DE69827228T2

DE69827228T2 - Verstärkungsverfahren und -gerät mit niedriger Intermodulationsverzerrung

Info

Publication number: DE69827228T2
Application number: DE69827228T
Authority: DE
Inventors: James D. Thompson
Original assignee: Hughes Electronics Corp
Current assignee: DirecTV Group Inc
Priority date: 1997-11-25
Filing date: 1998-11-05
Publication date: 2006-02-16
Anticipated expiration: 2018-11-06
Also published as: JPH11234066A; EP0924912A1; EP0924912B1; US5966048A; DE69827228D1; JP3081594B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft allgemein Parallelverstärkersysteme, die zum Verstärken einer Vielzahl von Signalen zur Übertragung verwendet werden, und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung, um den Pegel der Intermodulationsprodukte zu reduzieren, die in Richtung der gewünschten Signale übertragen werden.
Beschreibung des Standes der Technik
Verstärker, die für phasengesteuerte Arrays bzw. Gruppenantennen benutzt werden und ebenfalls in einer Vielzahl anderer elektronischer und elektromagnetischer Anwendungen, liefern eine Erhöhung der Leistung der Signale, die dem Verstärkereingang zugeführt werden. Während diese Verstärker allgemein Kopien der Eingangssignale mit höherer Leistung produzieren, produzieren sie ebenfalls Intermodulationsprodukte, wenn das Eingangssignal aus mehreren Signalen besteht. Viele dieser Intermodulationsprodukte treten bei Frequenzen bei oder nahe der gewünschten Träger auf, und können zu einer Beeinträchtigung der Übertragungssignalqualität führen. Innerhalb einer vorgegebenen Bandbreite wird die Intermodulationsstörung (IMD) allgemein durch das Träger-Intermodulations-Verhältnis (C/IM) charakterisiert.
Wenn ein Verstärker gut unterhalb seiner Spitzenleistung betrieben wird, ist das C/IM-Verhältnis im Allgemeinen groß und das IMD klein. Wenn der Verstärker-Arbeitspunkt (Ausgangsleistung) näher an seinem Spitzenwert bewegt wird, verschlechtert sich C/IM sehr schnell. Das nochmale Verfahren zum Umgang mit diesem Phänomen besteht darin, den Verstärkerbetriebs- bzw. -arbeitspunkt von seinem Spitzenleistungspegel zu reduzieren, bis das C/IM innerhalb akzeptabler Grenzen liegt. Allerdings wird bei niederen Ansteuerungspegeln die Gleichspannungs-zu-Hochfrequenz-Effizienz des Verstärkers allgemein reduziert. Für einige Anwendungen, wie beispielsweise Kommunikationssatelliten, in denen Gleichspannungsleistung eine seltene Ware ist, begrenzt diese Effizienzreduktion die Kommunikationskapazität des Satelliten. Allgemein ist es sehr wünschenswert, gleichzeitig eine hohe Effizienz und eine hohe Linearität (C/IM) zu erreichen.
Für terrestrische Anwendungen erhöht die Reduzierung des Arbeitspunktes das C/IM-Verhältnis, allerdings wird die Ausgangsleistung reduziert. Dieser Effekt wird überwunden, indem ein Verstärker mit höherer Leistung eingesetzt wird, allerdings können die Verstärkerverfügbarkeit und die Kosten die Praktikabilität dieses Lösungswegs beschränken.
Allgemein sind drei Techniken bekannt, um die C/IM-Performance solcher Mehrsignalverstärker zu erhöhen. Die erste ist eine Mitkopplungstechnik, wie sie beschrieben ist in Meyer et al., „A Wide-Band Feedforward Amplifier", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, Nr. 6, Dez. 1974, Seiten 422–428. Diese Lösung bietet eine Verbesserung des C/IM-Verhältnisses allerdings mit der Folge von Systemkomplexität und reduzierter Effizienz.
Die zweite Technik ist die Vorverzerrungs-Liniearisierungslösung, die von Cahana et al., in „Linearized transponder technology for satellite communications", Comsat Technical Review, Vol. 15, Nr. 2A, Frühjahr 1985, Seiten 277–207, beschrieben ist. Diese Technik wurde extensiv benutzt, um die C/IM-Performance der Verstärker zu verbessern, die unterhalb ihrer Spitzenpegel betrieben wurden. Keine wesentliche Verbesserung wurde bei Spitzenleistung erreicht, wo die Effizienz hoch ist.
Die dritte Technik, wie sie beispielsweise in US 3,917,998 A offenbart ist, wird bezeichnet als Butler Matrix Transponder und ist beschrieben von W. A. Sandrin in Comsat Technical Review, Vol. 4, Nr. 2, Frühjahr 1974, Seiten 319–345. Diese Technik benutzt ein Paar von N × N Butlermatrizen, die einer Menge von N Verstärkern vorgehen bzw. folgen, und ein Satz von Filtern, die der Ausgangsbutlermatrix folgen. Entsprechend Sandrin beträgt die C/IM-Verbesserung für eine große Anzahl von Signalen bei allen Leistungspegeln etwa M²/(2M – 1), wobei M die Anzahl der Kanalfilter ist und kleiner oder gleich N ist (Ordnung der Matrizen).
