-
HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
-
Gebiet der
Erfindung
-
Diese
Erfindung betrifft allgemein Parallelverstärkersysteme, die zum Verstärken einer
Vielzahl von Signalen zur Übertragung
verwendet werden, und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung,
um den Pegel der Intermodulationsprodukte zu reduzieren, die in
Richtung der gewünschten
Signale übertragen
werden.
-
Beschreibung
des Standes der Technik
-
Verstärker, die
für phasengesteuerte
Arrays bzw. Gruppenantennen benutzt werden und ebenfalls in einer
Vielzahl anderer elektronischer und elektromagnetischer Anwendungen,
liefern eine Erhöhung
der Leistung der Signale, die dem Verstärkereingang zugeführt werden.
Während
diese Verstärker
allgemein Kopien der Eingangssignale mit höherer Leistung produzieren,
produzieren sie ebenfalls Intermodulationsprodukte, wenn das Eingangssignal aus
mehreren Signalen besteht. Viele dieser Intermodulationsprodukte
treten bei Frequenzen bei oder nahe der gewünschten Träger auf, und können zu
einer Beeinträchtigung
der Übertragungssignalqualität führen. Innerhalb
einer vorgegebenen Bandbreite wird die Intermodulationsstörung (IMD)
allgemein durch das Träger-Intermodulations-Verhältnis (C/IM) charakterisiert.
-
Wenn
ein Verstärker
gut unterhalb seiner Spitzenleistung betrieben wird, ist das C/IM-Verhältnis im
Allgemeinen groß und
das IMD klein. Wenn der Verstärker-Arbeitspunkt
(Ausgangsleistung) näher an
seinem Spitzenwert bewegt wird, verschlechtert sich C/IM sehr schnell.
Das nochmale Verfahren zum Umgang mit diesem Phänomen besteht darin, den Verstärkerbetriebs-
bzw. -arbeitspunkt von seinem Spitzenleistungspegel zu reduzieren,
bis das C/IM innerhalb akzeptabler Grenzen liegt. Allerdings wird bei
niederen Ansteuerungspegeln die Gleichspannungs-zu-Hochfrequenz-Effizienz
des Verstärkers allgemein
reduziert. Für
einige Anwendungen, wie beispielsweise Kommunikationssatelliten,
in denen Gleichspannungsleistung eine seltene Ware ist, begrenzt
diese Effizienzreduktion die Kommunikationskapazität des Satelliten.
Allgemein ist es sehr wünschenswert,
gleichzeitig eine hohe Effizienz und eine hohe Linearität (C/IM)
zu erreichen.
-
Für terrestrische
Anwendungen erhöht
die Reduzierung des Arbeitspunktes das C/IM-Verhältnis, allerdings wird die
Ausgangsleistung reduziert. Dieser Effekt wird überwunden, indem ein Verstärker mit
höherer
Leistung eingesetzt wird, allerdings können die Verstärkerverfügbarkeit
und die Kosten die Praktikabilität
dieses Lösungswegs
beschränken.
-
Allgemein
sind drei Techniken bekannt, um die C/IM-Performance solcher Mehrsignalverstärker zu
erhöhen.
Die erste ist eine Mitkopplungstechnik, wie sie beschrieben ist
in Meyer et al., „A
Wide-Band Feedforward Amplifier",
IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, Nr. 6, Dez. 1974,
Seiten 422–428. Diese
Lösung
bietet eine Verbesserung des C/IM-Verhältnisses
allerdings mit der Folge von Systemkomplexität und reduzierter Effizienz.
-
Die
zweite Technik ist die Vorverzerrungs-Liniearisierungslösung, die
von Cahana et al., in „Linearized
transponder technology for satellite communications", Comsat Technical
Review, Vol. 15, Nr. 2A, Frühjahr
1985, Seiten 277–207,
beschrieben ist. Diese Technik wurde extensiv benutzt, um die C/IM-Performance
der Verstärker
zu verbessern, die unterhalb ihrer Spitzenpegel betrieben wurden.
Keine wesentliche Verbesserung wurde bei Spitzenleistung erreicht,
wo die Effizienz hoch ist.
-
Die
dritte Technik, wie sie beispielsweise in
US 3,917,998 A offenbart
ist, wird bezeichnet als Butler Matrix Transponder und ist beschrieben
von W. A. Sandrin in Comsat Technical Review, Vol. 4, Nr. 2, Frühjahr 1974,
Seiten 319–345.
Diese Technik benutzt ein Paar von N × N Butlermatrizen, die einer Menge
von N Verstärkern
vorgehen bzw. folgen, und ein Satz von Filtern, die der Ausgangsbutlermatrix folgen.
