DE3814251C1 - Protective circuit for capacitive loads - Google Patents

Abstract

DIN standard VDE 160/01.86 sets special requirements for the interference rejection of electronic devices which are to be operated on power electrical installations. The invention relates to a protective circuit for capacitive loads. In this case a current sampling device is provided for sampling the current flowing into the load and for delivering a first blocking signal at least when the value of the sampled current exceeds a preset maximum current. A voltage sampling device is provided for sampling the voltage in the supply network and for delivering a second blocking signal when the value of the sampled voltage exceeds a preset maximum voltage. A controllable switching device is provided which is constructed and is in controlled connection with the current-sampling device and the voltage-sampling device in such a way that the load is disconnected from the supply network whenever at least one of the two blocking signals appears.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für kapazitive Lasten nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.The invention relates to a protective circuit for capacitive Loads according to the preamble of claim 1.

Beim Betrieb von elektronischen Anlagen an Wechsel-Versorgungs­ netzen ist nicht nur mit sehr kurzen, im hochfrequenten Bereich liegenden Störspannungen zu rechnen, die über klein dimensionier­ bare Tiefpaßfilter mit hoher Gegenfrequenz ausfilterbar sind, sondern auch mit Störimpulsen, deren Halbwertsdauer im Milli­ sekunden-Bereich liegt. Dies gilt insbesondere dann, wenn am Versorgungsnetz Industriemaschinen, Bahnen, Feuerungs­ anlagen oder dergleichen betrieben werden. Da die Anstiegs­ flanken derartiger Störimpulse sehr steil sind, ist die Gefahr der Störung eines elektronischen Gerätes dann besonders hoch, wenn dieses eine kapazitive Last am Netz bildet. Die DIN-Norm VDE 0160/01.B6 definiert diese Spannungsimpulse, so daß ein Verbraucher, der ein elektronisches Gerät erwirbt, das nach dieser Norm geprüft wurde, das Gerät bedenkenlos an einem solchen Netz betreiben kann.When operating electronic systems with a bill supply Networking is not only with very short, in the high-frequency range lying interference voltages to be expected, which are of small dimensions bare low-pass filters with a high counter frequency can be filtered out, but also with glitches, whose half-life in milli seconds range. This applies in particular if on the supply network industrial machines, trains, furnaces plants or the like are operated. Because the rise flanks of such interference pulses are very steep, is the There is then a particular risk of interference with an electronic device  high if this forms a capacitive load on the network. The DIN standard VDE 0160 / 01.B6 defines these voltage pulses so that a consumer who purchases an electronic device that was tested according to this standard, the device without hesitation can operate such a network.

Zum Schutz vor derartigen Störimpulsen kann man nun dem Gerät z. B. einen magnetischen Konstanthalter oder auch nur einen Trenntransformator vorschalten. Zum einen bringt dies aber relativ hohe Kosten mit sich, zum anderen sind derartige Bauteile bei höheren Leistungsanforderungen voluminös, was der in der Elektronik immer angestrebten Miniaturisierung zuwiderläuft.To protect against such interference, you can now use the device e.g. B. a magnetic stabilizer or just one Connect isolating transformer. On the one hand, this brings relatively high costs, on the other hand, are such Components with higher performance requirements voluminous what the miniaturization always sought in electronics runs counter.

Aus der DEZ "Elektrotechnik", Juni 1977, H. 11, S. 14-19, sind Schaltungsbeispiele zum Schutz insbesondere eines Ge­ gentakt-Spannungswandlers bekannt. Insbesondere wird dort vorgeschlagen, vor dem Netzgleichrichter einen strombegren­ zenden Widerstand zu schalten. Diese Maßnahme führt aber dazu, daß die Zeit zwischen Ankopplung an das Netz und Er­ reichen der vollen Ausgangsleistung des Gerätes verringert wird. Weiterhin sind in der Schaltung ein Siebkondensator und Schalttransistoren vorgesehen, welche Überströme be­ grenzen sollen. Die dort getroffenen Maßnahmen sind jedoch nicht geeignet, pulsförmige Überspannungen der eingangs ge­ nannten Art in geeigneter Weise abzublocken.From the DEZ "Elektrotechnik", June 1977, H. 11, pp. 14-19, are circuit examples to protect a Ge in particular gene clock voltage converter known. In particular there proposed a current limit before the line rectifier switching resistance. However, this measure leads that the time between coupling to the network and Er range of the full output power of the device is reduced becomes. There is also a filter capacitor in the circuit and switching transistors are provided, which overcurrents be should limit. The measures taken there are however not suitable, pulse-shaped overvoltages of the beginning to block named type in a suitable manner.

Aus der DD 1 50 820 ist eine Schaltungsanordnung zur Verrin­ gerung des Kurzschlußstromes bei Schaltnetzteilen bekannt, die ein LC-Glied aufweist. Auch diese Schaltung kann puls­ förmige Überspannungen nicht abblocken, sondern ist nur zur Kurzschlußsicherung eines Schaltnetzteiles geeignet.From DD 1 50 820 a circuit arrangement for reducing the short-circuit current in switched-mode power supplies is known, which has an LC element. This circuit can not block pulse-shaped overvoltages, but is only suitable for short-circuit protection of a switching power supply.

Aus "Schaltbeispiele mit diskreten Halbleiterbauelementen" Fa. Intermetall, Ausgabe 1973/3, S. 158, 159, ist ein Tran­ sistorschalter für Wechselstromverbraucher bekannt, der als steuerbaren Schalter einen Transistor im Querzweig einer Brückenschaltung aus antiparallel geschalteten Diode um­ faßt. Zum Abblocken von pulsförmigen Überspannungen ist je­ doch diese Schaltung nicht geeignet.From "Circuit examples with discrete semiconductor components" Intermetall, edition 1973/3, pp. 158, 159, is a Tran Sistor switch for AC consumers known as controllable switch a transistor in the cross branch of a  Bridge circuit from anti-parallel connected diode sums up. To block pulse-shaped surges is ever but this circuit is not suitable.

Aus der US 44 14 598 ist eine geregelte Stromversorgung be­ kannt, die einen Optokoppler zum galvanischen Abtrennen eines Sperrsignales aufweist. Auch mit dieser Anordnung können pulsförmige Überspannungen nicht unterdrückt werden.From US 44 14 598 is a regulated power supply knows an optocoupler for galvanic isolation of a blocking signal. Even with this arrangement pulse-shaped overvoltages cannot be suppressed.

Aus der EP-A-1 30 254 ist es bekannt, daß man eine Schaltung für einen Leitungsunterbrecher mit Strom aus dem Versorgungs­ netz versorgen kann. Ein Hinweis auf das Abblocken von puls­ förmigen Überspannungen ist dieser Druckschrift nicht ent­ nehmbar.From EP-A-1 30 254 it is known that a circuit for a line breaker with electricity from the supply can supply the network. A reference to the blocking of puls shaped surges is not ent this document acceptable.

