DE3633591C2 - Innerer Volldifferenzoperationsverstärker für integrierte CMOS-Schaltungen - Google Patents

Innerer Volldifferenzoperationsverstärker für integrierte CMOS-Schaltungen

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Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Volldifferenzoperationsverstärker, der als ein sogenannter "innerer" Verstärker in monolithischen integrierten Schaltungen in CMOS-Technik, typischerweise für Integratoren, verwirklicht ist.
Unter in monolithische integrierte Schaltungen eingebauten Operationsverstärkern sind nur wenige dazu bestimmt, eine außerhalb der Schaltung angeordnete Last zu versorgen. Für diese Verstärker (sogenannte "Ausgangspuffer") ist die Last sowohl ihrer Art als auch ihrer Größe nach nicht vorhersehbar, sie kann beispielsweise eine ohm'sche Last von von weniger als 1 kΩ Widerstand oder eine kapazitive Last von mehreren 100 pF Kapazität sein, und diese Verstärker müssen darüber hinaus in der Lage sein, Gleichtaktsignalen beachtlicher Amplitude an ihren Eingängen zu widerstehen.
Die meisten in integrierten MOS-Schaltungen verwendeten Transistoren arbeiten stattdessen auf innere Lasten, die in der Entwurfsphase der Schaltung exakt definiert werden und oft vom ausschließlich kapazitiven Typ (von wenigen pF) sind. Diese Verstärker sind sogenannte "innere" Operationsverstärker, die darüber hinaus nicht unbedingt Gleichtaktspannungen an ihren Eingängen widerstehen müssen. Ein Verstärker dieser Art wird beispielsweise als Integrator verwendet. Von diesen Operationsverstärkern erwartet man die folgenden Haupteigenschaften:
  • a) Eine hohe Schleifenverstärkung bei offener Schleife;
  • b) Die Neigung, ausschließlich kapazitive Lasten anzusteuern;
  • c) Kurze Ausregelzeit;
  • d) Breiter Bereich des Ausgangssignals;
  • e) Niedrige Verlustleistung;
  • f) Niedriges äquivalentes Eingangsrauschen;
  • g) Hohe Festigkeit gegenüber der Stromversorgung überlagerten Störungen;
  • h) Kleiner Platzbedarf.
In letzter Zeit sind Verstärker mit einem Differenzausgang in Verwendung gekommen, bei denen das Ausgangssignal nicht aus der Differenz zwischen einer einzelnen Spannung und einem festen Bezug (wie bei Eintaktverstärkern) zusammengesetzt wird, sondern aus der Differenz zwischen den zwei Ausgängen, die sich als symmetrisch in bezug auf den festen Bezug erweisen. Dieser Bezug wird auf eine solche Größe eingestellt, die von den Potentialen der Versorgungsanschlüsse gleiche Abstände hat. Bei diesen Verstärkern besteht daher ein bedeutendes Problem darin, eine Rückkopplungsschleife zu gestalten, die den Gleichtakt der Ausgangsspannung auf eine Spannung bringt, die dicht bei dem Bezug liegt, damit der Ausschlag des Ausgangs symmetrisch sein kann.
Die Verwendung von Volldifferenzverstärkern hat sich vor allem deshalb ausgebreitet, weil auf diese Weise eine bessere Unterdrückung von Störungen auf der Stromversorgung erzielt wird und weil eine Amplitude des Ausgangssignals erzielbar ist, die doppelt so groß im Vergleich zu derjenigen ist, die mit Eintaktverstärkern erhalten werden kann.
Einige Ausführungsbeispiele für Volldifferenzoperationsverstärker sind in dem Artikel "MOS Operational Amplifier Design - A Tutorial Overview" von P. R. Gray und R. G. Mayer in IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC-17, No. 6, Dezember 1982 beschrieben.
In der NMOS-Technologie werden diese Verstärker in zwei Stufen hergestellt, um die benötigte hohe Verstärkung zu erzielen. Beispiele dieser zweistufigen Verstärker findet man auch in der CMOS-Technologie. Diese zweistufigen Verstärker haben jedoch den Nachteil, daß sie einen Kompensationskondensator benötigen, der proportional der Lastkapazität ist. Diese Kompensation, die außerdem einen nicht unbedeutenden Platzbedarf hat, kann für die Stabilität des Verstärkers kritisch sein und ändert sich darüber hinaus entsprechend der speziellen Situation, in der der Verstärker verwendet wird, weil die Lasten im allgemeinen nicht immer gleich sind. Die Kompensationskapazität verlängert auch die Ausregelzeit, da die Lastkapazität steigt.