Entsprechend Sandrin beträgt
die C/IM-Verbesserung für
eine große
Anzahl von Signalen bei allen Leistungspegeln etwa M
2/(2M – 1), wobei
M die Anzahl der Kanalfilter ist und kleiner oder gleich N ist (Ordnung
der Matrizen).
-
Weitere
Designs sind beispielsweise offenbart in
EP 0 755 129 A2 oder in
dem Aufsatz „High output
port isolation and low intermodulation distortion multi-port-amplifier", Yamamoto et al.,
proceedings of the European Microwave conference, Aug. 24–27, 1992.
-
ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
-
Die
vorliegende Erfindung bietet ein verbessertes C/IM-Verhältnis ohne
die Verstärkereffizienz zu
verschlechtern, und liefert somit eine verbesserte Performance relativ
zu der Mitkopplungstechnik und der Vorverzerrungs-Lineasierungs-Technik.
Sie bietet ebenfalls eine größere C/IM-Verbesserung
als dies mit der Butler-Matrix-Transponder-Technik möglich wäre. Die
Erfindung kann benutzt werden, um eine Vielzahl von Signalen in
einem einzelnen Pfad mit wenig IMD zu verstärken, als dies sonst möglich wäre, und
um die verstärkte
Version der Signale auf einen einzelnen Pfad zu lenken oder in eine
bestimmte räumliche
Richtung.
-
Eine
stärkere
lineare Mehrsignalverstärkung wird
so mit parallelen Verstärkern
erreicht, die zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsnetzwerk betrieben
werden, so dass die Signalkomponenten kohärent am Ausgang kombiniert
werden, die IMD-Komponenten
jedoch nicht. Ein zusammengesetztes Eingangssignal mit Komponenten
unterschiedlicher Frequenz wird in einem Dreistufenverfahren kodiert
bevor es einer Bank von parallelen Verstärkern zugeführt wird. Der erste Schritt
besteht darin, das zusammengesetzte Signal in N gleiche Teile mittels
eines 1-zu-N Leistungsteilernetzwerks zu teilen. Im zweiten Schritt
wird jeder Teil einer einheitlichen Differenzzeitverzögerung unterzogen.
Der dritte Schritt besteht darin, die Teile durch eine Kombinierer/Dividierer-Matrix
zu lenken, wie beispielsweise eine N × N Butlermatrix, wobei jeder
Ausgang einen Beitrag von jedem der Teile enthält, die der Matrix eingegeben
werden. Die Matrixausgangssignale variieren zueinander bezüglich spektraler
Amplitudenantwort als Funktion der Frequenz. An diesem Punkt wird
jeder der N-Teile des verarbeiteten zusammengesetzten Signals durch
einen entsprechenden Verstärker
der Bank von N-Verstärkern
verstärkt.
-
Nach
der Verstärkung
werden die N-Teile einem Dekodiervorgang unterzogen, der komplementär zu dem
Kodiervorgang ist. Zuerst werden sie durch eine inverse Matrix geleitet,
dann wird jedes einer komplementären
Differenzzeitverzögerung
unterzogen und schließlich
werden die N-Teile in einem N zu 1 Leistungskombinierer kombiniert.
-
Da
das zusammengesetzte Signal vor der Verstärkung kodiert wird bei komplementärer Dekodierung
nach der Verstärkung,
sind die N-Teile am Ausgang kohärent
kombiniert. IMD-Produkte, die in den Verstärkern erzeugt werden, werden
ebenfalls komplementär
transformiert nach den Verstärkern. Da
sie jedoch nicht von dem Eingangstransformationsvorgang kodiert
wurden, kombinieren sie am Ausgang nicht kohärent. Vielmehr werden sie über die N-Ausgangsanschlüsse des
Summiernetzwerks verteilt.
-
In
einer ersten Ausführungsform
ist das Summiernetzwerk als ein Mikrowellenübertragungsleitungsnetzwerk
(wie beispielsweise ein Netzwerk von Hybridkopplern) realisiert.
Alle Ausgangsanschlüsse,
mit Ausnahme des Signalanschlusses, sind mit Lasten normalerweise
abgeschlossen. Ein wesentlicher Betrag der IMD-Leistung wird zu
den belasteten Anschlüssen
geleitet. Die Reduzierung der IMD-Leistungen, die zu den Signalausgangsanschlüssen geleitet
wird, erzeugt die gewünschte
Verbesserung hinsichtlich der Linearität.
-
Bei
einer zweiten Ausführungsform
ist das Summiernetzwerk durch ein phasengesteuertes Array ersetzt,
das ein kohärentes
Summieren der Signalkomponenten in der gewünschten Richtung liefert und
ein inkohärentes
Summieren oder Streuen der IMD-Leistung
in andere Richtungen für
einen beträchtlichen
Prozentsatz der IMD-Produkte.