Weitere Designs sind beispielsweise offenbart in EP 0 755 129 A2 oder in dem Aufsatz „High output port isolation and low intermodulation distortion multi-port-amplifier", Yamamoto et al., proceedings of the European Microwave conference, Aug. 24–27, 1992.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bietet ein verbessertes C/IM-Verhältnis ohne die Verstärkereffizienz zu verschlechtern, und liefert somit eine verbesserte Performance relativ zu der Mitkopplungstechnik und der Vorverzerrungs-Lineasierungs-Technik. Sie bietet ebenfalls eine größere C/IM-Verbesserung als dies mit der Butler-Matrix-Transponder-Technik möglich wäre. Die Erfindung kann benutzt werden, um eine Vielzahl von Signalen in einem einzelnen Pfad mit wenig IMD zu verstärken, als dies sonst möglich wäre, und um die verstärkte Version der Signale auf einen einzelnen Pfad zu lenken oder in eine bestimmte räumliche Richtung.
Eine stärkere lineare Mehrsignalverstärkung wird so mit parallelen Verstärkern erreicht, die zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsnetzwerk betrieben werden, so dass die Signalkomponenten kohärent am Ausgang kombiniert werden, die IMD-Komponenten jedoch nicht. Ein zusammengesetztes Eingangssignal mit Komponenten unterschiedlicher Frequenz wird in einem Dreistufenverfahren kodiert bevor es einer Bank von parallelen Verstärkern zugeführt wird. Der erste Schritt besteht darin, das zusammengesetzte Signal in N gleiche Teile mittels eines 1-zu-N Leistungsteilernetzwerks zu teilen. Im zweiten Schritt wird jeder Teil einer einheitlichen Differenzzeitverzögerung unterzogen. Der dritte Schritt besteht darin, die Teile durch eine Kombinierer/Dividierer-Matrix zu lenken, wie beispielsweise eine N × N Butlermatrix, wobei jeder Ausgang einen Beitrag von jedem der Teile enthält, die der Matrix eingegeben werden. Die Matrixausgangssignale variieren zueinander bezüglich spektraler Amplitudenantwort als Funktion der Frequenz. An diesem Punkt wird jeder der N-Teile des verarbeiteten zusammengesetzten Signals durch einen entsprechenden Verstärker der Bank von N-Verstärkern verstärkt.
Nach der Verstärkung werden die N-Teile einem Dekodiervorgang unterzogen, der komplementär zu dem Kodiervorgang ist. Zuerst werden sie durch eine inverse Matrix geleitet, dann wird jedes einer komplementären Differenzzeitverzögerung unterzogen und schließlich werden die N-Teile in einem N zu 1 Leistungskombinierer kombiniert.
Da das zusammengesetzte Signal vor der Verstärkung kodiert wird bei komplementärer Dekodierung nach der Verstärkung, sind die N-Teile am Ausgang kohärent kombiniert. IMD-Produkte, die in den Verstärkern erzeugt werden, werden ebenfalls komplementär transformiert nach den Verstärkern. Da sie jedoch nicht von dem Eingangstransformationsvorgang kodiert wurden, kombinieren sie am Ausgang nicht kohärent. Vielmehr werden sie über die N-Ausgangsanschlüsse des Summiernetzwerks verteilt.
In einer ersten Ausführungsform ist das Summiernetzwerk als ein Mikrowellenübertragungsleitungsnetzwerk (wie beispielsweise ein Netzwerk von Hybridkopplern) realisiert. Alle Ausgangsanschlüsse, mit Ausnahme des Signalanschlusses, sind mit Lasten normalerweise abgeschlossen. Ein wesentlicher Betrag der IMD-Leistung wird zu den belasteten Anschlüssen geleitet. Die Reduzierung der IMD-Leistungen, die zu den Signalausgangsanschlüssen geleitet wird, erzeugt die gewünschte Verbesserung hinsichtlich der Linearität.
Bei einer zweiten Ausführungsform ist das Summiernetzwerk durch ein phasengesteuertes Array ersetzt, das ein kohärentes Summieren der Signalkomponenten in der gewünschten Richtung liefert und ein inkohärentes Summieren oder Streuen der IMD-Leistung in andere Richtungen für einen beträchtlichen Prozentsatz der IMD-Produkte.