Ausgehend vom obengenannten Stand der Technik ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schutzschaltung der eingangs genannten Art dahingehend weiterzubilden, daß unter Beibehaltung der Entstörungswirkung eine kostengünstige Miniaturisierung ermöglicht wird.Starting from the above-mentioned prior art, it is a task the present invention, a protective circuit of the input mentioned type to the extent that while maintaining cost-effective miniaturization is made possible.

Diese Aufgabe wird durch eine Schutzschaltung gelöst, die eine Stromabtasteinrichtung umfaßt, zum Abtasten des in die Last fließenden Stromes und zum Abgeben eines Sperrsignales dann, wenn der Betrag des abgetasteten Stromes einen vorein­ gestellten Maximalstrom überschreitet, eine Spannungsabtast­ einrichtung umfaßt, zum Abtasten der Spannung im Versorgungs­ netz und zum Abgeben eines zweiten Sperrsignals mindestens dann, wenn der Betrag der abgetasteten Spannung eine voreingestellte Maximalspannung überschreitet und die eine steuerbare Schalt­ einrichtung umfaßt, welche derart ausgebildet und in gesteuerter Verbindung mit der Strom- und der Spannungsabtasteinrichtung steht, daß die Last dann vom Versorgungsnetz getrennt wird, wenn mindestens eines der zwei Sperrsignale vorliegt.This task is solved by a protective circuit that a current sensing device for sensing the in the Load flowing current and for emitting a blocking signal then when the amount of current sensed is one set maximum current exceeds a voltage sample includes device for sensing the voltage in the supply network and for emitting a second blocking signal at least then if the amount of voltage sensed is a preset Maximum voltage exceeds and the one controllable switching device, which is designed and controlled in such a way Connection to the current and voltage sensing device stands that the load is then disconnected from the supply network, if at least one of the two blocking signals is present.

Wenn ein Spannungsimpuls der oben beschriebenen Art im Netz auftritt, so steigt aufgrund der kapazitiven Last zunächst der Eingangsstrom schnell an. Sobald der Eingangsstrom den voreingestellten Maximalwert überschreitet, wird die Last vom Netz getrennt, wobei dies aufgrund der in der Last gespeicherten Energie für die Last bzw. das elektronische Gerät noch keine vollständige Unterbrechung der Energieversorgung darstellt. Sobald die Last vom Netz getrennt ist, geht die Spannung auf den vom Netz vorgegebenen Wert. Sobald die Spannung dann den für die Last zulässigen Maximalwert wieder unterschreitet, der Störimpuls also ungefährlich wird, wird die Last wieder mit dem Netz verbunden und in den "Normalbetrieb" überführt.If a voltage pulse of the type described above in the network occurs, then increases due to the capacitive load the input current quickly. As soon as the input current reaches the exceeds the preset maximum value, the load of  Network separated, this being due to the stored in the load No energy for the load or the electronic device yet represents complete interruption of the energy supply. As soon as the load is disconnected from the mains, the voltage rises the value specified by the network. As soon as the tension again falls below the maximum permissible value for the load, the glitch becomes harmless, the load becomes again connected to the network and transferred to "normal operation".

Besonders vorteilhaft ist der Einsatz dieser Schutzschaltung in primär getakteten Netzgeräten, die einerseits eine (hohe) kapazitive Last darstellen, andererseits eben gerade zur Vermeidung von großen Netztransformatoren konzipiert sind. Bei diesen primär getakteten Netzgeräten besteht das Problem, daß die Auslegung der Eingangsbauteile, insbesondere der Kondensatoren und Leistungstransistoren im Eingangskreis ohnehin schon Problempunkte sind. Die Auslegung dieser Eingangs­ bauteile derart, daß die von der Norm geforderten Spannungs­ festigkeiten erreicht werden, ist aus wirtschaftlichen Gründen praktisch nicht möglich.The use of this protective circuit is particularly advantageous in primarily clocked power supplies, which on the one hand have a (high) represent capacitive load, on the other hand just to Avoiding large network transformers are designed. The problem with these primary clocked power supplies is that that the design of the input components, especially the Capacitors and power transistors in the input circuit anyway are already problematic. The interpretation of this input Components such that the voltage required by the standard Strengths are achieved for economic reasons practically not possible.

Bei der Verwendung der erfindungsgemäßen Anordnung im Zusammen­ hang mit einem primär getakteten Netzgerät ergibt sich ein weiterer Vorteil dadurch, daß die Schutzschaltung gleichzeitig auch als Strombegrenzung beim Einschalten des Gerätes dient. Zum einen kann die Schutzschaltung so ausgelegt werden, daß sie schneller als die bisher verwendeten NTC's reagiert, zum anderen ist die erfindungsgemäße Schutzschaltung auch dann wirksam, wenn die kapazitive Last mehrmals hintereinander (kurz) ein- und wieder ausgeschaltet wird.When using the arrangement according to the invention together Hang with a primary clocked power supply further advantage in that the protective circuit at the same time also serves as a current limit when the device is switched on. On the one hand, the protective circuit can be designed so that it responds faster than the previously used NTC's to the protection circuit according to the invention is then another effective if the capacitive load is repeated several times (short) is switched on and off again.

Vorzugsweise wird die Ankopplung der Last an das Netz nicht gleichzeitig (nur durch die Schaltzeiten der verwendeten Bauteile begrenzt) mit dem Unterschreiten des Maximalstroms vorge­ nommen, sondern erst eine kurze Zeitdauer später. Auf diese Weise kann ein hochfrequentes Schwingen der Bauteile beim erstmaligen Einschalten der Last und damit eine hohe thermische Belastung der Bauteile vermieden werden. The coupling of the load to the network is preferably not at the same time (only through the switching times of the components used limited) with falling below the maximum current taken, but only a short time later. To this A high-frequency vibration of the components can switching on the load for the first time and thus a high thermal Load on the components can be avoided.  

Vorzugsweise ist eine (an sich bekannte) vom Laststrom beauf­ schlagte Filteranordnung für die eingangs genannten hoch­ frequenten Störspannungen vorgesehen, die insbesondere bei Verwendung für primär getaktete Netzgeräte auch Rückwirkungen filtert.A load current (known per se) is preferably charged with the load current proposed filter arrangement for the above Frequent interference voltages provided, in particular at Use for primary clocked power supplies also repercussions filters.

Bei Verwendung der Schutzschaltung in primär getakteten Netz­ geräten wird die Anordnung dann besonders einfach, wenn sie zwischen dem ohnehin vorgesehenen Gleichrichter und den Eingangskondensatoren des Netzgerätes angeordnet ist, da die Schutzschaltung dann nur für (pulsierenden) Gleichstrom aus­ gelegt sein muß.When using the protective circuit in a primary clocked network the arrangement becomes particularly simple when it between the already provided rectifier and the Input capacitors of the power supply is arranged because the Protection circuit then only for (pulsating) direct current must be laid.