-
Die
Verbesserung des C/IM-Verhältnisses, das
mit der vorliegenden Erfindung erreichbar ist, ist etwa N2/3, wobei N die Anzahl der verwendeten parallelen
Verstärker
ist.
-
KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
-
1 ist
ein Blockdiagramm eines Verstärkersystems,
das entworfen ist, um eine Ausführungsform
des neuen Verstärkerverfahrens
zu implementieren, bei dem die verstärkten Signalkomponenten von
den IMD-Komponenten durch kohärentes
Kombinieren der Signalkomponenten und inkohärentes Kombinieren der IMD-Komponeten getrennt
werden;
-
2 ist
ein Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform, bei der die Trennung
erreicht wird, indem die Signal- und IMD-Komponenten bei unterschiedlichen
Winkeln von einem phasengesteuerten Array übertragen werden;
-
3a ist
ein schematisches Diagramm einer Zweiverstärkerimplementation der Ausführungsform
von 1;
-
3b, 3c und 3d sind
Diagramme, die jeweils die Leistung über der Frequenz, die Verstärkerantwort über der
Frequenz und die Phasenantwort über
der Frequenz für
die Verstärker
von 3a zeigen;
-
4 ist
ein Diagramm, das die IMD-Pegel, mit oder ohne die Erfindung, als
Funktion der Frequenz zeigt;
-
5 ist
ein Diagramm, das die C/IM-Verhältnisse,
mit oder ohne die Erfindung, als Funktion des Verstärkerausgangssignals,
das gegenüber
dem Spitzenausgangssignal zurückgesetzt
ist, zeigt;
-
6 ist
ein schematisches Diagramm einer Vierverstärkerimplementation der Ausführungsform von 1;
-
7 ist
ein Diagramm der Verbesserung des IMD als Funktion der Anzahl der
verwendeten Verstärker.
-
DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
-
Die
vorliegende Erfindung ist bei linearen Verstärkersystemen im Allgemeinen
verwendbar, wie beispielsweise Mikrowellenrepeater und Satellitenrelais
(aber nicht darauf beschränkt).
-
Der
allgemeine Lösungsweg,
der von der Erfindung beschritten wird, um die IMD-Produkte in dem
verstärkten
Ausgangssignal zu reduzieren, besteht darin, das zusammengesetzte
Eingangssignal in mehrere Signale zu kodieren, die voneinander bezüglich ihrer
Amplituden als eine Funktion der Frequenz variieren, die kodierten
Signale zu verstärken und
die verstärkten
Signale in einer komplementären Weise
zu dekodieren, die den Kodierungsvorgang umkehrt und damit das ursprüngliche
zusammengesetzte Eingangssignal in einer verstärkten Form wieder herstellt.
IMD-Produkte werden von dem gewünschten
Ausgangssignal differenziert, da solche Produkte die Dekodierung
durchlaufen, aber nicht den Kodierungsvorgang. Ein Blockdiagramm
einer Implementation der Erfindung ist in 1 gezeigt, wobei
der Kodierabschnitt durch das Bezugszeichen 2 bezeichnet
wird, der Dekodierabschnitt durch Bezugszeichen 4 und der
Verstärkungsbereich
durch Bezugszeichen 6.
-
Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
dividiert ein 1 : N Leistungsteiler 8 ein Mehrfrequenzeingangssignal
an einem Eingangsanschluss 10 in N geteilte Signale auf
Teiler-Ausgangsleitungen 12a, 12, 12c,
... 12N. Die aufgeteilten Signale können bezüglich ihrer Leistung zueinander
gleich sein, oder sie können
unterschiedliche Leistungspegel haben und einen komplementären Leistungskombinierer
im Dekodier-Bereich gewichtet, um die Originalsignalwellenform wieder
herzustellen.
-
Die
geteilten Signale werden jeweiligen Zeitverzögerungen 14a, 14b, 14c,
... 14N unterzogen, die relative Phasenverschiebungen zwischen
den geteilten Signalen einführen,
die als Funktion der Frequenz variieren. Als Ergebnis variieren
die geteilten Signale voneinander sowohl hinsichtlich ihrer Leistungsamplituden
als Funktion der Frequenz als auch in ihren Phasenverteilungspunkten.
Da jedes dividierte Signal mehrere Frequen zen innerhalb des Eingangssignalwellenbands
enthält,
wird eine Zeitverzögerung,
die mit der des angegebenen Signals beaufschlagt wird, eine Phasenverschiebung
hervorrufen, die eine Funktion der Frequenz der interessierenden
Bandbreiten ist.
