DE3879549T2

DE3879549T2 - Datenübertragungssystem mit einem entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer unter Anwendung von Partial-Response-Verfahren.

Info

Publication number: DE3879549T2
Application number: DE88201158T
Authority: DE
Inventors: Johannes Wilhelmus Ma Bergmans
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1987-06-09
Filing date: 1988-06-07
Publication date: 1993-09-30
Anticipated expiration: 2008-06-08
Also published as: US4866736A; EP0294897B1; ATE87414T1; US5003555A; KR960002465B1; DE3879549D1; JPS63316934A; JP2952316B2; NL8701331A; KR890001302A; EP0294897A1; CA1295392C

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein System zum Übertragen eines n-Pegel- Datensignals mit einer bestimmten Symbolfrequenz 1/T, wobei dieses System einen mit einer Datensignalquelle versehenen Datensender, einen Übertragungskanal sowie einen mit einem Entzerrer vom entscheidungsrückgekoppelten Typ versehenen Datenempfänger aufweist, wobei der Entzerrer als Entzerrerelemente mindestens ein zwischen dem Eingang des Datenempfängers und einem ersten Eingang einer Differenzschaltung vorgesehenes Vorwärtskopplungsfilter, eine mit dem Ausgang der Differenzschaltung verbundene Symbolentscheidungsschaltung, und ein zwischen dem Ausgang der Symbolentscheidungsschaltung und einem zweiten Eingang der Differenzschaltung vorgesehenes Rückkopplungsfilter aufweist, wobei in diesem System der lineare Teil der Übertragungsstrecke zwischen dem Ausgang der Datensignalquelle und dem ersten Eingang der Differenzschaltung durch eine lineare Signaltransformation L beschrieben werden kann.
Ein derartiges System ist allgemein bekannt und beispielsweise in dem Buch: "Digital Communications" von J.G. Proakis, McGrawHill, 1983, Kapitel 6, Abschnitt 6,5, Seiten 382-386 beschrieben. Bei deratigen Systemen sorgt das dem Entzerren zugeordnete Vorwärtskopplungsfilter für die Unterdrückung von Rauschsignalen und voreilender Intersymbolinterferenz (ISI), während nacheilende Intersymbolinterferenz (ISI) mit Hilfe des Rückkopplungsfilters kompensiert wird, das auf Basis der bereits gebildeten Symbolentscheidungen eine Replik dieser Interferenz erzeugt, die von dem Ausgangssignal des Vorwärtskopplungsfilters subtrahiert wird. In diesem aus dem Buch von Proakis bekannten System ist der Entzerrer dazu eingerichtet, an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung eine Schätzung eines von dem Datensender erzeugten Datensignals zu bilden. Normalerweise bezieht sich diese Schätzung auf das ursprüngliche n-Pegel-Datensignal, in dem fall aber, wo der Datensender einen linearen Kodierer aufweist, ist es ebenfalls möglich diese Schätzung auf das Ausgangssignal des Kodierers zu beziehen und in dem Datenempfänger aus den dann erhaltenen Symbolentscheidungen das ursprüngliche n-Pegel-Datensignal zu rekonstruieren. Diese letztere Möglichkeit gibt es beispielsweise in ISDN-Übertragungssystemen, in denen pseudoternäre Übertragungskodes angewandt werden, siehe den Artikel 'A Baud-Rate Line-Interface for Two-Wire High-Speed Digital Subscriber Loops' von C.A. Ehrenbard und M.F. Tompsett, Proc. GLOBECOM 1982, Miami, USA, Seiten D.8.4.1 - D.8.4.5, in dem die Anwendung eines bipolaren Übertragungskodes beschrieben wird.
Bei stark dispersiven Übertragungskanälen zeigt das Ausgangssignal des Vorwärtskopplungsfilters eine starke nacheilende Intersymbolinterferenz (ISI). Da dar Rückkopplungsfilter eine Replik dieser nacheilenden ISI synthetisieren soll, werden dem Rückkopplungsfilter zugeführte Symbolentscheidungen in nachfolgenden Symbolentscheidungen tiefergehend wirken, je nachdem der Übertragungskanal dispersiver ist. Diese unerwünschte sich fortsetzende Wirkung falscher Symbolentscheidungen ist als Fehlerfortpflanzung bekannt und führt zu einer Beeinträchtigung der Übertragungsqualität, wie sich das beispielsweise aus Fig. 6.5.2 auf Seite 386 des genannten Buches von Proakis ergibt.
Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine neue Konzeption eines Systems der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, in dem die genannte Fehlerfortpflanzung weitgehend verringert ist, ohne dadurch die Ausbildung des Systems nennenswert verwickelter zu machen.
Ein erfindungsgemäßes System weist dazu das Kennzeichen auf, daß die Entzerrerelemente geeignete Übertragungskennzeichen aufweisen zum an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung Bilden einer Schätzung eines virtuellen m-Pegel- Datensignals, wobei dieses virtuelle m-Pegel-Datensignal bezogen ist auf das entsprechend einer linearen Signaltransformation Lv dem Eingang des linearen Teils der Übertragungsstrecke zugeführte n-Pegel-Datensignal, wobei diese Transformation im wesentlichen die lineare Transformation L kennzeichnet und einem Partial-Response- Polynom gv(D) entspricht, wobei D ein das Symbolintervall T darstellender Verzögerungsoperator ist.
Vollständigkeitshalber sei erwähnt, daß das zu schätzende m-Pegel- Datensignal nur dann virtuell ist, wenn gv(D) ≠ 1 und wenn gleichzeitig gv(D) ≠ gt(D), wobei gt(D) das Partial-Response-Polynom ist, das einer ggf. in dem Datensender durchgeführten linearen Signaltransformation Lt entspricht.
Die nacheilende ISI in dem Ausgangssignal des Vorwärtskopplungsfilters wird im wesentlichen durch die lineare Signaltransformation Lv beschrieben. Nach der Partial-Response-Technik, die entsprechend der neuen Konzeption angewandt wird, läßt sich der größere Teil dieser ISI als kontrollierte ISI betrachten, so daß ein nur geringer Anteil unerwünschter Rest-ISI zurückbleibt, die durch das Rückkopplungsfilter kompensiert werden soll. Die auf diese Weise erzielte Verringerung der Amplitude des Ausgangssignals des Rückkopplungsfilters führt dazu, daß dem Rückkopplungsfilter zugeführte falsche Symbolentscheidungen nachfolgende Symbolentscheidungen weniger beeinflussen, wodurch die erwünschte Verringerung der Fehlerfortpflanzung erzielt wird.
