DE3906094C2

DE3906094C2 - Digitale Phasen/Frequenz-Detektorschaltung

Info

Publication number: DE3906094C2
Application number: DE3906094A
Authority: DE
Inventors: Steven Peter Cok
Original assignee: John Fluke Manufacturing Co Inc
Current assignee: Fluke Corp
Priority date: 1988-03-01
Filing date: 1989-02-27
Publication date: 1994-07-14
Anticipated expiration: 2009-02-28
Also published as: GB2216356A; FR2628910A1; DE3906094A1; CN1013627B; FR2628910B1; GB8829633D0; JPH01235877A; US4878231A; GB2216356B; CN1035595A

Description

Die Erfindung betrifft eine digitale Phasen-/Frequenz-Detektorschaltung zum Erfassen von Phasen- und Frequenzdifferenzen zwischen einem Eingangs- und einem Bezugssignal gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Schaltungsanordnungen zum Erfassen der Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen zwei digitalen Eingangs signalen werden allgemein bei der Signalauswertung eingesetzt und sind von besonderer Wichtigkeit bei der digitalen Übertragungstechnik und bei der digitalen Frequenzsynthese. Beispielsweise wird bei einer digita len phasenstarren Schleife ein Eingangssignal zum Ver gleichen mit einem Bezugs- bzw. Referenzsignal einem Phasendetektor zugeführt. Ein von der momentanen Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den Eingangssignalen abhängiges Fehlersignal wird gefiltert und zur Steue rung eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) be nutzt. Der Ausgang des VCO, welcher den Ausgang der phasenstarren Schleife bildet, wird dem Phasendetektor als das Bezugssignal zugeführt und bewirkt, daß die Phase/Frequenz des VCO mit der Phase/Frequenz des Eingangssignals einrastet. Bei einigen Anwendungsfällen werden phasenstarre Schleifen zur Signaldemodulation benutzt. Hierzu wird auf Kapitel 9 in Gardner, Floyd M., Phase Lock Techniques, 2. Auflage 1979, John Wiley & Sons, verwiesen. Bei anderen Anwendungsfällen werden phasenstarre Schleifen zur Signalmodulation benutzt (Kapitel 9 in Gardner, wie oben) oder bei der Frequenz synthese, wie in der US-PS 43 60 788 beschrieben.

In jedem Falle umfaßt ein herkömmlicher digitaler Pha sen/Frequenz-Detektor ein Paar Flipflops oder anderer bistabiler Schaltelemente, die untereinander und mit einem Verknüpfungsglied in einer Rückkopplungsschaltung verbunden sind. Die logischen Zustände der beiden Flip flops werden sowohl durch die beiden digitalen Ein gangssignale, deren Frequenz/Phasen-Differenz festge stellt werden soll, das auch durch das Verknüpfungsglied der Rück kopplungsschaltung bestimmt. Die Flipflops sind zu Be ginn in rückgesetztem Zustand; dabei liegt an ihren Datenanschlüssen eine logische "1" an, und ihre Takt anschlüsse erhalten je eines der beiden digitalen Ein gangssignale. Der Ausgang jedes Flipflops wird auf eine logische "1" gesetzt, sobald ein positiver Übergang seines Eingangssignals festgestellt wird. Hat somit das dem ersten Flipflop zugeführte Eingangssignal den er sten positiven Übergang, wird das erste Flipflop auf eine logische "1" gesetzt, und danach wird bei einem positiven Übergang seines Eingangssignals das zweite Flipflop auf eine logische "1" gesetzt. Unmittelbar nach dem Setzen des zweiten Flipflops werden jedoch beide Flipflops durch das Verknüpfungsglied rückge setzt, das auf die Ausgänge der zwei Flipflops an spricht, und beide bleiben im rückgesetzten Zustand, bis eines von ihnen an seinem Eingang wieder einen po sitiven Signalübergang feststellt.

