DE3814251C1 - Protective circuit for capacitive loads - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für kapazitive Lasten nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Beim Betrieb von elektronischen Anlagen an Wechsel-Versorgungs­ netzen ist nicht nur mit sehr kurzen, im hochfrequenten Bereich liegenden Störspannungen zu rechnen, die über klein dimensionier­ bare Tiefpaßfilter mit hoher Gegenfrequenz ausfilterbar sind, sondern auch mit Störimpulsen, deren Halbwertsdauer im Milli­ sekunden-Bereich liegt. Dies gilt insbesondere dann, wenn am Versorgungsnetz Industriemaschinen, Bahnen, Feuerungs­ anlagen oder dergleichen betrieben werden. Da die Anstiegs­ flanken derartiger Störimpulse sehr steil sind, ist die Gefahr der Störung eines elektronischen Gerätes dann besonders hoch, wenn dieses eine kapazitive Last am Netz bildet. Die DIN-Norm VDE 0160/01.B6 definiert diese Spannungsimpulse, so daß ein Verbraucher, der ein elektronisches Gerät erwirbt, das nach dieser Norm geprüft wurde, das Gerät bedenkenlos an einem solchen Netz betreiben kann.

Zum Schutz vor derartigen Störimpulsen kann man nun dem Gerät z. B. einen magnetischen Konstanthalter oder auch nur einen Trenntransformator vorschalten. Zum einen bringt dies aber relativ hohe Kosten mit sich, zum anderen sind derartige Bauteile bei höheren Leistungsanforderungen voluminös, was der in der Elektronik immer angestrebten Miniaturisierung zuwiderläuft.

Aus der DEZ "Elektrotechnik", Juni 1977, H. 11, S. 14-19, sind Schaltungsbeispiele zum Schutz insbesondere eines Ge­ gentakt-Spannungswandlers bekannt. Insbesondere wird dort vorgeschlagen, vor dem Netzgleichrichter einen strombegren­ zenden Widerstand zu schalten. Diese Maßnahme führt aber dazu, daß die Zeit zwischen Ankopplung an das Netz und Er­ reichen der vollen Ausgangsleistung des Gerätes verringert wird. Weiterhin sind in der Schaltung ein Siebkondensator und Schalttransistoren vorgesehen, welche Überströme be­ grenzen sollen. Die dort getroffenen Maßnahmen sind jedoch nicht geeignet, pulsförmige Überspannungen der eingangs ge­ nannten Art in geeigneter Weise abzublocken.

Aus der DD 1 50 820 ist eine Schaltungsanordnung zur Verrin­ gerung des Kurzschlußstromes bei Schaltnetzteilen bekannt, die ein LC-Glied aufweist. Auch diese Schaltung kann puls­ förmige Überspannungen nicht abblocken, sondern ist nur zur Kurzschlußsicherung eines Schaltnetzteiles geeignet.

Aus "Schaltbeispiele mit diskreten Halbleiterbauelementen" Fa. Intermetall, Ausgabe 1973/3, S. 158, 159, ist ein Tran­ sistorschalter für Wechselstromverbraucher bekannt, der als steuerbaren Schalter einen Transistor im Querzweig einer Brückenschaltung aus antiparallel geschalteten Diode um­ faßt. Zum Abblocken von pulsförmigen Überspannungen ist je­ doch diese Schaltung nicht geeignet.

Aus der US 44 14 598 ist eine geregelte Stromversorgung be­ kannt, die einen Optokoppler zum galvanischen Abtrennen eines Sperrsignales aufweist. Auch mit dieser Anordnung können pulsförmige Überspannungen nicht unterdrückt werden.

Aus der EP-A-1 30 254 ist es bekannt, daß man eine Schaltung für einen Leitungsunterbrecher mit Strom aus dem Versorgungs­ netz versorgen kann. Ein Hinweis auf das Abblocken von puls­ förmigen Überspannungen ist dieser Druckschrift nicht ent­ nehmbar.

Ausgehend vom obengenannten Stand der Technik ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schutzschaltung der eingangs genannten Art dahingehend weiterzubilden, daß unter Beibehaltung der Entstörungswirkung eine kostengünstige Miniaturisierung ermöglicht wird.