Die Verbesserung des C/IM-Verhältnisses, das mit der vorliegenden Erfindung erreichbar ist, ist etwa N²/3, wobei N die Anzahl der verwendeten parallelen Verstärker ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm eines Verstärkersystems, das entworfen ist, um eine Ausführungsform des neuen Verstärkerverfahrens zu implementieren, bei dem die verstärkten Signalkomponenten von den IMD-Komponenten durch kohärentes Kombinieren der Signalkomponenten und inkohärentes Kombinieren der IMD-Komponeten getrennt werden;
2 ist ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform, bei der die Trennung erreicht wird, indem die Signal- und IMD-Komponenten bei unterschiedlichen Winkeln von einem phasengesteuerten Array übertragen werden;
3a ist ein schematisches Diagramm einer Zweiverstärkerimplementation der Ausführungsform von 1;
3b, 3c und 3d sind Diagramme, die jeweils die Leistung über der Frequenz, die Verstärkerantwort über der Frequenz und die Phasenantwort über der Frequenz für die Verstärker von 3a zeigen;
4 ist ein Diagramm, das die IMD-Pegel, mit oder ohne die Erfindung, als Funktion der Frequenz zeigt;
5 ist ein Diagramm, das die C/IM-Verhältnisse, mit oder ohne die Erfindung, als Funktion des Verstärkerausgangssignals, das gegenüber dem Spitzenausgangssignal zurückgesetzt ist, zeigt;
6 ist ein schematisches Diagramm einer Vierverstärkerimplementation der Ausführungsform von 1;
7 ist ein Diagramm der Verbesserung des IMD als Funktion der Anzahl der verwendeten Verstärker.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist bei linearen Verstärkersystemen im Allgemeinen verwendbar, wie beispielsweise Mikrowellenrepeater und Satellitenrelais (aber nicht darauf beschränkt).
Der allgemeine Lösungsweg, der von der Erfindung beschritten wird, um die IMD-Produkte in dem verstärkten Ausgangssignal zu reduzieren, besteht darin, das zusammengesetzte Eingangssignal in mehrere Signale zu kodieren, die voneinander bezüglich ihrer Amplituden als eine Funktion der Frequenz variieren, die kodierten Signale zu verstärken und die verstärkten Signale in einer komplementären Weise zu dekodieren, die den Kodierungsvorgang umkehrt und damit das ursprüngliche zusammengesetzte Eingangssignal in einer verstärkten Form wieder herstellt. IMD-Produkte werden von dem gewünschten Ausgangssignal differenziert, da solche Produkte die Dekodierung durchlaufen, aber nicht den Kodierungsvorgang. Ein Blockdiagramm einer Implementation der Erfindung ist in 1 gezeigt, wobei der Kodierabschnitt durch das Bezugszeichen 2 bezeichnet wird, der Dekodierabschnitt durch Bezugszeichen 4 und der Verstärkungsbereich durch Bezugszeichen 6.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform dividiert ein 1 : N Leistungsteiler 8 ein Mehrfrequenzeingangssignal an einem Eingangsanschluss 10 in N geteilte Signale auf Teiler-Ausgangsleitungen 12a, 12, 12c, ... 12N. Die aufgeteilten Signale können bezüglich ihrer Leistung zueinander gleich sein, oder sie können unterschiedliche Leistungspegel haben und einen komplementären Leistungskombinierer im Dekodier-Bereich gewichtet, um die Originalsignalwellenform wieder herzustellen.
Die geteilten Signale werden jeweiligen Zeitverzögerungen 14a, 14b, 14c, ... 14N unterzogen, die relative Phasenverschiebungen zwischen den geteilten Signalen einführen, die als Funktion der Frequenz variieren. Als Ergebnis variieren die geteilten Signale voneinander sowohl hinsichtlich ihrer Leistungsamplituden als Funktion der Frequenz als auch in ihren Phasenverteilungspunkten. Da jedes dividierte Signal mehrere Frequen zen innerhalb des Eingangssignalwellenbands enthält, wird eine Zeitverzögerung, die mit der des angegebenen Signals beaufschlagt wird, eine Phasenverschiebung hervorrufen, die eine Funktion der Frequenz der interessierenden Bandbreiten ist.
In der Darstellung von 1 ist das erste geteilte Signal auf der Leitung 12a nicht verzögert, während die geteilten Signale auf den übrigen Leitungen 12b, 12c, ... 12N Zeitverzögerungen unterzogen werden, die linear in Implementen von τ gehört werden, wobei das Signal auf der Leitung 12b mit 1τ verzögert wird, das Signal auf der Leitung 12c mit 2τ und so weiter bis zu dem Signal auf der Leitung 12N, das mit (N – 1)τ verzögert ist. τ ist vorzugsweise eine Konstante, so dass die Phasenverzögerungen für jedes geteilte Eingangssignal linear als Funktion der Frequenz variiert, obgleich ein System implementiert werden könnte, in dem τ als Funktion der Frequenz variiert. In gleicher Weise wird die Zeitverzögerung für jedes folgende geteilte Signal um ein konstantes Implement erhöht, obgleich ein System ebenfalls implementiert werden könnte, bei dem die Differenz der Zeitverzögerungen zwischen aufeinander folgenden geteilten Signalen variiert von einem Signal zum nächsten. Während theoretisch viele unterschiedliche Werte von τ ausgewählt werden könnten, wurden optimale Ergebnisse erhalten, wenn τ ein ganzzahliges Vielfaches von 4π geteilt durch die Bandbreite des zusammengesetzten Eingangssignals ist. Die Ergebnisse sind optimal, da die Verbesserung im IM-Pegel weniger empfindlich ist auf Amplituden- und Phasenungleichgewicht unter den Verstärkern.