Die Ausgangssignale der zwei Flipflops sind somit Rechteckwellen, deren Tastverhältnis der Phasen/Fre quenz-Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen ent spricht. Wenn das erste Signal gegenüber dem zweiten Signal voreilt, erzeugt nur das erste Flipflop eine Rechteckwelle, wobei das Tastverhältnis dem Betrag der Phasen/Frequenz-Voreilung des ersten gegenüber dem zweiten Eingangssignal entspricht. Eilt das zweite Ein gangssignal vor, erzeugt nur das zweite Flipflop eine Rechteckwelle, und in diesem Falle entspricht das Tast verhältnis dem Betrag der Phasenvoreilung des zweiten gegenüber dem ersten Eingangssignal. Die zwei Rechteck wellen werden in einer Differenzschaltung kombiniert, und das sich daraus ergebende Signal wird integriert, um eine auf Null zentrierte Sägezahnspannung zu erhal ten, die also bei Voreilung des ersten Eingangssignals eine Polarität und bei Voreilung des zweiten Eingangs signals die entgegengesetzte Polarität hat. Die Ampli tude der Sägezahnspannung entspricht der Phasen/Fre quenz-Differenz zwischen den zwei digitalen Eingangs signalen, und die Periodendauer ist fest und beträgt 360°. Wenn die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen monoton zunimmt, ist der Ausgang des Detektors ein Sägezahn-Impulszug mit einer Anzahl Sägezahnperioden, die der Anzahl der vollen Perioden der Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den zwei digita len Eingangssignalen entspricht.

Aus der Druckschrift G. Doye, T.W. Wright, "High speed digital phasemeter" in: ELECTRONIC ENGINEERING; April 1968, Seiten 206 bis 212, ist eine digitale Phasen-/Frequenz-Detektorschaltung zum Erfassen von Phasen- und Frequenz-Differenzen zwischen einem Eingangssignal und einem Bezugssignal bekannt, die einen Vorwärts-/Rückwärtszähler enthält, eine Koinzidenzschaltung, und einen Digital-Analog-Umsetzer, der an den Ausgang des Vorwärts-/ Rückwärtszählers angeschlossen ist. Diese bekannte Detektorschaltung beschäftigt sich mit dem Problem der schnellen Aufeinanderfolge zweier Eingangsimpulse zum Verstellen des Vorwärts-/ Rückwärtszählers in Form eines Flip-Flops, wobei der nachfolgende Eingangsimpuls gerade in dem Moment eintrifft, während die durch den ersten Impuls ausgelöste Schaltfunktion gerade durchgeführt wird. Die vorliegende Erfindung betrifft demgegenüber vielmehr die Bereichserweiterung eines digitalen Phasen-/Frequenzdetektors als Antwortsignal auf Phasen-/ Frequenz-Differenzen bis zu einem Mehrfachen von 2 π.

Aus der DE 36 14 428 A1 ist eine digitale Phasen-/Frequenz-Detektorschaltung zum Erfassen von Phasen- und Frequenz-Differenzen zwischen einem Eingangs- und einem Bezugssignal bekannt, welche ebenfalls eine Lösung zur Bereichserweiterung des Detektors offenbart. In jener bekannten Detektorschaltung werden die bistabilen Schalter bei Annäherung an die Spitze eines Sägezahnes durch ein Signal mit konstantem Pegel zurückgesetzt, wodurch die Bereichserweiterung erfolgt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine digitale Phasen-/Frequenz-Detektorschaltung zum Erfassen von Phasen- und Frequenz-Differenzen zwischen zwei Signalen anzugeben, mit der eine beträchtliche Erweiterung des Ansprech- bzw. Arbeitsbereiches einer bekannten Detektorschaltung möglich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einer digitalen Phasen-/ Frequenz-Detektorschaltung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Gemäß der Erfindung wird der Bereich des Ausgangssig nales eines digitalen Phasen/Frequenz-Detektors um ein Mehrfaches dessen, was bisher möglich war, vergrößert, wenn die Phasen/Frequenz-Differenz zwischen dem Ein gangs- und dem Referenzsignal größer als ein vorbe stimmter Originalwert ist, indem die zusätzliche Pha sen/Frequenz-Differenz mittels zusätzlicher Stufen zum Detektorausgang hinzuaddiert wird. Es wird eine Schal tungsanordnung benutzt, die auf den maximalen Bereich des Detektors anspricht und ein Ausgangssignal abgibt, das dem Detektorausgangssignal hinzuaddiert wird und den ursprünglichen Bereich um ein Mehrfaches vergrö ßert.

Im folgenden wird die Erfindung mit ihren Vorteilen und ihren weiteren vorteilhaften Ausgestaltungen anhand ei nes bevorzugten, schematisch dargestellten Ausführungs beispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer herkömmlichen digi talen phasenstarren Schleife des Typs, in den der Phasen/Frequenz-Detektor gemäß der Erfin dung einsetzbar ist,

Fig. 2 einen Schaltplan eines herkömmlichen digitalen Phasen/Frequenz-Detektors, gegenüber dem die Erfindung eine Verbesserung darstellt,

Fig. 3 Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise des Detektors gemäß Fig. 2,

Fig. 4 die Ausgangskennlinie desselben Detektors,

Fig. 5 die angestrebte Kennlinie des erfindungsgemäß verbesserten digitalen Phasen/Frequenz-Detek tors, und

Fig. 6 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen De tektors.

