DE19756686A1 - Verfahren und Einrichtung zur komplexen Bandpassfilterung und Dezimierung in einem Ultraschall-Strahlbündelformer - Google Patents
Verfahren und Einrichtung zur komplexen Bandpassfilterung und Dezimierung in einem Ultraschall-StrahlbündelformerInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Ultra
schall-Bildgebungssysteme welche Ultraschallbündel durch
Zeitverzögerung und Summierung von Echosignalen in einer
Vielzahl paralleler Kanäle formen. Insbesondere bezieht sich
die Erfindung auf eine Einrichtung zur Filterung und Dezimie
rung empfangener Ultraschallechodaten.
Herkömmliche Ultraschall-Bildgebungssysteme weisen eine
Anordnung (Array) von Ultraschall-Wandlerelementen auf, wel
che dazu verwendet werden, ein Ultraschallstrahlbündel auszu
senden und dann das reflektierte Strahlbündel von dem unter
suchten Objekt zu empfangen. Zur Ultraschallbildgebung weist
die Anordnung eine Vielzahl in einer Linie angeordnet er und
mit getrennten Spannungen betriebener Wandlerelemente auf.
Durch Wahl der Zeitverzögerung (oder Phase) und Amplitude der
angelegten Spannungen können die einzelnen Wandlerelemente so
gesteuert werden, daß sie Ultraschallwellen erzeugen, welche
sich so kombinieren, daß sie eine Nutzultraschallwelle erzeu
gen, die sich entlang einer bevorzugten Vektorrichtung aus
breitet und an einem gewählten Punkt entlang des Strahls fo
kussiert ist. Es können mehrfache Auslöse- bzw. Aktivierungs
vorgänge (Firings) verwendet werden, um Daten zu gewinnen,
welche dieselbe anatomische Information darstellen. Die
Strahlbündelformungsparameter jedes Auslösevorgangs können
variiert werden, um eine Veränderung im maximalen Fokus zu
erzeugen oder um anderweitig den Inhalt der empfangenen Daten
für jede Auslösung zu ändern, wie z. B. durch Aussenden suk
zessiver Strahlbündel entlang derselben Scanlinie, wobei der
Fokuspunkt jedes Strahlbündels gegenüber dem Fokuspunkt des
vorhergehenden Strahlbündels verschoben ist. Durch Verändern
der Zeitverzögerung und Amplitude der angelegten Spannungen
kann das Strahlbündel mit seinem Fokuspunkt in einer Ebene
bewegt werden, um das Objekt abzuscscannen.
Dieselben Prinzipien treffen zu, wenn der Wandler dazu
verwendet wird, den reflektierten Schall zu empfangen
(Empfangsmodus). Die an den empfangenden Wandlerelementen er
zeugten Spannungen werden so summiert, daß das Nutzsignal den
von einem einzelnen Fokuspunkt in dem Objekt reflektierten
Ultraschall anzeigt. Wie bei dem Sendemodus wird dieser fo
kussierte Empfang der Ultraschallenergie erreicht, indem man
dem Signal von jedem empfangenden Wandler getrennte Zeitver
zögerungen (und/oder Phasenverschiebungen) und Verstärkungen
gibt.
Ein solcher Scanvorgang umfaßt eine Serie von Messungen,
in welcher die gerichtete Ultraschallwelle gesendet wird, und
die reflektierte Ultraschallwelle empfangen und gespeichert
wird. Typischerweise sind der Sendevorgang und der Empfangs
vorgang während jeder Messung in dieselbe Richtung gerichtet,
um Daten von einer Serie von Punkten entlang eines akusti
schen Strahlbündels oder einer Scanlinie zu gewinnen. Der
Empfänger wird dynamisch auf eine Aufeinanderfolge von Ab
ständen entlang der Scanlinie fokussiert, wenn die reflek
tierten Ultraschallwellen empfangen werden.
Ein Ultraschallbild ist aus mehreren Bildscanlinien zu
sammengesetzt. Eine einzelne Scanlinie (oder eine kleine lo
kale Gruppe von Scanlinien) wird gewonnen, indem fokussierte
Ultraschallenergie auf einen Punkt in dem interessierenden
Bereich gesendet und dann die über der Zeit reflektierte En
ergie empfangen wird. Die fokussierte Sendeenergie wird als
Sendestrahlbündel bezeichnet. Während der Zeit nach dem Sen
devorgang summieren eine oder mehrere Strahlbündelformer ko
härent die von jedem Kanal empfangene Energie, wobei sie dy
namisch die Phasendrehung oder Verzögerungen verändern, um
eine Spitzenempfindlichkeit entlang der gewünschten Scan
linien bei Abständen proportional zu der verstrichenen Zeit
zu erzeugen. Das sich ergebende fokussierte Empfindlichkeits
muster wird als ein Empfangsstrahlbündel bezeichnet. Die Auf
lösung einer Scanlinie ist ein Ergebnis der Richtwirkung des
zugeordneten Sende- und Empfangsstrahlbündelpaares.
Scanlinien sind durch ihre Lage und ihren Winkel defi
niert. Der Schnittpunkt eines Strahlbündels mit der Wandler
fläche wird als das Phasenzentrum bezeichnet. Der Winkel ei
ner Scanlinie bezogen auf eine Senkrechte wird als der Lent- bzw.
Ausrichtungswinkel bezeichnet.
Gemäß Fig. 1 enthält ein herkömmliches Ultraschallbild
gebungssystem eine aus mehreren getrennt betriebenen Wandler
elementen 12 bestehende Wandleranordnung 10, welche ein Ul
traschallenergiepulsbündel oder einen sogenannten Burst er
zeugt, wenn sie durch eine von einem Sender 22 erzeugte ge
pulste Wellenform mit Energie versorgt wird. Die von dem un
tersuchten Objekt zu der Wandleranordnung 10 zurück reflek
tierte Energie wird von dem jeweiligen Wandlerelement 12 in
ein elektrisches Signal umgewandelt und getrennt an einen
Empfänger 24 über einen Satz von Sende/Empfangs-(T/R)-Schal
tern 26 angelegt. Die T/R-Schalter 26 sind typischerweise Di
oden, welche die Empfangselektronik vor den von der Sende
elektronik erzeugten hohen Spannungen schützen. Das Sendesi
gnal bewirkt, daß die Dioden das Signal an den Empfänger ab
schalten oder begrenzen. Der Sender 22 und Empfänger 24 wer
den unter der Steuerung einer Scansteuerung 28 betrieben, die
auf Befehle einer menschlichen Bedienungsperson reagiert. Ein
vollständiger Scanvorgang wird ausgeführt, indem eine Serie
von Echos erzeugt wird, in welcher der Sender 22 kurzzeitig
eingeschaltet wird, um jedes Wandlerelement 12 mit Energie zu
versorgen, und die anschließend von jedem Wandlerelement 12
erzeugten Echosignale an den Empfänger 24 angelegt werden.
Der Empfänger 24 kombiniert die getrennten Echosignale von
jedem Wandlerelement um nur ein Echosignal zu erzeugen, wel
ches dazu verwendet wird, um eine Linie in einem Bild auf ei
nem Darstellungsmonitor 30 zu erzeugen.
Der Sender 22 steuert die Wandleranordnung 10 so an, daß
die erzeugte Ultraschallenergie in einem Strahlbündel gerich
tet oder gesteuert ist. Um dieses zu erreichen, erteilt der
Sender 22 den entsprechenden gepulsten Wellenformen W, die
über entsprechende Strahlbündelformer an sukzessive
Wandlerelemente 12 angelegt werden, eine Zeitverzögerung. Je
der Kanal weist einen entsprechenden ihm zugeordneten Pulser
auf. Indem die Pulszeitverzögerungen geeignet in herkömm
licher Weise verzögert werden, kann das Ultraschallstrahlbün
del in einem Winkel θ von der Achse 36 weggelenkt und/oder
auf einen festen Abstand R fokussiert werden. Ein Sektorscan
kann durch fortlaufendes Verändern der Zeitverzögerungen in
sukzessiven Anregungen durchgeführt werden. Der Winkel wird
somit in Inkrementen verändert, um das gesendete Strahlbündel
in eine Aufeinanderfolge von Richtungen zu lenken.
Die von jedem Ultraschallenergieburst erzeugten Echo
signale werden von Objekten reflektiert, die in sukzessiven
Abständen entlang dem Ultraschallstrahlbündel liegen. Die
Echosignale werden getrennt von jedem Wandlerelement 12 er
faßt, und die Größe des Echosignals bei einem spezifischen
Zeitpunkt stellt den bei einem spezifischen Abstand auftre
tenden Betrag der Reflexion dar. Wegen der Unterschiede in
den Ausbreitungspfaden zwischen einem Reflexionspunkt P und
jedem Wandlerelement 12 werden diese Signale jedoch nicht
gleichzeitig detektiert und sind deren Amplituden nicht
gleich. Der Empfänger 24 verstärkt die getrennten Echo
signale, teilt jedem die geeignete Verzögerungszeit zu und
summiert diese, um nur ein Echosignal zu erzeugen, welches
genau die gesamte Ultraschallenergie angibt, die von einem im
Abstand R entlang dem Ultraschallstrahlbündel in einem Winkel
θ angeordneten Punkt P reflektiert wird.
