandbegrenzung nach der digitalen Quadraturdemodulation die unerwünschte(n) Spiel­ frequenz(en) bzw. Oberwelle(n) infolge der Quantisierung unterdrückt sowie durch die analoge Bandbegrenzung verur­ sachte Frequenzgangsverzerrungen korrigiert und/oder das Empfangssignal auf seine Nutzbandbreite begrenzt. Vorzugs­ weise wird dabei eines der beiden Seitenbänder des digitali­ sierten Signals mittels digitaler Einseitenband-Filterung unterdrückt.

Dabei kann vorteilhaft nach der digitalen Einseitenband­ filterung das gefilterte Einseitenbandsignal einer weiteren Unterabtastung mit einer dritten Abtastfrequenz f _S3 unterworfen werden, wobei das Verhältnis V₃ von zweiter Abtastfrequenz f _S2 zur dritten Abtastfrequenz f _S3 gemäß der folgenden Gleichung

mit q einer ganzen Zahl vorzugsweise zu q=2 gewählt wird.

Weiterhin wird gemäß einer anderen vorteilhaften Ausbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens bei der (oder den) digitalen Filterung(en) jeweils nur die von der jeweiligen sich direkt anschließenden Unterabtastung erfaßten Filter­ ausgangswerte berechnet, wobei vorteilhaft in den einzelnen Kanälen nach der (oder den beiden) Unterabtastung(en) jeweils eine zusätzliche digitale Filterung zum Ausgleich von kanalspezifischen Amplituden- und/oder Phasenver­ zerrungen aufgrund der analogen Vorverarbeitung vor der Analog-Digital-Wandlung durchgeführt werden.

Ferner ist zur Erzielung eines Gleichlaufs der einzelnen Empfangskanäle möglich, daß bei der digitalen Phasenver­ schiebung und Gewichtung der demodulierten Signale jeweils zusätzliche Amplituden- und/oder Phasenkorrekturen mit einbezogen werden.

In einer vorteilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird die digitale Phasenverschiebung und die Gewichtung räumlich und/oder zeitlich adaptiv eingestellt.

Sollen mehrere Raumrichtungen gleichzeitig überwacht werden, ist es von Vorteil, die digitale Phasenverschiebung, die Gewichtung und die kohärente Addition mittels des Fast-Fourier-Transformationsverfahrens (ggf. einschließ­ lich einer Fensterung der Eingangsdaten) oder auf der Basis von nichtlinearen spektralen Schätzverfahren ("Superauflösung") durchzuführen.

Bei gespreizten Empfangssignalen wird in einer anderen bevorzugten Ausbildung des erfindungsgemäßen Verfahrens eine digitale Pulskompression vorgenommen, wobei die Puls­ kompression vorteilhafterweise jeweils nach der Analog-Digital- Wandlung oder nach der Unterabtastung vorgenommen wird.

Zur Kompensation von Laufzeitunterschieden zwischen den Empfangssignalen der einzelnen Kanäle können die digitali­ sierten Signale vorteilhaft um ein oder mehrere Abtastintervalle verzögert werden.

Gemäß der Erfindung basieren die Phased-Array-Empfangs­ systeme, die sich zum Ausführen des erfindungsgemäßen Ver­ fahrens besonders eignen, auf folgenden Grundkonzept:

• - Digitalisierung der Signale zum frühestmöglichen Zeitpunkt, d. h. bereits in der Träger- oder Zwischenfrequenzlage;
• - Einsatz von Antialiasingfiltern mit moderater Flankensteilheit und niedrigem Filtergrad;
• - Amplitudenquantisierung im A/D-Wandler mit wenigen Quantisierungszuständen;
• - Überabtastung und anschließende digitale Bandbe­ grenzung;
• - digitale Quadraturdemodulation, digitale Richt­ strahlbildung im Basisband, digitale Detektion und Schätzung der Parameter (Geschwindigkeit, Azimut, Elevation, Entfernung);
• - Wahl einer möglichst hohen Nutzbandbreite;
• - geschickte Kombination von Zwischenfrequenz, Nutz­ bandbreite und Abtastfrequenz, um den Aufwand für die digitale Quadraturmodulation gering zu halten;
• - monolithische Integration des A/D-Wandlers, der digitalen Komponenten des Einzelkanals und der Komponenten zur Richtstrahlbildung;
• - gegebenenfalls Verwendung integrierbarer Mikrowellen- bzw. Millimeterwellenbauelemente und inte­ grierbarer Zwischenfrequenzbaugruppen.

Auf dieser Basis lassen sich kompakte Einzelelemente bzw. -baugruppen mit nahezu identischen Übertragungscharakterisiken auf einfache Art und Weise herstellen. Vor allem ist durch A/D-Wandlung mit wenigen Bits die Voraussetzung geschaffen worden für eine effiziente digitale Weiterverar­ beitung bei hohen Nutzbandbreiten und Abtastraten. Weiterhin ist durch Phasendrehung und Summation im Nieder­ frequenzbereich (Basisband) die Voraussetzung geschaffen worden, daß mit geringem Aufwand zusätzliche Richtstrahlen gebildet werden können. Bei Multibeamanwendungen entfällt somit eine Vervielfachung des Arrays ab dem ZF- oder gar dem HF-Teil. Ein solches digitales Frontend läßt sich universell, d. h. nicht nur im Millimeterwellenbereich einsetzen.

Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Übersichtsbild einer vorteilhaften Ausführungs­ form des erfindungsgemäßen Phased-Array- Empfangssystem zum Ausführen des erfindungs­ gemäßen Verfahrens,

Fig. 2 das Blockschaltbild des Analogteils für einen Empfangskanal einer vorteilhaften Ausbildung des Phased-Array-Empfangssystems gemäß Fig. 1 für den Millimeterwellenbereich,

Fig. 3 die Darstellung des erfindungsgemäßen Grundverfahrens in Form einer Folge der we­ sentlichen Verfahrensschritte mit den dazu gehörenden Frequenzspektren,

Fig. 4 die Darstellung eines Ausschnitts einer vor­ teilhaften Weiterbildung des erfindungsgemäßen Grundverfahrens gemäß Fig. 3 in Form zusätz­ licher Verfahrensschritte mit den dazu gehörenden Frequenzspektren,

Fig. 5 das Übersichtsbild eines Ausschnitts einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Phased-Array-Empfangssystems; dargestellt ist ein Einzelkanal,

Fig. 6 eine auf die Quantisierung und die Richt­ strahlbildung mit reellen Signalen verein­ fachte Darstellung des Phased-Array-Empfangs­ systems gemäß Fig. 1,

Fig. 7 die prinzipielle Wirkungsweise einer Analog- Digital-Wandlung mit drei Quantisierungszu­ ständen,

Fig. 8 eine Übersicht über die Signal/Rausch-Verluste infolge der Quantisierung als Funktion der Anzahl der Quantisierungszustände,

Fig. 9-11 Ergebnisse einer Simulation am Beispiel eines aus der Überlagerung einer Sinusfolge (Fig. 9 unten) und einer weißen, normalverteilten Zufallsfolge (Fig. 9 oben) sich ergebenden Empfangssignals eines Kanals vor (Fig. 10 unten) und nach (Fig. 10 oben) der Analog-Digital- Wandlung mit drei Quantisierungszuständen und der Funktionsverlauf des sich aus der Addition von 200 solcher Kanäle ergebenden Richtstrahls für eine Analog-Digital-Wandlung mit drei Quantisierungszuständen (Fig. 11 oben) bzw. mit sehr vielen Quantisierungszuständen (Fig. 11 unten).

