DE68924846T2

DE68924846T2 - Radar mit anpassbarer wellenform.

Info

Publication number: DE68924846T2
Application number: DE68924846T
Authority: DE
Inventors: Martin O'connor; Heinz Schreiber
Original assignee: Grumman Aerospace Corp
Current assignee: Grumman Corp
Priority date: 1988-11-17
Filing date: 1989-08-30
Publication date: 1996-03-21
Anticipated expiration: 2009-08-31
Also published as: JPH04500558A; EP0396662A4; DE68924846D1; WO1990005921A1; US4901082A; IL92255A; CA1329948C; JP2815208B2; IL92255A0; EP0396662A1; EP0396662B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Radarsystem und insbesondere auf eine Technik und ein Gerät zum Betreiben von Radar- und Schmalbandfernmeldesendern im selben Frequenzband, so daß der Radarsender und -empfänger gute Signalerfaßbarkeit, optimierte Auflösung und unzweideutige Ausführung erhält.
Auf dem daraufgerichteten Feld der Radarimpulskurvenformentwicklung ist bekannt, daß Radarzielauflösung von der Radarkurvenformbandweite umgekehrt abhängt. Es ist ebenfalls bekannt, daß die optimale theoretische Erfassungsdurchführung eines beliebigen Radarsystemes nur auf der Impulskurvenformenergie der Empfängerrauschanordnung abhängt. Im Bemühen die Kurvenformenergie unter Verwendung von in der Spitzenleistung beschränkten Radarsendern zu erhöhen, werden Langimpulsdauer, konstante Höhenkurven und weite Bandweitensignale verwendet. Diese Bemühungen sind durch die allgemeine Art des großen Zeit-Bandweitenproduktes oder impulskomprimierten Kurvenformen umfaßt und in den nachfolgenden Druckschriften offenbart: Huttman, deutsche Patentanmeldung Nummer: 768 068, Cauer, deutsche Patentanmeldung Nummer: 892 772, Sproule, et al., britisches Patent Nummer: 604,429, Dicke, US-Patent Nummer: 2,624,876, und Darlington US-Patent Nummer: 2,678,997.
Im allgemeinen sind die Hochenergieradarimpulse mit langer Dauer in den zuvor genannten Systemen phasenmoduliert (oder codiert), um eine Bandweite zu erzielen, die Amplitudengrößenordnungen größer ist als die, die mit ihren Impulsweiten alleine bestimmt ist. Und es ist diese Phasenmodulation (oder Frequenzmodulation oder Codierung), die vom Empfänger des Systems entfernt werden muß, wenn das empfangene Echo verarbeitet wird. Um das zu machen, wird der empfangene Langdauerimpuls von dem Empfänger in einen schmalen Impuls mit hoher Amplitude komprimiert. Bei den meisten bestehenden Systemen wird diese Komprimierung in einer festen analog streuenden Verzögerungsleitung durchgeführt. Gemäß der weiteren Anmeldung Nummer 196,579, mit der Uberschrift "FM Modulationstechnik zur Erzeugung von Frequenzausschlußbändern von Cermignani, et al., und ebenfalls gemaß der weiteren Anmeldung Nummer 196,578, mit der Überschrift "Schmalband- Interferenzunterdrücker für Impuls-Komprimierungsradar von Schreiber, et al., wobei beide Anmeldungen demselben Übertragenen wie diese Anmeldung übertragen wurden, kann wie jedoch jetzt unter Verwendung einer realzeitprogrammierbaren Diskrete- Fourier-Transformierungs-/Inverse-Fourier-Transformierungs-Vorrichtung digital durchgeführt werden. Die diskrete Fourier-Transformation der empfangenen Zeitkurvenform wird in Realzeit aufgenommen, konjugiert phasengewichtet, um die Phasenmodulation (oder Codierung) zu beseitigen, amplitudengewichtet, um die temporären Seitenzipfel oder Zweideutigkeiten zu steuern und dann in den Zeitbereich zurücktransformiert.
Es bestehen jedoch elektromagnetische Umgebungen, bei denen derartige Radarsysteme betrieben werden müssen, wobei schmalbandige Hochleistungsinterferenzquellen mit Frequenzen innerhalb derselben Bandweite wie die des Impulskompressionsradars aktiv sind. Falls, wie hier getan, die Kombination der empfangenen Interferenzen und des gewünschten schmalen Echosignals durch eine analoge streuende Verzögerungsleitung verarbeitet wird, wird das resultierende zeitkomprimierte Impulssignal aufgrund der Anweseniieit von viel größeren Interferenzen eventuell gestört und unerfaßbar.
Eine Lösung dieses Problem zu korrigieren ist die Entwicklung und Einführung schmaler Bandsperrfilter mit fester Bandweite vor der Impulsdekomprimierung in dem Radarempfänger, so daß die unerwünschten Interferenzfrequenzen gedämpft werden, bevor das empfangene Echosignal über die streuende Verzögerungsleitung geht. Durch den Wechsel der Mittelfrequenz der Interferenz und Bandweite als Funktion der Zeit des Radarantennen-Azimuthwinkels, muß das Schmalbandsperrfilter der Interferenz folgen. Somit muß das Radar eine Spektralanalyse der Umgebung durchführen, das bedeutet eine genaue Lokalisierung der Interferenzsender im Radarband des Betriebs, und die Bandunterdrückungsfilter auf die unerwünschte Sendermittelfrequenz abstimmen.
Da das schmale Bandsperrfilter mit fester Bandweite in der Praxis jedoch neben der Interferenz und dem Rauschen das Signal selber dämpfen würde, gibt es eine signifikante Restdämpfung des Signal-zu-Rausch-Verhältnis, insbesondere wenn mehrfache Schinalbandlöschungen benötigt sind, um mehrfache Innenband- Interferenzen zu entfernen. Wie über übliche Signalverarbeitungen bekannt ist, ergibt sich dieses Ergebnis direkt aus der Tatsache, daß die resultierende Empfangerubertragungsftinktion nicht das "angepaßte Filter" für das Ubertragungssignal ist, also ist der Guteverlust beim Nacherfassungs-Signal-zu-Rausch- Verhältnis durch die Fehlanpassungs-Filterverluste verursacht.
Die Verschlechterung der Nacherfassung des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses, das den schmalen Bandsperrfilter mit fester Bandweite nicht wiedersteht, führt ebenfalls zu einem unannehmbaren Anwachsen der komprimierten temporären Impulsseitenzipfel. Wie in der Technik der Signalanalyse gut bekannt ist, folgt dieser Zunahme der komprimierten temporären Impulsseitenzipfel direkt aus der Tatsache, daß die Empfängerübertragungsftinktion eine "gepaarte Echo"-Zerstörung der rückkomprimierten Impulse verursacht, d.h., die Amplituden der gepaarten Echos sind proportional zur relativen Bandbreite der Bandsperrfilter und ihre relative zeitliche Anordnung zum Hauptimpuls des Signales ist durch ihre Fehllager von der Mittelfrequenz des Originalsignales bestimmt. Diese Verschlechterung des Hauptzipfel- zu-Seitenzipfel-Verhältnisses wird häufig als Mehrdeutigkeit bezeichnet, da mehrere Ziele erscheinen, wenn tatsächlich nur eines vorhanden ist. Somit passen die vorliegenden Systeme nicht die übertragenen Signale an, um die Interferenzbänder zu verhindern, und filtern nur das nicht angepaßt Empfängersignal, um die Interferenz zu sperren, mit der sich ergebenden Unerfaßbarkeit und Verschlechterung, die Auflösungsverluste und Erhöhung der Zweideutigkeit verursacht.