-
In
der Darstellung von 1 ist das erste geteilte Signal
auf der Leitung 12a nicht verzögert, während die geteilten Signale
auf den übrigen
Leitungen 12b, 12c, ... 12N Zeitverzögerungen
unterzogen werden, die linear in Implementen von τ gehört werden, wobei
das Signal auf der Leitung 12b mit 1τ verzögert wird, das Signal auf der
Leitung 12c mit 2τ und
so weiter bis zu dem Signal auf der Leitung 12N, das mit (N – 1)τ verzögert ist. τ ist vorzugsweise
eine Konstante, so dass die Phasenverzögerungen für jedes geteilte Eingangssignal
linear als Funktion der Frequenz variiert, obgleich ein System implementiert werden
könnte,
in dem τ als
Funktion der Frequenz variiert. In gleicher Weise wird die Zeitverzögerung für jedes
folgende geteilte Signal um ein konstantes Implement erhöht, obgleich
ein System ebenfalls implementiert werden könnte, bei dem die Differenz
der Zeitverzögerungen
zwischen aufeinander folgenden geteilten Signalen variiert von einem
Signal zum nächsten.
Während
theoretisch viele unterschiedliche Werte von τ ausgewählt werden könnten, wurden optimale
Ergebnisse erhalten, wenn τ ein
ganzzahliges Vielfaches von 4π geteilt
durch die Bandbreite des zusammengesetzten Eingangssignals ist.
Die Ergebnisse sind optimal, da die Verbesserung im IM-Pegel weniger
empfindlich ist auf Amplituden- und Phasenungleichgewicht unter
den Verstärkern.
-
Die
verzögerten
geteilten Signale werden als Eingangssignale einer N × N Matrix 16 zugeführt, vorzugsweise
als eine Hybridkoppler-Butler-Matrix implementiert, die ihre Eingangssignale
so verteilt, dass jeder ihrer N-Ausgangssignale auf Ausgangsleitungen 18a, 18b, 18c,
... 18N Teile von jedem der unterschiedlichen Matrixeingangssignale
enthält.
Butlermatrizen sind gut bekannt und sind beschrieben beispielsweise
in Electronics Engineers' Handbook, Fink
und Christiansen, ed., Third Edition 1989, Seiten 25–61 – 25–62.
-
Die
kodierten Matrixausgangssignale werden jeweiligen Leistungsverstärkern 20a, 20b, 20c, ... 20N zugeführt, die
typischerweise Festkörperleistungsverstärker (SSPAs)
oder Wanderwellenröhrenverstärker (TWTAs)
für Satellitenanwendungen
sind, aber im Allgemeinen jeder Leistungsverstärker sein kann, die IMD in
Antwort auf ein Mehrfrequenzeingangssignal einbringen.
-
Der
Dekodierabschnitt 4 besteht aus einer inversen N × N Matrix 22,
die wieder bevorzugt eine Hybridkoppler-Butler-Matrix ist, einer Reihe von Zeitverzögerungen 24, 24b, 24c,
... 24N an den Matrizenausgangssignalen mit jeweiligen
Verzögerungen, die
jenen von 14a, 14b, 14c, ... 14N gleichen,
und einen N : 1 Leistungskombinierer 26, der die Signale von
den Zeitverzögerungen 24a ... 24N zu
einem einzelnen Ausgangssignal am Anschluss 28 kombiniert. Die
Dekodiermatrix 22, die Zeitverzögerungen 24a–24N und
der Leistungskombinierer 26 sind in umgekehrter Reihenfolge
zu den jeweiligen Kodierelementen 8, 14a– 14N und 16 angeordnet
und wirken auf die Verstärkerausgangssignale
in komplementärer
Weise, die das ursprüngliche
Eingangssignal in verstärkter
Form am Ausgangsanschluss 28 wieder herstellt. Die Weise,
in der die Matrizen arbeiten, um diese Signalwiederherstellung zu
erzeugen, ist im weiteren Detail nachfolgend in Verbindung mit 3a beschrieben.
Der Leistungskombinierer 26 kann ein herkömmliches
Mikrowellenübertragungsleitungsnetzwerk
sein, das durch ein Netzwerk von Hybridkopplern gebildet ist, wobei
alle Kombiniererausgänge
mit Ausnahme des Signalanschlusses mit Lasten abgeschlossen sind.
-
Die
Verstärker 20a–20N führen IMD
in die Signalkomponenten ein, die sie verstärken. Da die Ausgangssignale
des Kodierleistungsteilers 8 zueinander kohärent sind
(in Phase zueinander) und die Kodierzeitverzögerungen 14a–14N und
die Matrix 16 komplementär sind zu der Dekodiermatrix 22 und den
Zeitverzögerungen 24a–24N,
werden die Signalkomponenten von den Eingangsleitungen 30a, 30b, 30c,
... 30N zu dem Leistungskombinierer 26 ebenfalls
zueinander kohärent
sein und kohärent
in additiver Weise kombinieren, um das ursprüngliche Eingangssignal (in
verstärkter
Form) an dem Ausgangsanschluss 28 wieder herzustellen.