Weitere erfindungswesentliche Merkmale ergeben sich aus den Unteransprüchen und der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung, die anhand von Figuren näher erläutert werden. Hierbei zeigtFurther features essential to the invention result from the Subclaims and the following description are more preferred Embodiments of the invention based on figures are explained in more detail. Here shows

Fig. 1 das Prinzip-Blockschaltbild einer Schutz­ schaltung; Fig. 1 shows the principle block diagram of a protection circuit;

Fig. 2 eine erste bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zur Verwendung in einem primär getakteten Netzgerät; und2 shows a first preferred embodiment of the invention for use in a primary switched-mode power supply unit. and

Fig. 3 eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zur Verwendung als "Vorschaltgerät". Fig. 3 shows another preferred embodiment of the invention for use as a "ballast".

In Fig. 1 bezeichnen E, E′ Eingangsklemmen, A, A′ Ausgangs­ klemmen der Schutzschaltung, wobei die Eingangsklemmen E, E′ mit dem Versorgungsnetz, die Ausgangsklemmen A, A′ mit einer kapazitiven Last 10 verbunden sind. Die Eingangsklemme E′ ist mit der Ausgangsklemme A′ direkt verbunden, während die Eingangsklemme E über einen steuerbaren Schalter 12 mit der Ausgangsklemme A in Verbindung steht. In der Leitung zwischen der Eingangsklemme E und dem Schalter 12 ist eine Strommeß­ einrichtung 11 vorgesehen, die ein Strom-proportionales Aus­ gangssignal liefert, welches einem ersten Eingang eines ersten Komperators 13 zugeführt wird. Der weitere (invertierende) Eingang des Komparators 13 steht mit dem Ausgang einer Referenz­ spannungsquelle 14 in Verbindung, so daß an seinem Ausgang immer dann ein hoher Pegel liegt, wenn das (last-)stromproportionale Ausgangssignal der Strommeßeinrichtung den Spannungswert der Referenzspannungsquelle 14 überschreitet.In Fig. 1, E, E ' input terminals, A, A' output terminals of the protective circuit, the input terminals E, E ' with the supply network, the output terminals A, A' are connected to a capacitive load 10 . The input terminal E 'is connected to the output terminal A' is directly connected, while the input terminal E is connected via a controllable switch 12 to the output terminal A in connection. In the line between the input terminal E and the switch 12 , a current measuring device 11 is provided which provides a current-proportional output signal which is fed to a first input of a first comparator 13 . The further (inverting) input of the comparator 13 is connected to the output of a reference voltage source 14 , so that its output is always at a high level when the (load) current-proportional output signal of the current measuring device exceeds the voltage value of the reference voltage source 14 .

Mit den Eingangsklemmen E, E′ sind die Eingangsklemmen eines Brückengleichrichters 18 verbunden, dessen Ausgangsklemmen auf einen Differenzverstärker 17 mit konstantem Verstärkungsfaktor geführt sind. Der Ausgang des Differenzverstärkers 17, an dem eine, dem Betrag der Wechselspannungamplitude proportionale Gleichspannung anliegt, ist mit einem Eingang eines weiteren Komparators 15 verbunden, dessen anderer Eingang auf dem Ausgang einer weiteren Referenzspannungsquelle 16 liegt. Immer dann, wenn der Betrag der Spannung an den Eingangsklemmen E, E′ den durch die Referenzspannungsquelle 16 definierten Wert überschreitet, geht der Ausgang des Komparators 15 auf hohen Pegel.With the input terminals E, E ' , the input terminals of a bridge rectifier 18 are connected, the output terminals of which are routed to a differential amplifier 17 with a constant gain factor. The output of the differential amplifier 17 , at which a direct voltage proportional to the magnitude of the alternating voltage amplitude is present, is connected to an input of a further comparator 15 , the other input of which is connected to the output of a further reference voltage source 16 . Whenever the amount of voltage at the input terminals E, E ' exceeds the value defined by the reference voltage source 16 , the output of the comparator 15 goes to a high level.

Die Ausgänge des Komparators 13 und 15 gehen auf zwei Eingänge eines ODER-Gatters 19, dessen Ausgang somit immer dann auf hohem Potential liegt, wenn entweder der Laststrom oder die Eingangsspannung die durch die Referenzspannungsquellen 14, 16 definierten Werte überschreiten.The outputs of the comparators 13 and 15 go to two inputs of an OR gate 19 , the output of which is therefore always at a high potential when either the load current or the input voltage exceed the values defined by the reference voltage sources 14, 16 .

Der Ausgang des ODER-Gatters 19 ist mit einem Steuereingang des steuerbaren Schalters 12 verbunden. Dieser steuerbare Schalter 12 ist derart ausgelegt, daß er dann öffnet, wenn an seinem Steuereingang hohes Potential liegt.The output of the OR gate 19 is connected to a control input of the controllable switch 12 . This controllable switch 12 is designed such that it opens when there is high potential at its control input.

Die Funktionsweise der in Fig. 1 gezeigten Anordnung ist wie folgt:The functioning of the arrangement shown in FIG. 1 is as follows:

Tritt an den Eingangsklemmen ein Störimpuls der oben beschriebenen Art auf, so steigt zunächst der durch den geschlossenen Schalter 12 fließende Laststrom an, so daß das Ausgangssignal der Strom­ meßeinrichtung 11 ebenfalls ansteigt. Sobald das Ausgangs­ signal der Strommeßeinrichtung 11 dem Betrag nach den durch die Referenzspannungsquelle 14 vorgegebenen Wert überschreitet, geht der Ausgang des Komparators 13 und damit auch der Ausgang des ODER-Gatters 19 auf hohen Pegel, so daß der Schalter 12 und damit die Last 10 von der Ausgangsklemme A abgetrennt wird. Daraufhin geht die Spannung an den Eingangsklemmen E, E′ auf den durch das Netz vorgegebenen Wert, so daß nunmehr die Ausgangsspannung des Komparators 17 den durch die Referenz­ spannungsquelle 16 vorgegebenen Wert überschreitet und der Ausgang des Komparators 15 auf hohen Pegel geht. Dies bedeutet, daß am Ausgang des ODER-Gatters 19 ein hoher Pegel liegt, der Schalter 12 somit geöffnet bleibt.If an interference pulse of the type described above occurs at the input terminals, the load current flowing through the closed switch 12 initially rises, so that the output signal of the current measuring device 11 also rises. As soon as the output signal of the current measuring device 11 exceeds the amount specified by the reference voltage source 14 , the output of the comparator 13 and thus also the output of the OR gate 19 goes to a high level, so that the switch 12 and thus the load 10 from the output terminal A is disconnected. Then the voltage at the input terminals E, E ' to the value specified by the network, so that now the output voltage of the comparator 17 exceeds the value specified by the reference voltage source 16 and the output of the comparator 15 goes to a high level. This means that there is a high level at the output of the OR gate 19 , the switch 12 thus remains open.

