EP0170072A1 - Phased-Array-Gerät - Google Patents

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EP0170072A1
EP0170072A1 EP85108128A EP85108128A EP0170072A1 EP 0170072 A1 EP0170072 A1 EP 0170072A1 EP 85108128 A EP85108128 A EP 85108128A EP 85108128 A EP85108128 A EP 85108128A EP 0170072 A1 EP0170072 A1 EP 0170072A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
delay
phased array
array device
elements
analog
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP85108128A
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English (en)
French (fr)
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EP0170072B1 (de
Inventor
Ulrich Saugeon
Gert Hetzel
Dietmar Dr. Hiller
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
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Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Priority to AT85108128T priority Critical patent/ATE46783T1/de
Publication of EP0170072A1 publication Critical patent/EP0170072A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0170072B1 publication Critical patent/EP0170072B1/de
Expired legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G10K11/00—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound in general; Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general
    • G10K11/18—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound
    • G10K11/26—Sound-focusing or directing, e.g. scanning
    • G10K11/34—Sound-focusing or directing, e.g. scanning using electrical steering of transducer arrays, e.g. beam steering
    • G10K11/341—Circuits therefor
    • G10K11/346—Circuits therefor using phase variation

Definitions

  • the invention relates to a phased array device according to the preamble of claim 1.
  • SAW filter technology see e.g. Ultrasonics, Vol. 17, pp. 225 - 229, Sept. 1979.
  • SAW filter technology it is necessary to mix the received signal of the individual ultrasound transducer element upwards in order to get into the high frequency band of 20-50 MHz required in SAW technology. After the summation of the individual received signals of the phased array, it must then be mixed again.
  • Disadvantages of the SAW technology are the fact that up-mixers have to be used in each channel, which means a considerable outlay, and the difficulty in achieving a sufficiently fine gradation of the delay times for the SAW filters.
  • This phase or time accuracy requires a sampling frequency f a > 28 MHz if the signal is to be processed digitally (EU-PS 0.027.618).
  • This high sampling frequency nowadays requires the use of ECL devices and leads to a relatively expensive phased array device.
  • Verzögerungsbauglieder provide the received signals with a short and e, -.er long delay. Then it is possible to combine several adjacent channels, eg 4, for signal processing.
  • a second basic embodiment is characterized in that a TGC amplifier and an analog-digital converter module are connected downstream of the ultrasonic transducer elements.
  • the respective control angle can be set very precisely because of the use of components with fixed component-specific delay times (tolerances) and the digital memory, especially some shift registers.
  • the delay does not drift even after the phased array device has been used for a long time fear.
  • the high accuracy in the setting of the control angle there is also a high level of accuracy in the focusing and thus a high resolving power. This is of particular interest when using concurrent focusing in the case of reception.
  • the phased array device according to FIG. 1 which is used in particular for medical imaging, consists of a large number of individual ultrasound transducer elements E1, E2,... E64, which are used both for the emission and for the reception of ultrasound signals be used.
  • E1, E2,... E64 Only the receiving part of the phased array device is shown. In such a device, the received ultrasound signals must be delayed with the high accuracy described above.
  • the number of ultrasonic transducer elements should be large. As cheaper Compromise here is the number 64 with an element spacing of ⁇ / 2.
  • the received ultrasound signals are provided with a short and a long delay. This makes it possible to combine adjacent signal processing channels. As will become clear later, 4 channels are combined in FIG. 1.
  • the device contains a mixed delay technique, namely an analog pre-delay and a digital main delay. So it's a hybrid solution.
  • the analog pre-delay is a fine delay. It takes place in an area labeled X. A total of 64 channels are provided in this area X. The fine deceleration takes place between 0 and 2 ⁇ .
  • the area X is followed by an area Y which comprises only 16 channels. In this area Y there are amplifiers that can be controlled as a function of depth. Area Y is followed by area Z, which also comprises 16 channels. There is a long-term delay here.
  • each ultrasound transducer element E1 to E64 is followed by a preamplifier V1 to V64 with a fixed gain.
  • These preamplifiers V1 to V64 are each followed by a multiplexer M1 to M64.
  • the respective multiplexer M can be supplied with clock pulses by a control device C, which is indicated by an arrow on the respective block M1 to M64.
  • An analog pre-delay element T1 to T64 is assigned to the multiplexers M1 to M64. Its delay time, in particular in the range from 0 to 600 nsec, can be set using the associated multiplexer M1 to M64.
  • the delay elements T1 to T64 can in particular be LC lines with a number of taps, e.g. Trade 16 taps. With such LC lines there is a delay which is precise enough for the present purposes.
  • the combined received signal obtained in this way is amplified depending on the depth with the aid of controllable amplifiers TGC1 to TGC16, in order then to be able to use the A / D converter dynamics.