Diese Aufgabe wird durch eine Schutzschaltung gelöst, die eine Stromabtasteinrichtung umfaßt, zum Abtasten des in die Last fließenden Stromes und zum Abgeben eines Sperrsignales dann, wenn der Betrag des abgetasteten Stromes einen vorein­ gestellten Maximalstrom überschreitet, eine Spannungsabtast­ einrichtung umfaßt, zum Abtasten der Spannung im Versorgungs­ netz und zum Abgeben eines zweiten Sperrsignals mindestens dann, wenn der Betrag der abgetasteten Spannung eine voreingestellte Maximalspannung überschreitet und die eine steuerbare Schalt­ einrichtung umfaßt, welche derart ausgebildet und in gesteuerter Verbindung mit der Strom- und der Spannungsabtasteinrichtung steht, daß die Last dann vom Versorgungsnetz getrennt wird, wenn mindestens eines der zwei Sperrsignale vorliegt.

Wenn ein Spannungsimpuls der oben beschriebenen Art im Netz auftritt, so steigt aufgrund der kapazitiven Last zunächst der Eingangsstrom schnell an. Sobald der Eingangsstrom den voreingestellten Maximalwert überschreitet, wird die Last vom Netz getrennt, wobei dies aufgrund der in der Last gespeicherten Energie für die Last bzw. das elektronische Gerät noch keine vollständige Unterbrechung der Energieversorgung darstellt. Sobald die Last vom Netz getrennt ist, geht die Spannung auf den vom Netz vorgegebenen Wert. Sobald die Spannung dann den für die Last zulässigen Maximalwert wieder unterschreitet, der Störimpuls also ungefährlich wird, wird die Last wieder mit dem Netz verbunden und in den "Normalbetrieb" überführt.

Besonders vorteilhaft ist der Einsatz dieser Schutzschaltung in primär getakteten Netzgeräten, die einerseits eine (hohe) kapazitive Last darstellen, andererseits eben gerade zur Vermeidung von großen Netztransformatoren konzipiert sind. Bei diesen primär getakteten Netzgeräten besteht das Problem, daß die Auslegung der Eingangsbauteile, insbesondere der Kondensatoren und Leistungstransistoren im Eingangskreis ohnehin schon Problempunkte sind. Die Auslegung dieser Eingangs­ bauteile derart, daß die von der Norm geforderten Spannungs­ festigkeiten erreicht werden, ist aus wirtschaftlichen Gründen praktisch nicht möglich.

Bei der Verwendung der erfindungsgemäßen Anordnung im Zusammen­ hang mit einem primär getakteten Netzgerät ergibt sich ein weiterer Vorteil dadurch, daß die Schutzschaltung gleichzeitig auch als Strombegrenzung beim Einschalten des Gerätes dient. Zum einen kann die Schutzschaltung so ausgelegt werden, daß sie schneller als die bisher verwendeten NTC's reagiert, zum anderen ist die erfindungsgemäße Schutzschaltung auch dann wirksam, wenn die kapazitive Last mehrmals hintereinander (kurz) ein- und wieder ausgeschaltet wird.

Vorzugsweise wird die Ankopplung der Last an das Netz nicht gleichzeitig (nur durch die Schaltzeiten der verwendeten Bauteile begrenzt) mit dem Unterschreiten des Maximalstroms vorge­ nommen, sondern erst eine kurze Zeitdauer später. Auf diese Weise kann ein hochfrequentes Schwingen der Bauteile beim erstmaligen Einschalten der Last und damit eine hohe thermische Belastung der Bauteile vermieden werden.

Vorzugsweise ist eine (an sich bekannte) vom Laststrom beauf­ schlagte Filteranordnung für die eingangs genannten hoch­ frequenten Störspannungen vorgesehen, die insbesondere bei Verwendung für primär getaktete Netzgeräte auch Rückwirkungen filtert.

Bei Verwendung der Schutzschaltung in primär getakteten Netz­ geräten wird die Anordnung dann besonders einfach, wenn sie zwischen dem ohnehin vorgesehenen Gleichrichter und den Eingangskondensatoren des Netzgerätes angeordnet ist, da die Schutzschaltung dann nur für (pulsierenden) Gleichstrom aus­ gelegt sein muß.