Eine was die Ausbildung anbelangt interessante Ausführungsform des erfindungsgemäßen Systems weist das Kennzeichen auf, daß der Datensender einen zwischen der Datensignalquelle und dem Eingang des linearen Teils der Übertragungsstrecke vorgesehenen Vorkodierer aufweist zum Durchführen einer nicht-linearen Signaltransformation NLv, die durch die lineare Signaltransformation Lv eindeutig bestimmt ist, und daß die Entzerrerelemente einen Dekodierer und einen Vorkodierer aufweisen, daß der Eingang des Rückkopplungsfilters in dem Datenempfänger über den Dekodierer und den dem Vorkodierer in dem Datensender entsprechenden Vorkodierer mit dem Ausgang der Symbolentscheidungsschaltung verbunden ist, wobei der Dekodierer eine speicherlose inverse Signaltransformation NLv durchführt zum Umwandeln der m-Pegel-Symbolentscheidungen in ein dem ursprünglichen n-Pegel-Datensignal entsprechendes n-Pegel-Datensignal. Der an den Dekodierer angeschlossene Vorkodierer verwandelt dieses n-Pegel-Datensignal danach in eine Replik des in dem Datensender erzeugten vorkodierten, dem Eingang des linearen Teils der Übertragungsstrecke zugeführten n-Pegel-Datensignals. Auf diese Weise wird die für entscheidungsrückgekoppelte Entzerrung allgemein zu stellende Bedingung, daß das Eingangssignal des Rückkopplungsfilters in einem linearen Verhältnis zu dem Ausgangssignal des Vorwärtskopplungsfilters steht, erfüllt. Zugleich wird dem Rückkopplungsfilter ein n-Pegel- Datensignal zugeführt, und weil n kleiner ist als m ist eine digitale Ausgestaltung dieses Filters auf diese Weise einfacher als bei unmittelbarer Zuführung der erhaltenen m- Pegel-Symbolentscheidungen.
Ein weiterer Vorteil dieser Ausführungsform ist die Möglichkeit in dem Datenempfänger des Systems das Rückkopplungsfilter und ggf. auch das Vorwärtskopplungsfilter adaptiv zu regeln, und zwar unter Ansteuerung eines auf einfache Weise zu erhaltenden Fehlersignals, das repräsentativ ist für den Unterschied zwischen dem Eingangssignal der Symbolentscheidungsschaltung und einem Signal, das sich durch Anwendung der linearen Signaltransformation Lv aus dem Eingangssignal des Rückkopplungsfilters ableiten läßt.
Diese adaptive Ausführungsform bietet zum Schluß die Möglichkeit, durch Hinzufügung eines relativ einfachen nicht-adaptiven Post-Detektors, dem das Eingangssignal der Symbolentscheidungsschaltung zugeführt wird, die bereits erzielte Übertragungsqualität noch weiter zu steigern.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer konzeptionellen Ausführungsform eines Datenübertragungssystems, in dem die Erfindung anwendbar ist,
Fig. 2 ein funktionelles zeitdiskretes Modell des Systems nach Fig. 1 bei Anwendung herkömmlicher Maßnahmen,
Fig. 3 ein funktionelles zeitdiskretes Modell des Systems nach Fig. 1 bei Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen,
Fig. 4 ein funktionelles zeitdiskretes Modell einer interessanten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Systems und
Fig. 5 ein funktionelles zeitdiskretes Modell einer adaptiven Ausführungsform eines Empfängers eines erfindungsgemäßen Systems.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Systems zur Übertragung von Datensignalen mit einem Datensender 1, einem Übertragungskanal 2 und einem Datenempfänger 3. Der Datensender 1 weist eine Datensignalquelle 10 auf zum Erzeugen eines Datensignals. Dieses Datensignal wird von einem Kodierer 11 verwandelt in ein Datensignal, das mit einer Symbolrate 1/T über den Übertragungskanal 2 übertragen wird. Die bei dieser Übertragung entstandene Intersymbolinterferenz (ISI) und der entstandene Rauschanteil werden in dem Datenempfänger 3 bekämpft. Dazu weist der Datenempfänger 3 einen Entzerrer 30 vom entscheidungsrückgekoppelten Typ auf, der mit einem Vorwärtskopplungsfilter 31 versehen ist, das dazu bemessen ist, voreilende ISI und Rausehanteile möglichst zu unterdrücken. Auf Basis von Symbolentscheidungen, die in einer Symbolentscheidungsschaltung 32 erzeugt worden sind, bildet ein Rückkopplungsfilter 33 daraufhin ein Ausgleichsignal für nacheilende ISI, das zum Erhalten des Eingangssignals der Symbolentscheidungsschaltung 32 mit Hilfe eines Differenzkreises 34 von dem Ausgangssignal des Vorwärtskopplungsfilters 31 subtrahiert wird. Ein Dekodierer 35 bildet zum Schluß aus den getroffenen Symbolentscheidungen eine einer Datensignalsenke 36 zugeführte Replik des ursprünglichen datensignals.
Zur Erläuterung der Problematik, für welche die Erfindung eine Lösung bietet, zeigt Fig. 2 ein funktionelles zeitdiskretes Modell des Systems nach Fig. 1 bei Anwendung herkömmlicher Maßnahmen. In den Fig. 1 und 2 sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben. Die Erläuterung des Modells nach Fig. 2 wird gegeben für den Fall, daß die Datensignalquelle 10 ein binäres Datensignal erzeugt und der Datensender 1 dem Übertragungskanal ein ternäres Datensignal zuführt.
Ein von der Datensignalquelle 10 erzeugtes binäres Datensignal dk wird von einem nicht-linearen Teil 12 des Kodierers 11 in ein ebenfalls binäres Datensignal ak umgewandelt, das danach zum Zuführen zu dem zeitdiskreten Übertragungskanal 2 von dem linearen Teil 13 des Kodierers 11 in ein ternäres Datensignal bk umgewandelt wird. Zur Kennzeichnung der in diesem linearen Teil 13 durchgeführten Bearbeitung kann ein Partial-Response-Polynom gt(D) angewandt werden, wobei (D) ein Verzögerungsoperator ist, der das Symbolintervall T darstellt. Nähere Informationen in bezug auf diesen Partial-Response-Polynome lassen sich finden in dem Artikel :'Partial- Response Signaling' von P. Kabel und S.Pasupathy, IEEE Trans.Commun. Heft COM- 23, Nr. 9 Seiten 921-934, September 1975. Zur Erläuterung der nachfolgenden Beschreibung sei erwähnt, daß derartige Polynome im allgemeinen einen relativ niedrigen Grad aufweisen und gleichzeitig, abgesehen von einem weiterhin unwichtigen Schalenfaktor, ausschließlich ganzwertige Koeffizienten aufweisen. In dem vorliegenden Fall wird zur Erläuterung für das Polynom gt(D) die bipolare Stoßantwort 1-D gewählt, so daß
bk = ak - ak-1 ist. (1)
Das ternäre Datensignal bk wird durch die Kaskadenschaltung des Übertragungskanals 2 und des Vorwärtskopplungsfilters 31 in Fig. 1 in ein Ausgangssignal rk umgewandelt, und zwar wie folgt:
rk = (b*(f*w))k + (n*w)k, (2)
wobei das Symbol "*" den linearen Konvolutionsoperator bezeichnet, fk und wk die zeitdiskreten Stoßantworten des Übertragungskanals 2 bzw. des Vorwärtskopplungsfilters 31 darstellen und nk ein additives zeitdiskretes Rauschsignal darstellt, das mit Hilfe eines Summierers 20 hinzugefügt wird.