Um die elektrischen Signale gleichzeitig zu summieren,
die von den auf jedem Wandlerelement 12 auftreffenden Echos
erzeugt werden, werden Zeitverzögerungen in jeden getrennten
Strahlbündelformerkanal des Empfängers 24 eingefügt. Die
Strahlbündelverzögerungen für den Empfang sind dieselben Ver
zögerungen wie die vorstehend beschriebenen Sendeverzöge
rungen. Die Zeitverzögerung jedes Empfangskanals ändert sich
jedoch kontinuierlich während des Empfangs des Echos, um eine
dynamische Fokussierung des empfangenen Strahlbündels im Ab
stand R zu erzeugen, von welchem das Echosignal ausgeht.
Gesteuert von der Scansteuerung 28 erzeugt der Empfänger
24 Verzögerungen während des Scanvorgangs in der Weise, daß
die Steuerung des Empfängers 22 der Richtung θ des von dem
Sender gesteuerten Strahlbündels folgt und die geeigneten
Verzögerungen und Phasenverschiebungen erzeugt, um eine dyna
mische Fokussierung bei Punkten P entlang dem Strahlbündel zu
erzeugen. Somit führt jeder Sendevorgang einer Ultraschall
pulswellenform zu der Gewinnung eines Signals mit einer
Größe, welche die Menge des reflektierten Schalls von der
Anatomie repräsentiert, die entlang dem Ultraschallstrahlbün
del angeordnet ist.
Ein Detektor 25 wandelt das empfangene Signal in Darstel
lungsdaten um. Im B-Modus (Grauskalendarstellung) wären diese
die Hüllkurve des Signals mit einigen zusätzlichen Verarbei
tungsschritten, wie z. B. Kantenverbesserung und logarith
mischer Kompression.
Ein Scanwandler/Interpolator 32 empfängt die Darstel
lungsdaten von dem Detektor 25 und wandelt die Daten in das
gewünschte Bild zur Darstellung um. Insbesondere wandelt der
Scanwandler die akustischen Bilddaten aus einem Polarkoordi
naten-(R-γγγγθ)-Sektorformat oder aus einer Linearanordnung in
Cartesischen Koordinaten in entsprechend skalierte Anzeige
pixeldaten in Cartesischen Koordinaten bei der Videorate um.
Diese scangewandelten akustischen Daten werden dann zur Dar
stellung auf einem Darstellungsmonitor 30 ausgegeben, welcher
die zeitlich variierende Amplitude der Hüllkurve des Signals
als eine Grauskala darstellt.
Gemäß Fig. 2 weist der Empfänger einen Empfangsstrahl
bündelformungsabschnitt 34 und einen Signalprozessor 38 auf.
Der Empfangsstrahlbündelformungsabschnitt 34 des Empfängers
24 enthält getrennte Strahlbündelformerkanäle 35. Jeder
Strahlbündelformerkanal 35 empfängt das analoge Echosignal
von einem entsprechenden Wandlerelement. Die Strahlbündel
formersteuerung 50 wandelt Scanlinien- und Fokusnummern zu
Adressen für einen (nicht dargestellten) Kanalsteuerspeicher
um. Die Scansteuerung 28 (Fig. 1) und die Strahlbündelformer
steuerung 50 (Fig. 2) werden von der CPU des Systemhauptrech
ners als Antwort auf Benutzermaßnahmen, wie z. B. Änderung des
Darstellungsformates oder den Anschluß einer anderen Ultra
schallsonde, geladen.
Wie in Fig. 3 zu sehen ist, weist jeder Strahlbündel
formerkanal 35 einen Empfangskanal und einen Sendekanal auf,
wobei jeder Kanal eine Verzögerungseinrichtung 40 bzw. 42
enthält, welche von der Empfangssteuerlogik 44 bzw. der Sen
desteuerlogik 46 gesteuert werden, um die benötigten Strahl
bündelformungsverzögerungen zu erzeugen. Der Sendevorgang er
folgt typischerweise unter Verwendung eines Zählers, um den
Start eines Sendepulses zu verzögern. Einige Systeme können
auch relative Phasendrehungen zusätzlich zu oder anstelle von
Verzögerungen für den Empfang anwenden. Die Empfangskanäle
weisen auch eine Schaltung 48 zur Apodisation und Filterung
der Empfangspulse auf.
Die in den Summierer 36 (siehe Fig. 2) eintretenden Si
gnale sind bereits so verzögert, so daß dann, wenn sie mit
verzögerten Signalen von jedem anderen Strahlbündelformer
kanal 35 summiert werden, die summierten Signale die Größe
und Phase des Echosignals angeben, das von der entlang dem
gerichteten Strahls (θ) angeordneten Anatomie reflektiert
wird. Der Signalprozessor 38 empfängt die Strahlbündelabtast
werte aus dem Summierer 36 und erzeugt ein Ausgangssignal für
den Scanwandler 32 (siehe Fig. 1).
Wie es in Fig. 2A zu sehen ist, weist ein herkömmliches
Ultraschallbildgebungssystem einen Strahlbündelformer auf,
bei dem die Verarbeitungskanäle 35 in aufgetrennten Leiter
platten, nämlich Strahlbündelformer-(SF)-Leiterplatten 1 bis
4 untergebrachten Kanalgruppen getrennt sind. Die von den
Verarbeitungskanälen jeder Leiterplatte erzeugten Ausgangs
signale werden in einem auf derselben Leiterplatte unterge
brachten entsprechenden Summierer 36 summiert. Die Ausgangs
signale der vier Summierer (von denen nur drei in Fig. 2A
sichtbar sind) werden wiederum von Summieren 37 addiert, be
vor sie an den Signalprozessor ausgegeben werden.
Herkömmliche medizinische Ultraschallbildgebungsgeräte
können Echos mit Spektralanteilen bis zu 15 MHz empfangen.
Eine direkte Abtastung der empfangenen Signale, d. h., vor je
der Art analoger Demodulation oder Filterung, erfordert eine
Abtastrate von etwa 40 MHz. Es ist jedoch schwierig, digitale
Daten bei einer Abtastrate von 40 MHz über Rückwandplatinen
von Leiterplattenkäfigen weiterzuführen. Man bevorzugt daher
eine Abtastung der Daten mit niedrigeren Raten, bevor sie die
die Analog/Digital-Wandler enthaltenden Empfängerleiterplat
ten verlassen.
Einige digitale Strahlbündelformer nach dem Stand der
Technik verwenden analoge oder digitale komplexe Demodulato
ren, um das Signal auf ein Basisband zu mischen. Die komple
xen Basisbanddaten werden dann mit (nicht komplexen) Real
wert-Koeffizienten tiefpaßgefiltert und auf eine niedrigere
Datenrate zur Weiterleitung über die Rückwandplatine dezi
miert (unterabgetastet). Dieses erfordert die Bereitstellung
eines sehr genauen lokalen Oszillators zur Erzeugung der
Mischsignale.
Gemäß Darstellung in Fig. 2A weist der Strahlbündelfor
mungsabschnitt einen Satz von Signalverarbeitungskanälen 35-
einen für jedes Element 12 des Wandlers 10 (siehe Fig. 1).
Gemäß Darstellung in Fig. 4 reagiert jeder Signal
verarbeitungskanal auf einen START-Befehl, einen Hauptakt von
40 MHz und ein Strahlbündelwinkelsignal (Φ) von der digitalen
Scansteuerung 28 (siehe Fig. 1), um die digitalen Strahl
bündelformungsfunktionen auszuführen. Diese Funktionen umfas
sen: Abtasten des analogen Eingangssignals in einem Ana
log/Digital-Wandler 200; Demodulieren des abgetasteten Si
gnals in einem Demodulator 201 zum Erzeugen von Inphase-(I)
und Quadratur-(Q)-Basisbandsignalen; Ausfiltern der von dem
Demodulator 201 erzeugten Hochfrequenzsummensignale mittels
Tiefpaßfiltern 202; Reduzieren der Datenraten in Dezimatoren
203; und Zeitverzögern und Phasenanpassen des sich ergebenden
digitalen Datenstroms in Verzögerungs-FIFO's (d. h., in
"First-In/First-Out"-Speichern) 204 bzw. Phasendrehern 205.
Alle von diesen Elementen werden von einer Empfangskanal
steuerung 206 gesteuert, welche die erforderlichen Takt- und
Steuersignale als Antwort auf Befehle von der Scansteuerung
28 (siehe Fig. 1) erzeugt.