Die Erfindung stellt eine Technik dar und deren Gerät zum Wiederherstellen der Radarerfaßbarkeit, Optimierung der Radarauflösung und Wiederherstellung der unzweideutigen Durchführung, wenn das Radar dazu benötigt wird in einer elektromagnetischen Umgebung zu arbeiten, die gleichzeitig viele Innenband- und Außenbandinterferenzen mit schmaler Bandweite aufweist.
Die Erfindung verwendet insbesondere eine automatische Kanalüberwachung, um die elektromagnetische Umgebung, in der das Radarsystem arbeitet, abzutasten. Aus dem Abtasten der Umgebung wird ein elektromagnetisches Interferenz-(EMI)-Profil erhalten, das als Datenbasis zum Berechnen der notwendigen Bandweite und Kurvenformen danach dient. Als nächstes wird die geeignete Bandweite und die Mittelfrequenz für ein Signal bestimmt. Und mit diesen Informationsteilen wird eine Radarkurvenform mittels eines adaptiven Kurvenformprozessors entworfen, wobei die Kurvenform ein Spektrum aufweist, das im Innenband der Interferenzen keine Energie aufweist. Gleichzeitig entwirft der Prozessor ebenfalls ein angepaßtes Filter, das die Interferenzen ausblendet und ihre Pegel unter das Empfängerrauschen vermindert. Der Empfänger wird als nächstes durch verschiedene Entzerrerkoeffizienten entzerrt, so daß dann, wenn der Radarimpuls empfangen ist, ein geeignetes gutes Haupt-zu-Nebenzipfel- Verhältnis im komprimierten Signal erzielt wird. Da im Innenband der Interferenzen keine Energie vorhanden ist und ein annehmbares Haupt-zu-Nebenzipfel-Verhältnis vorliegt, ergibt sich somit eine optimale Erfassung, d.h. es wird eine angepaßte Filterlösung erzielt. Die Erfindung ermöglicht somit, ein Radarsystem in einer elektromagnetischen Umgebung zu betreiben, die gleichzeitig viele schmalbandige Innenband- und Außenbandinterferenzen aufweist.
Somit ist es Aufgabe der Erfindung beides zuzulassen, einen Radar und einen schmalbandigen Fernmeldesender, um diese im selben Frequenzband zu betreiben.
Gemäß der EP-A-0 202 984 is ein adaptives Radarsystem bekannt, das Interferenzfrequenzen identifiziert und die Systembetriebsfrequenzen ändert, um einen Radarbetrieb in Teilen des Frequenzspektrums zuzulassen, das frei von Interferenzen ist. Ein zeit-integrierender optischer Empfänger, der eine elektronische Fast-Fourier- Transformation aufweist, bestimmt Frequenzen, bei denen Interferenzen auftreten, wodurch das Radarsystem zum Betrieb in rauschfreien Bereichen des Frequenzspektrums gesteuert wird, in denen Interferenzen nicht bestimmt sind. Gemäß der EP-A-0 202 984 werden somit Radarsignale in eine Umgebung gesendet und die wiedergekehrten empfangenen Signale aus der Umgebung, die diese wiedergeben, dann abgetastet. Basierend darauf, wird ein die Umgebung repräsentierendes elektromagnetisches Spektralprofil bestimmt, das Interferenzen der Umgebung aufweist. Aus dem elektromagnetischen Spektralprofil wird ein optimaler Radarkanal für die Umgebung und Sendekanalkurvenformparameter bestimmt, wobei der optimale Radarkanal eine maximale Kanalbandweite mit den wenigsten Innenband-Interferenzen aufweist.
Die Erfindung verwendet ein Verfahren von dieser Art allgemein.
Erfindungsgemäß weist ein Verfahren zum Erhalten der Signalerfaßbarkeit und zur Optimierung der Auflösung und Durchführung für ein Radarsystembetrieb in einem Innenband- und Außenband-Interferenzen einschließenden elektromagnetischen Umgebung die Schritte auf:
- Abtasten für die Umgebung repräsentativer empfangener Signale,
- Abschätzen eines Interferenzen der Umgebung einschließenden elektromagnetischen Spektralprofiles, des abgetasteten für die Umgebung repräsentativen Signales,
- Bestimmen eines für die Umgebung optimalen Radarkanales und Kanalübertragungskurvenformparameter, aus dem elektromagnetischen Spektralprofil, wobei der Radarkanal eine optimale Mittelfrequenz und eine maximale Kanalbandweite mit den wenigsten Innenband Interferenzen aufweist,
gekennzeichnet durch die Schritte:
- Erzeugen zumindest eines an den Empfänger angepaßten Filters, das dem bestimmten optimalen Radarkanal entspricht,
- Aussenden eines Testsignales, in die Umgebung, das auf den bestimmten Kurvenformparametern beruht,
- Empfangen eines Echosignals des ausgesendeten Testsignales und Umwandeln des Echosignales in ein entsprechendes Frequenzspektrum,
- Multiplizieren des Frequenzspektrums mit Koeffizienten des angepaßten Filters, um Interferenzen in dem Signalspektrum auszuschneiden,
- Komprimieren des multiplizierten Frequenzspektrums in eine komprimierte Impulsantwort, und
- Verwendung des Impulses, um Übertragungs-Entzerrerfilterkoeffizienten zu berechnen, um temporäre Seitenzipfel der komprimierten Impulsantwort zu vermindern, um ein unbelastetes Impulssignal mit einem gewünschten Hauptzipfel-zu- Seitenzipfel-Verhältnis zu realisieren.
Es ist weiterhin Aufgabe der Erfindung ein Radarsystem vorzusehen, das eine optimale Auflösung, unzweideutige Ausführung und gute Signalerfäßbarkeit vorsieht.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung ein Radarsystem vorzusehen, bei dem es nicht notwendig ist die Sendeleistung zu erhöhen, um den Erfassungsbereich wiederzugewinnen, noch die Datenverarbeitungslast zu erhöhen, um bei der Zielverfolgung in der Bereichszweideutigkeit zu arbeiten.
Die zuvor angegebenen Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden deutlich und die Erfindung selber wird am besten unter Bezugnahme auf die nachfolgende Beschreibung und ein Ausführungsbeispiel der Erfindung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen verstanden, wobei:
Fig. 1 ein Blockschaltbild ist, das verschiedene Komponenten angibt, die für die Erfindung des adaptiven Kurvenform-Radarsystems benötigt werden;
Fig. 2 zeigt ein EMI-Profil, ein idealisiertes Sendesignalspektrum für lineare FM, feste Bandweite und Mittelfrequenzradar für eine nicht angepaßte Kurvenform;
Fig. 3 zeigt die Unzulänglichkeiten von linearen FM-Radarsignalen im Betrieb mit der Anwesenheit von Interferenzen;
Fig. 4 zeigt die Situation für einen adaptiven Kurvenformbetrieb in einer EMI- Umgebung, die mit der in Fig. 2 dargestellten identisch ist;