Die IMD-Komponenten, die von den Verstärkern eingeführt wurden, sind
jedoch unterschiedlich für
jeden der Verstärker, da
die verstärkten
Eingangssignale unterschiedlich sind, und die IMD-Komponenten an
den Eingängen zu
dem Leistungskombinierer 26 werden nicht korreliert zueinander
sein und werden inkohärent
sein, da sie nur den Dekodiervorgang aber nicht den Kodiervorgang
durchlaufen. Selbst nach der Dekodierverzögerung und dem Kombiniervorgang
bleiben die zwei IMD-Komponenten
in großem
Maß unkorreliert und
addieren sich im Wesentlichen auf einer Leistungsbasis. Die gewünschten
Signalkomponenten kombinieren sich jedoch kohärent und addieren sich auf
einer Spannungsbasis. Entsprechend kombinieren sich die IMD-Komponenten
nicht kohärent
in dem Leistungskombinierer 26, und ein sehr viel kleinerer Pegel
an IMD wird an den Ausgangsanschluss 28 gegeben, als dies
sonst der Fall wäre.
Der Leistungskombinierer 26 trennt somit wirksam die dekodierten verstärkten Signalkomponenten
von den dekodierten IMD-Komponenten
durch kohärentes
Kombinieren der Signalkomponente aber inkohärentes Kombinieren der IMD-Komponenten.
Nur ein Teil des IMD erreicht den Ausgang 28. Die übrige IMD-Leistung
wird zu der Last oder den Lasten innerhalb des Leistungskombinierers 26 geleitet.
-
2 zeigt
eine alternative Ausführungsform,
bei der das verstärkte
Eingangssignal von einer Mehrelement-Gruppenantenne rundgesendet
wird, und nicht einer Ausgangsübertragungsleitung
zugeführt
wird. Bei dieser Ausführungsform
führt die
Antenne die Funktion eines Leistungskombinierers aus, der die verstärkten und
dekodierten Signalkomponenten von den IMD-Komponenten trennt.
-
Mit
Ausnahme des Dekodier-Leistungskombinierers 26 ist die
Schaltung von 2 identisch zu jener von 1.
Der Leistungskombinierer 26 in 1 ist durch
ein phasengesteuertes Array 22 bzw. Gruppenantenne 32 ersetzt,
die aus Antennenstrahlelementen 32a, 32b, 32c,
... 32N besteht, wobei jedes über jeweilige Dekodier-Zeitverzögerungsausgangsleitungen 30a, 30b, 30c,
... 30N versorgt ist. Die Gruppenantenne stellt ein kohärentes Summieren
der Signalkomponenten in einer gewünschten Richtung bereit und
ein inkohärentes
Summieren oder Streuen der IMD-Produktleistung in andere Richtungen
für einen
Prozentsatz der IMD-Produkte. Die ausgestrahlten Signalkomponenten 34a, 34b, 34c,
... 34N sind parallel zueinander und addieren sich somit.
Eine ausgestrahlte Signalrichtung, die nicht rechtwink lig zu der
Gruppenantenne ist, ist in 2 dargestellt,
und kann erreicht werden durch Einbringen von Phasenunterschieden
zwischen den dekodierten Ausgangssignalen. Die IMD-Komponenten 36a, 36b, 36c,
... 36N werden von der Gruppenantenne in unterschiedliche
Richtungen gestreut, was ein Summieren so effizient für das gewünschte Signal
verhindert.
-
Eine
Zweiverstärkerimplementation
des Systems von 1, das die neue Linearisierungstechnik verwendet,
ist in 3a dargestellt. Der Leistungsteiler 8 ist
durch einen 3dB-Hybridkoppler 38 realisiert, der einen
mit dem Eingangsanschluss 10 verbundenen Eingang aufweist
und dessen anderer Eingang mit einer Last 40 verbunden
ist zusammen mit einem –90°-Phasenschieber 42 im
oberen Ausgangsarm des Hybridkopplers. Ein Signal, das am oberen
Eingangsarm eines Hybridkopplers erscheint, wird zwischen dem oberen
und dem unteren Ausgangsarm geteilt, wobei das Signal auf dem oberen Ausgangsarm
die Phase mit dem Eingangssignal ist, und das Signal auf dem unteren
Ausgangsarm um –90° gegenüber dem
Eingangssignal verschoben ist. (In gleicher Weise wird ein Eingangssignal,
das an dem unteren Eingangsarm angelegt wird, zwischen den zwei
Ausgangsarmen geteilt, wobei der untere Ausgangsarm in Phase und
der obere Ausgangsarm um –90° bezüglich des
Eingangssignals auf dem unteren Arm verschoben ist.) Der Phasenschieber 42 macht
die Signale auf beiden Ausgangsarmen des Kopplers bezüglich Amplitude
gleich und bringt sie zueinander in Phase.