Bei einwandfreier Bemessung des Vorwärtskopplungsfilters 31 aus Fig. 1 gilt, daß das Signal rk nahezu nur nacheilende ISI aufweist. Dies bedeutet, daß (f*w)k nur für nicht-negative Zeitpunkte k wesentlich von Null abweichen kann. In dem betreffenden System erfolgt Bekämpfung nacheilender ISI dadurch, daß das Rückkopplungsfilter 33 mit einer kausalen Stoßantwort pk versehen wird, für die gilt:
Pk= 0, k ≤ 0,
(f * w)k, k ≥ 1 (3)
und daß diesem Rückkopplungsfilter 33 die Symbolentscheidungen k zugeführt werden, die durch die Entscheidungsschaltung 32 gebildet werden. Wegen des kausalen Charakters des Rückkopplungsfilters 33 wird dessen Ausgangssignal zu jedem Zeitpunkt k ausschließlich durch die bereits getroffenen Symbolentscheidungen k-i mit i ≥ 1 bestimmt. Unter normalen Betriebsverhältnissen sind diese Symbolentscheidungen einwandfrei, so daß das Ausgangssignal des Rückkopplungsfilters 33 sich wie folgt beschreiben läßt:
( *p)k = (b*p)k. (4)
Das Ausgangssignal k der Differenzschaltung 34 läßt sich nun wie folgt schreiben:
k = rk - ( *p)k. (5)
In dem Fall, wo das Signal rk ausschließlich nacheilende ISI aufweist, laßt sich diese Formel mit Hilfe der Formeln (2), (3) und (4) wie folgt vereinfachen:
k = bk + (n*w)k = bk + n'k, (6)
wobei n'k die durch das Vorwärtskopplungsfilter 31 in der Amplitude gedämpfte Version des Rauschsignals nk darstellt. Nach dieser letzteren Formel wird, wenn keine Fehlerfortpflanzung vorliegt, an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung 32 eine Schätzung k ohne ISI aus dem Datensignal bk an dem Ausgang des Datensenders 1 gebildet.
Für stark dispersive Übertragungskanäle 2 weist das Ausgangssignal des Vorwärtskopplungsfilters 31 meistens eine stark nacheilende ISI auf, und zwar dadurch, daß die Stoßantwort (f*w)k für k ≥ 1 wesentlich von Null abweicht. Dadurch wird die Stoßantwort pk des Rückkopplungsfilters 33 nach der Formel (3) für k ≥ 1 ebenfalls wesentlich von Null abweichende Werte annehmen. Dadurch entsteht zwangsläufig eine relativ starke Durchwirkung falscher Symbolentscheidungen bk-i mit i ≥ 1 in noch zu treffenden Symbolentscheidungen k+i mit i ≥ 0.
In Fig. 2 bildet die Kaskadenschaltung aus dem linken Teil 13 des Kodierers 11 in dem Datensender 1, dem Übertragungskanal 2 und dem Vorwärtskopplungsfilter 31 des Entzerrers 30 in dem Datenempfänger 3 den linearen Teil der Übertragungsstrecke zwischen dem Ausgang der Datensignalquelle 10 und dem ersten Eingang der Differenzschaltung 34. Die Wirkung dieser Kaskadenschaltung (13, 2, 31) läßt sich durch eine lineare Signaltransformation L, wie in Fig. 2 symbolisch angegeben, beschreiben. Statt an dem Eingang des Vorwärtskopplungsfilters 31 in dieser Kaskadenschaltung (13, 2, 31) ist es auch möglich, den Summierer 20 an dem Ausgang dieses Vorwärtskopplungsfilters 31 mit der Stoßantwort wk anzubringen. Auf Grund dieser Betrachtungen dürfte es einleuchten, daß in dem letzteren Fall der Summierer 20 ein additives Rauschsignal (n*w)k zu dem Ausgangssignal dieser Kaskadenschaltung (13, 2, 31) hinzufügen soll, damit dasselbe Signal rk an dem ersten Eingang der Differenzschaltung 34 erhalten wird, wie in dem in Fig. 2 dargestellten Fall.
Diese letztere Möglichkeit wurde benutzt zur Erläuterung der Beschreibung der Fig. 3, die ein funktionelles zeitdiskretes Modell des Systems nach Fig. 1 zeigt bei Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahmen. In den Fig. 1, 2 und 3 sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben.