Ein Phased-Array-Empfangssystem, wie es in Fig. 1 abgebildet ist, kann für Puls-Radarbetrieb oder für den Empfang von Nachrichten verwendet werden. Während die monoli­ thische Integration von Sendekomponenten im Millimeterwellenbereich derzeit noch mit erheblichen grundsätzlichen Problemen belastet ist, sind bei den Empfangskomponenten integrierte Lösungen für Frequenzen um 35 GHz vorhanden und für 60 GHz in Entwicklung, so daß ein Aufbau von Phased-Array-Empfangssystemen für den Millimeter­ wellenbereich heute technisch möglich ist.

Das Phased-Array-Empfangssystem in Fig. 1 besteht aus den Kanälen 1 bis n, die identisch im Aufbau sind. Jeder der Kanäle 1 bis 4 besteht jeweils aus einer eingangsseitigen Empfangsantenne 1, einem Mischer 11, einem Überlagerungs­ oszillator 12, einem Zwischenfrequenzverstärker 13, einem analogen Bandpaßfilter 2, einem Analog-Digital-Wandler 3, einem digitalen Quadraturdemodulator mit einem In-Phase- oder Realzweig R und einem Quadratur- oder Imaginärzweig I, wobei jeder Zweig R bzw. I jeweils einen Mischer 41, 42, ein digitales Filter 51, 52 sowie einen Schalter 61, 62 zur Unterabtastung enthält. Die einzelnen Kanäle (dargestellt sind hier beispielhaft die Kanäle 1 bis 4) sind zwecks Richtstrahlbildung ausgangsseitig über Multiplikatoren 7₁₁, 7₁₂ . . . 7 _n1, 7 _n2 . . . und Addierer 8₁, 8₂ . . . mit einer digitalen Signalauswertung 9 verbunden.

Die Empfangsantenne 1 eines einzelnen Kanals, beispiels­ weise des Kanals 1, empfängt das hochfrequente Empfangssignal HF. Durch Mischung mit dem Signal des Überlagerungs­ oszillators 12 im Mischer 11 wird das Empfangssignal HF auf die Zwischenfrequenz-Ebene umgesetzt. Das Zwischen­ frequenzsignal ZF wird anschließend in dem Zwischenfrequenz­ verstärker 13 verstärkt, im Bandpaßfilter 2 gefiltert und im Analog-Digital-Wandler 3 mit einer Überabtastung mit der Abtastfrequenz f _S1 digitalisiert. Das digitalisierte Signal wird dann im digitalen Quadraturdemodulator 41, 42 demoduliert und danach digital gefiltert. Anschließend erfolgt die Unterabtastung mit der Abtastfrequenz f _S2. Zur Richtstrahlbildung werden die Signale nachfolgend in den Multiplikatoren 7₁₁, 7₁₂ . . . 7 _{n 1}, 7 _{n 2} durch Multiplikation mit den komplexen Korrekturwerten w₁₁, w₁₂ . . . w _n1, w _n2 einer digitalen Phasenverschiebung und einer Gewichtung unterworfen und abschließend je nach gewünschter Raumrichtung in einem der Addierer 8₁, 8₂ . . . mit den entsprechenden Signalen der übrigen Kanäle, im Beispiel der Kanäle 2 bis n, kohärent addiert und der digitalen Auswertung 9 zugeleitet, in der die Informationen über Azimut, Elevation, Entfernung, Geschwindigkeit usw. aus den Richt­ strahldaten abgeleitet werden.

In einer vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsge­ mäßen Phased-Array-System sind die Multiplikatoren 7₁₁, 7₁₂ . . . 7 _n1, 7 _n2 . . . und die Addierer 8₁, 8₂ . . . in Form eines Fast-Fourier-Transformations-Prozessors realisiert.

Alternativ kann die Richtstrahlbildung in Form eines auf der Basis eines nichtlinearen spektralen Schätzverfahrens arbeitenden Signalprozessors oder Multisignalprozessor­ systems realisiert.

Die einzelnen eingangsseitigen Bandpaßfilter 2 werden vor­ zugsweise aus kaskadierten, aktiven Tief- und Hochpaßfiltern 1. oder 2. Grades aufgebaut. Die Analog-Digital-Wandler 3 der einzelnen Kanäle können beispielsweise als Flash-Wandler ausgebildet sein.

Fig. 2 zeigt exemplarisch das Blockschaltbild des Analog­ teils für einen Empfangskanal eines Millimeterwellen- Phased-Array-Empfangssystems. Das Blockschaltbild enthält die wesentlichen Daten der einzelnen Stufen (Frequenz, Ver­ stärkung bzw. Dämpfung, minimaler Pegel). An die Empfangs­ antenne 1 schließt sich die erste Stufe mit Mischer 11 a, Überlagerungsoszillator 12 a, Zwischenfrequenzverstärker 13 a und analogem Bandpaßfilter 14 a. Der ersten Stufe folgt eine zweite Stufe mit Mischer 11 b, Überlagerungs­ oszillator 12 b, Zwischenfrequenzverstärker 13 b und analogem Bandpaßfilter 14 b. Daran anschließend folgt ein weiterer Zwischenfrequenzverstärker 13 c, ein weiterer analoger Bandpaßfilter 2 und der Analog-Digital-Wandler 3. Es ist jedoch zu berücksichtigen, daß mit größerer Leistung empfangene Signale einen solchen Empfänger übersteuern würden und deshalb zusätzlich eine nicht gezeigte Verstärkungs­ regelung einzusetzen wäre. Die zu realisierende Verstärkung zwischen Empfangsantenne 1 und Analog-Digital-Wandler 3 beträgt ungefähr 87 dB, wenn ein minimaler Empfangspegel von -92 dBm und ein Pegel von -5 dBm am Analog-Digital- Wandler 3 zugrunde gelegt werden. Damit bei der großen Verstärkung keine Selbsterregung des Empfängers auftritt, sind zwei aufeinanderfolgende ZF-Ebenen ZF und ZF vorgesehen. Außerdem wird zur räumlichen Entkoppelung der Verstärker die Verstärkung einer Stufe auf ca. 30 dB begrenzt.