Ferner tastet gemäß Fig. 4 der Analog/Digital-Wandler 200
das analoge Signal in regelmäßigen Intervallen ab, die von
der ansteigenden Flanke eines Abtasttaktsignals aus der Emp
fangskanalsteuerung 206 festgelegt sind. In einem herkömm
lichen Bildgebungssystem ist das Abtasttaktsignal ein Takt
von 40 MHz. Diese erlaubt die Verwendung von Ultraschall
frequenzen bis zu 20 MHz, ohne das Nyquist-Abtastkriterium zu
verletzen. Wenn beispielsweise eine Ultraschallträgerfrequenz
von 5 MHz verwendet wird, wird sie achtmal pro Trägerzyklus
abgetastet und ein digitaler 10-Bit-Abtastwert am Ausgang des
Analog/Digital-Wandlers mit einer Rate von 40 MHz erzeugt.
Diese Abtastwerte werden einem Demodulator 201 zugeführt,
welcher jeden Abtastwert sowohl mit einer Referenz mischt,
die sich in Phase mit dem gesendeten Ultraschallträger befin
det, als auch mit einer Referenz, die sich in Quadratur (90°
in der Phase verschoben) zu dem gesendeten Ultraschallträger
befindet. Die Demodulatorreferenzsignale werden aus gespei
cherten SINUS- und COSINUS-Tabellen erzeugt, die aus ihren
entsprechenden ROM's von einem Referenztaktsignal mit 40 MHz
aus der Empfangskanalsteuerung 206 ausgelesen werden. Der CO
SINUS-Wert wird digital mit dem abgetasteten Eingangssignal
multipliziert, um ein demoduliertes Inphasenwert-(I)-Signal
zu erzeugen, das einem Tiefpaßfilter 202 zugeführt wird, und
der SINUS-Wert wird digital mit demselben abgetasteten Ein
gangssignal multipliziert, um ein demoduliertes Quadratur
wert-(Q)-Signal zu erzeugen, das einem getrennten Tiefpaßfil
ter 202 zugeführt wird. Die Tiefpaßfilter 202 sind FIR-Filter
mit begrenzter Impulsantwort, die so abgestimmt sind, daß sie
die von dem Demodulator 201 gelieferten Differenzfrequenzen
passieren lassen aber die höheren Summenfrequenzen blockie
ren. Das Ausgangssignal jedes Tiefpaßfilters ist ein Strom
digitaler 40-MHz-Werte, welche die Größe der I- oder Q-Kom
ponente der Echosignalhüllkurve angeben.
Weiter wird gemäß Fig. 4 die Rate, mit welcher die demo
dulierten I- und Q-Komponenten des Echosignals abgetastet
werden, von Dezimatoren 203 dezimiert. In einem herkömmlichen
System werden die digitalen Abtastwerte an die Dezimatoren
mit einer Rate von 40 MHz geliefert, welche von einem Genau
igkeitsstandpunkt her unnötig hoch ist, und welche eine über
das ganze System schwierig aufrechtzuerhaltende Datenrate
ist. Demzufolge selektieren die Dezimatoren 203 jeden achten
digitalen Abtastwert, um die Daten auf eine 5-MHz-Rate zu re
duzieren. Dieses entspricht der Frequenz eines Basis
bandtaktsignals, das von der Empfangskanalsteuerung 206 er
zeugt und dazu verwendet wird, die restlichen Elemente in dem
Empfangskanal zu steuern. Somit sind die I- und Q-Aus
gangssignale der Dezimatoren 203 digitalisierte Abtastwerte
der Echosignalhüllkurve. Das Dezimierungsverhältnis und die
Basisbandtaktfrequenz kann auch auf andere Werte als 8 : 1 und
5 MHz verändert werden.
Die von den demodulierten und dezimierten digitalen Ab
tastwerten repräsentierte Echosignalhüllkurve wird dann von
den Verzögerungs-FIFO's 204 verzögert und von dem Phasendre
her 205 in der Phase verschoben, um die gewünschte Strahlbün
delsteuerung und Strahlbündelfokussierung zu erzeugen. Die I- und
Q-Ausgangssignale des Phasendrehers 205 werden an die
Eingänge eines (nicht dargestellten) Multipliziererpaares an
gelegt. Der andere Eingang jedes Multiplizierers empfängt
einen Fensterwichtungsfaktor mit einem Bereichswert von 0 bis
1,0 aus der Empfangskanalsteuerung 206. Die I- und Q-Aus
gangssignale der Multiplizierer bilden die gewichteten Emp
fangskanalausgangssignale, welche summiert werden, um den
Empfangsbündelstrahl zu formen.
Weitere digitale Strahlbündelformer nach dem Stand der
Technik versuchen einfach die engen Toleranzen einzuhalten,
die notwendig sind, um übertragungsraten mit 40 MHz zu erzeu
gen, oder führen die Daten mittels zwei oder vier Datenbussen
parallel und reduzieren dadurch die Rate auf jedem Bus auf 20
bzw. 10 MHz. Dieses erfordert einen hohen Aufwand an Ein
gangs/Ausgangs-Hardware.
Die vorliegende Erfindung ist ein Verfahren und eine Ein
richtung zum Reduzieren der notwendigen Datenübertragung über
Rückwandplatinen eines Ultraschallbildgebungssystem ohne In
formationsverlust. Insbesondere ist die vorliegende Erfindung
ein Verfahren und eine Einrichtung zur Schaffung einer kom
plexen Bandpaßfilterung und Dezimierung von Ultra
schallechodaten mit minimaler Hardware. Die bevorzugte Aus
führungsform minimiert den Hardwareaufwand durch Anwendung
einer kleinen Anzahl von Bitverschiebungen und Additionen.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung lassen
die komplexen Bandpaßfilter nur ein Einseiten-Durchlaßband
des auf eine wesentlich niedrigere Rate dezimierten Realan
teils des Eingangssignals passieren. Das interessierende Fre
quenzband wird somit vollständig von einer minimalen Menge
komplexer Daten ohne die Notwendigkeit eines lokalen Oszilla
tors dargestellt.
Die bevorzugte Ausführungsform des komplexen Filters wird
ohne Multiplizierer realisiert. Statt dessen wird eine rela
tiv kleine Anzahl von Bitverschiebungen und Additionen durch
geführt. Die bevorzugte Ausführungsform verwendet "Wallace-
Baum"-Addierer, um bitverschobene Versionen der Eingangs
signale zu akkumulieren. Die Anzahl der Additionen ist nied
riger als die Anzahl von Bits, welche zur Repräsentation
äquivalenter Koeffizienten benötigt würden. Dies reduziert
die Hardware im Vergleich zu einer herkömmlichen Implementa
tion, welche Multiplizierer mit Verschiebungen und Additionen
gleich der Anzahl von Bits in den Koeffizienten enthält.
In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung weist jede Strahlbündelformerleiterplatte eine
dreistufige komplexe FIR-Filterschaltung hinter dem Verarbei
tungskanalsummierer auf. Jede Filterschaltungsstufe weist
eine Registerpipeline, ein Inphasefilter und ein Quadratur
filter auf. Die erste Stufe weist nur reale Abtastwerte auf,
so daß es nur einen Pipelineeingang zu den FIR-Filtern gibt.
Die anderen Stufen weisen komplexe Eingangssignale auf, die
aus (realen) Inphase- und (imaginären) Quadraturabtastwerten
zusammengesetzt sind, die jeder eine eigene Pipeline erfor
dern. Jede Registerpipeline besteht aus einer Vielzahl in
Reihe geschalteter Register. Die Anzahl der Register in einer
gegebenen Pipeline muß gleich der Anzahl der Abgriffe sein,
die in dem FIR-Filter unmittelbar hinter der Registerpipeline
verwendet werden. Die Register werden synchron getaktet und
speichern sukzessiv summierte Echodatenabtastwerte für jede
Strahlbündelformerleiterplatte. Jedes Filter in der Pipeline
ist mit einem Ausgang mit einem jeweiligen Abgriff des ent
sprechenden FIR-Filters verbunden.
In der ersten Stufe empfangen die Abgriffe an den FIR-
Filtern reale Datenabtastwerte aus der Registerpipeline der
ersten Stufe. Diese realen Datenabtastwerte werden mit realen
oder imaginären Werten aus einem ersten Satz komplexer Fil
terkoeffizienten multipliziert und die Produkte summiert, um
gefilterte Inphase-und Quadraturdatenabtastwertströme der er
sten Stufe zu erzeugen. In der zweiten Stufe empfangen die
Abgriffe der FIR-Filter die gefilterten Inphase-und Quadra
turdatenabtastwertströme aus der ersten Stufe. Diese Datenab
tastwerte werden mit realen oder imaginären Werten aus einem
zweiten Satz komplexer Filterkoeffizienten multipliziert, und
die Produkte werden summiert, um gefilterte Inphase-und Qua
draturdatenabtastwertströme der zweiten Stufe mit einer zwei
ten Abtastrate kleiner als der ersten Abtastrate zu erzeugen.