  • the received signal is sampled using the quadrature method, ie in complex form.
  • the phase accuracy of the entire delay unit remains constant, for example ⁇ / 12 if 1
  • the output signal of the amplifier TGC1 is fed to a delay element, which consists of a memory N1 and two analog-digital converters Wl-1 and Wl-2 connected upstream thereof.
  • the two converters break down the received signal into a real and an imaginary part.
  • the converter Wl-1 generates the in-phase term or cosine component, while the converter Wl-2 provides the quadrature term or sine component.
  • the downstream memory N 1 is preferably a shift register. This is scanned, for example, in ⁇ / 8 steps, for which purpose the control device C supplies appropriate control pulses.
  • the coarse delay elements which are connected downstream of the further amplifiers TGC2 to TGC16, are constructed accordingly.
  • the output signal of the adder A consists of an imaginary part i and a real part q, so it is complex. From these two parts i and q one can determine the relationship form the amount of signal that can be displayed on a screen.
  • each channel has a series connection of an analog-digital converter W1 to W16 with a memory N1 to N16 controlled by a control device C '.
  • the analog-to-digital converter W1 to W16 is each subjected to a sampling frequency f by the control device C '. This is preferably somewhat higher than the previously stated value of 10.5 MHz.
  • Theoretical studies have shown that the frequency f can be below 20 MHz.
  • the phase accuracy of the digital chain is determined by the sampling frequency certainly. At a sampling frequency
  • FIG. 3 shows a fully digitized implementation of a delay concept, the delay in a phased array device again being divided into a fine delay (see area X) and a coarse delay (see area Z).
  • 64 channels are again provided in the area X of the fine delay, while only 16 processing channels are provided in the subsequent coarse delay area Z.
  • the components should be designed using ECL technology. It is assumed in the present case that the A / D conversion is carried out with a relatively high sampling frequency, which can also be greater than 28 MHz. In deviation from this, it can also be carried out according to the quadrature method, which is not shown in FIG. 3.
  • each of the shift registers VL1 to VL64 can comprise a total of 16 stages, while each of the shift registers VR1 to VR16 contains four times these 16 stages.
  • the same basic building blocks can be used in both types of shift registers.
  • the function of the shift registers VL1 to VL64 corresponds to a combination of the multiplexers Ml to M64 and the time delay elements Tl to T64 from FIG. 1.
  • the output of four such shift registers, for example VL1 to V14, each of which leads to neighboring ultrasonic transducer elements, for example E1 to E4 belong, are each connected together to a summing element S1 to S16.
  • a summing element S1 to S16 instead of a combination of four channels each, another number can be used, for example a number of 8 channels.
  • the delay times of the individual shift registers VL1 to VL64 can be changed under computer control during the reception of an ultrasound line, in particular in order to achieve dynamic focusing. For this purpose, their control inputs are connected to a control device C ".
  • the outputs of the individual summing elements S1 to S16 are each connected to an addition element AGL via an assigned shift register VR1 to VR16, which bring about the longer of the two delays. This sums up the individual summarized and delayed signals.
  • an output signal s' which is high-frequency compared to that of FIGS. 1 and 2. This high-frequency output signal s' corresponds to the amount and can be used for the image display. However, the two signal components i and q could also be derived from this high-frequency output signal s'.

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Abstract

Das Phased-Array-Gerät besitzt eine Anzahl von Ultraschallwandler-Elementen (E1 bis E64), denen Verzögerungsbauglieder (M1, T1 bis M64, T64, W1-1, W1-2, N1 bis W16-1, W16-2, N16; W1 bis W16; VL1 bis VL64, VR1 bis VR16) für den Empfangsfall zugeordnet sind. Damit der Steuerwinkel mit hoher Genauigkeit eingestellt werden kann, ist erfindungsgemäß vorgesehen, daß die Verzögerungsbauglieder die empfangenen Signale mit einer kurzen und mit einer langen Verzögerung versehen und daß mehrere benachbarte Kanäle für die Signalverarbeitung zusammengefaßt werden. Dadurch ist ein vergleichsweise nur geringer Aufwand beim Aufbau des Geräts erforderlich.

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Phased-Array-Gerät nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
  • Bei einem Phased-Array-Gerät, also einem elektronischen Sektor-Scanner, muß die Änderung der Verzögerung der Signale der einzelnen Ultraschall-Wandlerelemente im Sende- und Empfangsfall in sehr kleinen Schritten erfolgen, um Fehler bei der Einstellung des Steuerwinkels zu vermeiden. Infolge des größten Steuerwinkels von meist ± 45* bezüglich der Normalen der Wandlerelementreihe sind bei großen Steuerwinkeln relativ lange Verzögerungszeiten erforderlich, deren Länge zusätzlich noch stark von der gewählten Aperturlänge (Länge der aktiven Antenne) abhängt. Zum Ausgleich der Auflösungs- änderung mit der Tiefe wegen der begrenzten Tiefenschärfe der fokussierten Apertur ist es zweckmäßig, den Empfangsfokus mitlaufend anzupassen.