Fig. 5 stellt Impulskompressionen mit der angepaßten Kurvenform dar, beide ohne EMI und mit EMI und Schmalbandlöschung;
Fig. 6 ist ein Blockschaltbild des Realzeit-Fast-Fourier-Transformationssimulators, der in der Erfindung verwendet wurde;
Fig. 7 ist eine Tabelle, die die angepaßte Filtererfassungsdurchführung ohne Interferenzen zeigt;
Fig. 8 ist eine Tabelle, die die Simulationsergebnisse mit Interferenz zeigt;
Fig. 9 ist eine Tabelle, die zeigt, daß angepaßte Filtererfassungsdurchführung nominell durch Verwendung der Erfindungstechnik und -gerätes nominell in einer Umgebung mit Interferenz erzielbar ist; und
Fig. 10 ist eine Darstellung, die die Unterschiede zwischen einer als Ergebnis der Erfindung erhaltenen Kurvenform und einer entsprechend nach Fig. 5 erzielten Kurvenform darstellt; und
Fig. 11 ist ein Blockschaltbild, das ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt, die anstelle einer gememsam gespeisten Antenne ein Antennenfeld verwendet.
Es ist gut bekannt, daß das Spektrum einer impulskomprimierten Kurvenform durch seine Phasen-(oder Frequenz-)Modulation (oder Code) bestimmt ist. Es ist weiterhin gut bekannt, daß die optimale Erfassung eines solchen Impulses durch Verwendung eines angepaßten Filters erzielt wird, d.h. einem Filter, das eine Amplitudenantwort aufweist, die mit der Fourier-Transformationsamplitude des Impulses identisch ist und eine Phasenantwort aufweist, die zur Fourier-Transformationphase des Impulses konjugiert ist.
Es ist ebenfalls gut belegt, daß irgendein bandbegrenztes Signal durch seine abgetasteten Werte wiedergebbar ist, die mit einer größeren Rate als der doppelten Bandweite des Signales, d.h. der Nyquistrate, genommen wurden. Weiterhin ist gut belegt, daß die diskrete Fast-Fourier-Transformation (FFT) von Blöcken derartiger Abtastungen eine diskrete (abgetastete) Wiedergabe im Frequenzbereich der wahren Fourier-Transformation des Impulses ist, und daß komplexe Multiplikationen der FFT und nachfolgend inverse diskrete Fast-Fourier-Transformationen (IFFT) unter unbeschränkten Bedingungen ein lineares Filtern, d.h. eine lineare Faltung, bildet.
In der parallelen Anmeldung von Schreiber, et al. betitelt mit "Schmalbandinterferenz- Unterdrückung für Impulskompressionsradar", die die Anmeldenummer 196,578 aufweist, die denselben übertragenen wie die vorliegende Erfindung übertragen ist und hierin unter Bezugnahme eingearbeitet ist, offenbart, daß die wichtige Information, die von irgendeinem empfangenen Impulskompressionssignal getragen wird nur in der Phase besteht, und daß die Amplitudeninformation unbedeutend ist. Übliche lineare FM-Impulskompressionsradarempfänger schweigen zu dieser Erkenntnis, da die streuende Impulskompressions-Verzögerungsleitung bei empfangenen Radarimpulsen so arbeitet, daß sie ihre Phase löscht. Die Empfängeramplitudenverjüngung ist üblicherweise aufgerufen, um die temporären Kompressionsimpuls-Seitenzipfel zu steuern und ist unabhängig vom Impulsamplitudenspektrum, wobei üblicherweise sie aus verschiedenen bekannten Verjüngungen z.B. nach Hamming, Hanning, Tschebyscheff, Taylor, usw. ausgewählt sind.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 ist ein Funktions-Blockdiagramm des erfindungsgemäßen adaptiven Kurvenformradars dargestellt. Wie dargestellt, verwendet das adaptive Kurvenformradarsystem eine übliche Antenne, z.B. eine Drehkuppelantenne 2, die mit einem Duplexer 4 verbunden ist. Es sollte verstanden sein, daß ein Antennenfeld ebenfalls verwendbar ist. Tatsächlich wird so etwas als zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung nachfolgend diskutiert.
Der Ausgang des Duplexers 4 ist mit einer automatischen Kanalüberwachung 6 und einem Radarempfänger 8 verbunden. Wie gut bekannt ist, können Impulse von dem Duplexer 4 beides, empfangen und gesendet werden. Mit dem Duplexer 4, der ebenfalls eine Ausgangsleitung 24 aufweist, die mit dem Radarempfänger 8 verbunden ist, ist ein Radarsender 10 verbunden und sieht ein Eingangssignal vor. Der Radarsender ist mit mit einem Radarimpuls-Kurvenformsynthesizer verbunden und wird von diesem gespeist. Ein adaptiver Kurvenformprozessor 14, der seine Eingangsdatenbasis von der automatischen Kanaluberwachung 6 empfangt, sieht die Eingangssignale für den Kurvenformsynthesizer 12 uber eine Leitung 13 vor. Der Prozessor 14 sieht ebenfalls uber eine Leitung 15 ein Eingangssignal für einen Filter 16 vor, das an seinem Eingang und Ausgang jeweils einer Fast-Fourier-Transformationsschaltung (FFT) 18 und eine inverse Fourier-Transformationsschaltung (IFFT) 20 aufweist. Zur Vereinfachung der Erläuterung kann die FFT 18 das Filter 16 und die IFFT 20 zusammengefaßt und als Realzeit-Fast-Fourier-Transformator (FFT) 22 benannt werden.
Die automatische Kanalüberwachung 6, die von der General Electric Company hergestellt ist, tastet kontinuierlich die elektromagnetische Ümgebung ab, in der das System arbeitet, um eine Spektralbewertung vorzusehen. Die Bewertung wird gleichmäßig erneuert, um in Realzeit das Interferenzspektrum und den besten Kanal, auf dem das Radarsystem arbeitet, vorzusehen. Der beste Kanal ist der, der die größte Bandweite mit der geringsten Anzahl an Interferenzen hat. Das Interferenzspektrum sieht die Sendermittelfrequenz, die Bandweite und Amplitude als Funktion des Radarazimuthwinkels vor. Aus diesen Bestandteilen der Information und elektromagnetischer Interferenz (EMI) wird die Datenbasis für das System gebildet.
Das EMI-Profil ist als ein Eingangssignal für den adaptiven Kurvenformprozessor 14 vorgesehen, der ein Spezialanwendungscomputer ist, der einen Mikroprozessor und einen Speicher betreibt, die von Motorola, INTEL, und Cypress Semiconductor Corporation verfügbar sind. Im wesentlichen ist der Prozessor 14 ein besonderes Rechen-Computersystem, dessen Auslegung den Notwendigkeiten des Systemalgorithmus ausgelegt ist. Er ist in dem Sinne programmierbar, daß er denselben Algorithmus für unterschiedliche Anfangsbedingungen und Koeffizientensätze lösen kann. Diese Programmierbarkeit ist eine Nicht-Realzeitüberkopfftinktion und ist keine Neubildung des Prozessors. Und die Algorithmen, die der Prozessor auszuführen hat, in Schritten von Fast-Fourier-Transformationen und inversen Fast-Fourier- Transformationen, sind gut bekannt und beispielsweise von Bowen, et al. in "VLSI Systems Design for Digital Signal Processing", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New York (1982) beschrieben.