Die Zerlegung des Empfängers in mehrere Verarbeitungs­ ebenen hat bei einer monolithischen oder teilweise auch hybriden Integration den Vorteil, daß Chipgröße und Chip­ dicke sowie das Substratmaterial dem jeweils zu verarbei­ tenden Frequenzbereich angepaßt werden können. Bei verringerter Chipgröße und Komplexität der Schaltungsstruktur auf einem Chip vergrößert sich die Ausbeute bei der Chip­ herstellung. Außerdem ist die Verlustwärme besser abzu­ führen und die Überlagerungsoszillatorsignale sind einfacher an die Mischer zu führen.

Während die ersten beiden Verarbeitungsebenen (mm-Wellen- Empfänger und 1. ZF-Stufen (MMIC A)) beim heutigen Stand der Technik vorzugsweise auf Gallium-Arsenid monolithisch integriert werden, kommen für die beiden letzten Ebenen (MMIC B und IC C) vorzugsweise eine monolithische Integra­ tion auf Silizium in Frage.

Das analoge Bandpaßfilter 2 vor dem A/D-Wandler 3, das sogenannte Antialiasingfilter, hat die Aufgabe, durch Begrenzung der Bandbreite des analogen Signals auf maximal die halbe Abtastfrequenz eine Überlagerung im Nutzband in­ folge der Abtastung zu vermeiden. Im Idealfall weist das Antialiasingfilter 2 lineare Phase, geringen Ripple im Durchlaßbereich und einen schmalen Übergangsbereich auf. In der Regel kann auf lineare Phase verzichtet werden, wenn sichergestellt ist, daß die Phasengänge in den Ein­ zelkanälen gut übereinstimmen. Reine Laufzeitunterschiede von Kanal zu Kanal lassen sich in einfacher Weise durch Phasendrehung ausgleichen, unterschiedliche Phasengänge erfordern jedoch einen erheblichen Eich- und Korrekturauf­ wand. Im Durchlaßbereich braucht die Welligkeit keines­ falls gering sein. Durch das (in Fig. 2 nicht gezeigte) nachgeschaltete digitale Filter können vielmehr auch aus­ geprägte Amplitudenverzerrungen aufgrund der analogen Vor­ verarbeitung korrigiert werden. Wichtig ist allerdings auch hier, daß die Unterschiede von Kanal zu Kanal möglichst gering sind. Während reine Verstärkungsunterschiede einfach ausgleichbar sind, ist die Korrektur von Amplituden­ gängen aufwendig. Was die hier angestrebte Sperrdämpfung angeht, so existieren zwei Forderungen:

• - Erstens soll durch die in das Nutzband (f _ZF± ^B) hereingefalteten Rauschanteile das S/N-Verhältnis möglichst wenig verschlechtert werden (B: Nutz- Bandbreite).
• - Zweitens müssen Störsignale im Frequenzband (f _S1-f _ZF± ^B) - dieses Band wird durch die Abtastung mit f _S1 in das Nutzband gefaltet - wirksam unter­ drückt werden.

Der prinzipielle Ablauf der empfangsseitigen Signalverar­ beitung gemäß der Erfindung für ein Puls-Radar oder bei der Nachrichtenübertragung ist in Fig. 1 dargestellt. Aus­ gehend von dem analogen Antialiasingfilter 2 zur Unter­ drückung der Spektralanteile oberhalb der halben ersten Abtastfrequenz f _S1/2 erfolgt nach Über-Abtastung und Analog-Digital-Wandlung eine komplexe Abmischung aus der ZF- Lage ins Basisband. In Fig. 3 sind die entsprechenden Verfahrensschritte mit den dazu gehörenden Frequenz­ spektren anhand eines Beispiels mit einer Zwischenfrequenzlage f _ZF=f _m=50 MHz gezeigt. Die komplexe Signaldarstellung erweist sich als notwendig, da infolge Doppelverschiebung die Signalspektren nicht mehr bezüglich der Zwischen­ frequenz symmetrisch sind. Hinzu kommt, daß durch komplexe Abmischung die letztlich interessierende Einhüllende unab­ hängig von der (unbekannten) Phasenlage des Ein­ gangssignals wird, d. h. eine Synchronisation auf den Träger vermieden werden kann. Weiterhin ist bei der nachfolgenden Richtstrahlbildung eine einstellbare, über der Frequenz konstante Phasendrehung erforderlich, die sich in einfacher Weise nur für das analytische Signal realisieren läßt.

An die Abmischung schließt sich eine Begrenzung auf die Nutzbandbreite an, verbunden mit einer entsprechenden Reduktion der Abtastrate. Vorteilhaft kann nach der Unterab­ tastung (Abtastfrequenz f _S2) zur weiteren Reduktion der Taktrate eine Einseitenband-Unterdrückung durchgeführt werden. Die benötigten Signalverarbeitungsschritte und die damit verbundenen Frequenzspektren zeigt Fig. 4.

In Fig. 5 ist ein Abschnitt einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform des erfindungsgemäßen Phased-Array- Empfangssystem mit einem Empfangskanal (ohne analogen HF/ZF- Empfangsteil) gezeigt.

Das analoge und bandbegrenzte Zwischenfrequenzsignal ZF wird durch den Analog-Digital-Wandler 3 mit einer ersten Abtastfrequenz f _S1 von beispielhaft 400 MHz digitalisiert.

Das digitalisierte Signal kann zur Kompensation der Laufzeitunterschiede in den einzelnen Kanälen durch ein nachgeschaltetes Zeitverzögerungsglied 30 um ein oder mehrere Abtastintervalle T verzögert werden. Die Zeitverzögerungsglieder 30 der einzelnen Kanäle werden über einen (nicht gezeigten) steuerbaren Multiplexer ange­ steuert. Anschließend durchläuft das digitalisierte und gegebenenfalls zeitverzögerte Signal den digitalen Quadra­ turdemodulator 41, 42 und die digitalen Filter 51, 52. Die nachfolgende Unterabtastung 61, 62 erfolgt beispielhaft im Verhältnis V₂=8 : 1 mit einer zweiten Abtastfrequenz f _F2 von 50 MHz.

Daran schließt sich ein digitales Einseitenbandfilter 53 sowie eine weitere Unterabtastung an, die beispielhaft im Verhältnis V₃=2 : 1 mit einer dritten Abtastfrequenz f _S3 von 25 MHz erfolgt. Über eine Multiplex-Vorrichtung E, F 1-F 3, G werden jeweils die Ausgangssignale mehrerer Kanäle (hier beispielhaft von vier Kanälen) über einen einzigen Lichtwellenleiter LWL übertragen und der Vor­ richtung zur Richtstrahlbildung mit den Multiplizierern 7₁₁ . . . 7 _n1 . . . und Addierern 8₁ . . . zugeleitet, an die sich die digitale Auswertung 9 anschließt.