  • Der Stand der Technik sieht eine Einstellung der Verzögerungszeiten mit Hilfe von LC-Verzögerungsleitungen, die mit Einstellabgriffen versehen sind, vor. Diese relativ preiswerte Lösung eignet sich vor allem für kurze Verzögerungszeiten, d.h. für nicht schwenkende Abtastgeräte, z.B. für ein lineares Array. Bei längeren Verzögerungszeiten wirken die LC-Verzögerungsleitungen für höhere Frequenzen bandbegrenzend. Sie stellen also jeweils einen Tiefpaß dar, dessen Eckfrequenz ca. 5 MHz betragen kann. Gleichzeitig gehen Bauteiltoleranzen in hohem Maße auf die Genauigkeit der gesamten Verzögerung ein. Aus diesem Grund werden LC-Verzögerungsleitungen für Transducer-oder Wandlerfrequenzen generell nur bis ca. 3,5 MHz verwendet. Diese Technik wird auch als "Basisbandtechnik" bezeichnet.
  • Höhere Transducerfrequenzen können mit Hilfe von LC-Verzögerungsleitungen durch Abwärtsmischen auf eine Zwischenfrequenz unter 3,5 MHz verarbeitet werden. Die Abwärtsmischtechnik setzt jedoch eine gleichbleibende Signalbandbreite und Sendepulslänge der einzelnen Wandlersignale voraus. Die zeitliche Sendepulslänge sollte aber im Interesse einer guten Auflösung beim Übergang zu hohen Transducerfrequenzen geändert, d.h. ver- ringert werden.
  • Eine weitere Realisierungsmöglichkeit sieht die Oberflächenwellenfilter-Technik oder SAW-Filtertechnik (vgl. z.B. Ultrasonics, Vol. 17, pp. 225 - 229, Sept. 1979) vor. Hierzu ist es erforderlich, das Empfangssignal des einzelnen Ultraschallwandlerelements aufwärts zu mischen, um in das bei der SAW-Technik erforderliche hohe Frequenzband von 20-50 MHz zu kommen. Nach der Summation der einzelnen Empfangssignale des Phased Arrays muß dann wieder abgemischt werden. Nachteile der SAW-Technik sind die Tatsache, daß in jedem Kanal Aufwärtsmischer eingesetzt werden müssen, was einen beträchtlichen Aufwand bedeutet, sowie die Schwierigkeit, eine genügend feine Abstufung der Verzögerungszeiten bei den SAW-Filtern zu erzielen.
  • Aufwärts- und Abwärtsmischungen im Zusammenhang mit einem Phased-Array-Gerät sind z.B. aus Fig. 11 der DE-PS 28 54 134 bekannt. Eine digitale Verzögerungstechnik bei einem Phased-Array-Gerät wird in der EU-PS 0,027,618, insbesondere bei Fig. 1 und 2, beschrieben. Bei der Konzeption eines Phased-Array-Geräts sind auch folgende Gesichtspunkte zu berücksichtigen:
  • Nimmt man z.B. bei einer medizinischen Untersuchung eine Mittenfrequenz des Empfangsspektrums von fS = 3,5 MHz an und berücksichtigt man theoretisch eine Bandbreite Δf = f (2λ-Puls), so erhält man als Maximalfrequenz fsmax = fs + Δf/2 = 1,5 f s = 5,25 MHz. Daraus resultiert nach dem bekannten Abtasttheorem von Shannon eine Abtastfrequenz für das einzelne Ultraschall-Wandlerelement von fa > 2 f smax = 3 f s = 10,5 MHz. Diese Abtastfrequenz fa ist also die minimale Frequenz, um das einzelne Signal eines Wandlerelements rekonstruieren zu können.
  • Für die Quantisierung der Phase, d.h. eine ausreichende Genauigkeit der Zeitverzögerung zwischen zwei benachbarten Wandlerelementen, ist eine Abtastung mit mindestens 1/8 der Wellenlänge erforderlich. Dies ergibt eine quantisierte Phasenverschiebung innerhalb der Wellenlänge λ von 360°/8 = 45° oder (± 22,5°). Bei einer Mittenfrequenz fS = 3,5 MHz erhält man damit eine Zeitverzögerung von 35,7 nsec, d.h. + 17,9 nsec. Diese Phasen- oder Zeitgenauigkeit erfordert eine Abtastfrequenz fa > 28 MHz, wenn das Signal digital weiterverarbeitet werden soll (EU-PS 0,027,618). Diese hohe Abtastfrequenz setzt heutzutage den Einsatz von ECL-Bausteinen voraus und führt zu einem relativ teueren Phased-Array-Gerät.