Erst dann, wenn die Spannung des Störimpulses den durch die Referenzspannungsquelle 16 vorgegebenen Wert wieder unter­ schreitet, geht der Ausgang des Komparators 15 auf niedrigen Pegel. Da der Schalter 12 zuvor geöffnet war, liegt auch der Ausgang des Komparators 13 auf niedrigen Pegel, so daß nunmehr der Ausgang des ODER-Gatters 19 auf niedrigen Pegel wechselt. Dadurch wird der Schalter 12 geschlossen und die Last 10 wieder an das Netz angekoppelt und im "Normalbetrieb" weiter mit (Wechsel-)Strom versorgt.Only when the voltage of the interference pulse falls below the value specified by the reference voltage source 16 does the output of the comparator 15 go to a low level. Since the switch 12 was previously open, the output of the comparator 13 is also at a low level, so that the output of the OR gate 19 now changes to a low level. As a result, the switch 12 is closed and the load 10 is reconnected to the mains and continues to be supplied with (alternating) current in "normal operation".

Beim erstmaligen Einschalten der Last 10 - und dies gilt insbesondere dann, wenn die Last 10 von einem primär getakteten Netzgerät gebildet wird - wirkt die Schutzschaltung nach Fig. 1 strombegrenzend. Beim Einschalten, wenn also die Kapazitäten der Last 10 noch keine Ladung enthalten, steigt der Strom durch die Schutzschaltung sprunghaft an. Sobald der Strom den vorge­ gebenen Grenzwert erreicht, wird der Schalter 12 geöffnet. Da die zu diesem Zeitpunkt abgetastete Eingangsspannung den eingestellten Maximalwert nicht überschreitet und der Strom durch das Öffnen des Schalters 12 sofort wieder unter den kritischen Wert abgesunken ist, wird der Schalter 12 wieder geschlossen, so daß der Strom entsprechend ansteigt und sich dieser Vorgang wiederholt. Die Schaltfrequenz bzw. Wiederholungs­ frequenz ist durch die Verzögerungszeiten in den Bauelementen 11, 13, 19 und 12 bestimmt. Wenn der Schalter 12 z. B. einen Transistor umfaßt, so muß der Vermeidung einer hohen thermischen Belastung der A-Betrieb der Anordnung, also eine echte Konstant­ haltung des Eingangsstromes vermieden werden. Dies geschieht bei der Schaltung nach Fig. 1 durch die Schaltcharaktristik des Komparators 13 bzw. des ODER-Gatters 19. Damit weiterhin die Schaltfrequenz nicht zu hoch wird, was wiederum eine thermische Belastung des Schalters 12 während der Schaltüber­ gänge mit sich bringt, ist es von Vorteil, wenn mit einer Einschaltverzögerung beim Schließen des Schalters 12 gearbeitet wird. Dies gilt insbesondere dann, wenn der Laststrom beim (erstmaligen) Einschalten der Last begrenzt werden soll und zwar der Eingangsstrom aber nicht die Eingangsspannung den höchsten zulässigen Wert überschreitet.When the load 10 is switched on for the first time - and this applies in particular when the load 10 is formed by a primary clocked power supply unit - the protective circuit according to FIG. 1 has a current-limiting effect. When the device is switched on, ie when the capacities of the load 10 do not yet contain any charge, the current through the protective circuit rises suddenly. As soon as the current reaches the predetermined limit value, the switch 12 is opened. Since the input voltage sensed at this time does not exceed the set maximum value and the current immediately drops below the critical value again by opening switch 12 , switch 12 is closed again, so that the current rises accordingly and this process is repeated. The switching frequency or repetition frequency is determined by the delay times in the components 11, 13, 19 and 12 . If the switch 12 z. B. comprises a transistor, so avoiding a high thermal load of the A-operation of the arrangement, so a real constant maintenance of the input current must be avoided. In the circuit according to FIG. 1, this is done by the switching characteristics of the comparator 13 or the OR gate 19 . So that the switching frequency is not too high, which in turn brings a thermal load on the switch 12 during the switching transitions, it is advantageous if a switch-on delay when the switch 12 is closed is used. This is especially true if the load current is to be limited when the load is switched on (for the first time) and the input current but not the input voltage exceeds the highest permissible value.

Im folgenden wird eine Schaltung anhand von Fig. 2 beschrieben, die eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung zeigt, wobei hier ein primär getaktetes Netzgerät vor Störimpulsen ge­ schützt werden soll. In diesem Fall sind die Eingangsklemmen E, E′ mit den Ausgangsklemmen eines Brückengleichrichters G gekoppelt, der ohnehin im Netzgerät vorgesehen ist. Die eigentliche kapazitive Last 10 liegt an den Ausgangsklemmen A, A′ der Schutzschaltung.A circuit is described below with reference to FIG. 2, which shows a preferred embodiment of the invention, wherein a primary clocked power supply unit is to be protected against interference pulses. In this case, the input terminals E, E 'are coupled to the output terminals of a bridge rectifier G , which is provided in the power supply anyway. The actual capacitive load 10 is at the output terminals A, A 'of the protective circuit.

Über einen Widerstand R 1 liegt eine Parallelschaltung aus einem Speicherkondensator C und einer Zenerdiode Z 1 zwischen den Eingangsklemmen E und E′. An den Klemmen des Kondensators C liegt somit eine durch die Zenerdiode Z 1 geregelte Gleich­ spannung, die zur Stromversorgung weiterer Baugruppen dienen kann. Parallel zum Speicherkondensator C liegt eine Reihen­ schaltung aus einem Widerstand R 10 und einer weiteren Zener­ diode Z 2. Die Zenerdiode Z 2 wird von einer Reihenschaltung aus zwei Widerständen R 11 und R 12 überbrückt. Am Verbindungspunkt der beiden Widerstände R 11 und R 12 steht somit eine geregelte Spannung (gegenüber der Klemme E′) zur Verfügung, die als Referenzspannung dient. Die Bauteile R 10-R 12, Z 2 entsprechen somit der Referenzspannungsquelle 16. Via a resistor R 1 is a parallel connection of a storage capacitor C and a Zener diode Z 1 between the input terminals E and E ' . At the terminals of the capacitor C is therefore a DC voltage regulated by the Zener diode Z 1 , which can be used to supply power to other modules. Parallel to the storage capacitor C is a series circuit consisting of a resistor R 10 and a further Zener diode Z 2 . The Zener diode Z 2 is bridged by a series connection of two resistors R 11 and R 12 . At the connection point of the two resistors R 11 and R 12 there is thus a regulated voltage (with respect to terminal E ') which serves as a reference voltage. The components R 10 -R 12 , Z 2 thus correspond to the reference voltage source 16 .

Die Eingangsklemme E′ ist über einen niederohmigen Meßwider­ stand RM mit dem Emitter eines Transistors T 1 verbunden, dessen Kollektor über eine Induktivität L (ca. 4 µH) mit der Ausgangsklemme A′ verbunden ist. Die Eingangsklemme E ist mit der Ausgangsklemme A direkt verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen der Induktivität L und dem Kollektor des Transistors T 1 ist über eine Diode D 3 mit der Eingangsklemme E verbunden.The input terminal E ' is connected via a low-resistance measuring resistor RM to the emitter of a transistor T 1 , the collector of which is connected to the output terminal A' via an inductance L (approx. 4 μH). The input terminal E is directly connected to the output terminal A. The connection point between the inductance L and the collector of the transistor T 1 is connected to the input terminal E via a diode D 3 .