Vorteilhafterweise werden die einzelnen digitalen Filter 51-53 multiplizierfrei nur mit Verzögerungsgliedern, Addierern und Subtrahierern aufgebaut, und zwar vorzugsweise als FIR-Filter. Weiterhin kann den einzelnen digitalen Filtern 51-53 jeweils ein weiteres digitales Filter mit variabler Bandbreite nachgeschaltet werden. In die einzelnen digitalen Filter 51-53 können dabei die jeweils vor­ angeschalteten Mischer 41, 42 der einzelnen Quadratur­ demodulatoren und/oder die ihnen jeweils direkt nachge­ schalteten Schalter 61, 62 bzw. 63 für die Unterabtastung monolithisch integriert werden, wie dies in Fig. 5 durch die Blöcke D und D′ angedeutet ist. Ferner können die ein­ gangsseitigen Bandpaßfilter 2 (in Fig. 1) zusammen mit den ihnen nachgeschalteten Analog-Digital-Umsetzern 3 und gegebenenfalls mit den Zeitverzögerungsgliedern 30 monolithisch integriert werden. Die Integration erfolgt dabei vorzugsweise auf Siliziumbasis unter Anwendung der Gate- Array-Technik in ECL-Technik.

Alternativ besteht die Möglichkeit, zwischen den Analog- Digital-Wandlern 3 der einzelnen Kanäle und den zuge­ hörigen digitalen Quadraturdemodulatoren für die Signal­ übertragung Lichtwellenleiter zur Signalübertragung vorzu­ sehen.

Die gemäß Fig. 5 vorgesehene Einseitenband-Unterdrückung kann entweder durch einen unsymmetrischen (komplexen) Tiefpaß (siehe Fig. 4), oder durch eine Quadraturdemodulation mit anschließendem symmetrischen (reellen) Tiefpaßfilter erfolgen. Nach dieser Unterdrückung kann nun gemäß Fig. 5 eine weitere Unterabtastung 63 um den Faktor 2 durchgeführt werden. Es ist dabei zu beachten, daß vor der Detektion eine Regeneration des ursprünglichen Signals nötig wird. Die Einseitenband-Unterdrückung führt also nur während der Richtstrahlbildung (Beamforming) zu einer Reduktion der Taktrate und somit des Aufwandes. Nach der Unterabtastung kann zum Ausgleich der kanalspezifischen Amplituden- und Phasenverzerrungen, die durch die analoge Vorverarbeitung entstehen, eine (nicht gezeigte) weitere digitale Filterung erfolgen. Die Koeffizienten müssen allerdings variabel sein. In der Regel genügt es jedoch, eine Amplituden- und Phasenkorrektur durchzuführen. Die Korrektur zu Eichzwecken kann bei der Richtstrahlbildung ohne zusätzlichen Aufwand mit einbezogen werden.

Der Richtstrahlbildung liegt folgende Überlegung zugrunde: Die in einer ebenen Wellenfront einfallenden Signale haben (bei schrägem Einfall) zu den einzelnen Antennenelementen unterschiedlich lange Wege zurückzulegen. Will man die Signale kohärent addieren, um den maximal erreichbaren Signal/Rausch-Gewinn ("S/N-Gewinn") zu erzielen, so muß man die Laufzeitunterschiede vor der Addition ausgleichen. Bei einer im Vergleich zur Trägerfrequenz geringen Nutzband­ breite ("schmalbandiges Array") lassen sich diese Zeitver­ schiebungen durch Phasenkorrekturen ausgleichen. Die Phasenkorrektur erfolgt durch komplexe Multiplikation mit einem komplexen Zeiger, der den Betrag 1 und die gewünschte Phase aufweist. Bei vergleichsweise hohen Nutz­ bandbreiten ("breitbandiges Array") muß man die Phasen­ korrektur ersetzen durch zeitliche Verzögerungen der Einzel­ kanalsignale. Diese Verzögerungen müssen für jeden Richt­ strahl unterschiedlich eingestellt werden. Eine Kombination von Zeit- und Phasenverschiebung ist allerdings auch möglich (siehe Fig. 5). Verzögerungen um 0, 1, 2 Abtastin­ tervalle bei der hohen Eingangsabtastrate erlauben - sofern dies gewünscht wird - eine grobe Zeitkorrektur, was z. B. bei großem Einfallswinkel und hoher Nutzbandbreite von Interesse ist und dennoch einen Multibeambetrieb innerhalb eines eingeschränkten Raumsegmentes nach wie vor erlaubt.

Im folgenden soll noch kurz angerissen werden, welche Elemente der Einzelkanalverarbeitung im unmittelbaren Antennen­ bereich angebracht werden können und welche Verarbeitungs­ module sinnvollerweise räumlich davon getrennt unter­ gebracht werden. Wegen der geringen Abstände der Antennen­ elemente ergibt sich die Notwendigkeit, in diesem Umfeld zu besonders kompakten Aufbauformen zu gelangen, was mono­ lithische Integration, weitgehende Beschränkungen bei den Leitungszu- und abführungen und spezielle Maßnahmen zur Wärmeableitung erfordert. Prinzipiell bieten sich zwei Schnittstellen an:

• - Unmittelbar nach der Digitalisierung, d. h. die komplette digitale Verarbeitung kann ohne die strikten räumlichen Randbedingungen vorgenommen werden. Anwenderspezifische Gesichtspunkte können bei der Filterung stärker berücksichtigt werden. Allerdings ist weger der geforderten hohen Rechen­ leistung für die Filterung auch hierbei eine mono­ lithische Integration nicht zu umgehen.
• - Unmittelbar nach der Unterabtastung, d. h. die erforderliche Datenübertragungsrate kann meist niedriger gehalten werden.

Die Übertragung der digitalen Daten kann, wie bereits aus­ geführt, in Lichtwellenleitern erfolgen, wobei entweder pro Kanal eine Lichtleitfaser eingesetzt und die Fasern zu gebündelten Kabeln zusammengefaßt werden, oder über Multi­ plexer mehrere Kanäle gemeinsam angeschlossen sind (siehe Fig. 5).