Der erfindungsgemäße Detektor ist so ausgelegt, daß der lineare Phasenmodulationsbereich einer digitalen phasenstarren Schleife des Typs, der in der US-PS 43 60 788 beschrie ben und in von der Anmelderin hergestellten Frequenz synthetisatoren eingebaut ist, erweitert wird.

Die in Fig. 1 dargestellte herkömmliche phasenstarre Schleife (PLL) 10 umfaßt einen Phasendetektor 12 des Typs, auf den die Erfindung gerichtet ist, ein Filter 14 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 16, die in einer Vorwärtsschleife zusammengeschaltet sind. Der Phasendetektor 12 empfängt an einem Eingang ein Eingangssignal F_i und an einem zweiten Eingang ein Be zugs- bzw. Referenzsignal F_r und erzeugt ein Signal, das der Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen den zwei Eingangssignalen F_i und F_r entspricht. Das Detektorsig nal wird vom Filter 14 gefiltert oder geglättet und dem Steuereingang des VCO 16 zugeführt. Dessen Ausgang F_o wird über einen programmierbaren Frequenzteiler 18 als das Referenzsignal F_r zum Phasendetektor 12 rückge führt. Wie im einzelnen in der US-PS 43 60 788 be schrieben, wird das vom VCO 16 erzeugte Signal auf eine Frequenz eingeregelt, die je nach Programmierung des Frequenzteilers 18 eine Harmonische oder eine Subhar monische des Eingangssignals F_i ist, und auf eine Pha senlage, die in einer bestimmten, von einer im Detektor 12 eingebauten Versatz-Vorspannung abhängigen Beziehung zur Phasenlage des Eingangssignals steht.

Wenngleich eine phasenstarre Schleife, wie die in Fig. 1 dargestellte, eine besonders wichtige Anwendung des Phasendetektors gemäß der Erfindung ist, bestehen zahl reiche weitere Anwendungen auf den Gebieten der Signal verarbeitung und der Signalmessung.

Das relativ niedrige Maximum des Mittelwertes des Aus gangssignals vom herkömmlichen Phasen/Frequenz-Detek tor, gegenüber dem die Erfindung eine Verbesserung dar stellt, muß vollständig verstanden sein, damit die Be deutung der Erfindung klar wird. Gemäß Fig. 2 hat ein herkömmlicher Detektor ein Paar Flipflops 20, 22, die zur besseren Erläuterung als Flipflops des D-Typs dar gestellt sind. Bei einem Flipflop des D-Typs wird ein am D-Anschluß anliegender logischer Pegel bzw. Schalt wert beim Auftreten einer ansteigenden Taktimpuls-Flan ke am Taktanschluß zum Ausgangsanschluß Q überstellt. Jedes der Flipflops 20 und 22 hat ferner einen Aus gangsanschluß Q′, der das logische Komplement zum Aus gangsanschluß Q erzeugt, und einen Rücksetzanschluß R, der in Abhängigkeit von einer logischen "0" bzw. einem Signal mit dem Schaltwert 0 oder mit "niedrigem" Pegel den Ausgangsanschluß Q auf eine logische "0" rücksetzt. Zur besseren Erläuterung wird bei den Flipflops 20 und 22 angenommen, daß für sie die H-Zuordnung gilt, d.h. daß einer logischen "1" eine "hohe" Spannung und einer logischen "0" eine "niedrige" Spannung entspricht.

An die Q-Ausgänge der Flipflops 20 und 22 ist je ein zugehöriger Eingang eines NAND-Gliedes 24 angeschlos sen, das an seinem Ausgang mit den Rücksetzanschlüssen R der zwei Flipflops 20 und 22 verbunden ist. Bei jedem der Flipflops 20 und 22 führt der D-Eingang eine logi sche "1", und an den beiden Taktanschlüssen liegt ein erstes veränderbares Signal oder Eingangssignal V bzw. ein zweites festes Signal oder Bezugssignal R an. Das Eingangssignal V kann F_i und das Eingangssignal R kann dem Signal F_r in Fig. 1 entsprechen; diese Zuordnung ist aber nicht zwingend. Ferner, wenngleich beide Sig nale V und R im allgemeinen digitale Signale oder Rechteckwellen mit veränderbaren und verschiedenen Fre quenzen und Phasen sind, kann das Signal R ein Bezugs signal mit fester Frequenz und fester Phase sein.