In der dritten Stufe empfangen die Abgriffe an den FIR-Fil
tern die gefilterten Inphase-und Quadraturdatenabtastwert
ströme aus der zweiten Stufe. Diese Datenabtastwerte werden
mit realen oder imaginären Werten aus einem dritten Satz kom
plexer Filterkoeffizienten multipliziert, und die Produkte
werden summiert, um gefilterte Inphase-und Quadraturdatenab
tastwertströme der dritten Stufe mit einer dritten Abtastrate
kleiner als der zweiten Abtastrate zu erzeugen. Erfindungs
gemäß wird die Multiplikation eines Datenabtastwertes mit ei
nem Koeffizienten mittels Bitverschiebung und/oder Inver
tierung durchgeführt.
Fig. 1 ist eine Blockdarstellung, welche die größeren
Funktionssubsysteme innerhalb eines herkömmlichen Echtzeit-
Ultraschallbildgebungssystems zeigt.
Fig. 2 ist eine Blockdarstellung eines typischen 128-Ka
nal-Strahlbündelformers für das in Fig. 1 dargestellte
System.
Fig. 2A ist eine Blockdarstellung eines auf vier Leiter
platten angeordneten typischen 128-Kanal-Strahlbündelformers
für das in Fig. 2 dargestellte System.
Fig. 2B ist eine Blockdarstellung eines auf vier Leiter
platten angeordneten typischen 128-Kanal-Strahlbündelformers
für ein erfindungsgemäßes Ultraschallbildgebungssystem.
Fig. 3 ist eine Blockdarstellung der Kanalverarbeitung in
dem in Fig. 2A dargestellten herkömmlichen Strahlbündelfor
mer.
Fig. 4 ist eine Blockdarstellung der funktionellen Auf
baus jedes in Fig. 3 dargestellten Verarbeitungskanals.
Fig. 5 ist eine Blockdarstellung eines erfindungsgemäßen
dreistufigen komplexen Bandpaßdezimierungsfilters.
Fig. 6 ist eine Blockdarstellung einer erfindungsgemäßen
dreistufigen komplexen FIR-Filterschaltung.
Fig. 7 ist eine Blockdarstellung einer in jeder Stufe der
in Fig. 6 dargestellten komplexen FIR-Filterschaltung einge
bauten Registerpipeline.
Fig. 8 ist eine Blockdarstellung einer in jeder Stufe der
in Fig. 6 dargestellten komplexen FIR-Filterschaltung einge
bauten Inphase-FIR-Filters.
Fig. 9 ist eine Blockdarstellung einer in jeder Stufe der
in Fig. 6 dargestellten komplexen FIR-Filterschaltung einge
bauten Quadratur-FIR-Filters.
Fig. 10 ist eine Blockdarstellung, welche weitere Details
eines in den in Fig. 8 und 9 dargestellten Filtern eingebau
ten repräsentativen Verschiebungs- und Addierungsblockes
zeigt.
Fig. 11A und 11B sind graphische Darstellungen der Aus
gangsgröße über der Eingangsfrequenz (durchgezogene Linien)
für ein erfindungsgemäßes Bandpaßfilter mit einer Mittenfre
quenz von 5 MHz abgetastet mit 5 bzw. 10 MHz.
In Übereinstimmung mit der allgemein in Fig. 2B darge
stellten vorliegenden Erfindung weist jeder Strahlbündelfor
mer eine Vielzahl von Verarbeitungskanälen auf, die mit ihren
Eingängen mit entsprechenden Elementen einer Ultraschallwandlerelementeanordnung
12 verbunden sind und mit ihren Ausgän
gen mit einer entsprechenden Vielzahl von Eingängen eines
Summierers 36 verbunden sind. Der Ausgangs jedes Summierers
36 ist mit dem Eingang einer entsprechenden FIR-Filter
schaltung 100 verbunden. Nach einer komplexen Bandpaß
filterung werden die gefilterten Signale von den vier Strahl
bündelformerleiterplatten von Addierern 37 addiert, und die
summierten gefilterten Signale werden dann in den (in Fig. 2B
nicht dargestellten) Signaldetektor eingegeben.
In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung weist jede komplexe FIR-Filterschaltung 100 den
in Fig. 5 dargestellten Aufbau auf. Dieses komplexe Bandpaß
filter erzeugt eine nicht-destruktive Abtastratenwandlung von
der eingegeben Datenrate von 40 MHz auf Datenströme mit 5
oder 10 MHz. Die komplexe Bandpaßfilterschaltung 100 weist
drei Stufen 102, 104 und 106 auf. Zwei Konfigurationen sind
vorgesehen. Eine Konfiguration für 10 MHz gibt mit 10 MHz ab
getastet komplexe Daten aus der zweiten Stufe unter Umgehung
der dritten Stufe aus. Eine Konfiguration für 5 MHz gibt mit
5 MHz abgetastet komplexe Daten aus der dritten Stufe aus.
Das in Fig. 5 dargestellte dreistufige komplexe Bandpaß
filter entfernt Rauschen und Störungen sowie unerwünschte
Seitenbänder, wobei es gleichzeitig eine Unterabtastung ohne
destruktiven Alias-Effekt ermöglicht. Alle drei Stufen können
zum Erzeugen einer Ausgangsabtastrate von 5 MHz, oder nur die
ersten zwei Stufen zum Erzeugen einer Ausgangsabtastrate von
10 MHz abhängig der Frequenz verwendet werden. Die Filter in
Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der Er
findung sind so ausgelegt, daß sie eine Teilbandbreite von
mehr als 70% für eine B-Modus-Bildgebung mit weniger als 1 dB
Amplitudenabweichung ergeben. Diese Filter schwächen die ne
gativen Frequenzen um mehr als 45 dB über diese Bandbreite
und um mehr als 60 dB über eine Bandbreite von 30% ab. Die
Filter besitzen einen typischen Sperrbereich von 50 dB mit ei
ner Abschwächung außerhalb des Durchlaßbandes im
schlechtesten Falle von besser als 20 dB auf.
Jede von den Filterstufen 102, 104 und 106 ist ein FIR-
Filter mit 11 Abgriffen, von denen nur einige benutzt werden.
Es gibt weniger als 7 Nicht-Null-Koeffizienten. Diese Koeffi
zienten sind auf Summen oder Differenzen von zwei Potenz
werten von 2 beschränkt. Die Filterkoeffizienten für die er
ste Stufe 102 sind in Tabelle 1 aufgelistet; die Koeffizi
enten für die zweite Stufe sind in Tabelle 2 aufgelistet; und
die Koeffizienten für die dritte Stufe sind in Tabelle 3 auf
gelistet.
Tabelle 1
Tabelle 2
Tabelle 3
Das Ausgangssignal jeder Stufe kann selektiv komplex kon
jugiert werden, um zusätzliche Filterungsbänder zu erzeugen.
Die komplexe Konjugation ist lediglich eine Vorzeichenumkehr
der Q-Daten. Die komplexe Konjugation vor und nach einer
Stufe eines komplexen FIR-Filters hebt die FIR-Frequenzant
wort über die Nyquist-Frequenz (1/2 der Eingangsabtast
wertrate) an. Beispielsweise kann ein komplexes Bandpaß-FIR-
Filter der zweiten Stufe mit einer Eingangssignalabtastrate
von 20 MHz und einer Durchlaßbandmittenfrequenz von 7,5 MHz
über 10 MHz hinaus angehoben werden, um ein bei 12,5 MHz zen
triertes Durchlaßband zu erzeugen. Ähnlich kann ein Frequenz
band von 6,25 MHz unter Anwendung der Koeffizienten mit 3,75
MHz der dritten Stufe durch komplexe Konjugation der Aus
gangssignale der zweiten und dritten Stufe erzeugt werden.
Eine Steuerung der komplexen Bandpaßfilter ist durch drei
Zwei-Bit-Filterauswahlfelder, drei Ein-Bit-Komplexkonjuga
tion-Auswahleinrichtungen, und durch eine Ein-Bit-Konfigu
rationssteuerung vorgesehen. Das Zwei-Bit-Feld für jede der
drei Stufen wählt eines der vier verfügbaren Filter aus. Die
Ein-Bit-Konfigurationssteuerung wählt entweder den Nur-Links-
Modus mit 10 MHz oder den Links/Rechts-Modus mit 5 MHz aus.
Fig. 6 stellt ein dreistufiges komplexes FIR-Filter dar.