Weitere erfindungswesentliche Merkmale ergeben sich aus den Unteransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung, die anhand von Figuren näher erläutert werden. Hierbei zeigt

Fig. 1 das Prinzip-Blockschaltbild einer Schutz­ schaltung;

Fig. 2 eine erste bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zur Verwendung in einem primär getakteten Netzgerät; und

Fig. 3 eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zur Verwendung als "Vorschaltgerät".

In Fig. 1 bezeichnen E, E′ Eingangsklemmen, A, A′ Ausgangs­ klemmen der Schutzschaltung, wobei die Eingangsklemmen E, E′ mit dem Versorgungsnetz, die Ausgangsklemmen A, A′ mit einer kapazitiven Last 10 verbunden sind. Die Eingangsklemme E′ ist mit der Ausgangsklemme A′ direkt verbunden, während die Eingangsklemme E über einen steuerbaren Schalter 12 mit der Ausgangsklemme A in Verbindung steht. In der Leitung zwischen der Eingangsklemme E und dem Schalter 12 ist eine Strommeß­ einrichtung 11 vorgesehen, die ein Strom-proportionales Aus­ gangssignal liefert, welches einem ersten Eingang eines ersten Komperators 13 zugeführt wird. Der weitere (invertierende) Eingang des Komparators 13 steht mit dem Ausgang einer Referenz­ spannungsquelle 14 in Verbindung, so daß an seinem Ausgang immer dann ein hoher Pegel liegt, wenn das (last-)stromproportionale Ausgangssignal der Strommeßeinrichtung den Spannungswert der Referenzspannungsquelle 14 überschreitet.

Mit den Eingangsklemmen E, E′ sind die Eingangsklemmen eines Brückengleichrichters 18 verbunden, dessen Ausgangsklemmen auf einen Differenzverstärker 17 mit konstantem Verstärkungsfaktor geführt sind. Der Ausgang des Differenzverstärkers 17, an dem eine, dem Betrag der Wechselspannungamplitude proportionale Gleichspannung anliegt, ist mit einem Eingang eines weiteren Komparators 15 verbunden, dessen anderer Eingang auf dem Ausgang einer weiteren Referenzspannungsquelle 16 liegt. Immer dann, wenn der Betrag der Spannung an den Eingangsklemmen E, E′ den durch die Referenzspannungsquelle 16 definierten Wert überschreitet, geht der Ausgang des Komparators 15 auf hohen Pegel.

Die Ausgänge des Komparators 13 und 15 gehen auf zwei Eingänge eines ODER-Gatters 19, dessen Ausgang somit immer dann auf hohem Potential liegt, wenn entweder der Laststrom oder die Eingangsspannung die durch die Referenzspannungsquellen 14, 16 definierten Werte überschreiten.

Der Ausgang des ODER-Gatters 19 ist mit einem Steuereingang des steuerbaren Schalters 12 verbunden. Dieser steuerbare Schalter 12 ist derart ausgelegt, daß er dann öffnet, wenn an seinem Steuereingang hohes Potential liegt.

Die Funktionsweise der in Fig. 1 gezeigten Anordnung ist wie folgt:

Tritt an den Eingangsklemmen ein Störimpuls der oben beschriebenen Art auf, so steigt zunächst der durch den geschlossenen Schalter 12 fließende Laststrom an, so daß das Ausgangssignal der Strom­ meßeinrichtung 11 ebenfalls ansteigt. Sobald das Ausgangs­ signal der Strommeßeinrichtung 11 dem Betrag nach den durch die Referenzspannungsquelle 14 vorgegebenen Wert überschreitet, geht der Ausgang des Komparators 13 und damit auch der Ausgang des ODER-Gatters 19 auf hohen Pegel, so daß der Schalter 12 und damit die Last 10 von der Ausgangsklemme A abgetrennt wird. Daraufhin geht die Spannung an den Eingangsklemmen E, E′ auf den durch das Netz vorgegebenen Wert, so daß nunmehr die Ausgangsspannung des Komparators 17 den durch die Referenz­ spannungsquelle 16 vorgegebenen Wert überschreitet und der Ausgang des Komparators 15 auf hohen Pegel geht. Dies bedeutet, daß am Ausgang des ODER-Gatters 19 ein hoher Pegel liegt, der Schalter 12 somit geöffnet bleibt.