Die Flipflops 20 und 22 sind mit ihrem Q-Ausgang 26 bzw. 28 je an ein bei Bedarf vorgesehenes Filter 30 bzw. 32 angeschlossen, Die Ausgangssignale U und L von ihnen werden einer Differenzschaltung 34 zugeführt, deren Ausgang in einer Integrierschaltung 36 in üblicher Wei se gemittelt oder geglättet wird. Bei Anwendung der De tektorschaltung 12 in einer phasenstarren Schleife wird die Ausgangssignalintegrierung von dem bei phasenstar ren Schleifen üblichen Filter, z.B. 14 in Fig. 1, vor genommen.

Grundsätzlich wird bei dem Detektor 12 der Q-Ausgang jedes Flipflops 20 bzw. 22 auf logisch "1" gesetzt, wenn an seinem Takteingang aufgrund des Eingangssignals V bzw. R ein positiver Übergang auftritt. Wenn jedoch beide Flipflops 20 und 22 gesetzt sind, gibt das NAND- Glied 24 an seinem Ausgang einen niedrigen oder "0"-Pe gel an den Rücksetzanschluß R beider Flipflops 20 und 22 ab, was bewirkt, daß beide Q-Ausgänge auf den Schaltwert 0 rückgesetzt werden. Somit wird entweder das Flipflop 20 oder das Flipflop 22 gesetzt, und zwar abhängig davon, bei welchem der Eingangssignale V und R ein positiver Übergang zuerst auftritt. Beide Flipflops 20 und 22 werden rückgesetzt, wenn bei dem zweiten der beiden Eingangssignale V und R ein positiver Übergang bzw. eine positive Flanke auftritt. Die beiden Flip flops 20 und 22 erzeugen also Rechteckwellen mit Tast verhältnissen, die der Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen den zwei Eingangssignalen V und R entsprechen. Eilt das Eingangssignal V dem Eingangssignal R vor, do miniert das Flipflop 20 und erzeugt eine Rechteckwelle, Flipflop 22 hingegen nicht. Eilt das Eingangssignal R vor, dominiert das Flipflop 22 und erzeugt eine Recht eckwelle, Flipflop 20 hingegen nicht.

Die Arbeitsweise des Detektors 12 und die Art seiner Beziehung zum erfindungsgemäß verbesserten Detektor werden im einzelnen anhand Fig. 3, die übliche, im Phasendetektor 12 erzeugte Wellenformen zeigt, und Fig. 4 erläutert, in welcher die Ausgangswellenform darge stellt ist.

In Fig. 3(a) und 3(b) sind Eingangssignale V bzw. R dargestellt, die den Taktanschlüssen des Flipflops 20 bzw. 22 zugeführt werden. Diese zwei Eingangssignale haben verschiedene Frequenzen und können verschiedene Tastverhältnisse haben, wenngleich Tastverhältnisse nicht wichtig sind, weil jedes Flipflop 20 und 22 auf die Vorderflanke anspricht. In Fig. 3(c) und 3(d) sind die Wellenformen der Ausgangssignale auf den Leitungen 26 und 28 dargestellt.

Es sei angenommen, daß beide Flipflops 20 und 22 zu Be ginn durch den ersten positiven Übergang 38′ des Ein gangssignals V rückgesetzt werden, wodurch die Q-Aus gänge beider Flipflops 20 und 22 den Schaltwert 0 füh ren (s. bei 40′ und 42′ in Fig. 3(c) und 3(d)). Der nächste positive Übergang 44′ des Eingangssignals R (s. Fig. 3(b)) bewirkt, daß der Q-Ausgang des Flipflops 22 auf den Schaltwert 1 gesetzt wird (s. bei 46′ in Fig. 3(d)). Bei Auftreten des nächsten positiven Übergangs 48′ des Eingangssignals V (s. Fig. 3(a)) beginnt der Q-Ausgang des Flipflops 20, sich auf den Schaltwert 1 zu setzen, und das NAND-Glied 24 spricht nahezu sofort an und setzt beide Flipflops 20 und 22 zurück, wobei der Q-Ausgang des Flipflops 22 auf den Schaltwert 0 rückgesetzt wird (s. bei 50′ in Fig. 3(d)).