Der lineare Teil 13 des Kodierers 11 in Fig. 3 führt wieder ein Bearbeitung durch, die durch das Partial-Response-Polynom gt(D) = 1-D gekennzeichnet ist. An dem Ausgang des Datensenders 1 in Fig. 3 tritt dann wieder ein ternäres Datensignal bk auf nach der Formel (1)
bk = ak - ak-1 (7)
und an dem ersten Eingang der Differenzschaltung 34 in dem Datenempfänger 3 ein Signal rk nach der Formel (2)
rk = (b*(f*w))k + (n*w)k. (8)
In vielen Fällen ist es möglich, ein relativ einfaches Partial-Response-Polynom gc(D) zu erzeugen, derart, daß die zugeordnete Stoßantwort gc,k - die aus den betreffenden Koeffizienten des Polynoms aufgebaut ist - eine gute Stilierung der Stoßantwort (f*w)k der Kaskadenschaltung des Übertragungskanals 2 und des Vorwärtskopplungsfilters 31 bildet. Dies bedeutet, daß die lineare Signaltransformation, die der für die gesamte lineare Übertragungsverzerrung repräsentativen Stoßantwort (f*w)k entspricht, als eine dem Wert gc(D) entsprechende Folge einer Partial-Response-Transformation Lc und einer restlichen Transformation Lr aufgebaut gedacht werden kann. die den im allgemeinen geringen Effekt der restlichen linearen Übertragungsverzerrung berücksichtigt. In dem vorliegenden Beispiel wird für gc(D) die duobinäre Stoßantwort 1 + D gewählt, die für viele Übertragungskanäle 2 mit einem Tiefpaßcharakter, wie beispielsweise ISDN-Verbindungen in dem öffentlichen Fernsprechnetz, illustrativ ist. Diese konzeptionelle Spaltung ist in Fig. 3 durch einen Partial-Response-Kreis 21 zum Ausdruckgebracht, der linearer Signaltransformation Lc entspricht und eine Stoßantwort gc,k aufweist, wobei dem Kreis 21 ein Restkreis 22 folgt, der linearer Signaltransformation Lr entspricht und eine Stoßantwort hk aufweist. In dem Partial-Response- Kreis 21 wird das ternäre Datensignal bk an dem Ausgang des Datensenders 1 in ein virtuelles m-Pegel-Datensignal ck umgewandelt (das Signal ck ist ein 'virtuelles' Signal, weil es in keiner Hinsicht zwischen dem Ein- und Ausgang des Übertragungskanals 2 wirklich sichtbar ist). Für dieses m-Pegel-Datensignal ck gilt dann:
ck = (b*gc)k, (9)
wobei dieser Ausdruck für die vorausgesetzte duobinäre Stoßantwort gc(D) = 1 + D wie folgt vereinfacht zu
ck = bk + bk-1. (10)
Auf Grund der Formel (7) folgt dann, daß ck mit dem binären Datensignal ak an dem Eingang des linearen Teils 13 des Kodierers 11 in dem Datensender 1 wie folgt zusammenhängt
ck = ak - ak-2, (11)
so daß ck in diesem Fall ein ternäres Datensignal ist (also m = 3). Dieser Zusammenhang läßt sich beschreiben durch eine lineare Signaltransformation Lv, die, wie in Fig. 3 zum Ausdruck gebracht, als eine Folge der den Polynomen gt(D) und gc(D) entsprechenden Partial-Response-Transformationen Lt und Lc aufgebaut gedacht werden kann. Der Signaltransformation Lv entspricht dann ein Partial-Response-Polynom gv(D), für das gilt
gv(D) = gt(D).gc(D). (12)
In dem betreffenden Beispiel ist für gt(D) die bipolare Stoßantwort 1-D gewählt worden und für gc(D) die duobinäre Stoßantwort 1 + D, so daß
gv(D) = (1 - D)(1 + D) = 1 - D². (13)
Wegen der im allgemeinen relativ geringen Restübertragungsverzerrung, die durch die Stoßantwort hk dargestellt wird, wird die Signaltransformation L des linearen Teils (13, 2, 31) der Übertragungsstrecke zwischen dem Ausgang der Signalquelle 10 und dem ersten Eingang der Differenzschaltung 34 im wesentlichen durch die lineare Signaltransformation Lv gekennzeichnet, die durch die Kaskadenschaltung des linearen Teils 13 des Kodierers 11 und des Partial-Response-Kreises 21 durchgeführt wird.
Die beschriebene konzeptionelle Spaltung wird in dem datenempfänger 3 nach Fig. 3 dadurch deutlich sichtbar, daß nach der Erfindung der Entzerrer 30 dazu eingerichtet ist, an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung 32 eine Schätzung k des virtuellen Datensignals ck statt einer Schätzung k des Datensignals bk an dem Ausgang des Datensenders 1 zu bilden. Die von dem Entzerrer 30 durchzuführende Aufgabe ist in dem Fall der Fig. 3 weniger anspruchsvoll, und zwar wegen der relativ geringen restlichen Übertragungsverzerrung, die durch die Stoßantwort hk dargestellt wird. Dies läßt sich durch eine nähere Analyse des Modells nach Fig. 3 darlegen. Wie aus der Spaltung nach Fig. 3 hervorgeht, läßt sich das Signal rk an dem ersten Eingang der Differenzschaltung 34 wie folgt schreiben
rk = (c*h)k + (n*w)k. (14)
Entsprechend dem Obenstehenden läßt sich voraussetzen, daß unter normalen Betriebsverhältnissen die bereits getroffenen Symbolentscheidungen k-i mit i ≥ 1 richtig seien. Die Zufuhr dieser richtigen Symbolentscheidungen zu dem Rückkopplungsfilter 33, das nun eine Stoßantwort qk aufweist, führt dann zu einem Ausgangssignal
( *q)k = (c*q)k. (15)
Durch Verwendung der Formeln (14) und (15) stellt es sich nun heraus, daß an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung 32 ein Signal k entsteht mit der Form
k = (c*h)k - (c*q)k + (n*w)k. (16)
Damit dieses Signal k eine möglichst gute Schätzung des virtuellen Datensignals ck ist, ist es nach dieser Formel notwendig, daß die Stoßantwort qk des Rückkopplungsfilters 33 eine treue Kopie des kausalen Teils der Stoßantwort hk ist, d.h.
qk= 0, k ≤ 0,
hk, k ≥ 1 (17)
Wie aus dem Vorstehenden hervorgeht, stellt die Stoßantwort hk meistens nur eine geringe Menge linearer Übertragungsverzerrung dar, so daß die Stoßantwort qk relativ geringe Werte annehmen wird und falsche, bereits getroffene Symbolentscheidungen k-i mit i ≥ 1 daher nur geringfügig in noch zu treffenden Symbolentscheidungen k+i mit 1 ≥ 0 durchwirken werden.
Die auf diese Weise erzielte Verringerung der Fehlerfortpflanzung kann auf deutlich erläutert werden anhand der Situation, in der keine restliche lineare Übertragungsverzerrung auftritt, so daß
hk = δk, (18)
wobei δk die Kronecker Delta-Funktion darstellt. Die lineare Signalverzerrung, die durch die Kaskadenschaltung des Übertragungskanals 2 und des Vorwärtskopplungsfilters 31 eingeführt wird, läßt sich dann in Fig. 2 sowie in Fig. 3 durch die Partial- Response-Transformation Lc genau kennzeichnen, so daß
(f*w)k = gc,k. (19)
Nach der herkömmlichen Annäherung der Fig. 2 ist die Stoßantwort pk nach der Formel (3) eine Replik des Teils mit k ≥ 1 von (f*w)k, d.h.
Pk= 0, k ≤ 0,
gc,k, k ≥ 1, (20)
Für die gewählte duobinäre Stoßantwort gc(D) = 1 + D gilt, daß gc,1 = 1 und gc,k = 0 für k ≥ 2 ist, so daß der erste Koeffizient des Rückkopplungsfilters 33 einen hohen von Null abweichenden Wert aufweist, der zu wesentlicher Fehlerfortpflanzung führen kann. Dagegen führt die Annäherung nach der Erfindung zu einem Rückkopplungsfilter 33, dessen Stoßantwort qk eine Replik des Teils mit k ≥ 1 der Stoßantwort hk ist, wobei dieser Teil nach der Formel (18) für alle k ≥ 1 gleich Null ist. Dadurch sind alle Koeffizienten des Rückkopplungsfilters 33 auch gleich Null, so daß die Fehlerfortpflanzung völlig ausgeschaltet ist. Es dürfte einleuchten, daß diese idealisierte Situation, in der das Rückkopplungsfilter 33 im wesentlichen überflüssig ist, in der Praxis nicht auftreten wird. Es gilt aber nach wie vor, daß die ersten Koeffizienten qk nach Fig. 3 dann eine wesentlich kleinere Amplitude aufweisen als die entsprechenden ersten Koeffizienten pk nach Fig. 2, so daß Fehlerfortpflanzung dadurch geringer ist.