Erst dann, wenn die Spannung des Störimpulses den durch die Referenzspannungsquelle 16 vorgegebenen Wert wieder unter­ schreitet, geht der Ausgang des Komparators 15 auf niedrigen Pegel. Da der Schalter 12 zuvor geöffnet war, liegt auch der Ausgang des Komparators 13 auf niedrigen Pegel, so daß nunmehr der Ausgang des ODER-Gatters 19 auf niedrigen Pegel wechselt. Dadurch wird der Schalter 12 geschlossen und die Last 10 wieder an das Netz angekoppelt und im "Normalbetrieb" weiter mit (Wechsel-)Strom versorgt.

Beim erstmaligen Einschalten der Last 10 - und dies gilt insbesondere dann, wenn die Last 10 von einem primär getakteten Netzgerät gebildet wird - wirkt die Schutzschaltung nach Fig. 1 strombegrenzend. Beim Einschalten, wenn also die Kapazitäten der Last 10 noch keine Ladung enthalten, steigt der Strom durch die Schutzschaltung sprunghaft an. Sobald der Strom den vorge­ gebenen Grenzwert erreicht, wird der Schalter 12 geöffnet. Da die zu diesem Zeitpunkt abgetastete Eingangsspannung den eingestellten Maximalwert nicht überschreitet und der Strom durch das Öffnen des Schalters 12 sofort wieder unter den kritischen Wert abgesunken ist, wird der Schalter 12 wieder geschlossen, so daß der Strom entsprechend ansteigt und sich dieser Vorgang wiederholt. Die Schaltfrequenz bzw. Wiederholungs­ frequenz ist durch die Verzögerungszeiten in den Bauelementen 11, 13, 19 und 12 bestimmt. Wenn der Schalter 12 z. B. einen Transistor umfaßt, so muß der Vermeidung einer hohen thermischen Belastung der A-Betrieb der Anordnung, also eine echte Konstant­ haltung des Eingangsstromes vermieden werden. Dies geschieht bei der Schaltung nach Fig. 1 durch die Schaltcharaktristik des Komparators 13 bzw. des ODER-Gatters 19. Damit weiterhin die Schaltfrequenz nicht zu hoch wird, was wiederum eine thermische Belastung des Schalters 12 während der Schaltüber­ gänge mit sich bringt, ist es von Vorteil, wenn mit einer Einschaltverzögerung beim Schließen des Schalters 12 gearbeitet wird. Dies gilt insbesondere dann, wenn der Laststrom beim (erstmaligen) Einschalten der Last begrenzt werden soll und zwar der Eingangsstrom aber nicht die Eingangsspannung den höchsten zulässigen Wert überschreitet.

Im folgenden wird eine Schaltung anhand von Fig. 2 beschrieben, die eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zeigt, wobei hier ein primär getaktetes Netzgerät vor Störimpulsen ge­ schützt werden soll. In diesem Fall sind die Eingangsklemmen E, E′ mit den Ausgangsklemmen eines Brückengleichrichters G gekoppelt, der ohnehin im Netzgerät vorgesehen ist. Die eigentliche kapazitive Last 10 liegt an den Ausgangsklemmen A, A′ der Schutzschaltung.

Über einen Widerstand R 1 liegt eine Parallelschaltung aus einem Speicherkondensator C und einer Zenerdiode Z 1 zwischen den Eingangsklemmen E und E′. An den Klemmen des Kondensators C liegt somit eine durch die Zenerdiode Z 1 geregelte Gleich­ spannung, die zur Stromversorgung weiterer Baugruppen dienen kann. Parallel zum Speicherkondensator C liegt eine Reihen­ schaltung aus einem Widerstand R 10 und einer weiteren Zener­ diode Z 2. Die Zenerdiode Z 2 wird von einer Reihenschaltung aus zwei Widerständen R 11 und R 12 überbrückt. Am Verbindungspunkt der beiden Widerstände R 11 und R 12 steht somit eine geregelte Spannung (gegenüber der Klemme E′) zur Verfügung, die als Referenzspannung dient. Die Bauteile R 10-R 12, Z 2 entsprechen somit der Referenzspannungsquelle 16.