Die verzögerten geteilten Signale werden als Eingangssignale einer N × N Matrix 16 zugeführt, vorzugsweise als eine Hybridkoppler-Butler-Matrix implementiert, die ihre Eingangssignale so verteilt, dass jeder ihrer N-Ausgangssignale auf Ausgangsleitungen 18a, 18b, 18c, ... 18N Teile von jedem der unterschiedlichen Matrixeingangssignale enthält. Butlermatrizen sind gut bekannt und sind beschrieben beispielsweise in Electronics Engineers' Handbook, Fink und Christiansen, ed., Third Edition 1989, Seiten 25–61 – 25–62.
Die kodierten Matrixausgangssignale werden jeweiligen Leistungsverstärkern 20a, 20b, 20c, ... 20N zugeführt, die typischerweise Festkörperleistungsverstärker (SSPAs) oder Wanderwellenröhrenverstärker (TWTAs) für Satellitenanwendungen sind, aber im Allgemeinen jeder Leistungsverstärker sein kann, die IMD in Antwort auf ein Mehrfrequenzeingangssignal einbringen.
Der Dekodierabschnitt 4 besteht aus einer inversen N × N Matrix 22, die wieder bevorzugt eine Hybridkoppler-Butler-Matrix ist, einer Reihe von Zeitverzögerungen 24, 24b, 24c, ... 24N an den Matrizenausgangssignalen mit jeweiligen Verzögerungen, die jenen von 14a, 14b, 14c, ... 14N gleichen, und einen N : 1 Leistungskombinierer 26, der die Signale von den Zeitverzögerungen 24a ... 24N zu einem einzelnen Ausgangssignal am Anschluss 28 kombiniert. Die Dekodiermatrix 22, die Zeitverzögerungen 24a–24N und der Leistungskombinierer 26 sind in umgekehrter Reihenfolge zu den jeweiligen Kodierelementen 8, 14a– 14N und 16 angeordnet und wirken auf die Verstärkerausgangssignale in komplementärer Weise, die das ursprüngliche Eingangssignal in verstärkter Form am Ausgangsanschluss 28 wieder herstellt. Die Weise, in der die Matrizen arbeiten, um diese Signalwiederherstellung zu erzeugen, ist im weiteren Detail nachfolgend in Verbindung mit 3a beschrieben. Der Leistungskombinierer 26 kann ein herkömmliches Mikrowellenübertragungsleitungsnetzwerk sein, das durch ein Netzwerk von Hybridkopplern gebildet ist, wobei alle Kombiniererausgänge mit Ausnahme des Signalanschlusses mit Lasten abgeschlossen sind.
Die Verstärker 20a–20N führen IMD in die Signalkomponenten ein, die sie verstärken. Da die Ausgangssignale des Kodierleistungsteilers 8 zueinander kohärent sind (in Phase zueinander) und die Kodierzeitverzögerungen 14a–14N und die Matrix 16 komplementär sind zu der Dekodiermatrix 22 und den Zeitverzögerungen 24a–24N, werden die Signalkomponenten von den Eingangsleitungen 30a, 30b, 30c, ... 30N zu dem Leistungskombinierer 26 ebenfalls zueinander kohärent sein und kohärent in additiver Weise kombinieren, um das ursprüngliche Eingangssignal (in verstärkter Form) an dem Ausgangsanschluss 28 wieder herzustellen. Die IMD-Komponenten, die von den Verstärkern eingeführt wurden, sind jedoch unterschiedlich für jeden der Verstärker, da die verstärkten Eingangssignale unterschiedlich sind, und die IMD-Komponenten an den Eingängen zu dem Leistungskombinierer 26 werden nicht korreliert zueinander sein und werden inkohärent sein, da sie nur den Dekodiervorgang aber nicht den Kodiervorgang durchlaufen. Selbst nach der Dekodierverzögerung und dem Kombiniervorgang bleiben die zwei IMD-Komponenten in großem Maß unkorreliert und addieren sich im Wesentlichen auf einer Leistungsbasis. Die gewünschten Signalkomponenten kombinieren sich jedoch kohärent und addieren sich auf einer Spannungsbasis. Entsprechend kombinieren sich die IMD-Komponenten nicht kohärent in dem Leistungskombinierer 26, und ein sehr viel kleinerer Pegel an IMD wird an den Ausgangsanschluss 28 gegeben, als dies sonst der Fall wäre. Der Leistungskombinierer 26 trennt somit wirksam die dekodierten verstärkten Signalkomponenten von den dekodierten IMD-Komponenten durch kohärentes Kombinieren der Signalkomponente aber inkohärentes Kombinieren der IMD-Komponenten. Nur ein Teil des IMD erreicht den Ausgang 28. Die übrige IMD-Leistung wird zu der Last oder den Lasten innerhalb des Leistungskombinierers 26 geleitet.
2 zeigt eine alternative Ausführungsform, bei der das verstärkte Eingangssignal von einer Mehrelement-Gruppenantenne rundgesendet wird, und nicht einer Ausgangsübertragungsleitung zugeführt wird. Bei dieser Ausführungsform führt die Antenne die Funktion eines Leistungskombinierers aus, der die verstärkten und dekodierten Signalkomponenten von den IMD-Komponenten trennt.