Bei diesem erfindungsgemäßen System analysiert der adaptive Kurvenformprozessor 14 die EMI-Datenbasis (oder Profil), die vom Monitor 6 bereitgestellt werden, und bestimmt für jeden Azimuthsektor den besten verfügbaren Kanal. Mit anderen Worten, die Mittelfrequenz, die maximale Kanalbandweite für die wenigsten Innenband- Interferenzen, die Interferenz-Mittelfrequenzen und die Bandweite werden hinsichtlich des besten verfügbaren Kanales mittels des Prozessors 14 alle bestinnnt. Unter Verwendung von Signalbildetechniken, die dem Fachmann gut bekannt sind und in einer Parallelanmeldung mit der Nummer 196,579 von Cermignani, et al mit dem Titel "FM Modulation Technique for Producing Frequency Rejection Bands", die hiermit als Bezugnahme eingearbeitet ist, wird danach ein Signal gebildet, um im Sinne des "angepaßten Filters" den besten verfügbaren Kanal anzupassen, der mittels der Interferenzen bestimmt ist, die mittels des Monitors 6 gemessen sind.
Der Prozessor 14 bildet ebenfalls das anpaßte Filter (für die Kurvenform aus dem Radarempfänger 8, der später genauer erläutert wird) durch Zuführen von Entzerrerkoeffizienten zum Filter 16 der Realzeit-FFT 22, das einen FFT 18, ein Filter 16 und IFFT 20 aufweist, die alle in der zuvor angegebenen parallelen Anmeldung von Schreiber, et al. ausführlich erläutert sind.
Das zuvor erwähnte Signal, das zum Anpassen des am besten verfügbaren Kanales gebildet ist, wird im Synthesizer 12 synthethisch hergestellt, der von der Hewlett Packard Company hergestellt ist, und im üblichen Impuls-Radarsender 10 zugeführt, der beispielsweise von der General Electric Company hergestellt ist. Das Signal ist einem üblichen Duplexer 4 zuführbar, bevor es einer Drelikuppelantenne 2, die beispielsweise von der Randtron Company hergestellt wird, zugeführt wird.
Das vom Synthesizer 12 gebildete Signal weist im Innenband des EMI-Profiles keine Energie auf. In dem Radarsender 10 wird die Signalgröße verstärkt, bevor es in einige bevorzugte Richtungen mittels der Antenne 2 in die Umgebung abgestrahlt wird. Und wenn das abgestrahlte Signal auf ein Ziel auftrifft, wird eine Reflexion erhalten. Und mittels der in Radarsystemen gut bekannten Steuersysteme wird der Sender in der Zeit in der das Signal das Ziel trifft, abgeschaltet. Demgemäß wird der Empfänger mittels des Duplexers eingeschaltet und die Reflexion des ausgesendeten Signales, d.h. das Echo von dem Ziel, wird über die Drehkuppelantenne 2 empfangen und vom Duplexer 4 dem Radarempfänger 8 zugeführt, der ein üblicher Radarempfänger ist. Der Empfänger 8 weist einen Analog/Digital-Wandler auf und verstärkt einfach das empfangene Echo und wandelt dasselbe in ein komplexes Digitalsignal um, d.h. in Phase und Quadratur, bevor es als komplexes Eingangssignal am FFT 18 anliegt. Der FFT 18 nimmt Blöcke des Echosignales auf und wandelt dieselben in ihr Frequenzspektrum um, wie mittels der Klammern unterhalb des FFT 18 in Fig. 1 angegeben ist.
Wenn das rückgekehrte Signal einmal in seiner Frequenzbereich-Darstellung umgewandelt ist, wird es dann mittels des an den Empfänger angepaßten Filters multipliziert und die Entzerrerkoeffizienten in dem Filter 16 werden dem Prozessor 14 zugeführt. Aus dieser Multiplikation sind die Interferenzen des Reflektionssignales unterdrückt. Der IFFT 20 wandelt als nächstes das Frequenzspektrum zurück in den Zeitbereich und stellt das reflektierte Radarsignal als einen nichtkonterminierten komprimierten Impuls für die weitere Verarbeitung über die Leitung 23 dar. Es ist verständlich, daß die von der Realzeit-FFT 22 durchgeführte Operation eine digitale Signalverarbeitung umfaßt, wie in der zuvor genannten parallelen Anmeldung von Schreiber, et al. beschrieben ist. Es ist weiterhin verständlich, daß das über die Leitung 23 gesendete Signal ein sehr kleines Hauptzipfel-zu-Seitenzipfel-Verhältnis aufweist, wie in Fig. 10 dargestellt ist.
Bezugnehmend auf Fig. 2 ist ein EMI-Profil für eine nicht angepaßte Kurvenform und ein idealisiertes Sendesignalspektrum für lineare FM mit fester Bandweite um die Radarmittelfrequenz dargestellt. Es ist zu sehen, daß innerhalb des Sendesignalspektrums drei Innenbandinterferenzen vorliegen. Das vom Empfänger vorgesehene Filtern schließt die nominelle cos&sup4;-Spektralamplitudendichtung, wie die temporäre Seitenzipfelsteuerung, für dekomprimierte Impulse und für die Außenbandinterferenzunterdrückung aus. Drei Bandunterdrückungsfilter werden verwendet, um die Innenbandinterferenzen zu unterdrücken. Somit sollte es dem Fachmann für Signalanalyse deutlich sein, daß das Empfängerfilter kein angepäßtes Filter für das Sendesignal ist. Somit tritt ein starker Impulserfassungsverlust im Signal- zu-Rausch-Verhältnis auf.
Durch die Kurvenform, die im unteren Bereich von Fig. 2 angegeben ist, geben die drei spektralen Öffnungen zusätzlich an, daß eine starke Verschlechterung der temporären Seitenzipfel des dekompromierten Impulses auftreten würde. Solche Unzulänglichkeiten sind tatsächlich in Fig. 3 dargestellt, bei denen der untere Abschnitt davon angibt, daß mit einem EMI-Profil und Schmalband-Auslöschern, die Seitenzipfel verschlechtert sind, d.h. ein Anstieg im Verhältnis zum Hauptzipfel des Signales, wodurch ein Anpaßverlust angegeben ist.
Wenn das EMI-Profil mit unterdrücktem Spektrum daher einen Impulskomprimierer, wie z.B. ein Realzeit-FFT 22 der vorliegenden Erfindung (angenommen, es wurden keine Entzerrerkoeffizienten zugeführt) durchläuft, treten die folgenden ernsthaften Defekte auf: Zusätzlich zu dem Anpaßverlust allein, der durch das Zeitbereichsignal angegeben ist, das im oberen Abschnitt von Fig. 3 dargestellt ist, erfolgt eine Kombination von Fehlanpassungsverlust und Signalverlust, wie im Zeitbereichsignal dargestellt ist, das im unteren Bereich von Fig. 3 dargestellt ist. Diese Kombination aus Anpassungs- und Signalverlust kann aus der Tatsache entnommen werden, daß der Hauptzipfel des Signales stark abgenommen hat, während das Hauptzipfel-zu- Seitenzipfel-Verhältnis aufgrund der Tatsache, daß die Seitenzipfel im Verhältnis zum Hauptzipfel zugenommen haben, entsprechend verschlechtert ist. Hinsichtlich des verschlechterten Hauptzipfel-zu-Seitenzipfel-Verhältnisses wird keine geeignete Kurvenform mehr von dem Pulskomprimierer erzeugt.