Es ist bekannt, diese Nachteile bei einem integrierten Differenzverstärker dadurch zu überwinden, daß man eine Differenzeingangsstufe verwendet, die von einer "gefalteten Kaskoden"-Stufe gefolgt wird, die jene Stufe ist, in der die Verstärkung entwickelt ist, d. h. wo der Punkt hoher Impedanz liegt. Auf diese Weise wird der Kompensationskondensator vermieden, wodurch die Stabilitätsprobleme beseitigt werden, jedoch ist die Ausregelzeit noch immer in jedem Falle durch die Lastkapazität selbst verlängert.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die bekannte einstufige Lösung zu verbessern, die Anzahl verwendeter Transistoren zu verringern und auf diese Weise sowohl den Platzbedarf als auch die Verlustleistung zu vermindern und dabei Eigenschaften zu bewahren, die gleich jenen der bekannten Lösung sind.
Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 beschriebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 eine Schaltung eines bekannten Volldifferenzoperationsverstärkers;
Fig. 2 eine Schaltung eines Volldifferenzoperationsverstärkers nach einer bevorzugten Ausführung der Erfindung;
Fig. 3 ein Bode-Diagramm, das das Betriebsverhalten des Verstärkers nach Fig. 1 angibt, wenn die Last sich ändert;
Fig. 4 ein beispielhaftes Layout einer Ausführungsform eines Verstärkers entsprechend der Schaltung nach Fig. 2, und
Fig. 5 ein Anwendungsbeispiel eines Verstärkers nach der vorliegenden Erfindung zur Ausbildung eines Volldifferenzintegrators.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird ein Differenzoperationsverstärker als Beispiel für den der Erfindung nächstkommenden Stand der Technik beschrieben. Der Verstärker ist vom "gefalteten Kaskoden"-Typ mit zwei Schaltungszweigen und einer Differenzeingangsstufe.
Ein Zweig der Schaltung enthält einen ersten Transistor M1 mit einem N, dessen Drainelektrode mit der Sourceelektrode eines zweiten identischen Transistors M2 verbunden ist. Ein dritter Transistor M3 mit einem P-Kanal ist mit seiner Drainelektrode mit der Drainelektrode des zweiten Transistors M2 und an seiner Sourceelektrode mit der Drainelektrode eines vierten Transistors M4 verbunden, dessen Sourceelektrode wiederum mit einer positiven festen Versorgungsspannung VDD verbunden ist. Die Sourceelektrode M1 des ersten Transistors M1 ist mit der Drainelektrode eines Transitors M5 verbunden, der einen N-Kanal hat, wobei die Sourceelektrode des Transistors M5 mit einer festen negativen Versorgungsspannung VSS verbunden ist.
Die Gateelektroden der vier Transistoren sind durch entsprechende feste Vorspannungen VB1, VB2, VB3, VB4 vorgespannt.
Der Verbindungspunkt Q zwischen den Transistoren M1 und M2 wird von der Drainelektrode eines P-Kanal-Transistors M7 angesteuert, der zu einer Differenzeingangsstufe gehört, bestehend außer dem Transistor M7 aus einem weiteren symmetrischen Transistor M6, wobei die Sourceelektroden beider Transistoren von der Drainelektrode eines Transistors M8 vom P-Kanal-Typ angesteuert sind, dessen Sourceelektrode mit der Versorgungsspannung VDD verbunden ist und der an seiner Gateelektrode durch dieselbe Vorspannung VB4 vorgespannt ist, die den Transistor M4 vorspannt. Die Gateelektroden der Transistoren M6 und M7 erhalten die Eingangssignale Vi+ und Vi-, d. h. in nicht invertierter und in invertierter Form.
Ein zweiter Zweig der "gefalteten Kaskoden"-Schaltung enthält Transistoren M11, M12, M13, M14, die mit den zuvor beschriebenen Transistoren M1, M2, M3, M4 völlig vergleichbar sind und miteinander und mit der Stromversorgung sowie den Vorspannungen in der gleichen Weise verbunden sind.