Mit Ausnahme des Dekodier-Leistungskombinierers 26 ist die Schaltung von 2 identisch zu jener von 1. Der Leistungskombinierer 26 in 1 ist durch ein phasengesteuertes Array 22 bzw. Gruppenantenne 32 ersetzt, die aus Antennenstrahlelementen 32a, 32b, 32c, ... 32N besteht, wobei jedes über jeweilige Dekodier-Zeitverzögerungsausgangsleitungen 30a, 30b, 30c, ... 30N versorgt ist. Die Gruppenantenne stellt ein kohärentes Summieren der Signalkomponenten in einer gewünschten Richtung bereit und ein inkohärentes Summieren oder Streuen der IMD-Produktleistung in andere Richtungen für einen Prozentsatz der IMD-Produkte. Die ausgestrahlten Signalkomponenten 34a, 34b, 34c, ... 34N sind parallel zueinander und addieren sich somit. Eine ausgestrahlte Signalrichtung, die nicht rechtwink lig zu der Gruppenantenne ist, ist in 2 dargestellt, und kann erreicht werden durch Einbringen von Phasenunterschieden zwischen den dekodierten Ausgangssignalen. Die IMD-Komponenten 36a, 36b, 36c, ... 36N werden von der Gruppenantenne in unterschiedliche Richtungen gestreut, was ein Summieren so effizient für das gewünschte Signal verhindert.
Eine Zweiverstärkerimplementation des Systems von 1, das die neue Linearisierungstechnik verwendet, ist in 3a dargestellt. Der Leistungsteiler 8 ist durch einen 3dB-Hybridkoppler 38 realisiert, der einen mit dem Eingangsanschluss 10 verbundenen Eingang aufweist und dessen anderer Eingang mit einer Last 40 verbunden ist zusammen mit einem –90°-Phasenschieber 42 im oberen Ausgangsarm des Hybridkopplers. Ein Signal, das am oberen Eingangsarm eines Hybridkopplers erscheint, wird zwischen dem oberen und dem unteren Ausgangsarm geteilt, wobei das Signal auf dem oberen Ausgangsarm die Phase mit dem Eingangssignal ist, und das Signal auf dem unteren Ausgangsarm um –90° gegenüber dem Eingangssignal verschoben ist. (In gleicher Weise wird ein Eingangssignal, das an dem unteren Eingangsarm angelegt wird, zwischen den zwei Ausgangsarmen geteilt, wobei der untere Ausgangsarm in Phase und der obere Ausgangsarm um –90° bezüglich des Eingangssignals auf dem unteren Arm verschoben ist.) Der Phasenschieber 42 macht die Signale auf beiden Ausgangsarmen des Kopplers bezüglich Amplitude gleich und bringt sie zueinander in Phase.
Das Signal auf dem unteren Ausgangsarm wird um τ Sekunden durch die Verzögerung 14b verzögert, bevor beide Arme der 2 × 2 Butlermatrix 16 zugeführt werden, die die direkte und verzögerte Version des Eingangssignal teilt und kombiniert und Ansteue rungssignale liefert für das Verstärkerpaar 20a und 20b. Der nächste Hybridkoppler 22, der ebenfalls eine Butlermatrix ist, rekonstruiert das verstärkte Eingangssignal und dessen verzögertes Gegenstück auf dem oberen Ausgangsarm. Somit erscheint das Eingangssignal an dem oberen Eingangsarm der Kodier-Butlermatrix 16 in verstärkter Form auf dem unteren Ausgangsarm der Dekodier-Butlermatrix 22. Dies liegt daran, dass das Signal am oberen Eingangsarm der Butlermatrix 16 in eine Inphasenkomponente auf dem oberen Ausgangsarm 16 geteilt wird und in eine –90° verschobene Komponente auf dem unteren Ausgangsarm 16. Die Inphasenkomponente auf dem oberen Ausgangsarm wird (nach der Verstärkung) in eine andere Inphasenkomponente auf dem oberen Ausgangsarm der Butlermatrix 22 geteilt und in eine –90° verschobene Komponente auf dem unteren Ausgangsarm 22. Das –90°-Signal auf dem unteren Ausgangsarm der Kodier-Butlermatrix 16 wird geteilt (wieder nach der Verstärkung) in eine –180° verschobene Komponente auf dem oberen Ausgangsarm der Dekodier-Butlermatrix 22 und eine –90°-Komponente auf dem unteren Ausgangsarm von 22. Die Inphasen- und die –180°-Signalkomponente auf dem oberen Ausgangsarm der Butlermatrix 22 löschen sich aus, während die zwei –90°-Signalkomponenten auf dem unteren Ausgangsarm von 22 sich addieren, um das ursprüngliche Eingangssignal an dem oberen Eingangsarm der Butlermatrix 16 wieder herzustellen (das einer –90° Phasenverschiebung unterworfen ist). In gleicher Weise wird das Signal auf dem unteren Eingangsarm der Butlermatrix 16 in verstärkter Form auf dem oberen Ausgangsarm der Dekodier-Butlermatrix 22 erscheinen.