Fig. 4 stellt einen adaptiven Kurvenformbetrieb in einer EMI-Umgebung dar, die der in Fig. 2 dargestellten identisch ist. Hier wird ein konstantes Hüllkurvenimpulssignal, dessen Mittelfrequenz digital fein auf einen stärker belegten Bereich des Bandes abgestimmt ist, synthethisch aus der angepassten Kurvenform hergestellt. Als nächstes ist die Impulssignalmodulation entwickelt, um über eine schmalere Bandweite als der aus Fig. 2 eine nominelle cos²-Spektrumwichtung aufzuweisen, mit dem Ergebnis, daß bis auf zwei alle der Schmalbandinterferenzen im Außenband liegen, wie mit dem Sendesignalspektrum dargestellt ist. Zusätzlich ist die Lage der Signalenergie derart, daß keine in dem Band auftritt, das von den Innenbandinterferenzen belegt ist. Aus dem Sendesignalspektrum und den Empfängerfilterkurvenformen ist zu sehen, daß das Signal in Fig. 4 entwickelt ist, um die Empfängerfiltercharakteristik anzupassen. Somit werden die angepaßten Filtererfassungsergebnisse, d.h. eine angepaßte Filterung, erzielt, was zu keinem fehlangepaßten Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Verlust führt. Es ist jedoch zu bemerken, daß das Spektrum des komprimierten Signales immer noch verschiedene Seitenzipfelverschlechterungen aufweist, mit dem Ergebnis des gut dargestellten "gepaarten Echo" in der Antwort, wie zusammengefaßt und in Fig. 5 dargestellt ist. Mit nicht linearen FM-Impulskomprimierungssignalen wurde tatsächlich mittels Computersimulation festgestellt, daß es mit und ohne EMI nur einen vernachlässigbaren Signalerfassungsfehlanpassungsverlust gibt.
Bei der weiteren Betrachtung von Fig. 5 ist zu sehen, daß wenn das Signal und der Empfänger entwickelt sind, um Interferenzen in dem EMI auszublenden, es nicht tolerierbare Seitenzipfel in dem dekomprimierten Impuls gibt, obwohl keine Signalfehlanpassung erfolgt, wie von der "gepaarten Echo"-Theorie behauptet wird. Es ist gut bekannt, daß nicht tolerierbare Seitenzipfel, die durch "gepaarte Echos" verursacht sind, mit einem Transversalfilter auf jeden bestimmten Pegel verminderbar sind, das ausgelegt ist, um gepaarte Echos einzufügen, die gleich und entgegengesetzt zu denen sind, die von der Kombination der Sendespektrum und Empfangerfilterung verursacht sind. Um dies am Ende zu erzielen, bewirkt die Erfindung durch das Einstellen des Systemes in einem "Lernmodus" wahrend der Zeit, in der der Radarempfänger 8 in seinem internen Kalibrierungsmodus ist, eine Transversalfilterentwicklung.
Wie zuvor erläutert, wird ein von einem Synthesizer synthethisch erzeugtes Signal, nachdem es vom Sender 10 verstärkt und dem Duplexer 4 weitergeleitet wurde, mittels der Antenne 2 in einige bevorzugte Richtungen in die Umgebung ausgesendet. Es ist zu verstehen, daß, nachdem der Impuls ausgesendet wurde, das Radar stabilisiert werden muß und der Empfänger ausgeschaltet werden muß, da die zuerst empfangenen reflektierten Echos so groß sein können, daß das Radarsystem mit ihnen nicht umgehen kann. Diese Periode, während der das Radarsystem ausgeschaltet ist, wird häufig als Totzeit bezeichnet, die die Zeit ist, während der der "Lernmodus" des erfindungsgemäßen Radarsystems erfolgt.
Nochmals bezugnehmend auf Fig. 1 wird das vom Synthesizer 12 erzeugte und dem Sender 10 zugeführte Zielsignal, anstelle es dem Duplexer 4 zuzuführen, über die Leitung 24 dem Radarempfänger 8 gesendet und um das Radarsystem über die Realzeit- FFT 22 und Leitung 26 als eine Testziel-Kompressionsimpulsantwort umgeleitet und dem adaptiven Kurvenformprozessor 14 zugeführt. Insbesondere, wenn das Testsignal vom Synthesizer 12 nach der Zeit/Frequenz-Umwandlung in den FFT 18 geführt wird, wird es an das Filter 16 angelegt, in dem angepaßte Filterkoeffizienten vorgesehen sind, wie sie in dem adaptiven Kurvenformprozessor 14 für die angepaßte Filtererfassung berechnet sind. Das Frequenzspektrum wird dann mittels dem IFFT 20 in eine komprimierte Impulsantwort umgewandelt, die über die Leitung 26 dem adaptiven Kurvenformprozessor 14 zurückgeführt wird. Der Testziel-Kompressionsimpuls wird von dem adaptiven Kurvenformprozessor 14 verwendet, um die transversalen Entzerrerfilterkoeffizienten zu berechnen, um die temporären Seitenzipfel des komprimierten Impulses zu vermindern. Die Entzerrerkoeffizienten sind angepaßt, in dem sie mittels einer "sukzessiven Approximations"-Technik oder einer Einzelmatrix- Inversions-Technik einstellbar sind, so daß die gewünschten temporären Seitenzipfelpegel im Verhältnis zum Hauptzipfel des dekomprimierten Impulses erzielt wird. Der Transversalentzerrer wird als Simultanstörung der an den Empfänger angepaßten Filterkoeffizienten und der Sendekurvenformparameter realisiert, so daß gleichzeitig angepaßte Filtererfassung und geringe temporäre Seitenzipfel erzielbar sind. Obwohl die Transversalentzerrer Anpassungsschieife Zeitbereichsinformationen wie dargestellt verwendet, sollte es für den Fachmann klar sein, daß solche Entzerrer- Anpaßschleifen ebenfalls im Frequenzbereich einführbar sind.
In dem Maße wie die EMI-Profile sich ändern können, beispielsweise durch Kommunikationskanäle, die aus der Luft verschwinden, oder einem Flugzeug, das seine Lage verändert, wodurch unterschiedliche Sender unterschiedlich gesehen werden, ist eine kontinuierliche Abtastung der elektromagnetischen Umgebung, die von dem Kanalmonitor 6 durchgeführt wird, notwendig. Es ist ebenfalls notwendig, daß die Entzerrer-Anpäßschleife während der Totzeit des Systems kontinuierlich durchgeführt wird.
Es ist jedoch zu beachten, daß eine einmal für ein bestimmtes EMI-Profil gebildete Kurvenform entweder durch den Prozessor 14 als benötigt aufgerufen wird, oder im Synthesizer 12 abgespeichert wird. Dieses Signal bleibt nur solange, wie das EMI- Profil sich nicht ändert, gut, d.h. sich die elektromagnetische Umgebung sich nicht geändert hat. Wenn sich das EMI-Profil ändert, wird das Verfahren erneut wiederholt, um so eine neue Kurvenform, die für einen Nicht-Fehlanpassungs-Verlust und ein optimales Seitenzipfel-zu-Hauptzipfel-Verhältnis benötigt ist, neu zu bilden.
Fig. 6 zeigt den Simulator der angepassten Kurvenform. Für das Simulationsmodell wird die lineare FM-Signalreferenz als Kurvenform mit einem Zeit-Bandweitenprodukt von 14dB mit einem 0dB Bezugspegel gewählt. Rauschen könnte in das Modell entweder als Zufallssequenz des zeitlichen Abtastens mit einem Pegel von 10dB unter dem Bezugssignalpegel oder als mathematische Leistungsdichte von N&sub0; Watt pro Hertz eingeführt werden und eine Interferenz könnte bei 30dB bezüglich des Rauschens eingeführt werden.