In der Ausgestaltung nach Fig. 3 wird ein m-Pegel-Signal ck dem Rückkopplungsfilter 33 zugeführt, wobei m = 3 ist für das betreffende Beispiel mit gv(D) = 1 - D². Dadurch, daß in dem Kodierer 11 des Datensenders 1 eine geeignete Signaltransformation NLv durchgeführt wird, ist es möglich, diese Anzahl von m Signalpegeln zu verringern und damit eine digitale Ausgestaltung des Rückkopplungsfilters 33 zu vereinfachen.
Diese Möglichkeit ist in Fig. 4 dargestellt, die ein funktionelles zeitdiskretes Modell eines erfindungsgemäßen Systems darstellt. In den Fig. 3 und 4 sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben.
Außer der genannten nicht-linearen Signaltransformation NLv können in dem nicht-linearen Teil 12 des Kodierers 11 im allgemeinen noch andere nicht-lineare Signalbearbeitungen erfolgen. Zur Vereinfachung der nachfolgenden Beschreibung wird vorausgesetzt, diese anderen nicht-linearen Signalbearbeitungen seien in die Datensignalquelle 10 aufgenommen.
Wie obenstehend erläutert, wird mit der Wirkung des Entzerrers 30 nach der Erfindung beabsichtigt, die durch die Stoßantwort hk dargestellte restliche lineare Übertragungsverzerrung zu vermeiden. Bei einwandfreier Wirkung des Entzerrers 30 läßt sich der Zusammenhang zwischen dem Datensignal ak an dem Eingang des linearen Teils (13, 21, 22) der Übertragungsstrecke und dem Eingangssignal k der Symbolentscheidungsschaltung dadurch auch durch die lineare Signaltransformation Lv kennzeichnen. Daß diese lineare Signaltransformation Lv ihrerseits durch ein Partial-Response- Polynom gv(D) gekennzeichnet wird, gibt es laut dem genannten Artikel von Kabal und Pasupathy eine als Vorkodierung bezeichnete nicht-lineare Signaltransformation NLv mit der Eigenschaft, daß die Folge der inversen Bearbeitungen Lv&supmin;¹ und NLv&supmin;¹ von Lv bzw. NLv eine einfache speicherlose inverse Signaltransformation (MIM) ist, die sich als Lv&supmin;¹ NLv&supmin;¹ symbolisch bezeichnet werden kann. Dadurch, daß diese Vorkodierung NLv in dem nicht-linearen Teil 12 des Kodierers 11 angewandt wird, wird erzielt, daß aus den getroffenen Symbolentscheidungen k eine unmittelbare Schätzung k des Eingangssignals dk des Kodierers 11 dadurch erhalten werden kann, daß in dem Dekodierer 35 die speicherlose inverse Signaltransformation MIM angewandt wird. Dadurch, daß das auf diese Weise erhaltene Datensignal k einem dem Vorkodierer 12 in dem Datensender 1 entsprechenden Vorkodierer 37 zugeführt wird, wird eine Schätzung k des Datensignals ak an dem Eingang des linearen Teils (13, 21, 22) der Übertragungsstrecke erhalten und diese Schätzung k wird dem Rückkopplungsfilter 33 zugeführt. Auf diese Weise wird die zur entscheidungsrückgekoppelten Entzerrung allgemein gestellte Anforderung erfüllt, daß das Eingangssignal des Rückkopplungsfilters 33 auf das Signal an dem ersten Eingang der Differenzschaltung 34 linear bezogen ist. Da das vorkodierte Datensignal k dieselbe Anzahl n Amplitudenpegel aufweist wie das ursprüngliche Datensignal dk ist eine digitale Ausgestaltung des Rückkopplungsfilters 33 in Fig. 4 einfacher als in Fig. 3, wobei dem Rückkopplungsfilter 33 ein datensignal mit m > n Amplitudenpegeln zugeführt wird. In dem betreffenden Beispiel mit gv(D) = 1 - D² wird dem Rückkopplungsfilter 33 dann nicht ein ternäres, sondern ein binäres Datensignal zugeführt.
Zwischen den Datensignalen ck und ak gibt es, wie aus dem Obenstehenden hervorgeht, einen Zusammenhang, der sich durch die lineare Signaltransformation Lv kennzeichnen läßt. Beim Fehler falscher Symbolentscheidungen k gilt dadurch dasselbe für den Zusammenhang zwischen den Datensignals k und k aus Fig. 4. In Formelform bedeutet dies, daß
k = ( * gv)k (21)
Damit in der Ausgestaltung nach Fig. 4 dasselbe Ausgangssignal des Rückkopplungsfilters 33 wie in Fig. 3 erhalten wird, soll in Fig. 4 das Rückkopplungsfilter 33 eine Stoßantwort q'k aufweisen, derart, daß
( * q')k = ( * q)k ist (22)
Auf Grund des Zusammenhangs zwischen den Datensignalen k und k nach der Formel (21) soll q'k nach der Formel (22) auf qk bezogen sein wenn
q'k = (q * gv)k (23)
Die Konvolution in der Formel (23) hat im allgemeinen einen verkürzenden Einfluß auf die Stoßantwort des Rückkopplungsfilters 33, wie untenstehend erläutert wird.
Beim Fehler falscher Symbolentscheidungen weist das Datensignal k an dem Ausgang der Symbolentscheidungsschaltung 32 eine kontrollierte ISI-Struktur auf, die durch die lineare Signaltransformation Lv gekennzeichnet ist. Für die üblichsten Partial-Response-Transformationen Lv führt diese Struktur zu Nullpunkten in dem Amplitudenspektrum des Datensignals k, wobei diese Nullpunkte oft bei der Frequenz 0 und/oder bei der Nyquistfrequenz 1/(2T) liegen.