Die Basis und der Kollektor des Transistors T 1 sind über die Drain-Sorce-Strecke eines FET T 2 verbunden, wobei die Basis des Transistors T 1 weiterhin über einen Widerstand R 5 mit der Eingangsklemme E′ verbunden ist.The base and the collector of the transistor T 1 are connected via the drain-sorce path of a FET T 2 , the base of the transistor T 1 being further connected via a resistor R 5 to the input terminal E ' .

Die Eingangsklemme E ist weiterhin über eine Reihenschaltung bestehend aus einer Zenerdiode Z 4 und zwei Widerständen R 8, R 9 mit der Eingangsklemme E′ verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände R 8, R 9 liegt über eine Diode D 1 und eine Zener­ diode Z 3 auf der Eingangsklemme E′. Der Verbindungspunkt der Diode D 1 und der Zenerdiode Z 3 ist auf den (negativen) Eingang eines Komparators V geführt, der weiterhin über einen Wider­ stand R 4 auf dem Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors T 1 und dem Meßwiderstand RM liegt. Weiterhin liegt der invertierende Eingang des Komparators V über eine Reihenschaltung bestehend aus einem Kondensator C 1, einer Diode D 2 und einem Widerstand R 6 auf dem Kollektor des Transistors T 1. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 6 und der Diode D 2 ist über einen Widerstand R 7 mit dem invertierenden Eingang des Komparators V verbunden.The input terminal E is also connected via a series circuit consisting of a Zener diode Z 4 and two resistors R 8 , R 9 to the input terminal E ' . The connection point of the resistors R 8 , R 9 is via a diode D 1 and a Zener diode Z 3 on the input terminal E ' . The connection point of the diode D 1 and the Zener diode Z 3 is guided to the (negative) input of a comparator V , which was also an opposing R 4 on the connection point between the emitter of the transistor T 1 and the measuring resistor RM . Furthermore, the inverting input of the comparator V is connected to the collector of the transistor T 1 via a series circuit consisting of a capacitor C 1 , a diode D 2 and a resistor R 6 . The connection point between the resistor R 6 and the diode D 2 is connected via a resistor R 7 to the inverting input of the comparator V.

Der nicht invertierende Eingang des Komparators V ist zum einen mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 11 und R 12, zum anderen über einen Widerstand R 3 mit seinem Ausgang und mit dem GATE-Anschluß des Transistors T 2 verbunden. Außerdem liegt der GATE-Anschluß des Transistors T 2 über einen Widerstand R 2 am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 1 und dem Speicherkondensator C. The non-inverting input of the comparator V is connected on the one hand to the connection point between the resistors R 11 and R 12 , on the other hand via a resistor R 3 to its output and to the GATE terminal of the transistor T 2 . In addition, the gate of the transistor T 2 is connected via a resistor R 2 at the connection point between the resistor R 1 and the storage capacitor C.

Die Funktionsweise dieser Anordnung ist wie folgt:This arrangement works as follows:

Wenn ein Störimpuls zwischen den Klemmen E, E′ auftritt, so steigt der Strom durch den Meßwiderstand RM an, so daß das Potential im invertierenden Eingang des Komparators V ebenfalls ansteigt. Sobald dieses Potential die Spannung am nicht in­ vertierenden Eingang des Komparators V überschreitet, sinkt sein Ausgang auf niedriges Potential, so daß der Transistor T 2 sperrt. Damit wird die Basis des Transistors T 1 über den Widerstand R 5 auf niedriges Potential gebracht, so daß der Transistor T 1 ebenfalls sperrt und den Laststrom somit unter­ bricht.If an interference pulse occurs between the terminals E, E ' , the current through the measuring resistor RM increases , so that the potential in the inverting input of the comparator V also increases. As soon as this potential exceeds the voltage at the non-inverting input of the comparator V , its output drops to a low potential, so that the transistor T 2 blocks. So that the base of the transistor T 1 is brought to a low potential via the resistor R 5 , so that the transistor T 1 also blocks and thus breaks the load current.

Sobald der Laststrom unterbrochen ist, steigt die Spannung an den Klemmen E, E′, so daß nunmehr die Zenerdiode Z 4 leitend wird und somit die Spannung am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 8 und R 9 steigt. Diese Spannung liegt über die Diode D 1 am invertierenden Eingang des Komparators V und wird über die Zenerdiode Z 3 auf einen, für den Komparator V unge­ fährlichen Wert begrenzt.As soon as the load current is interrupted, the voltage at the terminals E, E 'increases , so that the Zener diode Z 4 now becomes conductive and thus the voltage at the connection point between the resistors R 8 and R 9 increases. This voltage lies across the diode D 1 at the inverting input of the comparator V and is limited via the zener diode Z 3 to a value which is not dangerous for the comparator V.

Wenn also der Laststrom beim Sperren des Transistors T 1 sinkt und damit das Potential am Verbindungspunkt zwischen Meßwider­ stand RM und Emitter des Transistors T 1 ebenfalls sinkt, so bleibt dennoch der Ausgang des Verstärkers V solange auf negativem Potential (und sperrt die Transistoren), bis die Spannung an den Eingangsklemmen E, E′ soweit abgesunken ist, daß die Zenerdiode Z 4 wieder sperrt. Hierbei sorgt die Reihen­ schaltung aus Diode D 2 und Kondensator C 1, die vom Widerstand R 7 überbrückt ist, dafür, daß die Transistoren schnell gesperrt aber verzögert wieder durchgesteuert werden.So if the load current drops when the transistor T 1 is blocked and thus the potential at the junction between the measuring resistor RM and the emitter of the transistor T 1 also decreases, the output of the amplifier V remains at negative potential (and blocks the transistors) until the voltage at the input terminals E, E ' has dropped so far that the Zener diode Z 4 blocks again. Here, the series circuit of diode D 2 and capacitor C 1 , which is bridged by resistor R 7 , ensures that the transistors are quickly blocked but delayed again.

Im folgenden wird eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung anhand von Fig. 3 näher beschrieben. Hierbei handelt es sich um eine Schutzschaltung, die am Ausgang Wechselstrom liefert, also jeder kapazitiven Last vorgeschaltet werden kann. A further preferred embodiment of the invention is described in more detail below with reference to FIG. 3. This is a protective circuit that supplies alternating current at the output, i.e. it can be connected upstream of any capacitive load.