  • Ein Ausweg aus diesem Geschwindigkeitsproblem ist die Quadraturtechnik (vgl. DE-PS 28 54 134, Fig. 8), bei der zwei um 90° phasenverschobene Verzögerungskanäle zum Einsatz kommen. Hier liegt die minimale Abtastfrequenz bei fa = 10,5 MHz. Dies läßt einen Einsatz von energiesparenden Techniken (z.B. HCMOS, Low Power Schottky) zu. Die Quadraturtechnik erfordert aber einen relativ hohen Aufwand, da jeweils zwei Kanäle pro Wandlerelement für die Signalverarbeitung benötigt werden.
  • Ziel der Erfindung ist die Schaffung eines Phased-Array-Geräts, das eine hohe Genauigkeit bei der Einstellung des Steuerwinkels ermöglicht und dennoch nur einen vergleichsweise geringen Aufwand erfordert.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Verzögerungsbauglieder die empfangenen Signale mit einer kurzen und mit e,-.er langen Verzögerung versehen. Dann ist es möglich, mehrere benachbarte Kanäle, z.B. 4, für die Signalverarbeitung zusammenzufassen.
  • Eine erste grundlegende Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, daß die Ultraschallwandler-Elemente an erste Verzögerungsbauglieder zur analogen Feinverzögerung der Empfangssignale angeschlossen sind, daß jeweils eine vorgegebene Anzahl der Bauglieder mit einem gemeinsamen Summierglied verbunden ist, daß die Ausgangssignale der Summierglieder zweiten Verzögerungsbaugliedern zur Grobverzögerung zugeführt sind, und daß die von den zweiten Verzögerungsbaugliedern abgegebenen Ausgangssignale einem digitalen Addierglied zugeführt sind, an dessen Ausgang ein Summensignal abgegeben wird, das zur Bilddarstellung vorgesehen ist.
  • Eine zweite grundlegende Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, daß den Ultraschallwandler-Elementen jeweils ein TGC-Verstärker und ein Analog-Digital-Wandlerbaustein nachgeschaltet ist.
  • Als Vorteil der Erfindung wird es angesehen, daß der jeweilige Steuerwinkel wegen der Verwendung von Bausteinen mit festen bausteinspezifischen Verzögerungszeiten (Toleranzen) und der digitalen Speicher, speziell einiger Schieberegister , sehr genau eingestellt werden kann. Ein Driften der Verzögerung auch nach längerem Einsatz des Phased-Array-Geräts ist nicht zu befürchten. Infolge der hohen Genauigkeit bei der Einstellung des Steuerwinkels ergibt sich auch eine hohe Genauigkeit bei der Fokussierung und damit ein hohes Auflösungsvermögen. Dies ist von besonderem Interesse bei Anwendung der mitlaufenden Fokussierung im Empfangsfalle.
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in drei Figuren dargestellt und werden im folgenden näher erläutert. Es zeigen:
    • Fig. 1 eine erste Ausführungsform, bei der sowohl von einer analogen als auch von einer digitalen Verzögerung Gebrauch gemacht wird;
    • Fig. 2 eine zweite Ausführungsform, die gegenüber der Ausführungsform nach Figur 1 vereinfacht aufgebaut ist; und
    • Fig. 3 eine dritte Ausführungsform, die auf einem voll digitalen Verzögerungskonzept beruht.
  • Das Phased-Array-Gerät nach Figur 1, das insbesondere für medizinische Bilddarstellungen herangezogen wird, besteht aus einer Vielzahl von einzelnen Ultraschallwandler-Elementen E1, E2, ... E64, die sowohl für die Emission als auch für den Empfang von Ultraschall-Signalen herangezogen werden. In Figur 1 ist lediglich der Empfangsteil des Phased-Array-Geräts dargestellt. In einem solchen Gerät müssen die empfangenen Ultraschall-Signale mit der eingangs beschriebenen hohen Genauigkeit verzögert werden. Zur Vermeidung von Antennen-Gitterstörungen (grating lobes) und zur Erzielung einer ausreichenden Auflösung sollte die Anzahl der Ultraschallwandler-Elemente groß gewählt werden. Als günstiger Kompromiß bietet sich vorliegend die Zahl 64 bei einem Elementeabstand von λ/2 an.