Die Eingangsklemme E′ ist über einen niederohmigen Meßwider­ stand RM mit dem Emitter eines Transistors T 1 verbunden, dessen Kollektor über eine Induktivität L (ca. 4 µH) mit der Ausgangsklemme A′ verbunden ist. Die Eingangsklemme E ist mit der Ausgangsklemme A direkt verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen der Induktivität L und dem Kollektor des Transistors T 1 ist über eine Diode D 3 mit der Eingangsklemme E verbunden.

Die Basis und der Kollektor des Transistors T 1 sind über die Drain-Sorce-Strecke eines FET T 2 verbunden, wobei die Basis des Transistors T 1 weiterhin über einen Widerstand R 5 mit der Eingangsklemme E′ verbunden ist.

Die Eingangsklemme E ist weiterhin über eine Reihenschaltung bestehend aus einer Zenerdiode Z 4 und zwei Widerständen R 8, R 9 mit der Eingangsklemme E′ verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände R 8, R 9 liegt über eine Diode D 1 und eine Zener­ diode Z 3 auf der Eingangsklemme E′. Der Verbindungspunkt der Diode D 1 und der Zenerdiode Z 3 ist auf den (negativen) Eingang eines Komparators V geführt, der weiterhin über einen Wider­ stand R 4 auf dem Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors T 1 und dem Meßwiderstand RM liegt. Weiterhin liegt der invertierende Eingang des Komparators V über eine Reihenschaltung bestehend aus einem Kondensator C 1, einer Diode D 2 und einem Widerstand R 6 auf dem Kollektor des Transistors T 1. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 6 und der Diode D 2 ist über einen Widerstand R 7 mit dem invertierenden Eingang des Komparators V verbunden.

Der nicht invertierende Eingang des Komparators V ist zum einen mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 11 und R 12, zum anderen über einen Widerstand R 3 mit seinem Ausgang und mit dem GATE-Anschluß des Transistors T 2 verbunden. Außerdem liegt der GATE-Anschluß des Transistors T 2 über einen Widerstand R 2 am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 1 und dem Speicherkondensator C.

Die Funktionsweise dieser Anordnung ist wie folgt:

Wenn ein Störimpuls zwischen den Klemmen E, E′ auftritt, so steigt der Strom durch den Meßwiderstand RM an, so daß das Potential im invertierenden Eingang des Komparators V ebenfalls ansteigt. Sobald dieses Potential die Spannung am nicht in­ vertierenden Eingang des Komparators V überschreitet, sinkt sein Ausgang auf niedriges Potential, so daß der Transistor T 2 sperrt. Damit wird die Basis des Transistors T 1 über den Widerstand R 5 auf niedriges Potential gebracht, so daß der Transistor T 1 ebenfalls sperrt und den Laststrom somit unter­ bricht.

Sobald der Laststrom unterbrochen ist, steigt die Spannung an den Klemmen E, E′, so daß nunmehr die Zenerdiode Z 4 leitend wird und somit die Spannung am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 8 und R 9 steigt. Diese Spannung liegt über die Diode D 1 am invertierenden Eingang des Komparators V und wird über die Zenerdiode Z 3 auf einen, für den Komparator V unge­ fährlichen Wert begrenzt.

Wenn also der Laststrom beim Sperren des Transistors T 1 sinkt und damit das Potential am Verbindungspunkt zwischen Meßwider­ stand RM und Emitter des Transistors T 1 ebenfalls sinkt, so bleibt dennoch der Ausgang des Verstärkers V solange auf negativem Potential (und sperrt die Transistoren), bis die Spannung an den Eingangsklemmen E, E′ soweit abgesunken ist, daß die Zenerdiode Z 4 wieder sperrt. Hierbei sorgt die Reihen­ schaltung aus Diode D 2 und Kondensator C 1, die vom Widerstand R 7 überbrückt ist, dafür, daß die Transistoren schnell gesperrt aber verzögert wieder durchgesteuert werden.

Im folgenden wird eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung anhand von Fig. 3 näher beschrieben. Hierbei handelt es sich um eine Schutzschaltung, die am Ausgang Wechselstrom liefert, also jeder kapazitiven Last vorgeschaltet werden kann.