Bei der in Fig. 3 gezeigten Anordnung ist die Eingangsklemme E mit der Ausgangsklemme A der Schaltung über eine Induktivität L 1 verbunden. Die Induktivität L 1 ist magnetisch mit einer Induktivität L 2 gekoppelt, die zwischen der Eingangsklemme E′ und der einen Klemme des steuerbaren Schalters liegt, dessen andere Klemme mit der Ausgangsklemme A′ der Schutzschaltung verbunden ist. Der steuerbare Schalter umfaßt eine Diode D 6, deren Kathode mit der Eingangsklemme E′ und deren Anode über einen Meßwiderstand RM und die Drain-Sorce-Strecke eines Transistors T 1 mit der Kathode einer Diode D 5 verbunden ist, deren Anode auf der Ausgangsklemme A′ liegt. Weiterhin ist die Eingangsklemme E′ über die Anoden-Kathoden-Strecke einer Diode D 4, die Drain-Sorce-Strecke des Transistors T 1, den Meßwiderstand RM und die Anoden-Kathoden-Strecke einer Diode D 7 mit der Ausgangsklemme A′ verbunden. Parallel zum Meß­ widerstand RM ist zur Kompensation seiner (insbesondere bei Drahtwiderständen vorhandenen) Induktivität ein Kondensator C 11 geschaltet. Bei durchgesteuertem Transistor T 1 fließt somit je nach Stromrichtung der Strom entweder über die Strecke D 4, T 1, RM und D 7 oder über die Strecke D 6, RM, T 1 und D 5.In the arrangement shown in FIG. 3, the input terminal E is connected to the output terminal A of the circuit via an inductance L 1 . The inductor L 1 is magnetically coupled to an inductor L 2 , which lies between the input terminal E ' and the one terminal of the controllable switch, the other terminal of which is connected to the output terminal A' of the protective circuit. The controllable switch comprises a diode D 6 , the cathode of which is connected to the input terminal E ' and the anode via a measuring resistor RM and the drain-Sorce path of a transistor T 1 to the cathode of a diode D 5 , the anode of which is connected to the output terminal A. ' Lies. Furthermore, the input terminal E 'is connected via the anode-cathode path of a diode D 4 , the drain-sorce path of the transistor T 1 , the measuring resistor RM and the anode-cathode path of a diode D 7 to the output terminal A' . A capacitor C 11 is connected in parallel with the measuring resistor RM to compensate for its inductance (in particular in the case of wire resistors). When the transistor T 1 is turned on , the current flows depending on the direction of the current either over the path D 4 , T 1 , RM and D 7 or over the path D 6 , RM, T 1 and D 5 .

Zur Entstörung ist eine Reihenschaltung aus zwei Kondensatoren C 3, C 4 mit den Eingangsklemmen E, E′ gekoppelt, deren Verbindungspunkt an Masse liegt. Weiterhin sind zum Filtern sehr schneller Störimpulse Konden­ satoren C 5, C 6 vor und nach den Induktivitäten L 1, L 2 die beiden Leitungen verbindend vorgesehen.To suppress interference, a series connection of two capacitors C 3 , C 4 is coupled to the input terminals E, E ' , the connection point of which is connected to ground. Furthermore, capacitors for filtering very fast interference pulses C 5 , C 6 before and after the inductors L 1 , L 2, the two lines are provided connecting.

Zur Stromversorgung der aktiven Bauelemente der Anordnung und zum Abtasten der momentanen Eingangsspannung liegt ein Brückengleichrichter 18 mit seinen Eingangsklemmen an den Ausgangsklemmen der Induktivitäten L 1 und L 2. Die Ausgangs­ klemmen des Brückengleichrichters 18 sind mit einer Reihen­ schaltung, bestehend aus einem Widerstand R 13 und einem Kondensator C 7 verbunden, wobei der Kondensator C 7 über einer Zenerdiode Z 5 liegt. Am Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 13 und dem Kondensator C 7 liegt somit eine durch die Zenerdiode Z 5 stabilisierte Gleichspannung.A bridge rectifier 18 with its input terminals is connected to the output terminals of the inductors L 1 and L 2 in order to supply power to the active components of the arrangement and to sample the instantaneous input voltage. The output terminals of the bridge rectifier 18 are connected to a series circuit consisting of a resistor R 13 and a capacitor C 7 , the capacitor C 7 being connected to a Zener diode Z 5 . At the connection point between the resistor R 13 and the capacitor C 7 there is thus a DC voltage stabilized by the Zener diode Z 5 .

Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 13 und dem Kondensator C 7 ist über eine Parallelschaltung bestehend aus einem Widerstand R 16 und einem Kondensator C 8 mit der Anode der LED eines Optokopplers 20 verbunden, dessen Kathode auf der Kathode eines Shuntreglers liegt und dessen Anode an der Anode der Zenerdiode Z 5 liegt.The connection point between the resistor R 13 and the capacitor C 7 is connected via a parallel circuit consisting of a resistor R 16 and a capacitor C 8 to the anode of the LED of an optocoupler 20 , the cathode of which lies on the cathode of a shunt regulator and the anode of which Anode of the Zener diode Z 5 is.

Die Ausgangsklemmen des Gleichrichters 18 sind weiterhin über eine Reihenschaltung, bestehend aus zwei Widerständen R 14, R 15 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 14 und R 15 ist mit dem Steuereingang des Shunt­ reglers 21 gekoppelt. Der Shuntregler 21 stellt einen Komparator mit eingebauter Referenzspannung dar, der dann durchschaltet, wenn die Spannung zwischen seinem Steuereingang und seiner Anode einen vorbestimmten Wert überschreitet und bei Unter­ schreiten der Spannung öffnet.The output terminals of the rectifier 18 are also connected via a series circuit consisting of two resistors R 14 , R 15 . The connection point between the resistors R 14 and R 15 is coupled to the control input of the shunt regulator 21 . The shunt regulator 21 is a comparator with a built-in reference voltage, which switches through when the voltage between its control input and its anode exceeds a predetermined value and opens when the voltage drops below.

Die Ausgangsklemme des Gleichrichters 18, an der die Wider­ stände R 13 und R 14 anliegen, ist über einen Widerstand R 17 mit dem Eingang eines Konstantspannungsreglers 22 gekoppelt, dessen Masse-Eingang einerseits über eine Parallelschaltung bestehend aus einem Kondensator C 9 und einer Zenerdiode Z 6 mit seinem Eingang und andererseits mit dem Verbindungspunkt der Dioden D 6 und D 7 und dem Meßwiderstand RM gekoppelt ist. Der Ausgang des Reglers 22 liefert eine Konstantspannung, die zur Stromversorgung von drei Open-Kollektor-Komparatoren V 1-V 3 dient.The output terminal of the rectifier 18 , at which the opponents R 13 and R 14 are present, is coupled via a resistor R 17 to the input of a constant voltage regulator 22 , the ground input of which is on the one hand via a parallel circuit consisting of a capacitor C 9 and a Zener diode Z 6 is coupled to its input and on the other hand to the connection point of the diodes D 6 and D 7 and the measuring resistor RM . The output of the regulator 22 supplies a constant voltage, which is used to supply three open-collector comparators V 1 - V 3 .