  • Um den Aufwand gering zu halten, der bei einem Einsatz eines Verzögerungskonzepts mit der oben angegebenen Phasengenauigkeit entstehen würde, ist nach Figur 1 vorgesehen, daß die empfangenen Ultraschall-Signale mit einer kurzen und mit einer langen Verzögerung versehen werden. Hierdurch ist es möglich, benachbarte Signalverarbeitungskanäle zusammenzufassen. Wie später deutlich wird, sind in Figur 1 jeweils 4 Kanäle zusammengefaßt.
  • Nach Figur 1 enthält das Gerät eine gemischte Verzögerungstechnik, nämlich eine analoge Vorverzögerung und eine digitale Hauptverzögerung. Es handelt sich also um eine hybride Lösung. Die analoge Vorverzögerung ist eine Feinverzögerung. Sie spielt sich in einem Bereich ab, der mit X bezeichnet ist. In diesem Bereich X sind insgesamt 64 Kanäle vorgesehen. Die Feinverzögerung findet dabei zwischen 0 und 2λ statt. Dem Bereich X schließt sich ein Bereich Y an, der nur noch 16 Kanäle umfaßt. In diesem Bereich Y sind tiefenabhängig regelbare Verstärker untergebracht. Dem Bereich Y schließt sich ein Bereich Z an, der ebenfalls 16 Kanäle umfaßt. Hier findet eine Langzeitverzögerung statt.
  • Experimente haben gezeigt, daß bei medizinischen Untersuchungen mit einem elektronischen Sektor-Scanner Gesamt-Verzögerungszeiten erforderlich sind, die im Bereich von 6 bis 12 psec liegen. Im vorliegenden Fall übernimmt bei Zugrundelegung dieser Werte die Feinverzögerung im Bereich X eine Verzögerung von 0 bis 600 nsec, und die Grobverzögerung im Bereich Z übernimmt eine Verzögerung zwischen 5,4 und 11,4 psec.
  • Nach Figur 1 ist jedem Ultraschallwandler-Element El bis E64 ein Vorverstärker Vl bis V64 mit fester Verstärkung nachgeschaltet. Diesen Vorverstärkern Vl bis V64 ist wiederum jeweils ein Multiplexer Ml bis M64 nachgeschaltet. Der jeweilige Multiplexer M kann von einer Steuerungseinrichtung C mit Taktimpulsen beaufschlagt werden, was durch einen Pfeil am jeweiligen Block Ml bis M64 gekennzeichnet ist. Den Multiplexern Ml bis M64 ist jeweils ein analoges Vorverzögerungsglied Tl bis T64 zugeordnet. Dessen Verzögerungszeit, insbesondere im Bereich von 0 bis 600 nsec, kann mit Hilfe des zugehörigen Multiplexers M1 bis M64 eingestellt werden. Bei den Verzögerungsgliedern Tl bis T64 kann es sich insbesondere um LC-Leitungen mit einer Anzahl von Abgriffen, z.B. 16 Abgriffen handeln. Bei solchen LC-Leitungen ergibt sich eine Verzögerung, die für die vorliegenden Zwecke genau genug ist.
  • Mit Hilfe der Multiplexer M1 bis M64 ist somit die Feinverzögerung dynamisch, d.h. während des Empfangs einer jeden Ultraschallzeile, umschaltbar. Auf diese Weise läßt sich eine dynamische Fokussierung erreichen.
  • Die Signalverarbeitung von jeweils vier benachbarten Ultraschallelementen El bis E64 ist im vorliegenden Fall zusammengefaßt. Zu diesem Zweck sind beispielsweise die Verzögerungsglieder Tl bis T4 an ein gemeinsames Summierglied Sl angeschlossen. Entsprechend sind z.B. auch die Verzögerungsglieder T61 bis T64 an ein gemeinsames Summierglied S16 angeschlossen. Die Feinverzögerung umfaßt dabei, wie angegeben, die Zeitdauer von mindestens 2λ, um jeweils vier solcher Nachbarelemente zusammenfassen zu können. Der Wert 2λ ist dabei eine empirisch gefundene Größe. Sie stellt einen Kompromiß dar, der bei den meisten Ultraschall-Applikatoren nach dem Phased-Array-Prinzip anwendbar ist. Anstelle von vier Kanälen könnten im übrigen auch zwei, sechs oder aber acht Kanäle jeweils zusammengefaßt sein. Nach der Summation der - Signale von jeweils vier Nachbarkanälen in den Summiergliedern S1 bis S16 wird das so gewonnene zusammengefaßte Empfangssignal jeweils mit Hilfe von regelbaren Verstärkern TGC1 bis TGC16 tiefenabhängig verstärkt, um anschließend die A/D-Wandler-Dynamik nutzen zu können.