Bei der in Fig. 3 gezeigten Anordnung ist die Eingangsklemme E mit der Ausgangsklemme A der Schaltung über eine Induktivität L 1 verbunden. Die Induktivität L 1 ist magnetisch mit einer Induktivität L 2 gekoppelt, die zwischen der Eingangsklemme E′ und der einen Klemme des steuerbaren Schalters liegt, dessen andere Klemme mit der Ausgangsklemme A′ der Schutzschaltung verbunden ist. Der steuerbare Schalter umfaßt eine Diode D 6, deren Kathode mit der Eingangsklemme E′ und deren Anode über einen Meßwiderstand RM und die Drain-Sorce-Strecke eines Transistors T 1 mit der Kathode einer Diode D 5 verbunden ist, deren Anode auf der Ausgangsklemme A′ liegt. Weiterhin ist die Eingangsklemme E′ über die Anoden-Kathoden-Strecke einer Diode D 4, die Drain-Sorce-Strecke des Transistors T 1, den Meßwiderstand RM und die Anoden-Kathoden-Strecke einer Diode D 7 mit der Ausgangsklemme A′ verbunden. Parallel zum Meß­ widerstand RM ist zur Kompensation seiner (insbesondere bei Drahtwiderständen vorhandenen) Induktivität ein Kondensator C 11 geschaltet. Bei durchgesteuertem Transistor T 1 fließt somit je nach Stromrichtung der Strom entweder über die Strecke D 4, T 1, RM und D 7 oder über die Strecke D 6, RM, T 1 und D 5.

Zur Entstörung ist eine Reihenschaltung aus zwei Kondensatoren C 3, C 4 mit den Eingangsklemmen E, E′ gekoppelt, deren Verbindungspunkt an Masse liegt. Weiterhin sind zum Filtern sehr schneller Störimpulse Konden­ satoren C 5, C 6 vor und nach den Induktivitäten L 1, L 2 die beiden Leitungen verbindend vorgesehen.

Zur Stromversorgung der aktiven Bauelemente der Anordnung und zum Abtasten der momentanen Eingangsspannung liegt ein Brückengleichrichter 18 mit seinen Eingangsklemmen an den Ausgangsklemmen der Induktivitäten L 1 und L 2. Die Ausgangs­ klemmen des Brückengleichrichters 18 sind mit einer Reihen­ schaltung, bestehend aus einem Widerstand R 13 und einem Kondensator C 7 verbunden, wobei der Kondensator C 7 über einer Zenerdiode Z 5 liegt. Am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 13 und dem Kondensator C 7 liegt somit eine durch die Zenerdiode Z 5 stabilisierte Gleichspannung.

Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 13 und dem Kondensator C 7 ist über eine Parallelschaltung bestehend aus einem Widerstand R 16 und einem Kondensator C 8 mit der Anode der LED eines Optokopplers 20 verbunden, dessen Kathode auf der Kathode eines Shuntreglers liegt und dessen Anode an der Anode der Zenerdiode Z 5 liegt.

Die Ausgangsklemmen des Gleichrichters 18 sind weiterhin über eine Reihenschaltung, bestehend aus zwei Widerständen R 14, R 15 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 14 und R 15 ist mit dem Steuereingang des Shunt­ reglers 21 gekoppelt. Der Shuntregler 21 stellt einen Komparator mit eingebauter Referenzspannung dar, der dann durchschaltet, wenn die Spannung zwischen seinem Steuereingang und seiner Anode einen vorbestimmten Wert überschreitet und bei Unter­ schreiten der Spannung öffnet.

Die Ausgangsklemme des Gleichrichters 18, an der die Wider­ stände R 13 und R 14 anliegen, ist über einen Widerstand R 17 mit dem Eingang eines Konstantspannungsreglers 22 gekoppelt, dessen Masse-Eingang einerseits über eine Parallelschaltung bestehend aus einem Kondensator C 9 und einer Zenerdiode Z 6 mit seinem Eingang und andererseits mit dem Verbindungspunkt der Dioden D 6 und D 7 und dem Meßwiderstand RM gekoppelt ist. Der Ausgang des Reglers 22 liefert eine Konstantspannung, die zur Stromversorgung von drei Open-Kollektor-Komparatoren V 1-V 3 dient.