-
Das
Signal auf dem unteren Ausgangsarm wird um τ Sekunden durch die Verzögerung 14b verzögert, bevor
beide Arme der 2 × 2
Butlermatrix 16 zugeführt
werden, die die direkte und verzögerte
Version des Eingangssignal teilt und kombiniert und Ansteue rungssignale
liefert für
das Verstärkerpaar 20a und 20b.
Der nächste
Hybridkoppler 22, der ebenfalls eine Butlermatrix ist,
rekonstruiert das verstärkte
Eingangssignal und dessen verzögertes
Gegenstück
auf dem oberen Ausgangsarm. Somit erscheint das Eingangssignal an
dem oberen Eingangsarm der Kodier-Butlermatrix 16 in verstärkter Form
auf dem unteren Ausgangsarm der Dekodier-Butlermatrix 22. Dies
liegt daran, dass das Signal am oberen Eingangsarm der Butlermatrix 16 in
eine Inphasenkomponente auf dem oberen Ausgangsarm 16 geteilt wird
und in eine –90° verschobene
Komponente auf dem unteren Ausgangsarm 16. Die Inphasenkomponente
auf dem oberen Ausgangsarm wird (nach der Verstärkung) in eine andere Inphasenkomponente auf
dem oberen Ausgangsarm der Butlermatrix 22 geteilt und
in eine –90° verschobene
Komponente auf dem unteren Ausgangsarm 22. Das –90°-Signal auf
dem unteren Ausgangsarm der Kodier-Butlermatrix 16 wird
geteilt (wieder nach der Verstärkung)
in eine –180° verschobene
Komponente auf dem oberen Ausgangsarm der Dekodier-Butlermatrix 22 und eine –90°-Komponente
auf dem unteren Ausgangsarm von 22. Die Inphasen- und die –180°-Signalkomponente
auf dem oberen Ausgangsarm der Butlermatrix 22 löschen sich
aus, während
die zwei –90°-Signalkomponenten
auf dem unteren Ausgangsarm von 22 sich addieren, um das
ursprüngliche
Eingangssignal an dem oberen Eingangsarm der Butlermatrix 16 wieder
herzustellen (das einer –90° Phasenverschiebung
unterworfen ist). In gleicher Weise wird das Signal auf dem unteren
Eingangsarm der Butlermatrix 16 in verstärkter Form
auf dem oberen Ausgangsarm der Dekodier-Butlermatrix 22 erscheinen.
-
Der
Leistungskombinierer des Dekodierabschnitts wird durch einen anderen
Hybridkoppler 44 implementiert, dessen oberer Eingangsarm über einen –90°-Phasenschieber 46 mit
dem Ausgang der 0τ Zeitverzögerung 24a verbunden
ist, dessen unterer Eingangsarm direkt mit dem Ausgang des 1τ Zeitverzögerers 24b verbunden
ist, dessen oberer Ausgangsarm mit dem Ausgangsanschluss 28 und
dessen unterer Ausgangsarm mit einer abschließenden Last 48 verbunden
ist. Die Kodier- und Dekodier-Bereiche sind somit vollständig komplementär, wobei das
unverzögerte
Signal am oberen Eingangsarm der Dekodier-Butlermatrix 16 eine
1τ Verzögerung in dem
Dekodierbereich erhält,
und das 1τ verzögerte Signal
an dem Eingang der Kodier-Butlermatrix 16 eine 0τ Verzögerung am
oberen Ausgangsarm der Dekodier-Butlermatrix 22 erfährt. Die
Signale an den oberen und unteren Dekodier-Zeitverzögerungsausgängen sind bezüglich der
Zeit ausgerichtet, wobei die Signalkomponenten in dem Leistungskombinierer 26 kohärent kombiniert
werden, um ein verstärktes Ausgangssignal
am Anschluss 28 zu erhalten, und wobei die IMD-Komponenten
durch die Last 48 aus dem System entfernt werden. Die beschriebene
Anordnung liefert eine Verstärkung
des Eingangssignals und eine Verbesserung des C/IM-Verhältnisses bis
zu etwa 2dB relativ zu dem C/IM-Verhältnis der einzelnen Verstärker.
-
3b zeigt
die normalisierte Leistungsspektralverteilung für das Zweiverstärkersystem
von 3a, wobei die Leistungsamplituden in den Verstärkern 20a und 20b durch
Kurven 20a' bzw. 20b' dargestellt
sind als eine Funktion der Frequenz. Die zwei Kurven sind allgemein
sinusförmig
und um 180° außer Phase,
wobei ein Verstärker
seine Spitzenleistungsamplitude bei einer Frequenz erreicht, bei
der die Leistungsamplitude des anderen Verstärkers ein Minimum hat, und
umgekehrt. Der Abschnitt der gezeigten Leistungsspektralverteilung,
der innerhalb der Bandbreite des Systems liegt, ist eine Funktion der Zeitverzögerung τ, wobei ein
kleiner Wert τ zu
einer großen
Bandbreite führt
und umgekehrt.