Das Nutzband (max. zulässige Bandbreite=B) liegt bei einer Mittenfrequenz von f _ZF. Zuerst wird es durch eine komplexe Abmischung (Quadratur-Demodulation) in Basislage gebracht. Das Nutzband liegt jetzt also innerhalb des Bereiches von -B/2 bis B/2. Zur Darstellung dieses Frequenz­ bandes kann man die Abtastfrequenz ohne Informationsver­ lust von f _S1 auf f _S2 B erniedrigen. Zur Vermeidung von Überlappungsfehlern muß aber vor der Unterabtastung um den Faktor V₂ eine Tiefpaßfilterung erfolgen. Dieses Filter soll insbesondere im Frequenzbereich von f _S1-f _ZF-B/2- f _ZF bis f _S1-f _FZ+B/2-f _ZF eine hohe Sperrdämpfung auf­ weisen, damit der Spiegelanteil (vor Demodulation bei f _S1-f _ZF-B/2 bis f _S1-f _ZF+B/2) bei der Unterab­ tastung nicht dem Nutzsignal überlagert wird. Die Sperrdämpfung im übrigen Bereich ist weit weniger kritisch, wenn man nur den resultierenden S/N-Gewinn durch Verringerung des Eingangsrauschens im Auge hat. Es gibt allerdings weitere Gesichtspunkte, die auch in anderen Teilen des Sperr­ bereichs eine hohe Dämpfung wünschenswert erscheinen lassen. So entstehen z. B. durch die grobe Quantisierung des Eingangssignals Oberwellen, die sich infolge Abtastung über den gesamten Frequenzbereich verteilen. Daneben können auch Störsignale bzw. Clutter in der Nachbarschaft des Nutzbandes auftreten und eine hohe Dämpfung über den gesamten Sperrbereich erfordern.

Die Quadraturdemodulation mit anschließender Tiefpaßfilterung und Unterabtastung läßt sich am günstigsten mittels eines FIR-Filters durchführen. Dessen Ausgangswerte w(k) ergeben sich durch gewichtete Summation der Eingangswerte u(k):

w(k)=a 1 · u(k)+a 2 · u(k-1)+a 3 · 1(k-2)+. . .+aN · u(k-N+1) (4)

Falls eine Unterabtastung nach FIR-Tiefpaßfilterung vorge­ nommen werden soll, brauchen die nicht benötigten Zwischenwerte nicht berechnet zu werden.

Bei den benötigten hohen Taktraten besteht die Möglich­ keit, die Filterkoeffizienten variabel zu halten, nicht mehr. Vielmehr ist es vorteilhaft, die echten Multiplika­ tionen durch hardwaremäßige Shifts und Additionen zu ersetzen. Die Bestimmung und Minimierung der benötigten Shifts und Additionen läßt sich durch eine spezielle Kodierung der Filterkoeffizienten (CSD-Code) erreichen.

Für eine vielseitige Verwendbarkeit eines digitalen Phased- Array-Frontends kann es aber von Interesse sein, die Nutz­ bandbreite nicht a priori auf einen Maximalwert festzu­ schreiben, sondern den speziellen Bedürfnissen des Anwenders anzupassen. Wenn z. B. eine zeitliche Integration bei allen Richtstrahlen vorgenommen werden soll, ist es zur Minimierung des Verarbeitungs- und Übertragungsaufwandes sinnvoll, dies bereits in den Einzelkanälen vorzunehmen. Aus diesem Grund soll neben dem festen breitbandigen Tief­ paß, der im vorangegangenen Abschnitt vorgestellt wurde, hier ein Tiefpaß (Integrator) variabler Bandbreite als Alternative bzw. Ergänzung präsentiert werden. Da es sich um ein flexibles Filter handelt, das auf optimale Struktur und feinquantisierte gespeicherte Koeffizienten zugunsten einer möglichst einfachen Realisierung verzichtet, kann nicht dieselbe hohe Selektivität bzw. günstige Über­ tragungscharakteristik erwartet werden wie beim vorangegangenen Filter.

Die Impulsantwort des einfachsten nichtrekursiven Tief­ paßfilters ist konstant 1. Die Breite des Durchlaßbereiches läßt sich einfach durch Variation der Länge der Impulsantwort ändern.

Aufgrund der vorangegangenen Ausführungen sei beispiels­ weise für ein Millimeterwellen-Puls-Radar die Nutzband­ breite beispielhaft auf 40 MHz festgelegt. Das erlaubt einerseits, bei Trägerfrequenzen um 35 GHz und darüber ein schmalbandiges Array zu realisieren, andererseits ist damit den Anwenderwünschen nach möglichst hoher Nutzband­ breite Rechnung getragen.

Die Wahl der Zwischenfrequenz, des Antialiasingfilters und der Abtastrate sind eng miteinander verkoppelt. Prinzipiell läßt sich sagen, daß ein möglichst hohes Verhältnis von Abtastrate zu Signalbandbreite aus mehreren Gründen angestrebt wird:

• - Erstens, um die Beiträge von Störsignalen oder Grundrauschen, die bei der Abtastung ins Nutzband hereingefaltet werden, gering zu halten.
• - Zweitens, um die durch grobe Quantisierung ent­ stehenden Oberwellen auf ein möglichst breites Frequenzband zu verteilen, und somit den Anteil im Nutzband gering zu halten.
• - Drittens, um an das Antialiasingfilter keine über­ mäßigen Forderungen bezüglich der Selektivität stellen zu müssen. Hohe Flankensteilheit, d. h. hoher Filtergrad birgt nämlich die Gefahr hoher Gleichlaufschwankungen.

Durch ein dem analogen Antialiasingfilter nachgeschaltetes digitales Filter kann nämlich die Selektivität erheblich erhöht werden, ohne daß Gleichaufschwankungen resultieren. Der Preis für höhere Abtastraten liegt in höherem schaltungstechnischen Aufwand, insbesondere aber in der benötigten höheren Verarbeitungsleistung des nachfolgenden digitalen Filters.

Damit die Quadratur-Demodulation mit endlich vielen ver­ schiedenen Modulationskoeffizienten durchgeführt werden kann, müssen folgende Bedingungen erfüllt sein:

mit f _ZF: Mittenfrequenz nach der Analog-Digital-Wandlung, f _S1: erste Abtastfrequenz am Eingang und n: rationale Zahl größer oder gleich 2. Setzt man

f _ZF = ± (f _m -if _S1) (6)

mit f _m: Mittenfrequenz vor der Analog-Digital-Wandlung und i: ganze Zahl größer oder gleich Null, so erhält man die weiter oben bereits angegebene Gleichung (1):

Zur einfachen Durchführung der Unterabtastung nach digitaler Filterung ist das Verhältnis V₂=f _S1/f _S2 gemäß Gleichung (2) vorzugsweise als ganze Zahl zu wählen. Damit die Demodulation mit in die Filterkoeffizienten eingerechnet werden kann, ohne daß diese dadurch zeitvariabel werden, muß das Verhältnis V₂ zusätzlich ein ganzzahliges Viel­ faches von n sein. Wählt man z. B. bei einer ersten Abtast­ frequenz f _S1 von 400 MHz die zweite Zwischenfrequenz ZF zu 50 MHz, so läßt sich die Quadratur-Demodulation durch Multiplikation mit e ^{-jk π /4} durchführen. Dies beinhaltet nur noch Multiplikationen mit +j, -j, +1, -1, c(1+j), c(1-j), c(-1+j), c(-1-j), mit der Konstanten c=1/. Diese Multiplikationen lassen sich in einfacher Weise ausführen bzw. in die Filterkoeffizienten mit einbeziehen.