Der Ausgang des Reglers 22 ist weiterhin über die Kollektor- Emitterstrecke des Transistors im Optokoppler 20 und einen Widerstand R 18 mit seinem Steuereingang verbunden. Der Ver­ bindungspunkt zwischen dem Optokoppler 20 und dem Widerstand R 18 liegt auf dem invertierenden Eingang des ersten Komparators V 1, dessen nicht invertierender Eingang auf dem Verbindungs­ punkt von zwei Widerständen R 19, R 20 liegt, die zwischen Ausgang und Masseeingang des Reglers 22 geschaltet sind. Auf diesem Verbindungspunkt liegt weiterhin der nicht inver­ tierende Eingang des zweiten Komparators V 2, dessen inver­ tierender Eingang mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Transistor T 1 und dem Meßwiderstand RM liegt.

Der Ausgang des Komparators V 1 liegt über einen Widerstand R 21 auf dem Ausgang des Reglers 22 und gleichzeitig direkt am Gate des Transistors T 1.

Der Ausgang des Komparators V 2 ist mit dem Verbindungspunkt einer Reihenschaltung, bestehend aus einem Widerstand R 22 und einem Kondensator C 10 verbunden, wobei der Widerstand R 22 auf dem Ausgang des Reglers 22 und der Kondensator C 10 auf dem Masseeingang des Reglers 22 liegt. Mit dem Ausgang des Komparators V 2 ist weiterhin der nicht invertierende Eingang des dritten Komparators V 3 verbunden, dessen invertierender Eingang an den Verbindungspunkt einer Reihenschaltung bestehend aus zwei Widerständen R 23 und R 24 gekoppelt ist. Die Reihen­ schaltung (R 23, R 24) ist zwischen den Ausgang und den Masse­ eingang des Reglers 22 geschaltet. Der Ausgang des Komparators V 3 ist ebenfalls mit dem Gate des Transistors T 1 gekoppelt.

Die Funktionsweise der Anordnung ist wie folgt:

Steigt der durch den Lastwiderstand RM fließende Strom, so steigt das Potential am invertierenden Eingang des Komparators V 2. Sobald dieses Potential höher wird als dasjenige am nicht invertierenden Eingang des Komparators, steuert der Ausgangstransistor des Komparators V 2 durch, so daß das Potential am nicht invertierenden Eingang des Komparators V 3 unter das Potential an seinem invertierenden Eingang absinkt und der Ausgangstransistor des Komparators V 3 ebenfalls durchsteuert. Damit wird das Gate des Transistors T 1 auf niedriges Potential gebracht und der Transistor T 1 sperrt.

Im wesentlichen gleichzeitig mit dem Sperren des Transistors T 1 steigt die Spannung am Ausgang des Gleichrichters 18, so daß die Spannung über dem Widerstand R 15 proportional ansteigt und der Shuntregler 21 durchsteuert, so daß der Lichtsender des Optokopplers 20 über die Parallelschaltung aus Widerstand R 16 und Kondensator C 8 mit Strom versorgt wird und den Transistor des Optokopplers 20 durchsteuert. Hierbei bewirkt der Kondensator C 8 eine Beschleunigung des Schaltvorganges. Sobald der Transistor des Optokopplers 20 durchgesteuert ist, gelangt der invertierende Eingang des Komparators V 1 auf hohes Potential (gegenüber seinem nicht invertierenden Eingang), so daß der Ausgangstransistor des Komparators V 1 durchge­ steuert wird. Selbst dann, wenn der Ausgangstransistor des Komparators V 3 wieder öffnet, bleibt der Gate-Anschluß des Transistors T 1 auf niedrigem Potential und der Transistor somit gesperrt, bis die Spannung an den Eingangsklemmen E, E′ wieder auf einen ungefährlichen Wert absinkt.