  • Nach der Verstärkung in den Verstärkern TGC1 bis TGC16 ergeben sich zwei Realisierungsmöglichkeiten, die in den Figuren 1 und 2 getrennt dargestellt sind. Nach Figur 1 wird das Empfangssignal im Quadraturverfahren, d.h. in komplexer Form, abgetastet. Hierdurch bleibt die Phasengenauigkeit der gesamten Verzögerungseinheit konstant, z.B. λ/12, wenn
    Figure imgb0001
    Im einzelnen wird nach Figur 1 das Ausgangssignal des Verstärkers TGC1 einem Verzögerungsglied zugeführt, welches aus einem Speicher N1 und zwei diesem vorgeschalteten Analog-Digital-Wandlern Wl-1 und Wl-2 besteht. Der erste Wandler Wl-1 ist mit einer Taktfrequenz f beaufschlagt, die beispielsweise der eingangs genannten Abtastfrequenz fa = 10,5 MHz gleich ist. Der zweite Wandler Wl-2 wird mit derselben Taktfrequenz getaktet, jedoch ist das Taktsignal gegenüber demjenigen des ersten Wandlers Wl-1 um 90° verschoben. Dies wird dadurch zum Ausdruck gebracht, daß die Frequenzen mit f( ρ = 0') bzw. f( i = 90°) bezeichnet sind. Die beiden Wandler bewirken eine Zerlegung des Empfangssignals in einen Real- und einen Imaginärteil. Der Wandler Wl-1 erzeugt dabei den In-Phase-Term oder Kosinus-Anteil, während der Wandler Wl-2 den Quadratur-Term oder Sinus-Anteil bereitstellt. Der nachgeschaltete Speicher Nl ist vorzugsweise ein Schieberegister. Dieses wird z.B. in λ/8-Schritten abgetastet, wozu ihm von der Steuereinrichtung C entsprechende Steuerimpulse zugeführt werden.
  • Die Grobverzögerungsglieder, die den weiteren Verstärkern TGC2 bis TGC16 nachgeschaltet sind, sind_entsprechend aufgebaut. Insgesamt sind also 16 Speicher N1 bis N16 vorhanden. Diese sind ausgangseitig gemeinsam an ein Addierglied A angeschlossen. Die Speicher N1 bis N16, in Zusammenarbeit mit den vorgeschalteten Analog-Digital-Wandlern Wl-1 bis W16-2, dienen somit zur Langzeitverzögerung. Mit ihrer Hilfe läßt sich insbesondere der Schwenk- oder der Ablenkwinkel bei einem Phased-Array-Gerät einstellen.
  • Das Ausgangssignal des Addiergliedes A besteht aus einem imaginären Anteil i und einem reellen Anteil q, ist also komplex. Aus diesen beiden Anteilen i und q lä8t sich nach der Beziehung
    Figure imgb0002
    der Betrag des Signals bilden, der auf einem Bildschirm dargestellt werden kann.
  • Die Ausführungsform von Figur 2 entspricht weitgehend derjenigen von Figur 1. Jedoch sind im vorliegenden Fall die zweiten Verzögerungsglieder anders, d.h. einfacher aufgebaut. Diese vereinfachte Ausführungsform läßt somit eine gewisse Welligkeit zu, wobei anzumerken ist, daß diese für die Bildqualität unerheblich ist. Im Unterschied zu Figur 1 wird das zusammengefaßte Empfangssignal nicht im Quadraturverfahren, sondern jeweils einkanalig abgetastet. In jedem Kanal ist zu diesem Zweck eine Hintereinanderschaltung von einem Analog-Digital-Wandler Wl bis W16 mit einem von einer Steuereinrichtung C' gesteuerten Speicher N1 bis N16 vorhanden. Der Analog-Digital-Wandler Wl bis W16 wird von der Steuereinrichtung C' jeweils mit einer Abtastfrequenz f beaufschlagt. Diese ist bevorzugt etwas höher als der zuvor angegebene Wert von 10,5 MHz. Theoretische Untersuchungen haben ergeben, daß die Frequenz f aber unter 20 MHz liegen kann. Die Phasengenauigkeit der digitalen Kette wird von der Abtastfrequenz
    Figure imgb0003
    bestimmt. Bei einer Abtastfrequenz
    Figure imgb0004
  • erhält man beispielsweise eine Phasengenauigkeit von λ/5.
  • Nach der Literaturstelle G.F. Manez: "Design of a simplified delayed system for ultrasound phased array imaging" in IEEE Transactions on Sonics and Ultrasonics, Vol. SU-30, No. 6, Seite 350f, genügt bei den einzelnen Verzögerungsgliedern Wl, N1 bis W16, N16 eine gröbere Quantisierung der Verzögerung, wenn der Träger hinreichend genau durch eine Feinverzögerung verzögert wird. Dies ist vorliegend durch die Feinverzögerung im Bereich X der Fall.