Das digitale Tiefpaßfilter (hier mit einer Eckfrequenz von 20 MHz) hat eine reelle Impulsantwort, d. h. der Frequenz­ gang ist symmetrisch bezüglich der Frequenz Null. Die mit 400 MHz in das Filter hineinlaufenden komplexen Werte werden nach Bandbegrenzung durch Unterabtastung im Verhältnis 8 : 1 auf eine der Nutzbandbreite von 40 MHz angemessene Abtastrate von 50 MHz reduziert.

Die erforderliche Auflösung für den A/D-Wandler ist inso­ fern ein zentraler Punkt für das Gesamtsystem, als der Aufwand für die nachfolgende Verarbeitung mit der Ein­ gangswortbreite anwächst. Eine Minimierung an dieser ent­ scheidenden Stelle hat somit zum Ziel, den Gesamtaufwand beträchtlich zu verringern. Es geht somit primär um die Frage, ob nicht 1 bis 3 Bit genügen.

Zu untersuchen ist der Einfluß der Quantisierung auf ein schwaches Signal, dem starkes weißes Gauß-Rauschen überlagert ist. Das Signal/Rausch-Verhältnis S/N liegt hierbei typischerweise unter -15 dB. Es interessiert, wie sich das Signal und das Rauschen einerseits unmittelbar nach der Quantisierung, andererseits nach der Summenbildung dar­ stellen. Um die Einflüsse der A/D-Wandlung und der weiteren Einzelkanalverarbeitung voneinander zu trennen, wurde in Fig. 6 das Blockschaltbild gemäß Fig. 1 vereinfacht auf die Quantisierung und die Richtstrahlbildung mit reellen Signalen. Bei dieser vereinfachten Betrachtung wird insbe­ sondere angenommen, die Signale seien in Phase.

Die übliche Beschreibung von Quantisierungsfehlern durch additives gleichverteiltes weißes Rauschen läßt sich hier nicht anwenden, da die betrachteten Wortlängen zu gering sind. Statt dessen wird die nichtlineare Abbildung an einer geeignet gewählten Quantisierungskennlinie untersucht. Bei einer 1-Bit-Quantisierung liegt die Entscheidungs­ schwelle bei der Amplitude x=0. Bedingt durch die Zweierkomplementdarstellung sind nur die beiden Repräsen­ tanten -1 und 0 möglich, wodurch ein Offset von -0,5 ent­ steht. Ab einer Quantisierung mit 2 Bit und wenigstens drei Intervallen wird die Aussteuerung des Eingangsrausch­ signals sinnvollerweise durch Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers bestimmt ("Optimalquantisierer") (vgl. auch Fig. 7). Damit liegen die Quantisierungskenn­ linien fest.

Durch einen stochastischen Ansatz gelingt es nun, den Signalmittelwert y nach der Summation als Funktion des Ein­ gangssignals s des Quantisierers zu berechnen. Für den Optimalquantisierer ergibt die theoretische Analyse folgende nichtlineare Beziehung zwischen s und y:
1 Bit-Quantisierung, d. h. 2 Quantisierungszustände:

y = 0,637 (s - 0,167 · s³ + 2,5 · 10^-2 · s⁵ - . . .) (7)

2 Bit-Quantisierung mit 3 Quantisierungszuständen:

y = 0,810 (s - 0,104 · s³ + 7,44 · 10^-3 · s⁵ - . . .) (8)

4 Quantisierungszuständen:

y = 0,881 (s - 0,076 · s³ + 2,27 · 10^-3 · s⁵ - . . .) (9)

3 Bit-Quantisierung mit 5 Quantisierungszuständen:

y = 0,918 (s - 0,059 · s³ - 1,00 · 10^-4 · s⁵ + . . .) (10)

8 Quantisierungszuständen:

y = 0,963 (s - 0,034 · s³ - 2,33 · 10^-3 · s⁵ + . . .) (11)

Die Anzahl der Quantisierungszustände, auch Repräsentanten genannt, ist identisch der Anzahl der Quantisierungsinter­ valle. Aus den aufgeführten Ergebnissen wird deutlich, daß das Summensignal in erster und zweiter Näherung dem wahren Signalwert s entspricht. Je kleiner das S/N-Verhältnis, desto geringer werden auch die Signalverzerrungen. Bei einem S/N-Verhältnis von -15 dB führt beispielsweise der nichtlineare Anteil bei 3 Quantisierungszuständen zu einem relativen Fehler von etwa einem Promille. Für die Berech­ nung des S/N-Verhältnisses wurde die Rauschleistung für den Frequenzbereich OHzf400 MHz ermittelt.

Um weiterhin das Signal/Störverhältnis am Ausgang genau zu erfassen, sind Signal- und Rauschleistung nach der Quanti­ sierung zu ermitteln. Genaue Berechnungen zeigen, daß die Rauschleistung vom Signalpegel abhängt, und daß infolge einfacher Quantisierung ein S/N-Verlust in Kauf genommen werden muß. Für das obige Beispiel mit drei Quantisierungs­ intervallen liegt der Verlust zwischen -0,78 dB (bei -15 dB S/N) und -0,9 2 dB bei verschwindend kleinem Signal. Zum Vergleich wurden die Werte von -1,62 dB bzw. -1,96 dB bei 1-Bit-Quantisierung errechnet. Eine Übersicht über die S/N-Verluste, hervorgerufen durch die Quantisierung, ist Fig. 8 für 2 bis 16 Quantisierungs­ zustände zu entnehmen. Diese Verluste sind zu verrechnen mit den Gewinnen durch kohärente Addition. Demnach erfordert der Übergang von drei auf zwei Quantisierungsinter­ valle eine Erhöhung der Antennenelemente um 25%, wenn dasselbe S/N-Verhältnis beibehalten werden soll.