-
3b zeigt
die entsprechenden normalisierten Signalamplitudenantworten 20a'' und 20b'' der
Verstärker 20a und 20b,
und zeigt sie als allgemein sinusförmig und um 90° außer Phase,
wobei ein Verstärker
seine Spitzenamplitude erreicht, wenn der andere Verstärker eine
Nullamplitude hat. In 3c ist die Signalphase 20a, b''' als
Funktion der Frequenz für
beide Verstärker 20a und 20b gezeigt,
und folgt einer geraden Linie 45 am unteren Ende der Bandbreite über –135° bei der
Mittenfrequenz und –315° am oberen
Ende der Bandbreite.
-
Eine
Simulation der Netzwerkeigenschaften des Verstärkersystems von 3a zeigt,
dass die relative Verbesserung des IMD 2,04 dB an der Mitte des
interessierenden Frequenzbandes beträgt. Dieser Grad der Verbesserung
tritt ein, wenn der Wert von τ ausgewählt wird,
um eine 4π rad
Phasenverschiebung über
die interessierende Bandbreite bereitzustellen. Die unter dieser
Bedingung erreichte Verbesserung ist in 4 dargestellt,
in der der IMD-Pegel, der mit nicht verbesserter Verstärkung erreicht
wird, durch gestrichelte Linie 50 bezeichnet ist, und der
verbesserte Pegel, der sich aus der Erfindung ergibt, durch eine
durchgezogene Linie 52. Bei τ gleich 4τ rad dividiert durch die interessierende Bandbreite
beträgt
die Verbesserung in der Bandmitte 2,04 dB und das verbesserte IMD-Spektrum 52 ist relativ
flach entlang des Bandes. Die IMD-Verbesserung tritt auf, da die
dekorrelierten IMD-Produkte zu dem abgeschlossenen Ausgangsanschluss
des Netzwerks geführt
werden.
-
Das
in 3a gezeigte Netzwerk wurde auch durch Computersimulation
für ein
Paar von TWTs evaluiert, um die erwartete Leistungsverbesserung
zu verifizieren. Die 2-dB-Verbesserung wurde erhalten, wenn die
Zeitverzögerung
ausgewählt
wurde, um 4π rad
Phasenverschiebung über
die Signalbandbreite zu entsprechen. Diese C/IM-Verbesserung bleibt über einen
breiten Bereich von Eingangssignalansteuerungspegeln, wie in 5 gezeigt,
bei denen die simulierten Ergebnisse mit der Erfindung durch die
obere durchgezogene Linie 54 dargestellt sind, und die
Ergebnisse ohne die Erfindung durch die untere gestrichelte Linie 56.
Die Simulation wurde für
den Fall einer unendlichen Zahl von Eingangsträgern (weißes Rauschen) ausgeführt, für die der C/IM-bezogene
Parameter das Rausch-Leistungsverhältnis (NPR) ist.
-
Die
Verbesserung von C/IM mit der neuen Technik wird als Ergebnis der
Eigenschaften des Netzwerks erreicht, das auf die Signale und die IMD-Produkte
wirkt, und ist damit unabhängig
vom verwendeten Verstärkertyp.
Somit könnte
jeder Verstärker
aus einem TWT und einem Vorverzerrungs-Linearisierer bestehen. Das
Netzwerk würde dennoch
eine Verbesserung von etwa 2 dB über
und oberhalb dessen erreichen, was der Linearisierer bereitstellen
würde.
Allgemein kann die neue Technik in Verbindung mit Linearisierern
verwendet werden, um zusammengesetzte Verbesserungen hinsichtlich C/IM
zu realisieren.
-
Die
Erfindung kann auf Gruppierungen von Verstärkern größerer Ordnung ausgedehnt werden, um
noch größere C/IM-Verbesserungen zu
erreichen. 6 zeigt ein Netzwerk mit vier
hybrid-gekoppelten parallelen Verstärkern mit entsprechenden Zeitverzögerungen. 6 entspricht
allgemein 3a, nur mit der Ausnahme, dass 6 vier
Verstärker
und Zeitverzögerungen
anstelle von zweien verwendet, und 4 × 4 Hybridkopplermatrizen anstelle von
2 × 2
Matrizen. Die Bezugszeichen, die in 3a verwendet
werden, werden auf die 6 übertragen und um 100 erhöht, so dass
beispielsweise der Kodier-Leistungsteiler 108 in 6 dem
Leistungsteiler 8 in 3a entspricht.