Dieser Zyklus von Ereignissen wiederholt sich beim Auf treten des positiven Übergangs 52′ des Eingangssignals R und des positiven Übergangs 54′ des Eingangssignals V, und wird erneut wiederholt bei Auftreten der positiven Übergänge 56′ und 58′ der Eingangssignale R und V. Wäh rend dieser Zeitspanne erzeugt das Flipflop 22 wegen seiner "Dominanz" eine Rechteckwelle mit einem Tastver hältnis, das mit abnehmender Phasen/Frequenz-Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen R und V kleiner wird; der Ausgang des anderen Flipflops 20 bleibt auf dem Schaltwert 0.

Nach Auftreten des positiven Übergangs 60′ des Ein gangssignals V ist jedoch die dem Taktanschluß des Flipflops 20 zugeführte Impulsfrequenz so, daß zwei Im pulse mit positivem Übergang vorhanden sind, nämlich einer mit dem positiven Übergang bei 58′ und der näch ste Impuls mit dem positiven Übergang 60′, bevor im Eingangssignal R der nächste Impuls mit einem positiven Übergang 62′ auftritt. Die Wirkung des zweiten aufein anderfolgenden Impulses bei 60′ besteht darin, den Aus gang des Flipflops 20 nunmehr auf den Schaltwert 1 zu setzen, weil beide Flipflops 20 und 22 zuvor vor dem positiven Impulsübergang 60′ rückgesetzt wurden. Danach wird durch den positiven Übergang 62′ des Eingangssig nals R der Q-Ausgang des Flipflops 20 rückgesetzt, und die Sequenz setzt sich fort mit freigegebenem Flipflop 20 und gesperrtem Flipflop 22 (s. Fig. 3(c) und 3(d)). Die Sequenz läuft schließlich erneut ab, wenn sich die Phasen- und Frequenzdifferenz zwischen den Eingangssig nalen V und R ändert, wobei eines der Flipflops 20 und 22 ständig freigegeben ist und eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis, das der Phasen/Frequenz-Differenz entspricht, erzeugt, und das andere Flipflop gesperrt ist. Welches der zwei Flipflops 20 und 22 in einem be stimmten Zeitpunkt freigegeben ist, hängt davon ab, welches der Eingangssignale V und R voreilt.

Wie schon erwähnt, sind die Ausgangsleitungen 26 und 28 der Flipflops 20 und 22 über bei Bedarf vorgesehene Tiefpaßfilter 30 und 32 zu einer Differenzschaltung 34 geführt, deren Ausgang durch eine Integrierschaltung 36 gemittelt bzw. geglättet wird.

Das von der Integrierschaltung 36 geglättete Differenz signal ist eine Sägezahnspannung (s. Fig. 3(e)), die durch Null geht, wenn, wie für den in Fig. 3(a) bis 3(d) dargestellten Bereich gezeigt, die "Dominanz" zwi schen den Flipflops 20 und 22 wechselt, und die sich mit der Dauer einer vollständigen Phase/Frequenz-Perio de (2π) (s. Fig. 4) wiederholt. Wenn sich zwei Ein gangssignale V und R in einer positiven oder negativen Einzelperiode befinden, in der sie miteinander synchro nisiert oder verrastet sind, befindet sich die Detek torkennung im sogenannten aktiven Bereich (s. Fig. 4). Liegen die zwei Eingangssignale V und R außerhalb des aktiven Bereiches, erzeugt der Phasendetektor 12 ein Sägezahnsignal mit einem maximalen Mittelwert (gestri chelte Linien in Fig. 4), dessen Größe dem halben Spit zenwert des Sägezahns entspricht und dessen Polarität davon abhängt, welches der beiden Signale voreilt.

Fig. 5 zeigt den angestrebten typischen Verlauf des Ausgangs beim erfindungsgemäßen digitalen Phasen/Fre quenz-Detektor im Gegensatz zu dem in Fig. 4 darge stellten Ausgang eines herkömmlichen Detektors. In Fig. 5 ist der Strompegel Null durch die Nullachse 100 defi niert. Es sei ein bipolarer Ausgang angenommen. Der Punkt 102 auf der Nullachse stellt den willkürlich ge wählten Startpunkt dar, bei dem das Eingangssignal V in der Phase mit dem Bezugssignal R übereinstimmt. Vom Punkt 102 nach rechts gehend eilt das Eingangssignal V dem Bezugssignal R vor, umgekehrt, nach links gehend, eilt das Eingangssignal V dem Bezugssignal R nach.