Der Leistungskombinierer des Dekodierabschnitts wird durch einen anderen Hybridkoppler 44 implementiert, dessen oberer Eingangsarm über einen –90°-Phasenschieber 46 mit dem Ausgang der 0τ Zeitverzögerung 24a verbunden ist, dessen unterer Eingangsarm direkt mit dem Ausgang des 1τ Zeitverzögerers 24b verbunden ist, dessen oberer Ausgangsarm mit dem Ausgangsanschluss 28 und dessen unterer Ausgangsarm mit einer abschließenden Last 48 verbunden ist. Die Kodier- und Dekodier-Bereiche sind somit vollständig komplementär, wobei das unverzögerte Signal am oberen Eingangsarm der Dekodier-Butlermatrix 16 eine 1τ Verzögerung in dem Dekodierbereich erhält, und das 1τ verzögerte Signal an dem Eingang der Kodier-Butlermatrix 16 eine 0τ Verzögerung am oberen Ausgangsarm der Dekodier-Butlermatrix 22 erfährt. Die Signale an den oberen und unteren Dekodier-Zeitverzögerungsausgängen sind bezüglich der Zeit ausgerichtet, wobei die Signalkomponenten in dem Leistungskombinierer 26 kohärent kombiniert werden, um ein verstärktes Ausgangssignal am Anschluss 28 zu erhalten, und wobei die IMD-Komponenten durch die Last 48 aus dem System entfernt werden. Die beschriebene Anordnung liefert eine Verstärkung des Eingangssignals und eine Verbesserung des C/IM-Verhältnisses bis zu etwa 2dB relativ zu dem C/IM-Verhältnis der einzelnen Verstärker.
3b zeigt die normalisierte Leistungsspektralverteilung für das Zweiverstärkersystem von 3a, wobei die Leistungsamplituden in den Verstärkern 20a und 20b durch Kurven 20a' bzw. 20b' dargestellt sind als eine Funktion der Frequenz. Die zwei Kurven sind allgemein sinusförmig und um 180° außer Phase, wobei ein Verstärker seine Spitzenleistungsamplitude bei einer Frequenz erreicht, bei der die Leistungsamplitude des anderen Verstärkers ein Minimum hat, und umgekehrt. Der Abschnitt der gezeigten Leistungsspektralverteilung, der innerhalb der Bandbreite des Systems liegt, ist eine Funktion der Zeitverzögerung τ, wobei ein kleiner Wert τ zu einer großen Bandbreite führt und umgekehrt.
3b zeigt die entsprechenden normalisierten Signalamplitudenantworten 20a'' und 20b'' der Verstärker 20a und 20b, und zeigt sie als allgemein sinusförmig und um 90° außer Phase, wobei ein Verstärker seine Spitzenamplitude erreicht, wenn der andere Verstärker eine Nullamplitude hat. In 3c ist die Signalphase 20a, b''' als Funktion der Frequenz für beide Verstärker 20a und 20b gezeigt, und folgt einer geraden Linie 45 am unteren Ende der Bandbreite über –135° bei der Mittenfrequenz und –315° am oberen Ende der Bandbreite.
Eine Simulation der Netzwerkeigenschaften des Verstärkersystems von 3a zeigt, dass die relative Verbesserung des IMD 2,04 dB an der Mitte des interessierenden Frequenzbandes beträgt. Dieser Grad der Verbesserung tritt ein, wenn der Wert von τ ausgewählt wird, um eine 4π rad Phasenverschiebung über die interessierende Bandbreite bereitzustellen. Die unter dieser Bedingung erreichte Verbesserung ist in 4 dargestellt, in der der IMD-Pegel, der mit nicht verbesserter Verstärkung erreicht wird, durch gestrichelte Linie 50 bezeichnet ist, und der verbesserte Pegel, der sich aus der Erfindung ergibt, durch eine durchgezogene Linie 52. Bei τ gleich 4τ rad dividiert durch die interessierende Bandbreite beträgt die Verbesserung in der Bandmitte 2,04 dB und das verbesserte IMD-Spektrum 52 ist relativ flach entlang des Bandes. Die IMD-Verbesserung tritt auf, da die dekorrelierten IMD-Produkte zu dem abgeschlossenen Ausgangsanschluss des Netzwerks geführt werden.
Das in 3a gezeigte Netzwerk wurde auch durch Computersimulation für ein Paar von TWTs evaluiert, um die erwartete Leistungsverbesserung zu verifizieren. Die 2-dB-Verbesserung wurde erhalten, wenn die Zeitverzögerung ausgewählt wurde, um 4π rad Phasenverschiebung über die Signalbandbreite zu entsprechen. Diese C/IM-Verbesserung bleibt über einen breiten Bereich von Eingangssignalansteuerungspegeln, wie in 5 gezeigt, bei denen die simulierten Ergebnisse mit der Erfindung durch die obere durchgezogene Linie 54 dargestellt sind, und die Ergebnisse ohne die Erfindung durch die untere gestrichelte Linie 56. Die Simulation wurde für den Fall einer unendlichen Zahl von Eingangsträgern (weißes Rauschen) ausgeführt, für die der C/IM-bezogene Parameter das Rausch-Leistungsverhältnis (NPR) ist.