In Übereinstimmung mit der in Fig. 6 dargestellten bevorzug
ten Ausführungsform der Erfindung weist jede der Filterstufen
102, 104 und 106 eine (detaillierter in Fig. 7 darstellte)
Registerpipeline, ein Inphase-FIR-Filter und ein Quadratur-
FIR-Filter auf. Die erste Stufe weist nur reale Abtastwerte
auf, so daß hier nur eine Pipeline vorhanden ist. Die anderen
Stufen besitzen komplexe aus (realen) Inphase-und (imaginä
ren) Quadraturabtastwerten bestehende Eingangssignale, die
jeweils eine Pipeline erfordern. Wie es in Fig. 7 zu sehen
ist, weist jede Registerpipeline eine Vielzahl von in Reihe
geschalteten Registern 130 auf. Die Bezeichnung "Z-1" in Fig. 7
kennzeichnet eine einzelne Abtastwertzeitverzögerung. Die
Anzahl der Register in einer gegebenen Pipeline muß gleich
der Anzahl von Abgriffen sein, die in den FIR-Filtern unmit
telbar hinter der Registerpipeline verwendet werden. Die
Register 130 werden synchron getaktet und speichern suk
zessive Echodatenabtastwerte. Jedes Register 130 in der Pipe
line besitzt einen Ausgang, der mit einem entsprechenden
Abgriff des entsprechenden FIR-Filters verbunden ist. In der
zweiten und dritten Stufe empfangen die Abgriffe an den FIR-
Filtern 118, 120, 126 und 128 komplexe Datenabtastwerte von
den I- und Q-Pipelines, wobei jeder komplexe Datenabtastwert
aus einem realen Datenabtastwert aus der I-Pipeline und aus
einem imaginären Datenabtastwert aus der Q-Pipeline besteht.
Wie es hierin nachstehend noch detaillierter erläutert wird,
werden in der zweiten und dritten Stufe die in jeden Fil
terabgriff eingegebenen komplexen Datenabtastwerte mit einem
entsprechenden Filterkoeffizienten multipliziert, und diese
Produkte werden dann summiert, um die gefilterten Datenab
tastwerte zu erzeugen.
Insbesondere weist die Filterschaltung 102 eine Register
pipeline 108 mit einem Eingang und einer Vielzahl von Ausgän
gen, ein Inphase-FIR-Filter 110 mit einer Vielzahl von
Abgriffen die jeweils mit der Vielzahl von Ausgängen der Re
gisterpipeline 108 verbunden sind, und ein Quadratur-FIR-Fil
ter 112 mit einer Vielzahl von Abgriffen die jeweils mit der
Vielzahl von Ausgängen der Registerpipeline 108 verbunden
sind, auf. Die Registerpipeline 108 wird mit einer Rate von
40 MHz getaktet. Das Inphase-FIR-Filter 110 gibt ein Inphase
signal I aus, während das Quadratur-FIR-Filter 112 ein Qua
dratursignal Q ausgibt. Aufgrund der Bandbreitenreduzierung
kann die Ausgangsabtastrate der ersten Stufe um die Hälfte
auf 20 MHz reduziert werden.
Des weiteren ist gemäß Fig. 6 der Ausgang des Inphase-
FIR-Filters 110 mit dem Eingang einer Registerpipeline 114
verbunden, während der Ausgang des Quadratur-FIR-Filters 112
mit dem Eingang einer Registerpipeline 116 verbunden ist. Die
Registerpipeline 114 und 116 weisen jeweils eine Vielzahl von
Ausgangssignalen auf und können von Aufbau her mit der Re
gisterpipeline 108 identisch sein. Die Vielzahl der Ausgänge
der Registerpipeline 114 für die I-Datenabtastwerte sind je
weils mit einer Vielzahl von Abgriffen eines Inphase-FIR-Fil
ters 118 und mit einer Vielzahl von Abgriffen eines Qua
dratur-FIR-Filters 120 verbunden. Ähnlich ist die Vielzahl
der Ausgänge der Registerpipeline 116 für die Q-Datenabtast
werte jeweils mit den Abgriffen des Inphase-FIR-Filters 118
und den Abgriffen des Quadratur-FIR-Filters 120 verbunden.
Jede Registerpipeline 114 und 116 wird mit einer Rate von 20
MHz getaktet. Das Inphase-FIR-Filter 118 gibt ein Inphase
signal I aus, während das Quadratur-FIR-Filter 120 ein Qua
dratursignal Q ausgibt. Aufgrund der Bandbreitenreduzierung
kann die Ausgangsabtastrate der zweiten Stufe um die Hälfte
auf 10 MHz reduziert werden.
Der Ausgang des Inphase-FIR-Filters 118 ist wiederum mit
dem Eingang einer Registerpipeline 122 verbunden, während der
Ausgang des Quadratur-FIR-Filters 120 mit dem Eingang einer
Registerpipeline 124 verbunden ist. Die Registerpipeline 122
und 124 weisen jeweils eine Vielzahl von Ausgängen auf und
können wiederum von Aufbau her mit der Registerpipeline 108
identisch sein. Die Vielzahl der Ausgänge der Registerpipe
line 122 für die I-Datenabtastwerte sind jeweils mit einer
Vielzahl von Abgriffen eines Inphase-FIR-Filters 126 und ei
ner Vielzahl von Abgriffen eines Quadratur-FIR-Filters 128
verbunden. Ähnlich ist die Vielzahl der Ausgänge der Re
gisterpipeline 124 für die Q-Datenabtastwerte mit den Abgrif
fen des Inphase-FIR-Filters 126 und den Abgriffen des Quadra
tur-FIR-Filters 128 verbunden. Jede Registerpipeline 122 und
124 wird mit einer Rate von 10 MHz getaktet. Das Inphase-FIR-
Filter 126 gibt ein Inphasesignal I aus, während das Quadra
tur-FIR-Filter 128 ein Quadratursignal Q ausgibt.
In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung weist das Eingangssignal zu der ersten Stufe
eine Abtastrate von 40 MHz auf. Das Ausgangssignal jeder
Stufe weist die halbe Abtastrate des Eingangssignals auf. Es
können entweder zwei oder drei Stufen verwendet werden, um
entweder komplexe Ausgangssignale mit 10 MHz oder 5 MHz zu
erzeugen. Die Filterkoeffizienten in Übereinstimmung mit der
bevorzugten Ausführungsform erzeugen eine 6 dB-Bandbreite
gleich der Abtastrate.
Die Koeffizienten für die in Fig. 6 dargestellten In
phase- und Quadratur-FIR-Filter sind jeweils in den Tabellen
1 bis 3 für die drei Stufen angegeben. Jede Stufe besitzt
drei oder vier mögliche Koeffizientensätze. Die Koeffizienten
sind alle Kombinationen von zwei Potenzwerten von 2. Somit
werden die vier (drei) Koeffizientensätze durch vier (drei)
Bitverschiebungs- und Addierschaltungen für ein gegebenes
FIR-Filter implementiert. Beispielsweise weist gemäß Darstel
lung in Fig. 8 das Inphase-FIR-Filter der ersten Stufe erste
bis vierte Bitverschiebungs- und Addierschaltungen 132A bis
132D auf, welche jeweils hardwaremäßig verschaltet sind, um
die vier Koeffizientensätze in Tabelle 1 zu verschieben
und/oder zu invertieren. Jede Verschiebungs- und Addierschal
tung ist für einen Empfang der an den Filterabgriffen einge
gebenen Datenabtastwerte und eine anschließende Multiplika
tion der Datenabtastwerte mit den entsprechenden Filterkoef
fizienten durch Bitverschiebung und Addition verbunden. Eine
Multiplikation mit -1 wird durch Invertierung der Bits und
Addition von 1 durchgeformt. Ein 4/1-Multiplexer 134 wählt
das Ausgangssignal einer der vier Verschiebungs- und Addier
schaltungen 132A bis 132D aus. Die Filterkoeffizienten in
Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform haben den
in Tabelle 4 angegebenen Umbruchwert.
Tabelle 4
Zur Schaffung einer größeren Flexibilität kann das Aus
gangssignal jedes Quadratur-FIR-Filters invertiert werden.
Beispielsweise weist das Quadratur-FIR-Filter der ersten
Stufe erste bis vierte Bitverschiebungs- und Addierschaltun
gen 123E bis 123H auf, welche jeweils hardwaremäßig verschal
tet sind, um die vier Koeffizientensätze in Tabelle 1 zu ver
schieben und/oder zu invertieren. Ein 4/1-Multiplexer 136
wählt das Ausgangssignal einer der vier Verschiebungs- und
Addierschaltungen 132E bis 132H aus. Das Ausgangssignal des
Multiplexers 136 wird von einem Inverter 138 invertiert und
zu einem Eingang eines 2/1-Multiplexers geführt. Diese Inver
tierung ist zu einer komplexen Konjugation äquivalent. Der
andere Eingang des Multiplexers 140 empfängt das nicht inver
tierte Ausgangssignal des Multiplexers 136.