Mit zunehmender Phasendifferenz zwischen dem Eingangs signal V und dem Bezugssignal R nimmt der Strom ent sprechend der Steigung 104 zu und erreicht den normalen Ausgangspegel 106. An der Stelle 2π des normalen Aus gangspegels 106 gibt es eine weiter unten näher be schriebene leichte Unregelmäßigkeit; danach nimmt der Strom bis zur Stelle 4π auf den Ausgangswert 108 zu, der ungefähr das Doppelte des normalen Ausgangspegels 106 beträgt. Der Vorgang wiederholt sich nach jeweils 2π, 4π, 6π usw. Mit größer werdender Phasendifferenz über das Maximum N hinaus ergibt sich eine Unstetig keit, welche bedeutet, daß der Strom vom Spitzenaus gangspegel 120 auf den Ausgangspegel 122 abfällt. Mit weiterer Zunahme der Phasendifferenz beginnt der Strom, erneut in Richtung auf den Spitzenausgangspegel 120 zu zunehmen. Dies wiederholt sich unbegrenzt alle 2π.

Im ähnlichen Fall, wenn das Eingangssignal V dem Refe renzsignal R nacheilt, arbeitet der digitale Phasen/ Frequenz-Detektor insoweit in derselben Weise, als der Strom in negativer Richtung 188 zunimmt, bis der nega tive Spitzenausgangspegel 110 erreicht ist, an dem mit zunehmender Phasendifferenz eine Unstetigkeit entsteht, die bedeutet, daß der Strom wieder auf den Nullpegel 112 absinkt.

Es besteht die Tendenz, daß auf dem Nullpegel 112 und in jedem Punkt, der einem Mehrfachen von 2π entspricht, Unstetigkeiten entstehen. Eine Schaltungsanordnung zur Beseitigung der Unstetigkeiten und Milderung der Unre gelmäßigkeiten bzw. Störungen wird weiter unten be schrieben.

Weil die elektronischen Bauelemente im Detektor nicht in idealer Weise arbeiten, sind jene Störungen, die beim normalen Ausgangspegel 106 und beim Nullpegel 100 auftreten, zu betrachten. Um ein ständiges Arbeiten an einem dieser beiden Punkte zu vermeiden, ist es wünschenswert, den Arbeitspunkt des Detektors von die sen Punkten wegzurücken. Bei der bevorzugten Ausfüh rungsform ist dieser Arbeitspunkt 114 so gewählt, daß er in der Mitte zwischen dem Nullausgangspegel 100 und dem Pegel 106, also etwa in der Mitte zwischen dem positiven und dem negativen Spitzenwert liegt.

Mit dem bei der bevorzugten Ausführungsform gewähl ten Arbeitspunkt erhält man sowohl bei voreilender als auch bei nacheilender Phasenlage jeweils den größt möglichen Arbeitsbereich des Phasen/Frequenz-Detektors für die Systemphasenmodulation. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß durch Festlegung des Arbeitspunktes möglichst weit weg von den Unstetigkeiten und Störun gen, in diesem Falle in die Mitte zwischen ihnen, die prozentuale Verzerrung im Verhältnis zu einer ziem lich großen Phasenabweichung klein wird.

Bei der in Fig. 6 dargestellten erfindungsgemäßen Aus führungsform sind die Flipflops 20 und 22 durch einen herkömmlichen Vorwärts/Rückwärtszähler 204, eine Ko inzidenzschaltung 206, eine Schiebeschaltung 208, eine Auffüllschaltung 210 und obere und untere Endschaltun gen 212, 232 ersetzt. Diese Schaltungen sind anhand der nachstehenden Beschreibung ihrer Arbeitsweise durch den Fachmann in mannigfacher Weise realisierbar. Dabei werden die Ströme mittels des Vorwärts/Rückwärtszäh lers 204 programmiert, in einem Digital-Analog-Umset zer 220 erzeugt und in einem Operationsverstärker 222 gefiltert.

Zusätzliche Teilerschaltungen NV 200 und NR 202, die ein Teilerverhältnis von maximal 1:1 haben, erhöhen die Flexibilität bei der Wahl der richtigen Frequen zen der Phasendetektor-Signale V 250 und R 252. Die Teilerschaltungen 200 und 202 werden auch zur Ermitt lung von Koinzidenz und zum Festhalten des Vorwärts/- Rückwärtszählers 204 entweder auf dem größten oder auf dem kleinsten Zählstand benutzt.