Fig. 7 faßt mittels einer Tabelle 1 Simulationsergebnisse für den interferenzfreien Fall zusammen. Die an lineare FM angepaßte Filterempfängererfassungssimulationsergebnisse geben, verglichen mit einem theoretischen 14,0dB Zeit-Bandweitenprodukt, einen Fehlanpassungsverlust von 0,1dB an. Temporäre fehlangepaßte Filterseitenzipfel gleich den theoretischen 13,6dB werden in der Simulation erreicht. Diesselbe Kurvenform ergibt 34dB Seitenzipfel mit einem 2,3dB Fehlanpassungsverlust, wenn sie in einem üblichen Impulskompressionsempfänger (mit konjugierter Phase, cos²-Wichtung) bearbeitet wird. Für den Fall der nicht linearen FM (NLFM) mit cos²-Sendespektrum und angepaßter Filtererfassung, gibt Tabelle 1 an, das ein Fehlanpassungsverlust von nur 0,2dB vorliegt. Somit zeigt Tabelle 1 in Fig. 7, daß die Durchführung angepaßter Filtererfassung ohne das Opfern temporärer Seitenzipfel und Auflösung erzielbar ist.
Fig. 8 stellt eine Tabelle 2 dar, die die Ergebnisse von Computersimulationen für die Fälle zusammenfaßt, wenn Interferenz vorliegt. Mit Ausnahme des Bezugsfalles wird in allen Fällen eine nominelle cos²-Wichtung und eine konjugierte Phase auf dasselbe Empfangssignal angewendet, nämlich einem linearen FM-Impuls mit einem Zeit- Bandweitenprodukt von 14dB. Der "Ausblende-Nichts"-Fall ist der angepaßte Bezugs- Filterfall. Bei 200kHz Bandweite mit Ausblendlücke bei 400kHz von der Bandmitte ist zu sehen, daß die Seitenzipfel von 34dB auf 19dB verschlechtert sind. Für den Fall einer 200kHz Bandweiteiikerbe in der Bandmitte ist zu sehen, daß sich die Seitenzipfel von 34dB auf 12dB verschlechtern. Bei 200kHz Bandweitenkerben, die 400kHz unterhalb und 300kHz oberhalb der Bandmitte angeordnet sind, beträgt schließlich ein Fehlanpassungsverlust 3,6dB und die Seitenzipfel sind von 34 auf 10dB verschlechtert. In allen Fällen gibt es eine vernachlässigbare Änderung der Impulsweite (s. Handhabung unter PW).
Fig. 9 stellt eine Tabelle 3 dar, die zeigt, daß die Durchführung mit angepäßter Filtererfassung nominell in der Interferenzangebung erzielbar ist, die die erfindungsgemäße adaptive Kurvenformtechnik mit Kerben für Interferenzbeseitigung wie in Fig. 8 verwendet, es wird deutlich, daß die Simulationsergebnisse einen vernachlässigbaren Fehlanpassungsverlust aufweisen.
Bei Verwendung der zuvor erläuterten Transversalentzerrung werden die für eine bestimmte Kurvenform dargestellten Seitenzipfel von 11dB auf 25dB vermindert. Das Ergebnis einer solchen Simulation ist in Fig. 10 dargestellt, bei der die adaptive Kurvenform unter Verwendung einer Kombination aus Impulsweitenmodulation und Frequenzschiebeverschlüsselung realisiert ist, wobei verschiedene Lücken in dem Sendespektrum und komprimierten Impulsseitenzipfeln von nominell 11dB erzielt sind. Ein neunstufiges Transversalfilter vermindert die Seitenzipfel auf nominell 25dB, wie mit der gestrichelten Kurvenform dargestellt ist. Mit der ausgezogenen Linie ist die Kurvenform dargestellt, die nicht mit den Transversalfilterentzerrerkoeffizienten multipliziert wurde.
Wie bereits zuvor gesagt, kann für die Erfindung anstelle einer gemeinsamen Speisung, wie bei einer Drehkuppelantenne 2, ein Antennenfeld verwendet werden. Die Verwendung eines solchen Antennenfeldes ist in Fig. 11 dargestellt, das Komponenten aufweist, wobei einige dieselben sind und daher gleich benannt werden wie die Komponenten in Fig. 1. Zur Vereinfachung wurden ebenfalls nur die wichtigsten Komponenten fur das Antennenfeld-Radarsystem in Fig. 11 dargestellt.
Anstelle des verbundenen Zuführsystems nach Fig. 1 weist das System nach Fig. 11 mehrere Antennenfeldelemente 1 bis n auf, die gemeinsam als 30 bezeichnet sind. Es sollte verständlich sein, daß solch ein Antennenfeld gut bekannt ist und beispielsweise im Mead US-Patent 4,603,332 beschrieben ist. Entsprechend dem System nach Fig. 1, sendet ein Radarsender 10 auf den Empfang von Signalen vom Radarimpulskurvenformsynthesizer 12 her mittels mehrerer Duplexer, wie z.B. der Duplexer 4 nach Fig. 1, jeweilige Signale an die verschiedenen Antennenelemente 30, um sie in die Umgebung auszusenden. Für jeweilige Echos von Zielsignalen, repräsentativer Reflektionssignale werden mittels der Antennenelemente 30 empfangen und über Duplexer 31a bis 31n mittels Leitungen 32a bis 32n mehreren Empfängern 34a bis 34n zugeführt. Mit dem Eingang der jeweiligen Empfänger 34a bis 34n ist ebenfalls eine Zuführleitung 36 vom Radarsender 10 verbunden, um Testziele an diese auszusenden.
Mit dem Ausgang der jeweiligen Empfänger 34a bis 34n sind entsprechende Analog/Digital-Wandler 38a bis 38n verbunden. Es sollte verständlich sein, daß die Anzahl der Analog/Digital-Wandler (komplex) der Anzahl der Empfänger entspricht, die wiederum der Ainnihl der Antennenelemente entspricht, die gemäß der Art des verwendeten Antennenfeldes veränderbar ist. Den jeweiligen Ausgängen der (komplexen) Analog/Digital-Wandler 38a bis 38n sind entsprechende programmierbare Ausblendfilter 40a bis 40n verbunden. Jedes dieser programmierbaren Ausblendfilter ist in der Wirkung gleich dem Realzeit-Fast-Fourier-Transformierer 22, der in Fig. 1 dargestellt ist. Wahlweise kann jedes der programmierbaren Ausblendfilter ebenfalls aus zumindest einer integrierten Schaltung IMS A100 gebildet sein, die von der INMOS Corporation aus Colorado Springs, Colorado hergestellt ist. Die IC-Schaltung INMOS A100 ist im wesentlichen ein "finite Impulse"-Filter, d.h. ein Transversalfilter, das zum Empfang des komplexen Signales programmierbar ist, tastet entsprechend seinen eingebenden Analog/Digital-Wandler ab.
Die Ausgangssignale von allen programmierbaren Ausblendfiltern 40a bis 40n werden einem adaptiven digitalen Strahlbildnerfeld 42 zugeführt, was von üblicher Art ist und im Kapitel 32 des Textes Referenced Data for Engineers: Radio Electronics. Computer and Communications. (7th edition, second printing, 1985) by Edward C. Jordan, Editor-in-Chief, published by the Howard Sams Company erläutert ist. Der digitale Strahlbildner 42 weist einen Ausgang 44, dessen einer Zweig einem programmierbaren Kompressor und Ausblendentzerrer 46 zugeführt wird, und einen zweiten Zweig auf, der einem programmierbaren Ausblendfilter (N + 1) 48 zugeführt ist. Wie dargestellt ist, weist das programmierbare Ausblendfilter 48 einen Rückkoppelpfad 50 zum digitalen Strahlbildner 42 auf und darin mittels der Leitung 52, die als dasselbe wie die Leitung 15 anzusehen ist, ein Eingangssignal vom programmierbaren Ausblendfilter 40a bis 40n auf. Das Ausgangssignal des programmierbaren Kompressors und Ausblendentzerrer 42 wird als Rückkoppelantwortimpuls dem adaptiven Kurvenformprozessor 14 und als Ausgangssignal zur weiteren Verarbeitung über die Leitung 23 zugeführt.