Die in den Tabellen 1 bis 3 aufgelisteten Koeffizienten
werden in reale und imaginäre Koeffizienten umgebrochen, wel
che getrennt an die Inphase- bzw. Quadratur-FIR-Filter ange
legt werden. Beispielsweise werden die Quadraturkoeffizienten
(die in den Tabellen 1 bis 3 mit "i" versehenen Koeffi
zienten) an die I-Eingänge in dem Quadratur-FIR-Filter und an
die Q-Eingänge in dem Inphase-FIR-Filter angelegt. Die In
phasekoeffizienten (ohne "i") werden an die Q-Eingänge in dem
Quadratur-FIR-Filter und an die I-Eingänge in dem Inphase-
FIR-Filter angelegt. [Man beachte jedoch, daß die FIR-Filter
der ersten Stufen keine Q-Eingänge besitzen.] Jeder dieser
Koeffizienten wird auf das der jeweiligen Spalte in den Ta
bellen 1 bis 3 entsprechende Registerpipelineausgangssignal
angewendet. Jeder Koeffizient kann mittels zwei hardwaremäßig
verschalteten Bitverschiebungen und optionalen Invertierungen
implementiert werden, wie es allgemein in Fig. 10 dargestellt
ist, in welcher jeder Bitverschiebungs/Inverter-Block 142
zwei bestimmte Verschiebungs/Invertierungs-Schaltungen reprä
sentiert, welche dasselbe Eingangssignal empfangen. Zwei ver
schobene/invertierte Werte pro Nicht-Nullkoeffizient werden
an einen Wallace-Baum-Addierer 144 geliefert.
Ein Vorteil des vorstehenden Verfahren besteht darin, daß
keine Multiplizierer benötigt werden, sondern nur Verschie
bungen, Invertierungen und ein Wallace-Baum-Addierer pro Ver
schiebungs- und Addierungsblock. Die Bitverschieber benötigen
keine Steuerung oder aktive Schaltung, da die Verschiebungen
lediglich durch Verschieben der Bitverbindungen erzeugt wer
den. Die Invertierung ist sehr einfach, und ein Wallace-Baum-
Addierer stellt das effizienteste schnelle Verfahren zur Ad
dition von Zahlen in einer VLSI-Implementation dar.
Die Gesamtempfindlichkeitsfunktionen und Durchlaßbereiche
in Übereinstimmung mit der Erfindung sind in Fig. 11A und 11B
dargestellt, welche die relative Ausgangsgröße über der Ein
gangsfrequenz für eine Mittenfrequenz von 5,0 MHz abgetastet
mit 5 bzw. 10 MHz darstellen.
Die vorstehende bevorzugte Ausführungsform wurde zum
Zwecke der Veranschaulichung erläutert. Varianten und Modifi
kationen werden für den Fachmann auf dem Gebiet der Strahl
bündelformung zur Ultraschallbildgebung offensichtlich sein.
Beispielsweise ist es offensichtlich, daß ein getrenntes kom
plexes FIR-Filter in jedem Strahlbündelformerkanal vor dem
Summierer statt nach dem Summierer wie in der hierin vor
stehenden offenbarten Ausführungsform eingefügt werden kann.
Ferner kann die Dezimierung in dem FIR-Filter statt in den
Registerpipelines stattfinden, wobei z. B. im Falle einer De
zimierung um 1/2 die FIR-Filter nur bei jeder zweiten Abtast
periode betrieben werden können. Alle derartigen Varianten
und Modifikationen sollen von den nachstehend beschriebenen
Ansprüchen mit erfaßt sein.
Claims (20)
1. Komplexe FIR-Filterschaltung enthaltend:
eine erste Registerpipeline, getaktet mit einer er sten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl von ei nem Eingangsstrom digitaler Daten abgeleiteter sukzes siver digitaler Abtastwerte auszugeben;
eine erste Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die erste Re gisterpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Anwenden eines ersten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Registerpipeline, getaktet mit einer zweiten Abtastrate niedriger als die erste Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen Inpha seabtastwerten abgeleitet werden;
eine dritte Registerpipeline, getaktet mit der zwei ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine zweite Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen Inpha seabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digi taler Abtastwerte und von der durch die dritte Register pipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Ab tastwerte durch Anwenden eines zweiten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden.
eine erste Registerpipeline, getaktet mit einer er sten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl von ei nem Eingangsstrom digitaler Daten abgeleiteter sukzes siver digitaler Abtastwerte auszugeben;
eine erste Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die erste Re gisterpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Anwenden eines ersten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Registerpipeline, getaktet mit einer zweiten Abtastrate niedriger als die erste Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen Inpha seabtastwerten abgeleitet werden;
eine dritte Registerpipeline, getaktet mit der zwei ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine zweite Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen Inpha seabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digi taler Abtastwerte und von der durch die dritte Register pipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Ab tastwerte durch Anwenden eines zweiten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden.
2. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 1, wobei die
erste Filtereinrichtung aufweist:
eine erste Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine erste Additionseinrichtung zum Addieren der von der ersten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen verscho benen/invertierten digitalen Abtastwerte.
eine erste Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine erste Additionseinrichtung zum Addieren der von der ersten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen verscho benen/invertierten digitalen Abtastwerte.
3. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 2, wobei die
erste Filtereinrichtung weiter aufweist:
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte; und
einen Multiplexer mit einem ersten und zweiten Ein gang, die für den Empfang von Ausgangssignalen aus der ersten und zweiten Additionseinrichtung verschaltet sind.
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte; und
einen Multiplexer mit einem ersten und zweiten Ein gang, die für den Empfang von Ausgangssignalen aus der ersten und zweiten Additionseinrichtung verschaltet sind.
4. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 2, wobei die
zweite Filtereinrichtung aufweist:
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der zweiten und dritten Registerpipeline ausgegeben werden, in Übereinstimmung mit einem zweiten und dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von den zweiten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte.
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der zweiten und dritten Registerpipeline ausgegeben werden, in Übereinstimmung mit einem zweiten und dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von den zweiten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte.
5. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 1, ferner
aufweisend:
eine vierte Registerpipeline, getaktet mit einer dritten Abtastrate niedriger als die zweite Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine fünfte Registerpipeline, getaktet mit der drit ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine dritte Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert und einen entsprechenden ge filterten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, die von der durch die vierte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die fünfte Registerpipeline ausgegebe nen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtast werte durch Anwenden eines dritten Satzes komplexer Fil terkoeffizienten abgeleitet werden.
eine vierte Registerpipeline, getaktet mit einer dritten Abtastrate niedriger als die zweite Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine fünfte Registerpipeline, getaktet mit der drit ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine dritte Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert und einen entsprechenden ge filterten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, die von der durch die vierte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die fünfte Registerpipeline ausgegebe nen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtast werte durch Anwenden eines dritten Satzes komplexer Fil terkoeffizienten abgeleitet werden.
6. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 1, wobei die
erste Filtereinrichtung aufweist:
ein erstes Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitver schieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit ei nem von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten ab geleiteten ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder In vertierungswerten abgeleitet wird; und
ein erstes Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstim mung mit einem von dem ersten Satz komplexer Filterkoef fizienten abgeleiteten zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.
ein erstes Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitver schieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit ei nem von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten ab geleiteten ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder In vertierungswerten abgeleitet wird; und
ein erstes Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstim mung mit einem von dem ersten Satz komplexer Filterkoef fizienten abgeleiteten zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.
7. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 6, wobei die
zweite Filtereinrichtung aufweist:
ein zweites Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entspre chenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Filterkoeffi zienten abgeleiteten dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird; und
ein zweites Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Über einstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Fil terkoeffizienten abgeleiteten vierten Satz von Bitver schiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.
ein zweites Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entspre chenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Filterkoeffi zienten abgeleiteten dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird; und
ein zweites Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Über einstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Fil terkoeffizienten abgeleiteten vierten Satz von Bitver schiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.
8. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 6, wobei die
erste Additionseinrichtung einen Wallace-Baum-Addierer
aufweist.
9. Strahlbündelformer enthaltend eine Vielzahl von Strahl
bündelformerkanälen, einen Summierer mit einer Vielzahl
von Eingängen, die jeweils mit der Vielzahl von Strahl
bündelformerkanälen verbunden sind, und eine komplexe
FIR-Filterschaltung, die mit einem Eingang mit einem Aus
gang des Summierers verbunden ist, wobei die komplexe
FIR-Filterschaltung aufweist:
eine erste Registerpipeline, getaktet mit einer er sten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl von ei nem Eingangsstrom digitaler Daten abgeleiteter sukzes siver digitaler Abtastwerte auszugeben;
eine erste Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die erste Re gisterpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Anwenden eines ersten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Registerpipeline, getaktet mit einer zweiten Abtastrate niedriger als die erste Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine dritte Registerpipeline, getaktet mit der zwei ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine zweite Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digi taler Abtastwerte und von der durch die dritte Register pipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Ab tastwerte durch Anwenden eines zweiten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden.
eine erste Registerpipeline, getaktet mit einer er sten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl von ei nem Eingangsstrom digitaler Daten abgeleiteter sukzes siver digitaler Abtastwerte auszugeben;
eine erste Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die erste Re gisterpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Anwenden eines ersten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Registerpipeline, getaktet mit einer zweiten Abtastrate niedriger als die erste Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine dritte Registerpipeline, getaktet mit der zwei ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine zweite Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digi taler Abtastwerte und von der durch die dritte Register pipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Ab tastwerte durch Anwenden eines zweiten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden.
10. Strahlbündelformer nach Anspruch 9, wobei die erste Fil
tereinrichtung aufweist:
eine erste Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine erste Additionseinrichtung zum Addieren der von der ersten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen verscho benen/invertierten digitalen Abtastwerte.
eine erste Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine erste Additionseinrichtung zum Addieren der von der ersten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen verscho benen/invertierten digitalen Abtastwerte.