Der Kodier-Leistungsteiler 108 wird aus drei Hybridkopplern 138, 138b und 138c und
Phasenschiebern 142a, 142b, 142c gebildet,
die ein Vierwegeleistungsteilernetzwerk mit gleichen Phasen in jedem
Arm bilden. Die nächste
Stufe des Netzwerks umfasst die fortlaufenden Zeitverzögerungen 114a, 114b, 114c, 114d in
jedem Arm, die Zeitverzögerungen
gleich dem ganzzahligen Vielfachen von τ beginnend mit 0 besitzen. Eine
Butlermatrix 116 vierter Ordnung leitet dann einen Teil
des Signals in jedem Arm zu jedem der vier Verstärker 120a, 120b, 120c, 120d.
Der Dekodier-Bereich
nach den Verstärkern
ist das Spiegelbild des Kodier-Bereichs
und umfasst eine Butlermatrix vierter Ordnung 122, 0τ, 1τ, 2τ und 3τ Zeitverzögerungen 124a, 124b, 124c, 124d and
einen Vierwegeleistungskombinierer 126, der drei Hybridkoppler 144a, 144b, 144c und drei –90°-Phasenschieber 146a, 146b, 146c umfasst.
-
Die
Leistung der Vierverstärkerkonfiguration wurde
analytisch bestimmt sowohl für
eine diskrete als auch eine unendliche Anzahl von Trägern. Die C/IM-Verbesserung
wurde mit etwa 7 dB für
25 gleiche Träger
ermittelt. Diese Verbesserung nähert
sich 7,43 dB, als die Anzahl der Träger auf unendlich erhöht wurde.
Diese Ergebnisse wurden mit einem Wert von τ entsprechend 4π rad Phasenverschiebung über die
Bandbreite erhalten.
-
Die
Erfindung ist bei einer großen
Anzahl von Verstärkern
bei einer noch größeren C/IM-Verbesserung
anwendbar. 7 zeigt die berechnete Mittelband-IMD-Verbesserung,
die für
Verstärkergruppen von
2, 4 und 8 erhalten werden kann. Die drei Datenpunkte sind durch
Kreise 58, 60 und 62 gekennzeichnet.
Diese Punkte werden angenähert
durch die Funktion 10log(N2/3), was durch
die durchgehende Linie 64 angedeutet ist. Die gestrichelte
Linie 66, die etwas von der Linie 64 unterhalb
des Vierverstärkerpunkts
divergiert, ist eine Kurve, die die aktuellen Datenpunkte verbindet.
Zur Bezugnahme ist die Verbesserung, die mit der früheren Butlermatrix-Transpondertechnik
erreicht wurde, die zuvor erwähnt
wurde, durch gestrichelte Linie 68 angedeutet.
-
Zusammenfassend
betrifft die vorliegende Erfindung ein Signalverstärkungsverfahren,
bei dem eine verstärkerinduzierte
Intermodulationsstörung (IMD)
reduziert wird, indem ein zusammengesetztes Mehrfrequenzeingangssignal
in mehrere kodierte Signale kodiert wird 2, die zueinander
variieren bezüglich
ihrer Leistungsamplituden als Funktion der Frequenz, Verstärken 5 der
kodierten Signale, und dann Dekodieren 4 derselben in komplementärer Weise, um
zwischen den verstärkten
Signalkomponenten und den IMD-Komponenten zu differenzieren. Die verstärkten Signalkomponenten
werden kohärent kombiniert 26,
um sie von den IMD-Komponenten zu trennen, die inkohärent kombiniert
sind. Das Eingangssignal wird vorzugsweise kodiert, indem es in viele
geteilte Signale 8 geteilt wird, indem relative Phasenverschiebungen
zwischen den geteilten Signalen eingeführt werden, die als Funktion
der Frequenz variieren, und indem die geteilten und phasenverschobenen
Signale miteinander in einer Butlermatrix 22 vor der Verstärkung kombiniert
werden. Die Phasenver schiebungen werden mittels Zeitverzögerungen 14a, 14b, 14c, 14N erzeugt,
die vorzugsweise einem ganzzahligen Vielfachen von 4π dividiert durch
die Eingangssignalbandbreite entsprechen.
-
Während bestimmte
Ausführungsformen
der Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, sind viele Variationen
und alternative Ausführungsformen denkbar,
die innerhalb des Rahmens der Erfindung liegen. Während beispielsweise
die Erfindung mit Bezug auf analoge Komponenten beschrieben wurde, könnten die
in 1 und 2 gezeigten verschiedenen funktionalen
Blöcke
ebenfalls digital implementiert werden. Folglich ist beabsichtigt,
dass die Erfindung nur im Hinblick auf die angehängten Ansprüche beschränkt ist.