Die Verbesserung von C/IM mit der neuen Technik wird als Ergebnis der Eigenschaften des Netzwerks erreicht, das auf die Signale und die IMD-Produkte wirkt, und ist damit unabhängig vom verwendeten Verstärkertyp. Somit könnte jeder Verstärker aus einem TWT und einem Vorverzerrungs-Linearisierer bestehen. Das Netzwerk würde dennoch eine Verbesserung von etwa 2 dB über und oberhalb dessen erreichen, was der Linearisierer bereitstellen würde. Allgemein kann die neue Technik in Verbindung mit Linearisierern verwendet werden, um zusammengesetzte Verbesserungen hinsichtlich C/IM zu realisieren.
Die Erfindung kann auf Gruppierungen von Verstärkern größerer Ordnung ausgedehnt werden, um noch größere C/IM-Verbesserungen zu erreichen. 6 zeigt ein Netzwerk mit vier hybrid-gekoppelten parallelen Verstärkern mit entsprechenden Zeitverzögerungen. 6 entspricht allgemein 3a, nur mit der Ausnahme, dass 6 vier Verstärker und Zeitverzögerungen anstelle von zweien verwendet, und 4 × 4 Hybridkopplermatrizen anstelle von 2 × 2 Matrizen. Die Bezugszeichen, die in 3a verwendet werden, werden auf die 6 übertragen und um 100 erhöht, so dass beispielsweise der Kodier-Leistungsteiler 108 in 6 dem Leistungsteiler 8 in 3a entspricht. Der Kodier-Leistungsteiler 108 wird aus drei Hybridkopplern 138, 138b und 138c und Phasenschiebern 142a, 142b, 142c gebildet, die ein Vierwegeleistungsteilernetzwerk mit gleichen Phasen in jedem Arm bilden. Die nächste Stufe des Netzwerks umfasst die fortlaufenden Zeitverzögerungen 114a, 114b, 114c, 114d in jedem Arm, die Zeitverzögerungen gleich dem ganzzahligen Vielfachen von τ beginnend mit 0 besitzen. Eine Butlermatrix 116 vierter Ordnung leitet dann einen Teil des Signals in jedem Arm zu jedem der vier Verstärker 120a, 120b, 120c, 120d. Der Dekodier-Bereich nach den Verstärkern ist das Spiegelbild des Kodier-Bereichs und umfasst eine Butlermatrix vierter Ordnung 122, 0τ, 1τ, 2τ und 3τ Zeitverzögerungen 124a, 124b, 124c, 124d and einen Vierwegeleistungskombinierer 126, der drei Hybridkoppler 144a, 144b, 144c und drei –90°-Phasenschieber 146a, 146b, 146c umfasst.
Die Leistung der Vierverstärkerkonfiguration wurde analytisch bestimmt sowohl für eine diskrete als auch eine unendliche Anzahl von Trägern. Die C/IM-Verbesserung wurde mit etwa 7 dB für 25 gleiche Träger ermittelt. Diese Verbesserung nähert sich 7,43 dB, als die Anzahl der Träger auf unendlich erhöht wurde. Diese Ergebnisse wurden mit einem Wert von τ entsprechend 4π rad Phasenverschiebung über die Bandbreite erhalten.
Die Erfindung ist bei einer großen Anzahl von Verstärkern bei einer noch größeren C/IM-Verbesserung anwendbar. 7 zeigt die berechnete Mittelband-IMD-Verbesserung, die für Verstärkergruppen von 2, 4 und 8 erhalten werden kann. Die drei Datenpunkte sind durch Kreise 58, 60 und 62 gekennzeichnet. Diese Punkte werden angenähert durch die Funktion 10log(N²/3), was durch die durchgehende Linie 64 angedeutet ist. Die gestrichelte Linie 66, die etwas von der Linie 64 unterhalb des Vierverstärkerpunkts divergiert, ist eine Kurve, die die aktuellen Datenpunkte verbindet. Zur Bezugnahme ist die Verbesserung, die mit der früheren Butlermatrix-Transpondertechnik erreicht wurde, die zuvor erwähnt wurde, durch gestrichelte Linie 68 angedeutet.
Zusammenfassend betrifft die vorliegende Erfindung ein Signalverstärkungsverfahren, bei dem eine verstärkerinduzierte Intermodulationsstörung (IMD) reduziert wird, indem ein zusammengesetztes Mehrfrequenzeingangssignal in mehrere kodierte Signale kodiert wird 2, die zueinander variieren bezüglich ihrer Leistungsamplituden als Funktion der Frequenz, Verstärken 5 der kodierten Signale, und dann Dekodieren 4 derselben in komplementärer Weise, um zwischen den verstärkten Signalkomponenten und den IMD-Komponenten zu differenzieren. Die verstärkten Signalkomponenten werden kohärent kombiniert 26, um sie von den IMD-Komponenten zu trennen, die inkohärent kombiniert sind. Das Eingangssignal wird vorzugsweise kodiert, indem es in viele geteilte Signale 8 geteilt wird, indem relative Phasenverschiebungen zwischen den geteilten Signalen eingeführt werden, die als Funktion der Frequenz variieren, und indem die geteilten und phasenverschobenen Signale miteinander in einer Butlermatrix 22 vor der Verstärkung kombiniert werden. Die Phasenver schiebungen werden mittels Zeitverzögerungen 14a, 14b, 14c, 14N erzeugt, die vorzugsweise einem ganzzahligen Vielfachen von 4π dividiert durch die Eingangssignalbandbreite entsprechen.