Entsprechend dem Kurvenformprozessor des Ausführungsbeispieles nach Fig. 1 empfängt der adaptive Kurvenformprozessor 14 ein EMI-Profil von einem automatischen Kanalmonitor wie z.B. 6 in Fig. 1. Aus diesem EMI-Profil ist es dem adaptiven Kurvenformprozessor 14 möglich, Kurvenformkoeffizienten, Ausblendfilterkoeffizienten, empfängerangepaßte Filter- und Entzerrerkoeffizienten zu formulieren. Die unterschiedlichen Datenteile werden dann mittels eines Datenbusses 15 den jeweiligen Komponenten zugeführt. Die Kurvenformkoeffizienten werden beispielsweise dem Radarimpulskurvenformsynthesizer 12 zugeführt, um die notwendigen Zielsignale zu bilden, die dem Radarsender 10 zugeführt werden. Die Ausblendfilterkoeffizienten werden dem progrannnierbaren Ausblendfiltern 40a bis 40n und 48 zugeführt, deren Funktion während der Erläuterung über die jeweiligen Funktionen der Komponenten des Ausführungsbeispieles nach Fig. 11 im Detail beschrieben werden. Die an den Empfänger angepaßten Filter- und Entzerrerkoeffizienten werden dem programmierbaren Kompressor und dem Ausblendentzerrer 46 zugeführt.
Kurz gesagt, das Ausführungsbeispiel nach Fig. 11, gemäß der Tatsache, daß das anstelle einer gemeinsam gespeisten Antenne ein Antennenfeld verwendet, arbeitet im wesentlichen in der gleichen Weise wie das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1. Der Grund, daß die Mehrzahl der programmierbaren Ausblendfilter 40a bis 40n vor dem digitalen Strahlbildner 42 angeordnet ist, ist die Eigentümlichkeit des Antennenfeldes, das mittels Definition mehrere Antennenelemente verwendet. Wie zuvor erwähnt, entspricht jedes der programmierbaren Ausblendfilter 40a bis 40n den Realzeit-Fast- Fourier-Transformierern 22 gemäß dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1. Wahlweise konnen programmierbare Ausblendfilter 48 durch denselben Realzeit-Fast-Fourier- Transformierer 22 ersetzt werden. Gleiches gilt für den programmierbaren Kompressor und den Ausblendentzerrer 46. Die Funktion der unterschiedlichen Filter 40 und 48 sind jedoch von denen des Entzerrers 46 unterschiedlich, wie spater erläutert wird. Das adaptive digitale Strahlbildnerfeld 42 wird verwendet, um Interferenzquellen zu unterdrücken und automatisch Musternullen in der Richtung der Interferenzquellen einzustellen.
Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 11 arbeitet wie folgt. Die Reflektionssignale, die von den unterschiedlichen Antennenelementen 30 empfangen werden, werden jeweils über Leitungen 32a bis 32n zu den Empfängern 34a bis 34n geführt. Typisch für die elektromagnetische Umgebung, in der das Radarsystem arbeitet, ist, daß Interferenzsignale, die in der Richtung des Hauptstrahles zu unterdrücken sind, dem Reflektionssignal, das in das System gelangt, überlagert sind. Aus dem EMI-Profil, das von dem automatischen Kanalmonitor 6 erhalten wird, werden die unterschiedlichen Spektrallinien, die die Interferenzen des Hauptstrahles wiedergeben, bestimmt. In der Zwischenzeit überträgt der Empfänger 34a bis 34n die jeweiligen Reflektionssignale zum Analog/Digitalkonvertern 38a bis 38n, aus denen entsprechende Digitalsignale, die als komplexe Signalabtastungen dargestellt sind, den programmierbaren Ausblendfiltern 40a bis 40n zugeführt werden.
Die jeweiligen Ausblendfilter 40a bis 40n sind mittels der Ausblendfilterkoeffizienten, die ihnen vom adaptiven Kurvenformprozessor 14 zugeführt werden entwickelt, so daß die EMI-Interferenzquellen aus dem Reflektionssignal, das ihm mittels der jeweiligen Analog/Digital-Wandler zugeführt wird, eliminiert. Mit anderen Worten, die programmierbaren Ausblendfilter 40a bis 40n unterdrücken die Interferenzen so, daß die Signale, die an ihren jeweiligen Ausgängen vorliegen, in den Leitungen 54a bis 54n unabhängig von jeglichen Innenbandinterferenzen sind. Die digitalen Strahlbildner 42 überblicken dann automatisch die hereinkommenden Signale und führen das folgende durch. Verbinden des eingehenden Signales mit einem Strahlsignal und Zurücksetzen der Seitenzipfelinterferenz des Strahlsignales. Somit ist theoretisch auf Leitung 44, d.h. dem Ausgang des digitalen Strahlbildners 42, das Strahlsignal, das von dem digitalen Strahlbildner 42 ausgegeben ist, ist ein interferenzfreier räumlicher Seitenzipfel- und Hauptstrahl.
Um jedoch zu garantieren, daß irgendwelche Reste, die verarbeitet werden, nicht die Hauptstrahlinterferenz enthalten, wodurch sichergestellt ist, daß der digitale Strahlbildner 42 nur zum Unterdrücken der Seitenzipfelinterferenzen arbeiten würde, werden dem programmierbaren Ausblendfilter 48 Daten über die Leitung 44 zugeführt, die auf die unterschiedlichen Reste bezogen sind, weist über den Rückkoppelpfad 50 ein hauptstrahlinterferenzfreies Signal zum digitalen Strahlbildner 42 auf. Um für die Seitenzipfelunterdrückung den programmierbaren Kompressor und Ausblendentzerrer 46, mit dem empfängerangepäßten Filter und Entzerrer und den vom adaptiven Kurvenformprozessor 14 zugeführten Koeffizientendaten zu kompensieren, komprimiert das Radar die empfangenen Impulse, wie zuvor erläutert, und führt den Entzerrervorgang aus, um die temporären Seitenzipfel, die durch die programmierbaren Ausblendfilter 40a bis 40n eingefügt sind, zu kompensieren. Nach der Komprimierung leiten der programmierbare Kompressor und Ausblendentzerrer 42 das Signal als eine Rückkopplung dem adaptiven Kurvenformprozessor 14 zu und als ein Ausgangssignal über Leitung 23 einem koherenten Integrator (nicht dargestellt) und schließlich zur Weiterverarbeitung.
Mit der vorhergehenden Erläuterung des Ausführungsbeispieles nach Fig. 11 sollte insgesamt klar sein, daß es nicht notwendig ist, in einem einzelnen Filterbetrieb in einem einzelnen Realzeit-Fast-Fourier-Transformator 22 durchzuführen, und daß tatsächlich es in mehreren digitalen Schritten ausführbar ist.