Der Zähler 204 arbeitet bei Koinzidenz der ihn vorwärts und rückwärts verstellenden Signale V 250 bzw. R 252 nicht eindeutig. Wenn sich die Signale V und R der Koinzidenz nähern, verhindert daher die Schiebeschal tung 208 Koinzidenz-Schwierigkeiten und die Auffüll schaltung 210 hält durch die Verschiebung verursachte Störungen so klein wie möglich.

Das Ausgangssignal des Digital-Analog-Umsetzers 220 wird im nachgeschalteten Operationsverstärker 222 integriert und gefiltert.

Unter Bezugnahme auf Fig. 5 und 6 wird die Arbeitswei se des erfindungsgemäßen Detektors 12′ anhand des in Fig. 5 dargestellten Ausgangssignales erläutert. Eilt die Frequenz V 250 der Frequenz R 252 um weniger als 2π vor, arbeitet der Detektor 12′ im wesentlichen in derselben Weise wie der herkömmliche Detektor 12. Der Vorwärts/Rückwärtszähler 204 wechselt zwischen den Zählständen n und n+1 und hat das gleiche Tastver hältnis wie der herkömmliche Detektor 12. Die folgende Beschreibung konzentriert sich auf den Bereich, in dem sich die Phasendifferenz 2π oder Mehrfachen von 2π nähert.

Bei Annäherung der Phasendifferenz an 2π, entspre chend dem Punkt 106 in Fig. 5, nähert sich das Tast verhältnis des (n, n+1)-Ausgangszyklus des Zählers 204 dem Wert 100%. Dabei wird die Koinzidenzschaltung 206 gesetzt und zeigt so eine bevorstehende Koinzidenz an. Das Setzen der Koinzidenzschaltung veranlaßt die Schiebeschaltung 208, das Signal V von der Koinzidenz weg zu verschieben, und die Auffüllschaltung 210, die Zeitverschiebung mit einem Impuls auszufüllen. Somit wirkt die Koinzidenzschaltung mit der Schiebeschaltung zusammen, welche das Eingangssignal von der Koinzidenz wegschiftet, sobald die Koinzidenzschaltung anspricht, und mit der Auffüllschaltung, welche die durch die Schiebeschaltung verursachte Zeitverschiebung überbrückt. Wenn die Phasendifferenz den Wert 2π durchläuft und wei ter ansteigt, wird die Koinzidenzschaltung 206 rückge setzt und schaltet die Schiebeschaltung 208 auf die ursprüngliche Zeit zurück und beseitigt den von der Auffüllschaltung 210 erzeugten Impuls und löst gleich zeitig die Weiterschaltung des Zählers 204 um 1 in einen (n+1, n+2)-Zyklus aus, in dem er dann mit nunmehr kleinem Tastverhältnis weiterarbeitet. Dieser Arbeitsab lauf setzt sich nunmehr normal fort bis zu einem gro ßen Tastverhältnis von n+1, n+2, dem in Fig. 5 der Punkt 108 entspricht. Der Koinzidenz-Prozeß wiederholt sich so lange, bis der Zählstand n+x, n+x+1 das Maxi mum N des Zählers 204 erreicht.

Bei Annäherung des Zählers 204 an das Maximum verhin dert die obere Endschaltung 212, daß der Zähler 204 im Kreis durchläuft bzw. umschlägt und auf Null zurück geht; sie hält den Zähler auf dem maximalen Zählstand minus eins und läßt ihn zwischen N-1 und N bei einem veränderbaren Tastverhältnis hin- und herwechseln, was eine Sägezahn-Wellenform erzeugt (s. Fig. 5, Punkte 120, 122, 118).

Für die vorstehende Beschreibung war der Ausgangspunkt ein Wert oberhalb eines willkürlich gewählten Phasen nullpunktes (Punkt 100 in Fig. 5), bei einem Zähl stand n, n+1, mit einem Ablauf in zunehmender Richtung bei gegenüber R voreilendem V. Es läßt sich ebenso gut zeigen, daß bei Annäherung der Phasendifferenz an Null und des Tastverhältnisses an Null die Koinzi denzschaltung 206, die Schiebeschaltung 208 und die Auffüllschaltung 210 in analoger Weise arbeiten, der art, daß aus der Koinzidenz sich ergebende Schwierig keiten beseitigt und Störungen so klein wie möglich gehalten werden. Bei einer Phasendifferenz kleiner als Null schaltet der Zähler 204 dann zwischen den Zählständen n-1 und n hin und her.