Beim erstmaligen Einschalten einer kapazitiven Last läuft der oben beschriebene Vorgang ähnlich ab, wobei allerdings der Ausgangstransistor des Komparators V 1 immer gesperrt bleibt, da die Eingangsspannung den durch den Shuntregler 21 vorgegebenen Wert nicht übersteigt. Sobald in diesem Fall der Transistor T 1 sperrt und demzufolge die Spannung über dem Meßwiderstand RM wieder sinkt, so daß der Ausgangstransistor des Komparators V 2 sperrt, steigt die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Komparators V 3 an. Diese Anstiegszeit wird aber durch die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters, bestehend aus Widerstand R 22 und Kondensator C 10 bestimmt, so daß eine maximale Schalt­ frequenz des Transistors T 1 eingestellt wird. In jedem Fall ist durch die Anordnung sichergestellt, daß der Transistor T 1 nicht im A-Betrieb arbeitet. Wesentlich an dieser Anordnung ist dabei, daß das Sperren des Transistors T 1 schnell erfolgt (bestimmt durch den Ausgangswiderstand des Komparators V 2 und den Kondensator C 10), während das Durchsteuern des Transistors T 1 verzögert (bestimmt durch R 22 und C 10) erfolgt.

Selbstverständlich sind weitere Modifikationen der Anordnung möglich und liegen im Rahmen des Erfindungsgedankens, wobei insbesondere die Strommessung über eine Messung des Magnet­ feldes der Spulen L 1 und/oder L 2 z. B. mittels eines Hall- Elementes erfolgen kann.

Claims (10)

1. Schutzschaltung für kapazitive Lasten zum Schutz gegen pulsförmige Überspannungen (Störimpulse) im Wechselstrom- Versorgungsnetz, insbesondere solche gemäß DIN VDE 160/01. 86, gekennzeichnet durch
eine Stromabtasteinrichtung (11, 13, 14) zum Abtasten des in die Last (10) fließenden Stromes und zum Abgeben eines ersten Sperrsignales mindestens dann, wenn der Betrag des abgetasteten Stroms einen voreingestellten Maximal­ strom überschreitet,
eine Spannungsabtasteinrichtung (15-18) zum Abtasten der Spannung im Versorgungsnetz und zum Abgeben eines zweiten Sperrsignals dann, wenn der Betrag der abgetasteten Spannung eine voreingestellte Maximalspannung überschreitet, und durch
eine steuerbare Schalteinrichtung (12, 19), die derart ausge­ bildet und in gesteuerter Verbindung mit der Strom- und der Spannungsabtasteinrichtung steht, daß die Last (10) dann Versorgungsnetz getrennt wird, wenn mindestens eines der zwei Sperrsignale vorliegt.

2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromabtasteinrichtung (11, 13, 14) eine Verzögerungs­ einrichtung (R 6, C 1; R 22, C 10) umfaßt, die derart ausgebildet ist, daß mindestens nach dem Unterschreiten des Maximalstroms das erste Sperrsignal während einer definierten Verzögerungs­ zeit weiterhin abgegeben wird.

3. Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung ein RC-Tiefpaßfilter (C 1, R 6, R 7; R 22, C 10) umfaßt.

4. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine, vom Laststrom beaufschlagte Filteranordnung (L; L 1, L 2, C 5, C 6) vorgesehen und derart ausgebildet ist, daß hoch­ frequente Störspannungen und/oder Rückwirkungen der Last gefiltert werden.

5. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (12) einen (einzigen) Transistor (T 1) im Querzweig einer Brückenschaltung aus antiparallel geschalteten Dioden (D 4-D 7) umfaßt.

6. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabtasteinrichtung (15-18) und/oder die Stromabtasteinrichtung (11, 13, 14) einen Optokoppler (20) zum galvanischen Abtrennen des Sperrsignales umfassen.

7. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Strom- und Spannungsabtasteinrichtungen (11, 13, 14; 15-18) über eine Stromversorgungseinheit (C, Z 1, R 1; 18, R 13, C 7, Z 5, R 17, C 9, Z 6, 22) mit elektrischer Energie versorgt werden, in der Energie aus dem Versorgungsnetz speicherbar ist.

8. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Schaltereinrichtung eine Oder-Verknüpfungs­ schaltung (19; V 1, V 3, R 21) umfaßt, deren Eingänge mit den Ausgängen von Komparatoranordnungen (13, 15; V 2, 21) zum Erzeugen der beiden Sperrsignale verbunden sind.

9. Verwendung der Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 zum Schutz von primär getakteten Netzgeräten gegen Störimpulse.

10. Verwendung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Schutzschaltung nach dem Eingangsgleichrichter (G) des primär getakteten Netzgerätes aber vor dessen Glättungs­ kondensatoren angeordnet ist.