Die obigen Resultate wurden anhand eines Simulations­ programmes am Rechner überprüft und graphisch dargestellt: Ausgehend von einer Sinusfolge s₁(kT) (Fig. 9 unten) und einer weißen normalverteilten Zufallsfolge n₁(kT) (Fig. 9 oben) wurden die beiden Signale entsprechend einem S/N- Verhältnis von -15 dB überlagert und so ausgesteuert (x₁(kT), Fig. 10 unten), wie es für einen linearen Optimalquantisierer mit drei Quantisierungszuständen erforderlich ist. Im oberen Teil von Fig. 10 ist das zugehörige quantisierte Signal f₁ (x₁(kT)) dargestellt, wobei nur die Werte -0,5, 0, +0,5 angenommen werden. Nach der Addition der quantisierten Ergebnisse von 200 Einzelkanälen und nach einer Reskalierung ergibt sich der in Fig. 11 oben gezeichnete Funktionsverlauf y _Q(k) für den Richt­ strahl. Zum Vergleich ist in Fig. 11 unten der Funktions­ verlauf y (t) für extrem feine Quantisierung dargestellt. Zu berücksichtigen ist, daß durch die Quantisierung sowohl die Signalleistung als auch die Rauschleistung abnimmt, wobei aber die Signalleistung entsprechend dem S/N-Verlust etwas stärker zurückgeht.

Der theoretisch bestimmte Proportionalitätsfaktor sowie die Signal- und Rauschleistungen nach der Quantisierung wurden abschließend durch Simulation überprüft. Es zeigte sich sehr gute Übereinstimmung mit den im vorigen Ab­ schnitt angegebenen theoretischen Werten.

Aus den bisherigen Resultaten wird deutlich, daß eine Quantisierung mit 2 Bit und 3 Intervallen den Anforderungen vollauf genügt. Insbesondere bleiben die zu erwartenden Verzerrungen der Signale klein, solange das S/N- Verhältnis unterhalb -5 bis -10 dB liegt. Verwendet man statt der drei Quantisierungsintervalle nur zwei, d. h. einen 1-Bit-Wandler, so muß man etwas höhere Verzerrungen, einen Gleichanteil und einen S/N-Verlust von 1 dB in Kauf nehmen. Hinzu kommt, daß jeder Offset im Eingangssignal den mittleren Ausgangssignalpegel erheblich verschieben kann. Der Vorteil, daß die Aussteuerung des Quantisierers keine Rolle mehr spielt, wird bei weitem aufgewogen durch den Nachteil, daß bei 1-Bit-Quantisierung keine Amplituden, sondern nur noch eine Vorzeicheninformation vorliegt. Damit wird ein digitale Eichung oder eine Korrektur unter­ schiedlicher Verstärkungsfaktoren aus der analogen Vorver­ arbeitung unmöglich. Aus den angeführten Gründen wird einer Quantisierung mit drei bis acht Quantisierungszuständen der Vorrang eingeräumt. Damit lassen sich die S/N- Verluste auf den Bereich von 0,2 dB . . . 1 dB einschränken und die Hardwareaufwendungen für eine digitale Weiterverarbeitung gering halten. Eine Entscheidung, welche Auflösung letztlich gewählt wird, hängt allerdings auch von den Anforderungen an Linearität und die Dynamik ab. Im allge­ meinen stehen jedoch Systeme im Vordergrund, die nicht extrem hohe Anforderungen an die Signaldynamik stellen.

Claims (39)

1. Verfahren zur Digitalisierung und Signalverarbeitung von Empfangssignalen eines Phased-Array-Empfangssystems, welcher Empfangssignale sich in Träger- oder Zwischen­ frequenzlage f _m befinden und jeweils von einer Einzelantenne oder einem Subarray des Phased-Array-Empfangssystems stammen, bei welchem Verfahren die Empfangssignale der Einzel­ antennen oder Subarrays in den einzelnen Empfangskanälen jeweils einer analogen Bandbegrenzung, einer nachfolgenden Analog-Digital-Wandlung, einer anschließenden digitalen Quadraturdemodulation unterworfen werden und die demodu­ lierten Signale entsprechend den gewünschten Raumrichtungen einer digitalen Phasenverschiebung, einer Gewichtung und einer kohärenten Addition unterworfen werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Analog-Digital-Wandlung in den einzelnen Kanälen jeweils mit einer Überabtastung mit einer ersten Abtastfrequenz f _S1 und 3 bis 8, vorzugsweise 3 Quantisierungszuständen durchgeführt wird und daß die demodulierten Signale in den beiden Quadraturzweigen in den einzelnen Kanälen anschließend einer digitalen Bandbegrenzung mit einer Unterabtastung mit einer zweiten Abtastfrequenz f _S2 unterworfen werden.

2. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Abtastfrequenz f _S1 größer oder gleich dem 8fachen der Nutzbandbreite B gewählt wird.

3. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis V₁ von erster Abtastfrequenz f _S1 zur Träger- oder Zwischenfrequenz f _m einen Wert mit der ganzen Zahl i0 und der rationalen Zahl n2 annimmt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert n ganzzahlig ist.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert n eine Zweierpotenz größer 2¹ oder ein Vielfaches von 4 darstellt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert n zu 4 oder 8 gewählt wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis V₂ von der ersten Ab­ tastfrequenz f _S1 zur zweiten Abtastfrequenz f _S2 ganzzahlig ist.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis V₂ von erster Abtastfrequenz f _S1 zur zweiten Abtastfrequenz f _S2 gleich oder ein ganzzahliges Viel­ faches der rationalen Zahl n ist.

9. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit der digitalen Bandbegrenzung nach Quadtraturdemodulation die unerwünschte(n) Spiegel­ frequenz(en) bzw. Oberwelle(n) infolge der Quantisierung unterdrückt sowie durch die analoge Bandbegrenzung verur­ sachte Frequenzgangsverzerrungen korrigiert und/oder das Empfangssignal auf seine Nutzbandbreite begrenzt werden.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß eines der beiden Seitenbänder des digitalisierten Signals mittels digitaler Einseitenbandfilterung unterdrückt wird.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß nach der digitalen Einseitenbandfilterung das gefilterte Einseitenbandsignal einer weiteren Unterabtastung mit einer dritten Abtastfrequenz f _S3 unterworfen wird und daß das Verhältnis V₃ von zweiten Abtastfrequenz f _S2 zur dritten Abtastfrequenz f _S3 zu 2 gewählt wird.

12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei der (den) digitalen Filterung(en) jeweils nur die von der jeweiligen sich direkt anschließenden Unterabtastung erfaßten Filterausgangswerte berechnet werden.

13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß nach der (den beiden) Unterab­ tastung(en) eine zusätzliche digitale Filterung zum Aus­ gleich von kanalspezifischen Amplituden- und/oder Phasen­ verzerrungen aufgrund der analogen Vorverarbeitung vor der Analog-Digital-Wandlung durchgeführt wird.

14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei der digitalen Phasenver­ schiebung und Gewichtung der demodulierten Signale jeweils zusätzliche Amplituden- und/oder Phasenkorrekturen zur Erzielung eines Gleichlaufs der einzelnen Empfangskanäle mit einbezogen werden.

15. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Phasenverschiebung und die Gewichtung räumlich und/oder zeitlich adaptiv einge­ stellt werden.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß bei gleichzeitiger Überwachung mehrerer Raumrichtungen die digitale Phasenverschiebung, die Gewichtung und die kohärente Addition mittels des Fast- Fourier-Transformationsverfahrens einschließlich einer Fensterung der Eingangsdaten oder auf der Basis von nicht­ linearen spektralen Schätzverfahren ("Superauflösung") durchgeführt werden.

17. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei gespreizten Empfangssignalen eine digitale Pulskompression vorgenommen wird.

18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Pulskompression unmittelbar nach der Analog-Digital- Wandlung oder nach der Unterabtastung vorgenommen wird.

19. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kompensation von Laufzeitunter­ schieden zwischen den Empfangssignalen der einzelnen Einzelantennen oder Subarrays die digitalisierten Signale zusätzlich um ein oder mehrere Abtastintervalle verzögert werden.

20. Vorrichtung zum Ausführen des Verfahresn nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

• - daß zur eingangsseitigen analogen Bandbegrenzung der Empfangssignale der einzelnen Einzelantennen (10) oder Subarrays jeweils ein Bandpaßfilter (2) vorgesehen ist;
• - daß die einzelnen Bandpaßfilter (2) ausgangsseitig jeweils über einen Analog-Digital-Wandler (3) mit einem digitalen Quadraturdemodulator (41, 42) ver­ bunden sind;
• - daß der Realzweig (R) und der Imaginärzweig (I) der einzelnen Quadraturdemodulatoren (41, 42) jeweils über ein digitales Filter (51, 52) und einen Schalter (61, 62) für die Unterabtastung mit einer für alle Kanäle (1-n) gemeinsamen Vorrichtung (7, 8) zum Ausführen der digitalen Phasen­ verschiebung und Gewichtung und kohärenten Addition verbunden sind.

21. Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (7, 8) Multiplikatoren (7₁₁ . . . 7 _n2 . . .) zur digitalen Phasenverschiebung und Gewichtung und Addierer (8₁, 8₂ . . .) zur kohärenten Addition enthält.

22. Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (7, 8) ein Fast-Fourier-Transformations- Prozessor oder ein auf der Basis eines nichtlinearen spektralen Schätzverfahrens arbeitender Signalprozessor oder Multisignalprozessorsystem ist.

23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen digitalen Filter (51, 52, 53) multipliziererfrei nur mit Verzögerungs­ gliedern, Addierern und Subtrahierern aufgebaut sind.

24. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Digitalfilter (51, 52, 53) als FIR- Filter realisiert sind.

25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß in die einzelnen Digitalfilter (51, 52, 53) die ihnen jeweils vorangeschalteten Mischer (41, 42) der einzelnen Quadraturdemodulatoren und/oder die ihnen jeweils nachgeschalteten Schalter (61, 62, 63) für die Unterabtastung integriert sind.

26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 23 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß den einzelnen digitalen Filtern (51, 52, 53) jeweils ein weiteres digitales Filter mit variabler Bandbreite nachgeschaltet ist.

27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß Lichtwellenleiteranordnungen zur optischen Übertragung der digitalisierten Signale vorgesehen sind.

28. Vorrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Lichtwellenleiteranordnungen in den einzelnen Kanälen (1-n) jeweils den Analog-Digital-Wandler (3) und den digitalen Quadratordemodulator (41, 42) und/oder die Schalter (61, 62, 63) zur Unterabtastung und die Vorrichtung (7, 8) zum Ausführen der digitalen Phasenverschiebung, Gewichtung und kohärenten Addition miteinander ver­ binden.

29. Vorrichtung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, daß die optische Übertragung der digitalisierten Signale mehrerer oder aller Kanäle (1-n) im Multiplex (E, G) über eine einzige Lichtwellenleiteranordnung (F 1-F 3) erfolgt.

30. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 29, dadurch gekennzeichnet, daß die eingangsseitigen Bandpaßfilter (2) aus kaskadierten, aktiven Tief- und Hochpaßfiltern 1. oder 2. Grades aufgebaut sind.

31. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 30, dadurch gekennzeichnet, daß vor oder in den eingangsseitigen Bandpaßfiltern (2) jeweils eine Verstärkungssteuerung und/oder Phasenregelung mit extern aufschaltbarer Führungsgröße enthalten ist.

32. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 31, dadurch gekennzeichnet, daß bei Empfangssignalen mit bezüg­ lich Träger- oder Zwischenfrequenz f _m symmetrischem Frequenzspektrum nach den einzelnen Schaltern (61, 62) für die Unterabtastung jeweils ein drittes digitales Filter (53) zur Ausblendung der bezüglich der Träger- oder Zwischenfrequenz f _m oberhalb oder unterhalb liegenden spektralen Anteile des Signals vorgesehen ist.

33. Vorrichtung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß dem dritten digitalen Filter (53) jeweils ein weiterer Schalter (63) zur Unterabtastung nachgeschaltet ist.

34. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 33, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Analog-Digital- Wandler (3) jeweils Flash-Wandler sind.

35. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 34, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kompensation der Laufzeitunter­ schiede den einzelnen Analog-Digital-Wandlern (3) aus­ gangsseitig jeweils ein über einen steuerbaren Multiplexer ansteuerbares digitales Zeitverzögerungsglied (30) nachge­ schaltet ist.

36. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 35, dadurch gekennzeichnet, daß eine zusätzliche Vorrichtung zur Eichung der einzelnen Empfangskanäle (1-n) vorgesehen ist und daß diese Vorrichtung die Verstärkung und/oder die Phase in den einzelnen Empfangskanälen (1-n) anpaßt.

37. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 20 bis 36, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Quadraturdemodulatoren (41, 42) zusammen mit den ihnen jeweils nachgeschalteten digitalen Filtern (51, 52) und Schaltern (61, 62) für die Unterabtastung und/oder die einzelnen dritten digitalen Filter (53) zusammen mit der ihnen jeweils nachgeschalteten weiteren Schaltern (63) zur Unterab­ tastung und/oder die einzelnen eingangsseitigen Bandpaßfilter (2) zusammen mit den ihnen nachgeschalteten Analog- Digital-Wandlern (3) auf Siliziumbasis unter Anwendung der Gate-Array-Technik in ECL-Technik monolithisch integriert sind.

38. Verfahren bzw. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangssignal aus mehreren Abmischungen und Verstärkungen hervor­ geht.

39. Verfahren bzw. Vorrichtung nach einem der vorher­ gehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch den Einsatz in einem Phased-Array-Empfangssystem für Mikrowellen, insbesondere Millimeterwellen.