Der Verbindungspunkt R zwischen den Transistoren M11 und M12 wird von der Drainelektrode des Transistors M6 der oben beschriebenen Differenzstufe angesteuert.
Die Drainelektroden H, K der zweiten Transistoren in den zwei Schaltungszweigen bilden die zwei Ausgangsanschlüsse des Verstärkers, und die Differenzausgangssignale Vu+ und Vu- sind weiterhin mit den Eingängen einer Gleichtaktrückkopplungsschaltung CMFB an sich bekannter Art verbunden, die von einer Spannung VB5 vorgespannt ist, und die den Transistor M5 ansteuert, um den Gleichtakt der Ausgänge um eine Bezugsspannung zu stabilisieren, die gewöhnlich auf Massepegel eingestellt ist.
Jeder der zwei Transistoren M6 und M7 bildet eine "gefaltete Kaskode" mit dem entsprechenden Zweig der zugehörigen Schaltung.
Der bekannte Verstärker nach Fig. 1 hat die folgenden bemerkenswerten Eigenschaften im Hinblick auf die früheren zweistufigen Verstärker:
  • a) Die Spannungsverstärkung bei offener Schleife ist etwa gleich;
  • b) Die Stabilität ist höher, wenn die kapazitive Last ansteigt;
  • c) Die Ausregelzeit der einzigen Stufe ist kürzer;
  • d) Die Amplitude der Ausgangsspannung ist fast gleich, solange die Vorspannungen so gewählt sind, wie nachfolgend angegeben;
  • e) Die Verlustleistung ist kleiner;
  • f) Das äquivalente Eingangsrauschen ist geringfügig kleiner;
  • g) Die Unterdrückung von Störungen in der Stromversorgung ist vergleichbar;
  • h) Der Platzbedarf geringer.
Unter Bezugnahme auf Fig. 2 wird eine bevorzugte Ausführungsform eines inneren Volldifferenzoperationsverstärkers für integrierte CMOS-Schaltungen beschrieben, die die bekannte Schaltung nach Fig. 1 verbessert. Zur Vereinfachung werden dieselben Bezugszeichen, wie in Fig. 1, für vergleichbare Teile verwendet.
Auf eine Weise, die vergleichbar jener in Verstärker nach Fig. 1 ist, enthält der Verstärker nach Fig. 2 ebenfalls zwei Schaltungszweige, die aus Transistoren M1, M2, M3, M4 bzw. M11, M12, M13, M14 bestehen, die miteinander und mit den Stromversorgungsspannungen auf die gleiche Weise verbunden sind, wie die Transistoren von Fig. 1. Die Gateelektroden der Transistoren M2, M3, M4 sowie M12, M13, M14 sind von den Vorspannungen VB2, VB3, VB4 vorgespannt, die auf bekannte Weise erzeugt werden, während die Gateelektrode der Transistoren M1 und M11 die Eingangsanschlüsse für das Signal in nicht invertierter und invertierter Form bilden. Jeder der zwei Zweige der Schaltung bildet daher eine Kaskodenstufe.
Die Vorspannungen VB2, VB3 und VB4 sind vorzugsweise auf solche Grenzwerte beschränkt, die die größtmögliche Amplitude des Ausgangssignals ermöglichen. Mit der Gate-Source-Spannung VGS der Transistoren der Schaltung und der minimalen Sättigungsdrainspannung VDSAT (VDSAT = VGS - VT, wobei VT die Schwellenspannung ist) ergeben sich diese Grenzwerte wie folgt:
VB4 muß ein VGS unter VDD sein;
VB3 muß ein VGS + VDSAT unter VDD sein;
VB2 muß ein VGS + 2VDSAT oberhalb VSS sein
Weiterhin muß der Spannungsbezug für das Eingangssignal ein VGS + VDSAT oberhalb VSS sein, während der Spannungsbezug VB5 für im Gleichtaktrückkopplungskreis ein VGS oberhalb VSS sein muß.
Mit diesen Vorgaben für die Vorspannungen erstreckt sich der zulässige Amplitudenbereich des Ausgangssignals von VSS + 3VDSAT auf der negativen Seite bis VDD - 2VDSAT auf der positiven Seite.