Der Ausgang des Reglers 22 ist weiterhin über die Kollektor- Emitterstrecke des Transistors im Optokoppler 20 und einen Widerstand R 18 mit seinem Steuereingang verbunden. Der Ver­ bindungspunkt zwischen dem Optokoppler 20 und dem Widerstand R 18 liegt auf dem invertierenden Eingang des ersten Komparators V 1, dessen nicht invertierender Eingang auf dem Verbindungs­ punkt von zwei Widerständen R 19, R 20 liegt, die zwischen Ausgang und Masseeingang des Reglers 22 geschaltet sind. Auf diesem Verbindungspunkt liegt weiterhin der nicht inver­ tierende Eingang des zweiten Komparators V 2, dessen inver­ tierender Eingang mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Transistor T 1 und dem Meßwiderstand RM liegt.The output of the controller 22 is also connected to its control input via the collector-emitter path of the transistor in the optocoupler 20 and a resistor R 18 . The Ver connection point between the optocoupler 20 and the resistor R 18 is on the inverting input of the first comparator V 1 , whose non-inverting input is on the connection point of two resistors R 19 , R 20 , which is connected between the output and the ground input of the controller 22 are. At this connection point is still the non-inverting input of the second comparator V 2 , whose inverting input lies with the connection point between the transistor T 1 and the measuring resistor RM .

Der Ausgang des Komparators V 1 liegt über einen Widerstand R 21 auf dem Ausgang des Reglers 22 und gleichzeitig direkt am Gate des Transistors T 1.The output of the comparator V 1 is connected via a resistor R 21 to the output of the regulator 22 and at the same time directly to the gate of the transistor T 1 .

Der Ausgang des Komparators V 2 ist mit dem Verbindungspunkt einer Reihenschaltung, bestehend aus einem Widerstand R 22 und einem Kondensator C 10 verbunden, wobei der Widerstand R 22 auf dem Ausgang des Reglers 22 und der Kondensator C 10 auf dem Masseeingang des Reglers 22 liegt. Mit dem Ausgang des Komparators V 2 ist weiterhin der nicht invertierende Eingang des dritten Komparators V 3 verbunden, dessen invertierender Eingang an den Verbindungspunkt einer Reihenschaltung bestehend aus zwei Widerständen R 23 und R 24 gekoppelt ist. Die Reihen­ schaltung (R 23, R 24) ist zwischen den Ausgang und den Masse­ eingang des Reglers 22 geschaltet. Der Ausgang des Komparators V 3 ist ebenfalls mit dem Gate des Transistors T 1 gekoppelt.The output of the comparator V 2 is connected to the connection point of a series circuit consisting of a resistor R 22 and a capacitor C 10 , the resistor R 22 being on the output of the controller 22 and the capacitor C 10 being on the ground input of the controller 22 . The non-inverting input of the third comparator V 3 , whose inverting input is coupled to the connection point of a series circuit consisting of two resistors R 23 and R 24, is also connected to the output of the comparator V 2 . The series circuit (R 23 , R 24 ) is connected between the output and the ground input of the controller 22 . The output of the comparator V 3 is also coupled to the gate of the transistor T 1 .

Die Funktionsweise der Anordnung ist wie folgt:The arrangement works as follows:

Steigt der durch den Lastwiderstand RM fließende Strom, so steigt das Potential am invertierenden Eingang des Komparators V 2. Sobald dieses Potential höher wird als dasjenige am nicht invertierenden Eingang des Komparators, steuert der Ausgangstransistor des Komparators V 2 durch, so daß das Potential am nicht invertierenden Eingang des Komparators V 3 unter das Potential an seinem invertierenden Eingang absinkt und der Ausgangstransistor des Komparators V 3 ebenfalls durchsteuert. Damit wird das Gate des Transistors T 1 auf niedriges Potential gebracht und der Transistor T 1 sperrt. If the current flowing through the load resistor RM increases, the potential at the inverting input of the comparator V 2 increases . As soon as this potential becomes higher than that at the non-inverting input of the comparator, the output transistor of the comparator V 2 turns on, so that the potential at the non-inverting input of the comparator V 3 drops below the potential at its inverting input and the output transistor of the comparator V 3 also controlled. The gate of transistor T 1 is thus brought to a low potential and transistor T 1 blocks.

Im wesentlichen gleichzeitig mit dem Sperren des Transistors T 1 steigt die Spannung am Ausgang des Gleichrichters 18, so daß die Spannung über dem Widerstand R 15 proportional ansteigt und der Shuntregler 21 durchsteuert, so daß der Lichtsender des Optokopplers 20 über die Parallelschaltung aus Widerstand R 16 und Kondensator C 8 mit Strom versorgt wird und den Transistor des Optokopplers 20 durchsteuert. Hierbei bewirkt der Kondensator C 8 eine Beschleunigung des Schaltvorganges. Sobald der Transistor des Optokopplers 20 durchgesteuert ist, gelangt der invertierende Eingang des Komparators V 1 auf hohes Potential (gegenüber seinem nicht invertierenden Eingang), so daß der Ausgangstransistor des Komparators V 1 durchge­ steuert wird. Selbst dann, wenn der Ausgangstransistor des Komparators V 3 wieder öffnet, bleibt der Gate-Anschluß des Transistors T 1 auf niedrigem Potential und der Transistor somit gesperrt, bis die Spannung an den Eingangsklemmen E, E′ wieder auf einen ungefährlichen Wert absinkt.Essentially simultaneously with the blocking of the transistor T 1 , the voltage at the output of the rectifier 18 rises, so that the voltage across the resistor R 15 rises proportionally and the shunt regulator 21 turns on, so that the light transmitter of the optocoupler 20 via the parallel connection of resistor R 16 and capacitor C 8 is supplied with current and turns on the transistor of the optocoupler 20 . Here, the capacitor C 8 accelerates the switching process. As soon as the transistor of the optocoupler 20 is turned on, the inverting input of the comparator V 1 reaches a high potential (compared to its non-inverting input), so that the output transistor of the comparator V 1 is controlled fully. Even if the output transistor of the comparator V 3 opens again, the gate terminal of the transistor T 1 remains at a low potential and the transistor is thus blocked until the voltage at the input terminals E, E ' drops again to a harmless value.

Beim erstmaligen Einschalten einer kapazitiven Last läuft der oben beschriebene Vorgang ähnlich ab, wobei allerdings der Ausgangstransistor des Komparators V 1 immer gesperrt bleibt, da die Eingangsspannung den durch den Shuntregler 21 vorgegebenen Wert nicht übersteigt. Sobald in diesem Fall der Transistor T 1 sperrt und demzufolge die Spannung über dem Meßwiderstand RM wieder sinkt, so daß der Ausgangstransistor des Komparators V 2 sperrt, steigt die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Komparators V 3 an. Diese Anstiegszeit wird aber durch die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters, bestehend aus Widerstand R 22 und Kondensator C 10 bestimmt, so daß eine maximale Schalt­ frequenz des Transistors T 1 eingestellt wird. In jedem Fall ist durch die Anordnung sichergestellt, daß der Transistor T 1 nicht im A-Betrieb arbeitet. Wesentlich an dieser Anordnung ist dabei, daß das Sperren des Transistors T 1 schnell erfolgt (bestimmt durch den Ausgangswiderstand des Komparators V 2 und den Kondensator C 10), während das Durchsteuern des Transistors T 1 verzögert (bestimmt durch R 22 und C 10) erfolgt. When a capacitive load is switched on for the first time, the process described above takes place in a similar manner, but the output transistor of the comparator V 1 always remains blocked, since the input voltage does not exceed the value specified by the shunt regulator 21 . As soon as the transistor T 1 blocks in this case and consequently the voltage across the measuring resistor RM drops again, so that the output transistor of the comparator V 2 blocks, the voltage at the non-inverting input of the comparator V 3 increases . This rise time is determined by the time constant of the low-pass filter, consisting of resistor R 22 and capacitor C 10 , so that a maximum switching frequency of the transistor T 1 is set. In any case, the arrangement ensures that transistor T 1 does not operate in A mode. It is essential to this arrangement that transistor T 1 is turned off quickly (determined by the output resistance of comparator V 2 and capacitor C 10 ), while transistor T 1 is turned on with a delay (determined by R 22 and C 10 ) .