Claims

1. Verfahren zum Erhalten der Signalerfaßbarkeit und zur Optimierung der Auflösung und Durchführung für ein Radarsystembetrieb in einem Innenband- und Außenbandinterferenzen einschließenden eiektromagnetischen Umgebung mit den Schritten:

- Abtasten empfangener für die Umgebung repräsentativer Signale,

- Abschätzen eines Interferenzen der Umgebung einschließenden elektromagnetischen Spektralprofiles, von den abgetasteten für die Umgebung repräsentativen Signales,

- Bestimmen eines für die Umgebung optimalen Radarkanales und Kanalübertragungskurvenformparameter, aus dem elektromagnetischen Spektralprofil, wobei der Radarkanal eine optimale Mittelfrequenz und maximal eine Kanalbandweite mit den wenigsten Innenbandinterferenzen aufweist,

gekennzeichnet durch die Schritte:

- Erzeugen zumindest eines an den Empfänger angepaßten Filters, das dem bestimmten optimalen Radarkanal entspricht,

- Senden eines Testsignales, in die Umgebung, das auf den bestimmten Kurvenformparametern beruht,

- Empfangen eines Echosignals des ausgesendeten Testsignales und Umwandeln des Echosignales in ein entsprechendes Frequenzspektrum,

- Multiplizieren des Frequenzspektrums mit Koeffizienten des angepaßten Filters, um Interferenzen in dem Signalspektrum auszuschneiden,

- Komprimieren des multiplizierten Frequenzspektrums in eine komprimierte Impulsantwort, und

- Verwendung des Impulses, um Übertragungs-Equalizerfilterkoeffizienten zu berechnen, um temporäre Seitenzipfel der komprimierten Impulsantwort zu vermindern, um ein unbelastetes Impulssignal mit einem gewünschten Hauptzipfel-zu- Seitenzipfel-Verhältnis zu realisieren.

2. Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin den Schritt aufweist, den Verwendungsschritt zu wiederholen, bis ein optimales Hauptzipfel-zu-Nebenzipfel-Verhältnis erzielt ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Abtastschritt den Schritt aufweist, fortwährend die Abtastsignale, die fuhr die Umgebung repräsentativ sind, zu erneuern.

4. Verfahren nach Anspruch 3,

bei dem der Erzeugungsschritt die Schritte aufweist:

- auf die unterschiedlichen elektromagnetischen Profile hin, die von Abtasterneuerungen der Umgebung bewirkt sind, unterschiedliche angepaßte Filter zu erzeugen, und

- Verwendung der Impulsantworten des Komprimierungsschrittes, um jeweilige Übertragungs-Equalizerfilterkoeffizienten für unterschiedlich angepaßte Filter zu erzeugen.

5. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Komprimierungsschritt mittels einer inversen "Fast-Fourier- Transformation" ausgeführt wird.

6. Verfahren nach Anspruch 1 bei dem der Schritt des Umwandelns des Echosignales, das Aufnehmen einer "Fast- Fourier-Transformierten" aufweist, das Echosignal in sein entsprechendes Frequenzspektrum umzuwandeln.

7. Verfahren nach Anspruch 1,

das weiterhin die Schritte aufweist:

- Verwenden eines Antennenfeldes, um mehrere Echosignale zu empfangen, wobei jedes Antennenfeld eines der Ecllosignale und darauf überlagerte Interferenzen empfängt,

- Unterdrücken der Interferenz in jedem der Echosignale und Umwandeln der Echosignale in entsprechende Frequenzspektren,

- Kombinieren des korrespondierenden Frequenzspektrums, um ein Strahlsignal zu bilden, das ein Nullen-Muster in Richtung der Interferenzen aufweist und im wesentlichen Seitenzipfelinterferenzen aus dem Strahlsignal eliminiert,

- Verwenden von Daten, die sich auf das an den Empfänger angepaßte Filter und die Equalizerkoeffizienten bezieht, um das Strahlsignal zu komprimieren und zu entzerren, um mögliche temporäre Seitenzipfelinterferenzen, die darin eingeführt sind, zu kompensieren,

- Erzeugung eines dadurch im wesentlichen interferenzfreien Signales, das ein gewünschtes Hauptzipfel-zu-Seitenzipfel-Verhältnis aufweist.

8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem der Kombinations- und Eliminierungsschritt den Schritt aufweist, einen anpaßbaren digitalen Feldstrahl-Bildner zu verwenden, um die interferenzunterdrückten Reflektionssignale zu empfangen und das Strahlsignal auszugeben.

9. Verfahren nach Anspruch 8, das weiterhin den Schritt aufweist, Daten an den digitalen Strahl-Bildner zurückzuführen, um sicherzustellen, daß keine Interferenzen im Hauptstrahl bestehen, und daß der Strahl-Bildner nur die Seitenzipfelinterferenzen unterdrückt.