Während bestimmte Ausführungsformen der Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, sind viele Variationen und alternative Ausführungsformen denkbar, die innerhalb des Rahmens der Erfindung liegen. Während beispielsweise die Erfindung mit Bezug auf analoge Komponenten beschrieben wurde, könnten die in 1 und 2 gezeigten verschiedenen funktionalen Blöcke ebenfalls digital implementiert werden. Folglich ist beabsichtigt, dass die Erfindung nur im Hinblick auf die angehängten Ansprüche beschränkt ist.

Claims

Signalverstärkungsverfahren mit: Codieren (2) eines Mehrfrequenz-Eingangssignals in mehrere codierte Signale, die bezüglich ihrer Leistungsamplituden als Funktion der Frequenz voneinander variieren, Verstärken (6) der codierten Signale, und im Verstärkungsprozess Erzeugen und Hinzufügen unerwünschter Zwischenmodulationsstörungs(IMD)-Komponenten zu den Signalkomponenten der codierten Signale, und Decodieren (4) des verstärkten Signals und der IMD-Komponente in einer Weise komplementär zu dem Codieren, um die verstärkten Signalkomponenten von den IMD-Komponenten zu unterscheiden, wobei die verstärkten Signalkomponenten sowohl das Codieren als auch das Decodieren darstellen, aber die IMD-Komponenten nur das Decodieren darstellen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die decodierten verstärkten Signalkomponenten von den decodierten IMD-Komponenten getrennt werden, indem die verstärkten Signalkomponenten einheitlich kombiniert (26) werden und indem die decodierten IMD-Komponenten uneinheitlich kombiniert (26) werden.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die decodierten verstärkten Signalkomponenten von den decodierten IMD-Komponenten getrennt werden durch Übertragen (32a, 32b, 32c, 32N) der decodierten verstärkten Signalkomponenten (34a, 34b, 34c, 34N) und zumindest eines Teils der deco dierten IMD-Komponenten (36a, 36b, 36c, 36N) mit unterschiedlichen Winkeln aus einem phasengesteuerten Array.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal codiert wird durch Teilen (8) in viele geteilte Signale, Anwenden unterschiedlicher jeweiliger Zeitverzögerungen (14a, 14b, 14c, 14N) auf die geteilten Signale und Kombinieren (16) der geteilten Signale miteinander, um die codierten Signale zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitverzögerungen ganzzahlige Vielfache von 4π dividiert durch die Eingangssignalbandbreite sind.
Verzerrungsarmes Intermodulations(IMD)-Signalverstärkungssystem mit einer Verstärkungsschaltung (6), gekennzeichnet durch: einen Signalcodierer (2), der zur Codierung eines zusammengesetzten Mehrfrequenz-Eingangssignals in viele codierte Signale ausgelegt ist, die voneinander bezüglich ihrer Energieamplituden als Funktion der Frequenz variieren, die Verstärkerschaltung (6) verbunden ist, um die codierten Signale zu verstärken, wobei die Verstärkerschaltung IMD-Komponenten in die Signalkomponenten der codierten Signale einführt, und einen Signaldecodierer (4), der dazu vorgesehen ist, die verstärkten Signalkomponenten und die IMD-Komponenten in einer Weise komplementär zu dem Codieren zu decodieren, um die verstärkten Signalkomponenten von den IMD-Komponenten zu unterscheiden, wobei die verstärkten Signalkomponenten sowohl codie ren als auch decodieren, aber die IMD-Komponenten nur Decodieren darstellen.
Verstärkungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Signaldecodierer einen Signaltrenner (26) umfasst, der verbunden ist, um die decodierten verstärkten Signalkomponenten aus den zumindest einigen der decodierten IMD-Komponenten basierend auf der Unterscheidung zu trennen.
Verstärkersystem nach Ansprüchen 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalcodierer einen Signalteiler (8) aufweist, der das Eingangssignal in viele geteilte Signale teilt, einen Zeitverzögerungsteil (14a, 14b, 14c, 14N), der unterschiedliche jeweilige Zeitverzögerungen den geteilten Signalen zufügt, und ein Kombinationsnetzwerk (16), das die dividierten Signale miteinander kombiniert, um die codierten Signale zu erhalten.
Verstärkungssystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Kombinationsnetzwerk eine Butler-Matrix umfasst.
Verstärkungssystem nach Ansprüchen 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Zeitverzögerungsteil Zeitverzögerungen den geteilten Signalen zufügt, die ein ganzzahliges Vielfaches von 4π geteilt durch die Eingangssignalbandbreite sind.