Aus dem Obenstehenden soll das Rückkopplungsfilter 33 eine durch die Stoßantwort hk dargestellte restliche Übertragungsverzerrung ausgleichen. Das auf diese Weise gut definierte erwünschte Ausgangssignal des Rückkopplungsfilters 33 muß in Fig. 3 dadurch erzeugt werden, daß das Datensignal k an dem Eingang mit der Stoßantwort qk konvoluiert wird. Weil das Amplitudenspektrum dieses Eingangssignals k bei durch Lv bestimmten Frequenzen Nullpunkte aufweist, kann die Übertragungsfunktion des Rückkopplungsfilters 33 in der Nähe dieser Frequenzen frei gewählt werden, ohne nennenswerten Einfluß auf das erwünschte Ausgangssignal. Insbesondere bei adaptiver Einstellung des Rückkopplungsfilters 33 nach Fig. 3 kann diese Freiheit unbeabsichtigt zu einer großen Übertragung des Rückkopplungsfilters 33 bei den genannten durch Lv bestimmten Frequenzen führen. Eine solche große Übertragung geht mit einer Stoßantwort qk des Rückkopplungsfilters 33 einher, die sich über eine große Zeitspanne erstreckt und/oder große Amplitudenwerte aufweist, und die auf diese Weise in beiden Fällen zu einer wesentlichen Fehlerfortpflanzung führen können. Nach der Formel (23) wird die Stoßantwort q'k des Rückkopplungsfilters 33 in Fig. 4 durch die Konvolution der durch die lineare Signaltransformation Lv bestimmten Stoßantwort gv,k mit der gerade beschriebenen Stoßantwort qk des Rückkopplungsfilters 33 in Fig. 3. Auf diese Weise wird erreicht, daß eine etwalge große Übertragung des Rückkopplungsfilters 33 in Fig. 3 bei den genannten durch Lv bestimmten Frequenzen in Fig. 4 durch die äußerst geringe Übertragung bei denselben Frequenzen der ebenfalls durch Lv bestimmten Stoßantwort gv,k völlig oder fast völlig rückgängig gemacht wird. Dadurch wird die Stoßantwort q'k des Rückkopplungsfilters 33 in Fig. 4 sich über eine wesentlich kleinere Zeitspanne erstrecken und/oder wesentlich kleinere Amplitudenwerte aufweisen als die Stoßantwort qk des Rückkopplungsfilters 33 in Fig. 3, wodurch die Gefahr vor Fehlerfortpflanzung wesentlich verringert ist.
Es dürfte einleuchten, daß dieser Vorteil der verringerten Fehlerfortpflanzung in dem Datenempfänger 3 nach Fig. 4 nach wie vor gilt, wenn statt des virtuellen Datensignals ck durch die Symbolentscheidungsschaltung 32 das tatsächlich ausgesendete Datensignal bk rekonstruiert wird. Auch dann könnte die Konfiguration nach Fig. 3, wobei Symbolentscheidungen k in bezug auf das tatsächlich ausgesendete Datensignal bk unmittelbar dem Rückkopplungsfilter 33 zugeführt werden, entsprechend dem gerade beschriebenen Mechanismus zu einer Stoßantwort qk des Rückkopplungsfilters 33 führen können, die sich über eine große Zeitspanne erstreckt und/oder große Amplitudenwerte aufweist. Auf diese Weise kann eine wesentliche Fehlerfortpflanzung auftreten. In der Konfiguration nach Fig. 4 führt die entsprechende Stoßantwort q'k des Rückkopplungsfilters 33 unter denselben Umständen zu einer wesentlich geringeren Fehlerfortpflanzung, und zwar durch die Konvolution der Stoßantwort qk mit der Stoßantwort gt,k, die der linearen Signaltransformation Lt entspricht, die in dem linearen Teil 13 des Kodierers 11 in dem Datensender 1 durchgeführt wird.
Wie obenstehend erläutert, gelten die durch die Konfiguration nach Fig. 4 erzielten Vorteile der vereinfachten Implementierung des Rückkopplungsfilters 33 und der verringerten Fehlerfortpflanzung in dem Fall, wo an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung 32 eine Schätzung k des virtuellen Datensignals ck gebildet wird, als auch in dem fall, wo eine Schätzung k des tatsächlich ausgesendeten Datensignals ck bzw. bk mit dem Datensignal a2k an dem Eingang des linearen Teils (13, 21, 22) der Übertragungsstrecke über die lineare Signaltransformationen Lv = Lt Lc bzw. Lt zusammenhängen, dürfte es einleuchten, daß die beiden genannten Vorteile im allgemeinen gelten, wenn an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung 32 eine Schätzung eines M-Pegel-Datensignals gebildet wird, das mit dem n-Pegel-Datensignal ak nach der linearen Signaltransformation L mit L = Lv oder L = Lt zusammenhängt, wobei diese lineare Signaltransformation L mit einem Partial-Response-Polynom g(D) = gv(D) bzw. g(D) = gt(D).
Ein hinzukommender Vorteil der Konfiguration des Datenempfängers 3 nach Fig. 4 bezieht sich auf die Möglichkeit, das Rückkopplungsfilter 33 und ggf. auch das Vorwärtskopplungsfilter 31 adaptiv zu implementieren. Diese Möglichkeit ist in Fig. 5 dargestellt.
In Fig. 5 weisen die beiden Filter 31 und 33 nun je einen Adaptationskreis 31(a) bzw. 33(a) auf, die nach herkömmlichen Techniken ausgebildet sind. Diese Adaptationskreise 31(a) und 33(a) werden von demselben Fehlersignal &epsi;k gesteuert, das für die Differenz zwischen dem Eingangssignal k der Symbolentscheidungsschaltung 32 und einem Datensignal 'k repräsentativ ist. Dieses Datensignal 'k ist auf einfache Weise aus dem Eingangssignal k des Rückkopplungsfilters 33 mit Hilfe eines Partial- Response-Kreises 38, in dem die erwünschte Partial-Response-Transformation Lv durchgeführt wird, abgeleitet. Mit Hilfe einers Differenzschaltung 39 wird die Differenz Δk zwischen den Signalen k und 'k gebildet und in Fig. 5 wird diese Differenz Δk unmittelbar als Fehlersignal &epsi;k benutzt. Bekanntlich lassen sich bei Adaptivfiltern auch vorgeschriebene Funktionen von Δk, wie beispielsweise stark quantisierte Versionen von Δk, als Fehlersignal &epsi;k benutzen, damit ihre digitale Ausbildung vereinfacht werden kann. Unter Anwendung des auf diese Weise erhaltenen Fehlersignals &epsi;k wird auf einfache Weise erreicht, daß der Datenanteil k - (n*w)k des Eingangssignals k der Symbolentscheidungsschaltung 32 nach Konvergenz der adaptiven Filter 31 und 33 auf die gewünschte Weise mit dem Datensignal ak an dem Ausgang des Vorkodierers 12 in dem Datensender 1 zusammenhängt, und zwar über die gewünschte lineare Signaltransformation Lv, die in dem Partial-Response-Kreis 38 festgelegt ist. Die offenbar mehr auf der Hand liegende Ausgestaltung, bei der die Ein- und Ausgangssignale k und k der Symbolentscheidungsschaltung 32 zum Bilden des Fehlersignals &epsi;k unmittelbar benutzt werden, führt nach Adaptierung der Filter 31 und 33 zwar ebenfalls zu einem linearen Zusammenhang zwischen dem Datenanteil k - (n*w)k von k und dem Datensignal ak, führt aber unvermeidlich zu dem Problem, daß sich nicht vorhersagen läßt, welcher lineare Zusammenhang genau entstehen wird, so daß eine unerwünschte Einstellung des Entzerrers 30 nicht von vorn herein ausgeschlossen werden kann.