  • Am Ausgang des den Verzögerungsgliedern W1, N1 bis W16, N16 nachgeschalteten Addiergliedes A ergibt sich automatisch ein Betragssignal s, das dem Wert
    Figure imgb0005
    in Figur 1 entspricht.
  • Figur 3 zeigt eine voll digitalisierte Realisierungsform eines Verzögerungskonzepts, wobei in einem Phased-Array-Gerät die Verzögerung wiederum in eine Feinverzögerung (siehe Bereich X) und in eine Grobverzögerung (siehe Bereich Z) unterteilt ist. Im Bereich X der Feinverzögerung sind wiederum im vorliegenden Ausführungsbeispiel 64 Kanäle vorgesehen, während im darauffolgenden Grobverzögerungsbereich Z nur 16 Verarbeitungskanäle vorgesehen sind.
  • Nach Figur 3 ist den 64 Ultraschallwandler-Elementen El bis E64 (bei ausschließlich digitaler Realisierung der Verzögerung) jeweils ein Tiefenausgleichsverstärker TV1 bis TV64 nachgeschaltet. Diese Tiefenausgleichsverstärker sind regelbar und entsprechen den Verstärkern TGC1 bis TGC16 der Figuren 1 und 2. Somit wird das Empfangssignal eines jeden Elements El bis E64 tiefenabhängig verstärkt. Es wird anschließend mit Hilfe eines Analog-Digital-Wandlers AD1 bis AD64 digitalisiert. Diese Analog-Digital-Wandler AD1 bis AD64 werden vorliegend mit einer höheren Frequenz betrieben als diejenigen in den Figuren 1 und 2, beispielsweise mit einer Frequenz f' von 28 MHz, um mit λ/8 arbeiten zu können. Eine so hohe Frequenz bedeutet allerdings, daß die Bauelemente in ECL-Technik ausgelegt sein sollten. Vorliegend wird also angenommen, daß die A/D-Wandlung mit relativ hoher Abtastfrequenz, die auch größer als 28 MHz sein kann, durchgeführt wird. Abweichend davon kann sie aber auch, was in Figur 3 nicht gezeigt ist, nach dem Quadraturverfahren ausgeführt werden.
  • Zur Reduzierung des Aufwandes an digitalen Elementen, insbesondere an Busleitungen, wird bei der vorliegenden rein digitalen Lösung eine Aufteilung in eine Feinverzögerung mit Hilfe von 64 Schieberegistern VL1 bis VL64 und in eine Grobverzögerung mit Hilfe von 16 Schieberegistern VR1 bis VR16 vorgenommen. Die genannten Schieberegister VL1 bis VL64 und VR1 bis VR16 sind insbesondere Schieberegister mit variabler Länge. Dabei kann beispielsweise jedes der Schieberegister VL1 bis VL64 insgesamt 16 Stufen umfassen, während jedes der Schieberegister VR1 bis VR16 ein Vierfaches dieser 16 Stufen beinhaltet. Mit anderen Worten, in beiden Schieberegisterarten können dieselben Grundbausteine verwendet werden.
  • Die Schieberegister VL1 bis VL64 entsprechen in ihrer Funktion einer Kombination der Multiplexer Ml bis M64 und der Zeitverzögerungsglieder Tl bis T64 von Figur 1. Der Ausgang von vier solcher Schieberegister, z.B. VL1 bis V14, die jeweils zu benachbarten Ultraschallwandler-Elementen, z.B. El bis E4 gehören, sind jeweils gemeinsam an ein Summierglied Sl bis S16 angeschlossen. Anstelle von einer Zusammenfassung von jeweils vier Kanälen kann auch eine andere Anzahl, z.B. eine Zahl von 8 Kanälen, gewählt sein. Die Verzögerungszeiten der einzelnen Schieberegister VL1 bis VL64 können während des Empfangs einer Ultraschallzeile rechnergesteuert verändert werden, insbesondere um eine dynamische Fokussierung zu erzielen. Zu diesem Zweck sind ihre Steuereingänge mit einer Steuereinrichtung C" verbunden.
  • Es ist also festzuhalten, daß mit Hilfe von Summiergliedern Sl bis S16 auch hier jeweils eine vorgegebene Anzahl von Datenkanälen zusammengefaßt wird.
  • Die Ausgänge der einzelnen Summierglieder S1 bis S16 sind jeweils über ein zugeordnetes Schieberegister VR1 bis VR16, die die längere der beiden Verzögerungen bewirken, mit einem Additionsglied AGL verbunden. Dieses summiert die einzelnen zusammengefaßten und verzögerten Signale auf. An seinem Ausgang entsteht ein Ausgangssignal s', das gegenüber demjenigen von Figur 1 und 2 hochfrequent ist. Dieses hochfrequente Ausgangssignal s' entspricht dem Betrag und kann für die Bilddarstellung verwendet werden. Aus diesem hochfrequenten Ausgangssignal s' könnte man aber auch die beiden Signalanteile i und q ableiten.