Eilt das Signal V dem Signal R um 2π oder um ein Vielfaches von 2π nach, setzt sich das Koinzidenz verhalten fort und verringert den Zählstand um eins von n-1, n auf n-2, n-1. Dies wiederholt sich solange, bis der Zähler 204 seinen niedrigsten Zählstand er reicht hat, bei dem die untere Endschaltung 232 den Zähler 204 daran hindert, auf den Maximalstand umzu schlagen. Dadurch entsteht eine Sägezahn-Wellenform (s. Fig. 5, Punkte 110 bis 142), die von der Frequenz differenz V 250 minus R 252 abhängig ist.

Diese Sägezahn-Wellenformen setzen sich an jedem Ende des Zählerzählstandes in der entsprechenden Richtung fort, in positiver Richtung, wenn die Frequenz V größer als R ist und der Zähler 204 den maximalen Zählstand hat, in negativer Richtung, wenn die Frequenz V kleiner als R ist und der Zähler 204 den kleinsten Zählstand hat. Wenn sich jedoch die Frequenzrichtung an jedem Endzählstand ändert, erfolgt die Umkehr mit weichem bzw. glattem Übergang in eine Steigung. Dieser Vorgang ist in Fig. 5 durch die Punkte 100, 120, 122, 110, 116, 142, 128 und 110 dargestellt. Die Frequenzänderung tritt in den Punkten 118 und 128 gemäß Fig. 5 ein.

Die vorstehende Beschreibung betrifft nur die bevor zugte Ausführungsform. Es besteht jedoch die Möglich keit, weitere Flipflops in Kaskadenschaltung hinzu zufügen, um durch Duplizieren der über dem Nullpegel 100 bestehenden Charakteristik in gleicher Weise in der negativen Richtung eine Bereichserweiterung zu erzielen. Eine weitere Vergrößerung des Bereichs läßt sich erreichen, wenn durch ein dem vorstehend beschrie benen Vorgehen ähnliches Vorgehen bei Bedarf zusätzli che Stufen hinzugefügt werden.

Claims

1. Digitale Phasen-/Frequenz-Detektorschaltung zum Erfassen von Phasen- und Frequenz-Differenzen zwischen einem Eingangssignal (V) und einem Bezugssignal (R), mit

a) einem Vorwärts-/Rückwärtszähler (204),
b) einer Koinzidenzschaltung (206), und mit
c) einem Digital-Analog-Umsetzer (220), der an den Vorwärts-/ Rückwärtszähler (204) angeschlossen ist und ein Ausgangssignal liefert, aus dem das Ausgangssignal der Detektorschaltung abgeleitet wird,
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:
d) die beiden Signale (V, R) verstellen den Vorwärts-/Rückwärtszähler (204) zwischen zwei benachbarten Zählzuständen entsprechend dem Vorzeichen der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen (V, R),
e) die Koinzidenzschaltung (206) spricht auf Phasendifferenzen an, die ein ganzzahliges Vielfaches von 2π betragen, und verändert bei jedem Ansprechen den Zählstand des Vorwärts-/ Rückwärtszählers (204) um 1, wobei bei steigender Phasendifferenz eine Erhöhung und bei fallender Phasendifferenz eine Erniedrigung des Zählstandes erfolgt, und
f) eine Schiebeschaltung (208) schiftet das Eigangssignal (V) von der Koinzidenz weg, sobald die Koinzidenzschaltung (206) anspricht, und eine Auffüllschaltung (210) überbrückt die durch die Schiebeschaltung (208) verursachte Zeitverschiebung durch Abgabe eines Impulses an den Digital-Analog- Umsetzer (220).

2. Detektorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Digital-/Analog-Umsetzers (220), das aus einer Gleichkomponente und aus einer Rechteckwellenkomponente besteht, in einer Integrierstufe (222) in ein entsprechendes Gleichsignal umgeformt wird, welches das Ausgangssignal der Detektorschaltung ist.

3. Detektorschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß dem Vorwärts-/Rückwärtszähler (204) zwei Endschaltungen (210; 212) zugeordnet sind, welche beim Erreichen des vorletzten oberen Zählstandes die weitere Erhöhung des Zählstandes durch die Koinzidenzschaltung (206) und beim Erreichen des vorletzten unteren Zählstandes die weitere Erniedrigung des Zählstandes durch die Koinzidenzschaltung (206) verhindern.