11. Strahlbündelformer nach Anspruch 10, wobei die erste
Filtereinrichtung weiter aufweist:
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte; und
einen Multiplexer mit einem ersten und zweiten Ein gang, die für den Empfang von Ausgangssignalen aus der ersten und zweiten Additionseinrichtung verschaltet sind.
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte; und
einen Multiplexer mit einem ersten und zweiten Ein gang, die für den Empfang von Ausgangssignalen aus der ersten und zweiten Additionseinrichtung verschaltet sind.
12. Strahlbündelformer nach Anspruch 10, wobei die zweite
Filtereinrichtung aufweist:
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der zweiten und dritten Registerpipeline ausgegeben werden, in Übereinstimmung mit einem zweiten und dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von den zweiten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte.
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der zweiten und dritten Registerpipeline ausgegeben werden, in Übereinstimmung mit einem zweiten und dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von den zweiten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte.
13. Strahlbündelformer nach Anspruch 9, ferner aufweisend:
eine vierte Registerpipeline, getaktet mit einer dritten Abtastrate niedriger als die zweite Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine fünfte Registerpipeline, getaktet mit der drit ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine dritte Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert und einen entsprechenden ge filterten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, die von der durch die vierte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die fünfte Registerpipeline ausgegebe nen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtast werte durch Anwenden eines dritten Satzes komplexer Fil terkoeffizienten abgeleitet werden.
eine vierte Registerpipeline, getaktet mit einer dritten Abtastrate niedriger als die zweite Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine fünfte Registerpipeline, getaktet mit der drit ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine dritte Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert und einen entsprechenden ge filterten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, die von der durch die vierte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die fünfte Registerpipeline ausgegebe nen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtast werte durch Anwenden eines dritten Satzes komplexer Fil terkoeffizienten abgeleitet werden.
14. Strahlbündelformer nach Anspruch 9, wobei die erste Fil
tereinrichtung aufweist:
ein erstes Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitver schieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit ei nem von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten ab geleiteten ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder In vertierungswerten abgeleitet wird; und
ein erstes Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstim mung mit einem von dem ersten Satz komplexer Filterkoef fizienten abgeleiteten zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.
ein erstes Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitver schieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit ei nem von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten ab geleiteten ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder In vertierungswerten abgeleitet wird; und
ein erstes Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstim mung mit einem von dem ersten Satz komplexer Filterkoef fizienten abgeleiteten zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.
15. Strahlbündelformer nach Anspruch 14, wobei die zweite
Filtereinrichtung aufweist:
ein zweites Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entspre chenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Filterkoeffizi enten abgeleiteten dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird; und
ein zweites Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Über einstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Fil terkoeffizienten abgeleiteten vierten Satz von Bitver schiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.
ein zweites Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entspre chenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Filterkoeffizi enten abgeleiteten dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird; und
ein zweites Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Über einstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Fil terkoeffizienten abgeleiteten vierten Satz von Bitver schiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.
16. Strahlbündelformer nach Anspruch 10, wobei die erste Ad
ditionseinrichtung einen Wallace-Baum-Addierer aufweist.
17. Ultraschallbildgebungssystem enthaltend eine Wandleran
ordnung, einen mit der Wandleranordnung verbundenen
Strahlbündelformer, einen mit dem Strahlbündelformer ver
bunden Signalprozessor, einen mit dem Signalprozessor
verbunden Scanwandler und einen mit dem Scanwandler ver
bundenen Darstellungsmonitor, wobei die Wandleranordnung
eine Vielzahl von Wandlerelementen aufweist und der
Strahlbündelformer eine Vielzahl von Strahlbündelfor
merkanälen aufweist, eine Umschalteinrichtung zum selek
tiven Verbinden der Strahlbündelformerkanäle mit den
Wandlerelementen, eine Summiereinrichtung mit einer Viel
zahl von Eingängen, die jeweils mit der Vielzahl von
Strahlbündelformerkanälen verbunden sind, und eine kom
plexe FIR-Filterschaltung mit einem Eingang, der mit ei
nem Ausgang des Summierers verbunden ist, wobei die kom
plexe FIR-Filterschaltung aufweist:
eine erste Registerpipeline, getaktet mit einer er sten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl von ei nem Eingangsstrom digitaler Daten abgeleiteter sukzes siver digitaler Abtastwerte auszugeben;
eine erste Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die erste Re gisterpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Anwenden eines ersten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Registerpipeline, getaktet mit einer zweiten Abtastrate niedriger als die erste Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine dritte Registerpipeline, getaktet mit der zwei ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine zweite Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digi taler Abtastwerte und von der durch die dritte Register pipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Ab tastwerte durch Anwenden eines zweiten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden.
eine erste Registerpipeline, getaktet mit einer er sten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl von ei nem Eingangsstrom digitaler Daten abgeleiteter sukzes siver digitaler Abtastwerte auszugeben;
eine erste Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die erste Re gisterpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Anwenden eines ersten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Registerpipeline, getaktet mit einer zweiten Abtastrate niedriger als die erste Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine dritte Registerpipeline, getaktet mit der zwei ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine zweite Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digi taler Abtastwerte und von der durch die dritte Register pipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Ab tastwerte durch Anwenden eines zweiten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden.
18. Ultraschallbildgebungssystem nach Anspruch 17, wobei die
erste Filtereinrichtung aufweist:
eine erste Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine erste Additionseinrichtung zum Addieren der von der ersten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen verscho benen/invertierten digitalen Abtastwerte.
eine erste Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine erste Additionseinrichtung zum Addieren der von der ersten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen verscho benen/invertierten digitalen Abtastwerte.
19. Ultraschallbildgebungssystem nach Anspruch 17, wobei die
komplexe FIR-Filterschaltung weiter aufweist:
eine vierte Registerpipeline, getaktet mit einer dritten Abtastrate niedriger als die zweite Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine fünfte Registerpipeline, getaktet mit der drit ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine dritte Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert und einen entsprechenden ge filterten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, die von der durch die vierte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die fünfte Registerpipeline ausgegebe nen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtast werte durch Anwenden eines dritten Satzes komplexer Fil terkoeffizienten abgeleitet werden.
eine vierte Registerpipeline, getaktet mit einer dritten Abtastrate niedriger als die zweite Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine fünfte Registerpipeline, getaktet mit der drit ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine dritte Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert und einen entsprechenden ge filterten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, die von der durch die vierte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die fünfte Registerpipeline ausgegebe nen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtast werte durch Anwenden eines dritten Satzes komplexer Fil terkoeffizienten abgeleitet werden.
20. Verfahren zum Verringern der Abtastrate digitaler
Abtastwerte in einem Ultraschallstrahlbündelformer mit
den Schritten:
Gewinnen eines Stroms digitaler Datenabtastwerte;
sukzessives Durchtakten der digitalen Datenabtast werte durch eine erste Registerpipeline mit einer ersten Abtastrate, wobei die erste Registerpipeline eine ent sprechende Vielzahl digitaler Datenabtastwerte während jeder sukzessiven Abtastperiode speichert, wobei jede Vielzahl digitaler Datenabtastwerte parallel als Antwort auf ein mit der ersten Abtastrate ausgegebenes entspre chendes Taktsignal ausgegeben wird;
Bitverschieben und/oder Invertieren der ganzen Viel zahl digitaler Datenabtastwerte in Übereinstimmung mit einem von einem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleiteten ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine erste Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Bitverschieben und/oder Invertieren der ganzen Viel zahl digitaler Datenabtastwerte in Übereinstimmung mit einem von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleiteten zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine zweite Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden ersten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Inphaseabtastwert der er sten Stufe zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden zweiten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Quadraturabtastwert der ersten Stufe zu erzeugen;
sukzessives Durchtakten der digitalen Inphasedatenab tastwerte der ersten Stufe durch eine zweite Register pipeline mit einer zweiten Abtastrate kleiner als die er ste Abtastrate, wobei die zweite Registerpipeline eine entsprechende Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte während jeder sukzessiven Abtastperiode speichert, und die ganze Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte par allel als Antwort auf ein mit der zweiten Abtastrate aus gegebenes entsprechendes Taktsignal ausgegeben wird;
sukzessives Durchtakten der digitalen Quadraturdaten abtastwerte der ersten Stufe durch eine dritte Register pipeline mit der zweiten Abtastrate, wobei die zweite Re gisterpipeline eine entsprechende Vielzahl digitaler Qua draturdatenabtastwerte während jeder sukzessiven Abtast periode speichert, wobei jede Vielzahl digitaler Quadra turdatenabtastwerte parallel als Antwort auf das mit der zweiten Abtastrate ausgegebene entsprechende Taktsignal ausgegeben wird;
Bitverschieben und/oder Invertieren jeder Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte aus der zweiten Regi sterpipeline und jeder Vielzahl digitaler Qua draturdatenabtastwerte aus der dritten Registerpipeline in Übereinstimmung mit einem von einem zweiten Satz kom plexer Filterkoeffizienten abgeleiteten dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine dritte Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Bitverschieben und/oder Invertieren jeder Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte aus der zweiten Regi sterpipeline und jeder Vielzahl digitaler Qua draturdatenabtastwerte aus der dritten Registerpipeline in Übereinstimmung mit einem von dem zweiten Satz komple xer Filterkoeffizienten abgeleiteten vierten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine vierte Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden dritten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Inphasedatenabtastwert der zweiten Stufe zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden vierten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Quadraturdatenabtastwert der zweiten Stufe zu erzeugen.