  • Auch bei der Ausführungsform nach Figur 3 ergibt sich eine präzise Einstellung und Steuerung der Verzögerung. Auch hier kann der Schwenk wieder über die dem Addierglied AGL unmittelbar vorgeschalteten Verzögerungsglieder für die Großverzögerung, d.h. die Schieberegister VR1 bis VR16, eingestellt werden.

Claims (11)

1. Phased-Array-Gerät für die Ultraschall-Abtastung eines Objekts, mit einer Zahl von Ultraschallwandler-Elementen, denen Verzögerungsbauglieder zumindest für den Empfangsfall zugeordnet sind, dadurch gekennzeichnet , daß die Verzögerungsbauglieder (M1, Tl bis M64, T64, Wl-1, Wl-2, N1 bis W16-1, W16-2, N16; Wl bis W16; VL1 bis VL64, VRl bis VR16) die empfangenen Signale mit einer kurzen und mit einer langen Verzögerung versehen (Fig. 1 bis 3).
2. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Ultraschallwandler-Elemente (E1 bis E64) an erste Verzögerungsbauglieder (M1, Tl bis M64, T64) zur analogen Feinverzögerung der Empfangssignale angeschlossen sind, daß jeweils eine vorgegebene Anzahl der Bauglieder (M1, Tl bis M64, T64) mit einem gemeinsamen Summierglied (S1 bis S16) verbunden ist, daß die Ausgangssignale der Summierglieder (Sl bis S16) zweiten Verzögerungsbaugliedern (Wl-1, Wl-2, N1 bis W16-1, W16-2, N16; Wl, Nl bis W16, N16) zur Grobverzögerung zugeführt sind, und daß die von den zweiten Verzögerungsbaugliedern (Wl-1, Wl-2, N1 bis W16-1, W16-2, N16; W1, N1 bis W16, N16) abgegebenen Ausgangssignale einem digitalen Addierglied (A) zugeführt sind, an dessen Ausgang ein Summensignal (i, q; s) abgegeben wird, das zur Bilddarstellung vorgesehen ist (Fig. 1 und 2).
3. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß als erste Verzögerungsbauglieder jeweils ein Multiplexer (Ml bis M64) und eine von diesem gesteuerte LC-Leitung (Tl bis T64) vorgesehen ist (Fig. 1).
4. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet , daß als zweite Verzögerungsbauglieder jeweils ein Speicher (N1 bis N16) vorgesehen ist, dem zwei Analog-Digital-Wandler (Wl-1, Wl-2 bis W16-1, W16-2) vorgeschaltet sind, die mit Taktsignalen vorgegebener Frequenz (f(ρ= 0°), f( ρ = 90°)) gesteuert sind, welche um 90° gegeneinander phasenverschoben sind (Fig. 1).
5. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß als zweite Verzögerungsbauglieder jeweils ein Speicher (N1 bis N16) vorgesehen ist, dem ein Analog-Digital-Wandler (Wl bis W16) vorgeschaltet ist, der mit Taktsignalen vorgegebener Abtastfrequenz (f ≥ fa) gesteuert ist (Fig. 2).
6. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß den Ultraschallwandler-Elementen (El bis E64) jeweils TGC-Verstärker (TV1 bis TV64) und ein Analog-Digital-Wandlerbaustein (AD1 bis AD64) nachgeschaltet ist (Fig. 3).
7. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 2 oder 6, dadurch gekennzeichnet , daß der Analog-Digital-Wandlerbaustein (AD1 bis AD64) ein Analog-Digital-Wandler ist, der mit hoher Abtastfrequenz (fa = f') abgetastet wird (Fig. 3).
8. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 2 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Wandlerbaustein (AD1 bis AD64) ein Baustein nach dem Quadraturverfahren ist.
9. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 2 oder einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß dem Ultraschallwandler-Elementen (El bis E64) jeweils ein Verzögerungsbauglied (VL1 bis VL64) nachgeschaltet ist, und daß eine Anzahl dieser Verzögerungsbauglieder (VL1 bis VL64) jeweils gemeinsam an ein Summierglied (S1 bis S16) angeschlossen sind (Fig. 3).
10. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß das Verzögerungsbauglied (VL1 bis VL64) ein Schieberegister mit variabler Länge ist (Fig. 3).
11. Phased-Array-Gerät nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Summierglieder (Sl bis S16) über je ein weiteres Verzögerungsbauglied (VR1 bis VR16) an ein gemeinsames Addierglied (AG) angeschlossen sind (Fig. 3).
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