Die Ausführungsform nach Fig. 2 enthält ebenfalls eine Gleichtaktrückkopplungsschaltung CMFB, die in der bevorzugten Ausführungsform zwei Kondensatoren C1 und C2 enthält, die zwischen die entsprechenden Ausgangspunkte H und K auf der einen Seite und die Gateelektrode eines Transistors M5 auf der anderen Seite geschaltet sind, und weiterhin zwei Kondensatoren C3 und C4, die von Doppelschaltern S1, S2, S3, S4 (von einem Taktgenerator, der nicht dargestellt ist, da er in der Technik geschalteter Kondensatoren bekannt ist) alternierend zwischen den Enden der Kondensatoren C1 und C2 und der Vorspannungen VB5 umgeschaltet werden. Wie in der MOS-Technologie bekannt, sind diese geschalteten Kondensatoren Widerständen äquivalent, die ständig den Kondensatoren C1 und C2 parallel geschaltet sind.
Um die Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 2 zu verstehen, sei betont, daß bei fehlendem Signal der von M5 erzeugte Gesamtstrom It zwischen den zwei Zweigen gleich aufgeteilt wird. Die zwei identischen Ströme I₁ und I₂ in M1 und M2 werden durch die Gleichtaktrückkopplungsschaltung so verstellt, bis sie gleich I₃ und I₄ werden. Wenn dieser Zustand eingetreten ist, dann ist die Gleichtaktspannung der Ausgänge Vu+ und Vu- (d. h. der Wert (Vu+ + Vu-/2) etwa gleich der Massespannung).
Die Anwesenheit eines Differenzsignals Vi ruft eine Änderung der Ströme I₁ und I₂ in einander entgegengesetzten Richtungen hervor, d. h. in M1 fließt ein größerer Strom, während der Strom in M11 im gleichem Umfang geringer wird. Diese Stromdifferenz erscheint an der sehr hohen Impedanz des Ausgangsanschlusses (da er nicht den zwei parallelgeschalteten Kaskodenschaltungen zugeführt ist) und erzeugt zwei gleich große und einander entgegengesetzte Spannungssignale. Augenscheinlich bleibt der Gleichtakt (gegeben durch die halbe Summe der Ausgänge) unverändert, so daß die Schaltung CMFB jedenfalls nicht durch den Betrieb des Differenzverstärkers beeinflußt wird, noch wird letzterer durch die CMFB-Schaltung beeinflußt.
Die Kondensatoren der Gleichtaktrückkopplungsschaltung (C1 bis C4) bilden eine feste innere Last für den Volldifferenzverstärker, und als Folge ist die Schaltung selbst beim Fehlen einer äußeren Last stabil, wie durch das Diagramm von Fig. 3 gezeigt, das die Bode-Diagramme des Verstärkers für äußere kapazitive Lasten CL, CL′, CL′′ darstellt, die von CL=0 ausgehend zunehmen.
In Fig. 4 ist beispielhaft nur ein bevorzugtes Layout des Volldifferenzverstärkers nach Fig. 2 gezeigt. In dem Layout sind die isolierten Bereiche mit dickerer Linie eingezeichnet. Ein Bereich (Wellbereich) mit invertierter Substratpolarität ist mit strichpunktierter Linie umgrenzt. Die schattierten Flächen und jene mit einem diskontinuierlichen Rand sind Metallisierungen, und die gepünktelten Flächen stellen polykristallines Silizium dar, gewöhnlich "Poly" genannt. Die Quadrate sind Kontakte, d. h. Löcher zwischen den isolierenden Oxidschichten, und in einem Falle zwischen den übereinanderliegenden Schichten aus Halbleitermaterial und Metall, und im anderen Falle zwischen den übereinanderliegenden Schichten aus polykristallinem Silizium und Metall.