Gewinnen eines Stroms digitaler Datenabtastwerte;
sukzessives Durchtakten der digitalen Datenabtast werte durch eine erste Registerpipeline mit einer ersten Abtastrate, wobei die erste Registerpipeline eine ent sprechende Vielzahl digitaler Datenabtastwerte während jeder sukzessiven Abtastperiode speichert, wobei jede Vielzahl digitaler Datenabtastwerte parallel als Antwort auf ein mit der ersten Abtastrate ausgegebenes entspre chendes Taktsignal ausgegeben wird;
Bitverschieben und/oder Invertieren der ganzen Viel zahl digitaler Datenabtastwerte in Übereinstimmung mit einem von einem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleiteten ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine erste Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Bitverschieben und/oder Invertieren der ganzen Viel zahl digitaler Datenabtastwerte in Übereinstimmung mit einem von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleiteten zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine zweite Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden ersten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Inphaseabtastwert der er sten Stufe zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden zweiten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Quadraturabtastwert der ersten Stufe zu erzeugen;
sukzessives Durchtakten der digitalen Inphasedatenab tastwerte der ersten Stufe durch eine zweite Register pipeline mit einer zweiten Abtastrate kleiner als die er ste Abtastrate, wobei die zweite Registerpipeline eine entsprechende Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte während jeder sukzessiven Abtastperiode speichert, und die ganze Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte par allel als Antwort auf ein mit der zweiten Abtastrate aus gegebenes entsprechendes Taktsignal ausgegeben wird;
sukzessives Durchtakten der digitalen Quadraturdaten abtastwerte der ersten Stufe durch eine dritte Register pipeline mit der zweiten Abtastrate, wobei die zweite Re gisterpipeline eine entsprechende Vielzahl digitaler Qua draturdatenabtastwerte während jeder sukzessiven Abtast periode speichert, wobei jede Vielzahl digitaler Quadra turdatenabtastwerte parallel als Antwort auf das mit der zweiten Abtastrate ausgegebene entsprechende Taktsignal ausgegeben wird;
Bitverschieben und/oder Invertieren jeder Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte aus der zweiten Regi sterpipeline und jeder Vielzahl digitaler Qua draturdatenabtastwerte aus der dritten Registerpipeline in Übereinstimmung mit einem von einem zweiten Satz kom plexer Filterkoeffizienten abgeleiteten dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine dritte Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Bitverschieben und/oder Invertieren jeder Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte aus der zweiten Regi sterpipeline und jeder Vielzahl digitaler Qua draturdatenabtastwerte aus der dritten Registerpipeline in Übereinstimmung mit einem von dem zweiten Satz komple xer Filterkoeffizienten abgeleiteten vierten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine vierte Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden dritten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Inphasedatenabtastwert der zweiten Stufe zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden vierten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Quadraturdatenabtastwert der zweiten Stufe zu erzeugen.
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Publications (1)
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Families Citing this family (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6416475B1 (en) * | 1996-06-28 | 2002-07-09 | Sonosite, Inc. | Ultrasonic signal processor for a hand held ultrasonic diagnostic instrument |
US7819807B2 (en) * | 1996-06-28 | 2010-10-26 | Sonosite, Inc. | Balance body ultrasound system |
US5997479A (en) * | 1998-05-28 | 1999-12-07 | Hewlett-Packard Company | Phased array acoustic systems with intra-group processors |
US6393083B1 (en) * | 1998-07-31 | 2002-05-21 | International Business Machines Corporation | Apparatus and method for hardware implementation of a digital phase shifter |
US6063033A (en) * | 1999-05-28 | 2000-05-16 | General Electric Company | Ultrasound imaging with higher-order nonlinearities |
KR100561390B1 (ko) * | 1999-08-27 | 2006-03-16 | 삼성전자주식회사 | 디지털 에코 제거장치 |
US7139326B2 (en) * | 2001-09-14 | 2006-11-21 | Analog Devices, Inc. | Image-canceling quadrature modulator and method |
JP4805254B2 (ja) | 2004-04-20 | 2011-11-02 | ビジュアルソニックス インコーポレイテッド | 配列された超音波トランスデューサ |
US8066642B1 (en) | 2005-05-03 | 2011-11-29 | Sonosite, Inc. | Systems and methods for ultrasound beam forming data control |
CA2628100C (en) | 2005-11-02 | 2016-08-23 | Visualsonics Inc. | High frequency array ultrasound system |
ITMO20060071A1 (it) * | 2006-02-27 | 2007-08-28 | Meta System Spa | Sistema e metodo di rilevamento ad ultrasuoni, particolarmente per applicazioni su autoveicoli o simili |
US8215173B2 (en) * | 2008-08-05 | 2012-07-10 | Roger Spencer | UT method of identifying a stuck joint |
US9184369B2 (en) | 2008-09-18 | 2015-11-10 | Fujifilm Sonosite, Inc. | Methods for manufacturing ultrasound transducers and other components |
US9173047B2 (en) | 2008-09-18 | 2015-10-27 | Fujifilm Sonosite, Inc. | Methods for manufacturing ultrasound transducers and other components |
WO2010033867A1 (en) | 2008-09-18 | 2010-03-25 | Visualsonics Inc. | Methods for acquisition and display in ultrasound imaging |
US9949718B2 (en) | 2010-07-12 | 2018-04-24 | General Electric Company | Method and system for controlling communication of data via digital demodulation in a diagnostic ultrasound system |
CA2835899C (en) | 2011-05-10 | 2019-04-16 | Edison Welding Institute, Inc. | Three-dimensional matrix phased array spot weld inspection system |
US9992573B1 (en) | 2013-10-29 | 2018-06-05 | Meyer Sound Laboratories, Incorporated | Phase inversion filter for correcting low frequency phase distortion in a loudspeaker system |
TWI536015B (zh) * | 2015-03-24 | 2016-06-01 | 佳世達科技股份有限公司 | 超音波掃描系統及超音波掃描方法 |
US11627940B2 (en) * | 2016-09-02 | 2023-04-18 | Koninklijke Philips N.V. | Ultrasound probe with digital microbeamformer using fir filters with no multipliers |
CN112168140B (zh) * | 2019-07-05 | 2021-07-13 | 山东大学齐鲁医院 | 基于人工智能芯片的穿戴式生物信息监测设备及方法 |
Family Cites Families (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06103825B2 (ja) * | 1986-12-17 | 1994-12-14 | 横河電機株式会社 | ストレ−ジ回路 |
JPH03238911A (ja) * | 1990-02-15 | 1991-10-24 | Nec Corp | デシメータ回路 |
JP2733403B2 (ja) * | 1991-12-25 | 1998-03-30 | 松下電器産業株式会社 | デシメーション用ディジタルフィルタ |
US5482044A (en) * | 1992-01-14 | 1996-01-09 | Diasonics Ultrasound, Inc. | Direct demodulation in ultrasound instruments |
JPH06254095A (ja) * | 1993-03-08 | 1994-09-13 | Fujitsu Ltd | 複素mtiフィルタ |
US5345426A (en) * | 1993-05-12 | 1994-09-06 | Hewlett-Packard Company | Delay interpolator for digital phased array ultrasound beamformers |
US5345939A (en) * | 1993-11-24 | 1994-09-13 | General Electric Company | Ultrasound imaging system with dynamic window function |
US5482004A (en) * | 1994-05-16 | 1996-01-09 | Alfa Laval Agri, Inc. | Collapsible teat liner with reinforced barrel |
US5529068A (en) * | 1994-06-16 | 1996-06-25 | The Regents Of The University Of California | Synchronized digital signal processor for MRI reception |
US5555534A (en) * | 1994-08-05 | 1996-09-10 | Acuson Corporation | Method and apparatus for doppler receive beamformer system |
US5685308A (en) * | 1994-08-05 | 1997-11-11 | Acuson Corporation | Method and apparatus for receive beamformer system |
US5581517A (en) * | 1994-08-05 | 1996-12-03 | Acuson Corporation | Method and apparatus for focus control of transmit and receive beamformer systems |
US5621345A (en) * | 1995-04-07 | 1997-04-15 | Analog Devices, Inc. | In-phase and quadrature sampling circuit |
US5735797A (en) * | 1996-12-30 | 1998-04-07 | General Electric Company | Method and apparatus for combining topographic flow power imagery with a B-mode anatomical imagery |
-
1996
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