Es dürfte einleuchten, daß der letztgenannte Vorteil eines vorhersagbaren Konvergenzverhaltens nach wie vor gilt, wenn statt einer erwünschten linearen Signaltransformation L = Lv eine erwünschte lineare Signaltransformation L = Lt in dem Partial-Response-Kreis 38 festgelegt ist. Wie obenstehend erläutert, führt diese lineare Signaltransformation L = Lt zu Symbolentscheidungen k des tatsächlich ausgesendeten Datensignals bk, so daß in diesem fall der Dekodierer 35 eine speicherlose inverse Signaltransformation L&supmin;¹ NL&supmin;¹ = Lt&supmin;¹ NLt&supmin;¹ durchführen soll, während der Vorkodierer 37 die zugeordnete nicht-lineare Signaltransformation NL = NLt durchführen soll.
Das vorhersagbare Konvergenzverhalten des Vorwärtskopplungsfilters 31 und des Rückkopplungsfilters 33 , das durch den Partial-Response-Kreis 38 in Fig. 5 gewährleistet wird, führt zu einem Eingangssignal k der Symbolentscheidungsschaltung 32 mit einer Korrelationsstruktur, die im wesentlichen der einwandfrei definierten Korrelationsstruktur des Ausgangssignals 'k des Partial-Response-Kreises 38 entspricht, wobei diese Korrelationsstruktur durch ein Partial-Response-Polynom gv(D) oder gt(D) gekennzeichnet werden kann. Diese einwandfrei definierte Korrelationstruktur des Eingangssignals k der Symbolentscheidungsschaltung 32 in Fig. 5 kann nun dazu verwendet werden, daß eine weitere Verbesserung der Übertragungsgüte erzielt wird, und zwar durch Hinzufügung eines nicht-adaptiven Post-Detektors 40 zum Bilden endgültiger Symbolentscheidungen k, die einer Datensignalsenke 36', wie in Fig. 5 gestrichelt dargestellt, zugeführt werden. Ein derartiger Post-Detektor ist aus einem Artikel: 'Maximum-Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference' von G.D. Forney, Jr., veröffentlicht in IEEE Trans. Inform. Theory, Heft IT-18, Nr. 3, Seiten 363-378, Mai 1972 bekannt. In diesem Artikel wird ein nicht-adaptiver Detektor beschrieben, der dazu eingerichtet ist, die wahrscheinlichste Reihe gesendeter Datensymbole dk zu schätzen und dazu die Korrelationsstruktur des Eingangs k optimal zu benutzen. Dies führt zu einer Übertragungsgüte, die besser ist als beim Treffen symbolweiser Entscheidungen, wie in der Symbolentscheidungsschaltung 32 durchgeführt. Für Korrelationsstrukturen vom betreffenden Partial-Response-Typ sind auf diese Weise laut des Artikels von Forney oft Verbesserungen der Übertragungsgüte erzielbar, die einer Verbesserung um 2-3 dB im Rauschabstand entsprechen. Dabei kann die Ausgestaltung des nicht-adaptiven Post- Detektors 40 nach wie vor relativ einfach sein, und zwar wegen des niedrigen Grades und der dadurch kurzen Speicherlänge des Partial-Response-Polynoms (gv(D) oder gt(D)), welche die Korrelationsstruktur des Eingangssignals k des Post-Detektors 40 festlegt. Es erübrigt sich zu erwähnen, daß auch andere Typen nicht-adaptiver Detektoren, welche diese einwandfrei definierte Korrelationsstruktur zum Erzielen einer besseren Übertragungsgüte ausnutzen, als Post-Detektor 40 in Fig. 5 angewandt werden können. Auch dürfte es nach der obenstehenden Erläuterung einleuchten, daß es in den nicht-adaptiven Konfigurationen der Fig. 2, 3 und 4 sinnvoll sein kann, einen derartigen nicht-adaptiven Post-Detektor an den Eingang der Symbolentscheidungsschaltung 32 anzuschließen zum Erhalten endgültiger Symbolentscheidungen k-M einer besseren Qualität als die der Entscheidungen k, aber einfachheitshalber ist diese Möglichkeit in diesen Figuren nicht näher angegeben.

Claims

1. System zum Übertragen eines n-Pegel-Datensignals mit einer bestimmten Symbolfrequenz 1/T, wobei dieses System einen mit einer Datensignalquelle (10) versehenen Datensender (1), einen Übertragungskanal (2) sowie einen mit einem Entzerrer (30) vom entscheidungsrückgekoppelten Typ versehenen Datenempfänger (3) aufweist, wobei der Entzerrer als Entzerrerelemente mindestens ein zwischen dem Eingang des Datenempfängers (3) und einem ersten Eingang einer Differenzschaltung (34) vorgesehenes Vorwärtskopplungsfilter (31), eine mit dem Ausgang der Differenzschaltung (34) verbundene Symbolentscheidungsschaltung (32), und ein zwischen dem Ausgang der Symbolentscheidungsschaltung und einem zweiten Eingang der Differenzschaltung vorgesehenes Rückkopplungsfilter (33) aufweist, wobei in diesem System der lineare Teil der Übertragungsstrecke zwischen dem Ausgang der Datensignalquelle (10) und dem ersten Eingang der Differenzschaltung (34) durch eine lineare Signaltransformation L beschrieben werden kann, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrerelemente (31, 32, 33, 34) geeignete Übertragungskennzeichen aufweisen zum an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung Bilden einer Schätzung eines virtuellen m- Pegel-Datensignals, wobei dieses virtuelle m-Pegel-Datensignal bezogen ist auf das entsprechend einer linearen Signaltransformation Lv dem Eingang des linearen Teils der Übertragungsstrecke zugeführte n-Pegel-Datensignal, wobei diese Transformation im wesentlichen die lineare Transformation L kennzeichnet und einem Partial-Response- Polynom gv(D) entspricht, wobei D ein das Symbolintervall T darstellender Verzögerungsoperator ist.