In Fig. 4 sind die Metalleitungen bezeichnet, die die entsprechenden Spannungen VDD, VSS, VB2, VB3 und VB4 führen. Bezüglich des polykristallinen Siliziums bildet die Leitung oder Spur 16 die Gateelektroden der Transistoren M4 und M14 (jeweils in den zwei isolierten Bereichen 17 und 18), und in gleicher Weise bildet die Leitung 19 die Gateelektrode der Transistoren M3 und M13. Die Leitung 20 bildet (jeweils in den zwei isolierten Bereichen 21 und 22) die Hälfte der Gateelektrode der Transistoren M2 und M12, während die Leitung 23 die andere Hälfte der Gateelektroden derselben Transistoren bildet.
Die Leitungen 24 und 25 bilden zusammen die Gateelektrode des Transistors M1. Die zwei Leitungen sind über eine Metallisierungsverbindung miteinander verbunden, und von diesen erstreckt sich die Leitung 25 gegen den (nicht dargestellten) Rest der monolithischen Schaltung, um das nicht-invertierte Eingangssignal Vi+ zu erhalten. Gleiches gilt für die Leitungen 26 und 27, soweit der Transistor M11 betroffen ist, und das invertierte Eingangssignal Vi-.
Schließlich bildet die kalte Leitung 28 die Gateelektrode des Transistors M5 und erstreckt sich gegen den Rest der Schaltung, um mit der CMFB-Schaltung (die in dem Layout nach Fig. 4 nicht enthalten ist) und mit ihrer Vorspannung VB5 verbunden zu sein.
Auf der Grundlage der Beschreibung, die anhand der Fig. 4 gegeben wurde, und dem Schaltbild nach Fig. 2 erkennt der Fachmann die Sourceelektroden und Drainelektroden der verschiedenen Transistoren.
Bezüglich der bekannten Lösung nach Fig. 1 weist der Verstärker nach der vorliegenden Erfindung verschiedene Vorteile auf, von denen folgende hervorzuheben sind:
  • a) Die von dem Layout eingenommene Fläche ist kleiner, weil drei Transistoren eingespart werden und weil eine kompaktere Ausführungsform des Layout selbst erzielt werden kann.
  • b) Die Verlustleistung ist kleiner, weil nur zwei Zweige anstelle von vier Zweigen bei der bekannten Ausführungsform Strom führen.
  • c) Der der äußeren Last zugeführte Maximalstrom ist sowohl für den Verstärker nach Fig. 2 als auch für den nach Fig. 1 durch den Strom bestimmt, der an den Ausgangstransistoren (d. h. M3, M4, M13, M14) zur Verfügung steht, so daß das dynamische Verhalten vergleichbar (oder bei der Schaltung nach der Erfindung geringfügig besser) ist, obgleich bei der erfindungsgemäßen Schaltung die Verlust- Leistung verringert ist.
Umgekehrt sei hervorgehoben, daß während der Schaltung nach Fig. 1 die Eingänge auf Masse bezogen sind, die Bezugsspannung bei dem Verstärker nach der Erfindung negativ sein muß und eine Größe haben muß, die durch eine Vorspannung geeigneter Weise festgelegt wird, die, wie oben beschrieben, in der integrierten Schaltung vorhanden sein muß. Diese Bedingung stellt jedoch keine echte Einschränkung dar, weil die inneren Operationsverstärker keinen Gleichtakteingangssignalen "widerstehen" müssen. Die Eingänge sind in der Tat stets sehr nahe an einem festen Bezugswert, und es macht nichts aus, was dieser Wert ist.
In Fig. 5 ist mit 50 der gesamte Verstärker bezeichnet, dessen Schaltung in Fig. 2 dargestellt ist und der hier bei einem Integrator Verwendung findet. Zwischen den Ausgängen und den Eingängen, jeweils Vu+ und Vi- einerseits sowie Vu- und Vi+ andererseits sind entsprechende Integrationskondensatoren Ci geschaltet. Die Eingangssignale Vin- und Vin+ werden dem Verstärker über entsprechende geschaltete Kondensatoren CS zugeführt, die zu der Vorspannung V1 führen und die in ähnlicher Weise wie jene angeordnet sind, die in Fig. 2 beschrieben sind.