Selbstverständlich sind weitere Modifikationen der Anordnung möglich und liegen im Rahmen des Erfindungsgedankens, wobei insbesondere die Strommessung über eine Messung des Magnet­ feldes der Spulen L 1 und/oder L 2 z. B. mittels eines Hall- Elementes erfolgen kann.Of course, further modifications of the arrangement are possible and are within the scope of the inventive concept, in particular the current measurement by measuring the magnetic field of the coils L 1 and / or L 2 z. B. can be done by means of a Hall element.

Claims (10)

1. Schutzschaltung für kapazitive Lasten zum Schutz gegen pulsförmige Überspannungen (Störimpulse) im Wechselstrom- Versorgungsnetz, insbesondere solche gemäß DIN VDE 160/01. 86, gekennzeichnet durch
eine Stromabtasteinrichtung (11, 13, 14) zum Abtasten des in die Last (10) fließenden Stromes und zum Abgeben eines ersten Sperrsignales mindestens dann, wenn der Betrag des abgetasteten Stroms einen voreingestellten Maximal­ strom überschreitet,
eine Spannungsabtasteinrichtung (15-18) zum Abtasten der Spannung im Versorgungsnetz und zum Abgeben eines zweiten Sperrsignals dann, wenn der Betrag der abgetasteten Spannung eine voreingestellte Maximalspannung überschreitet, und durch
eine steuerbare Schalteinrichtung (12, 19), die derart ausge­ bildet und in gesteuerter Verbindung mit der Strom- und der Spannungsabtasteinrichtung steht, daß die Last (10) dann Versorgungsnetz getrennt wird, wenn mindestens eines der zwei Sperrsignale vorliegt.1. Protection circuit for capacitive loads to protect against pulsed overvoltages (interference pulses) in the AC supply network, especially those in accordance with DIN VDE 160/01. 86, characterized by
a current sampling device ( 11, 13, 14 ) for sampling the current flowing into the load ( 10 ) and for emitting a first blocking signal at least when the amount of the sampled current exceeds a preset maximum current,
a voltage sampling device ( 15-18 ) for sampling the voltage in the supply network and for emitting a second blocking signal when the amount of the sampled voltage exceeds a preset maximum voltage, and by
a controllable switching device ( 12, 19 ) which forms out and is in controlled connection with the current and voltage sensing device that the load ( 10 ) is then disconnected from the supply network when at least one of the two blocking signals is present. 2. Schutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromabtasteinrichtung (11, 13, 14) eine Verzögerungs­ einrichtung (R 6, C 1; R 22, C 10) umfaßt, die derart ausgebildet ist, daß mindestens nach dem Unterschreiten des Maximalstroms das erste Sperrsignal während einer definierten Verzögerungs­ zeit weiterhin abgegeben wird.2. Protection circuit according to claim 1, characterized in that the current sensing device ( 11, 13, 14 ) comprises a delay device ( R 6 , C 1 ; R 22 , C 10 ) which is designed such that at least after falling below the maximum current the first blocking signal continues to be emitted during a defined delay time. 3. Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung ein RC-Tiefpaßfilter (C 1, R 6, R 7; R 22, C 10) umfaßt.3. Protection circuit according to claim 2, characterized in that the delay device comprises an RC low-pass filter (C 1 , R 6 , R 7 ; R 22 , C 10 ). 4. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine, vom Laststrom beaufschlagte Filteranordnung (L; L 1, L 2, C 5, C 6) vorgesehen und derart ausgebildet ist, daß hoch­ frequente Störspannungen und/oder Rückwirkungen der Last gefiltert werden.4. Protection circuit according to one of the preceding claims, characterized in that a, loaded by the load current filter arrangement (L; L 1 , L 2 , C 5 , C 6 ) is provided and designed such that high-frequency interference voltages and / or effects of the load be filtered. 5. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter (12) einen (einzigen) Transistor (T 1) im Querzweig einer Brückenschaltung aus antiparallel geschalteten Dioden (D 4-D 7) umfaßt.5. Protection circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the controllable switch ( 12 ) comprises a (single) transistor (T 1 ) in the transverse branch of a bridge circuit of antiparallel connected diodes (D 4 - D 7 ). 6. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabtasteinrichtung (15-18) und/oder die Stromabtasteinrichtung (11, 13, 14) einen Optokoppler (20) zum galvanischen Abtrennen des Sperrsignales umfassen. 6. Protection circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the voltage sensing device ( 15-18 ) and / or the current sensing device ( 11, 13, 14 ) comprise an optocoupler ( 20 ) for the galvanic separation of the blocking signal. 7. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Strom- und Spannungsabtasteinrichtungen (11, 13, 14; 15-18) über eine Stromversorgungseinheit (C, Z 1, R 1; 18, R 13, C 7, Z 5, R 17, C 9, Z 6, 22) mit elektrischer Energie versorgt werden, in der Energie aus dem Versorgungsnetz speicherbar ist.7. Protection circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the current and voltage sensing devices ( 11, 13, 14; 15-18 ) via a power supply unit (C, Z 1 , R 1; 18 , R 13 , C 7 , Z 5 , R 17 , C 9 , Z 6, 22 ) are supplied with electrical energy in which energy from the supply network can be stored. 8. Schutzschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Schaltereinrichtung eine Oder-Verknüpfungs­ schaltung (19; V 1, V 3, R 21) umfaßt, deren Eingänge mit den Ausgängen von Komparatoranordnungen (13, 15; V 2, 21) zum Erzeugen der beiden Sperrsignale verbunden sind.8. Protection circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the controllable switch device comprises an OR logic circuit ( 19 ; V 1 , V 3 , R 21 ), the inputs of which are connected to the outputs of comparator arrangements ( 13, 15 ; V 2, 21 ) are connected to generate the two blocking signals. 9. Verwendung der Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8 zum Schutz von primär getakteten Netzgeräten gegen Störimpulse.9. Use of the device according to one of the claims 1 to 8 to protect primary clocked power supplies against Glitches. 10. Verwendung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Schutzschaltung nach dem Eingangsgleichrichter (G) des primär getakteten Netzgerätes aber vor dessen Glättungs­ kondensatoren angeordnet ist.10. Use according to claim 9, characterized in that the protective circuit is arranged after the input rectifier (G) of the primary clocked power supply unit but before its smoothing capacitors.