2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Datensender (1) einen zwischen der Datensignalquelle (10) und dem Eingang des linearen Teils der Übertragungsstrecke vorgesehenen Vorkodierer (12) aufweist zum Durchführen einer nicht-linearen Signaltransformation NLv, die durch die lineare Signaltransformation Lv eindeutig bestimmt ist, und daß die Entzerrerelemente einen Dekodierer (35) und einen Vorkodierer (37) aufweisen, daß der Eingang des Rückkopplungsfilters (33) in dem Datenempfänger (3) über den Dekodierer (35) und den dem Vorkodierer (12) in dem Datensender entsprechenden Vorkodierer (37) mit dem Ausgang der Symbolentscheidungsschaltung (32) verbunden ist, wobei der Dekodierer (35) eine speicherlose inverse Signaltransformation NLv durchführt zum Umwandeln der m-Pegel-Symbolentscheidungen in ein dem ursprünglichen n-Pegel-Datensignal entsprechendes n-Pegel-Datensignal.

3. Datenempfänger (30) mit einem entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer, der als Entzerrerelemente mindestens ein zwischen dem Eingang des Datenempfängers und dem ersten Eingang einer Differenzschaltung (34) vorgesehenes Vorwärtskopplungsfilter (31), eine mit dem Ausgang der Differenzschaltung (34) verbundenen Symbolentscheidungsschaltung (23) und ein zwischen dem Ausgang der Symbolentscheidungsschaltung (32) und einem zweiten Eingang der Differenzschaltung (34) vorgesehenes Rückkopplungsfilter (33) aufweist, wobei dieser Datenempfänger dazu geeignet ist, in einem System nach Anspruch 1 oder 2 angewandt zu werden, wobei das Vorwärtskopplungsfilter (31) eine spezifische Vorwärtskopplungseigenschaft hat zum Bilden eines ursprünglichen n-Pegel-Datensignals an dem Ausgang des Vorwärtskopplungsfilters (31), das in einer linearen Übertragungsstrecke liegt zum Übertragen eines von dem ursprünglichen n-Pegel-Datensignal abgeleiteten n-Pegel-Datensignals mit einer bestimmten Symbolfrequenz 1/T, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrerelemente spezifische Übertragungskennzeichen aufweisen zum an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung (32) Bilden einer Schätzung eines m-Pegel-Datensignals, wobei das virtuelle m-Pegel-Datensignal bezogen ist auf das entsprechend einer linearen Signaltransformation L abgeleitete n-Pegel-Datensignal, die einem Partial-Response-Polynom gv(D) entspricht, wobei D ein das Symbolintervall T darstellender Verzögerungsoperator ist, daß die Entzerrerelemente einen Dekodierer (35) und einen Vorkodierer (37) aufweisen und daß der Ausgang der Symbolentscheidungsschaltung (32) mit dem Dekodierer (35) verbunden ist zum Durchführen einer speicherlosen inversen Signaltransformation L&supmin;¹ NL&supmin;¹, wobei die m-Pegel-Symbolentscheidungen in ein N-Pegel- Datensignal umgewandelt werden, das dem ursprünglichen n-Pegel-Datensignal entspricht, wobei NL eine nicht-lineare Signaltransformation ist, die durch die lineare Signaltransformation L unzweideutig bestimmt wird, daß der Ausgang des Dekodierers (35) mit einem Eingang eines Vorkodierers (37) gekoppelt ist zum Durchführen der nicht-linearen Signaltransformation NL, bei der das n-Pegel-Datensignal an dem Ausgang des Dekodierers (35) in ein n-Pegel-Datensignal umgewandelt wird, das dem abgeleiteten n-Pegel-Datensignal entspricht, und daß der Ausgang des Vorkodierers (37) mit dem Eingang des Rückkopplungsfilters gekoppelt ist.

4. Datenempfänger (30) mit einem entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer, der als Entzerrerelemente mindestens ein zwischen dem Eingang des Datenempfängers (30) und dem ersten Eingang einer Differenzschaltung (34) vorgesehenes Vorwärtskopplungsfilter (31), eine mit dem Ausgang der Differenzschaltung (34) verbundene Symbolentscheidungsschaltung (32), sowie ein zwischen dem Ausgang der Symbolentscheidungsschaltung (32) und einem zweiten Eingang der Differenzschaltung (34) vorgesehenes Rückkopplungsfilter (33) aufweist, wobei der Datenempfänger zum Gebrauch bei einem System nach Anspruch 1 oder 2 geeignet ist und wobei das Vorwärtskopplungsfilter (31) eine spezifische Übertragungseigenschaft hat zum Bilden eines ursprünglichen n-Pegel-Datensignals aus dem Ausgangssignal des in einer linearen Übertragungsstrecke vorgesehenen Vorwärtskopplungsfilters (31), dem ein von dem ursprünglichen n-Pegel-Datensignal abgeleitetes n-Pegel-Datensignal mit einer bestimmten Symbolfrequenz 1/T zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrerelemente spezifische Übertragungskennzeichen aufweisen zum an dem Eingang der Symbolentscheidungsschaltung Bilden einer Schätzung eines auf das abgeleitete n-Pegel-Datensignal bezogenen m-Pegel-Datensignals, entsprechend einer linearen Signaltransformation L, die einem Partial-Response-Polynom g(D), wobei D ein das Symbolintervall T darstellender Verzögerungsoperator ist, und daß der Eingang der Symbolentscheidungsschaltung zum Bilden einer endgültigen Schätzung des ursprünglichen n-Pegel-Datensignals ebenfalls mit einem Post-Detektor gekoppelt ist.

5. Datenempfänger (30) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal der Symbolentscheidungsschaltung (32) zum Bilden einer endgültigen Schätzung des ursprünglichen n-Pegel-Datensignals ebenfalls einem Post-Detektor (40) zugeführt wird.

6. Datenempfänger nach Anspruch 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungsfilter (33) unter Ansteuerung eines Fehlersignals adaptiv einstellbar ist, wobei dieses Fehlersignal für die Differenz zwischen dem Eingangssignal der Symbolentscheidungsschaltung (32) und einem von dem Eingangssignal des Rückkopplungsfilters (33) mittels Durchführung der linearen Signaltransformation L abgeleiteten Signal repräsentativ ist.

7. Datenempfänger (30) nach Anspruch 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Vorwärtskopplungsfilter (31) und das Rückkopplungsfilter (33) unter Ansteuerung eines Fehlersignals adaptiv einstellbar sind, wobei dieses Fehlersignal für die Differenz zwischen dem Eingangssignal der Symbolentscheidungsschaltung (32) und einem von dem Eingangssignal des Rückkopplungsfilters (33) mittels Durchführung der linearen Signaltransformation L abgeleiteten Signal repräsentativ ist.