Claims (7)

1. Innerer Volldifferenzoperationsverstärker für integrierte Schaltungen des CMOS-Typs, enthaltend zwei CMOS-Kaskodeschaltungen, die einander identisch sind und jeweils einen ersten und einen zweiten Transistor (M1, M2; M11, M12) mit einem Kanal einer ersten Polarität und einen dritten und einen vierten Transistor (M3, M4; M13, M14) mit einem Kanal der entgegengesetzten Polarität aufweisen, wobei die Drainelektrode des ersten Transistors (M1; M11) mit der Sourceelektrode des zweiten Transistors (M2; M12) verbunden ist, die Drainelektrode des vierten Transistors (M4; M14) mit der Sourceelektrode des dritten Transistors (M3; M13) verbunden ist, die Drainelektroden des zweiten (M2; M12) und des dritten (M3; M13) Transistors miteinander verbunden sind und den einen (H) der Ausgangsanschlüsse des Verstärkers bilden, die Sourceelektroden der ersten Transistoren (M1; M11) der zwei Kaskodenschaltungen gemeinsam mit der Drainelektrode des fünften Transistors (M5) verbunden ist, der die erste Polarität aufweist, dessen Sourceelektrode mit einer ersten Versorgungsspannung (VSS) versorgt ist, und die Sourceelektroden der vierten Transistoren (M4; M14) der zwei Kaskodeschaltungen mit einer zweiten Versorgungsspannung (VDD) versorgt sind, die zwei Eingangssignale mittels einer Kondensator- und Schaltereinrichtung, die Eingangswiderstände simulieren, jeweils den Gateelektroden der zwei ersten Transistoren (M1; M11) zugeführt sind, die anderen drei Gateelektroden einer jeden Kaskodeschaltung durch entsprechende feste Vorspannungen (VB2, VB3, VB4) vorgespannt sind, die Gateelektrode des fünften Transistors (M5) durch eine zugehörige feste Vorspannung (VB5) mittels einer Kondensator-(D1 bis C4) und die Schalteranordnung (S1 bis S4), die eine Gleichtaktrückkopplungsschaltung bilden, vorgespannt ist.
2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Vorspannung (VB) der Gateelektroden der ersten Transistoren (M1; M11) der zwei Kaskodeschaltungen um einen Wert oberhalb der ersten Versorgungsspannung (VSS) liegt, der gleich der Gate-Source-Spannung (VGS) zuzüglich dem Wert der minimalen Sättigungsdrainspannung (VDSAT) ist.
3. Operationsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Vorspannung (VB3) der Gateelektroden der dritten Transistoren (M3; M13) der zwei Kaskodeschaltungen um einen Wert unterhalb der zweiten Versorgungsspannung (VDD) Wert liegt, der gleich der Gate-Source-Spannung (VGS) zuzüglich dem Wert der minimalen Sättigungsdrainspannung (VDSAT) ist.
4. Operationsverstärker nach Anspruch 3, bei dem die Vorspannung (VB4) der Gateelektroden der vierten Transistoren (M4; M14) der zwei Kaskodeschaltungen um einen Wert unterhalb der zweiten Versorgungsspannung (VDD) liegt, der gleich der Gate-Source-Spannung (VGS) ist.
5. Operationsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Versorgungsspannung (VB), die das Gate des fünften Transistors (M5) über die Gleichtaktrückkopplungsschaltung ansteuert, um einen Wert oberhalb der ersten Versorgungsspannung (VSS) liegt, der gleich der Gate-Source-Spannung (VGS) ist.
6. Operationsverstärker nach Anspruch 5, bei dem die Gleichtaktrückkopplungsschaltung ansteuert, um einen Wert liegt oberhalb der ersten Versorgungsspannung (VSS) liegt, der gleich der Gate-Source-Spannung (VGS) ist.
7. Operationsverstärker nach Anspruch 5, bei dem die Gleichtaktrückkopplungsschaltung enthält: Zwei feste Kondensatoren (C1, C2), die jeweils ein Ende mit dem Gate des fünften Transistors (M5) verbunden haben und ihr anderes Ende jeweils mit einem der Ausgangsanschlüsse (H, K) des Differenzverstärkers verbunden ist, und zwei weitere geschaltete Kondensatoren (C3, C4), deren Enden jeweils mit steuerbaren Doppelschaltern (S1, S2, S3, S4) verbunden sind, um alternierend diese weiteren Kondensatoren (C3, C4) den genannten festen Kondensatoren (C3, C4) parallel zu schalten und zwischen Masse und eine Vorspannung (VB5) zu schalten.
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